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Wellenleiter-Bandpaßfilter
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Die Erfindung bezieht sich auf Wellenleiter-Bandpaßfilter für elektrische
Transversalwellen (TE) mit geringem Einführungsverlust, wobei ein hoher unbelasteter
Q-Faktor angestrebt wird; dieser Faktor ist ein Qualitätsfaktor, der den Halbband-Einführungsverlust
einer bestimmten Filteranordnung bestimmt und zu diesem umgekehrt proportional ist.
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Bekannte rechteckige Wellealeiter-Bandpaßfilter verwenden synchron
abgestimmte rechteckige Hohlräume in Kaskade. Diese Filter sind aus einem geraden
Wellenleiterabschnitt aufgebaut, in welchem die Hohlräume unter Verwendung von induktiven
Pfosten oder Blenden gebildet sind. Eine neuere Entwicklung eines Mikrowellenfilters
vom Wellenleitertyp ist das Zweifachmodus-Filter. Bei derartigen Filtern werden
quadratische oder zylindrische Resonatoren verwendet, die im TE101- bzw. TE111-Modus
arbeiten. Die Länge jedes Hohlraums ist gleich der halben Rohrwellenlänge bei der
Filtermittelfrequenz, und der unbelastete Q-Faktor ist ungefähr gleich dem Q-Faktor
der rechteckigen Wellenleiterfilter.
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Für diese Arten von Filtern fällt der unbelastete Q-Faktor mit ansteigender
Frequenz ab.
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Die Vorteile und die baulichen Einzelheiten von Zweifachmodus-Filtern
werden z. B. in dem am 21. März 1972 veröffentlichten kanadischen Patent 896 116
beschrieben. Ein derartiges Filter ist viel leichter als die üblichen Filter, und
ferner ermöglicht es seine mechanische Struktur, elliptische Filterfunktionen zu
erzielen.
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Die oben beschriebenen Filterarten können bei sorgfältigem Vorgehen
so realisiert werden, daß sie unbelastete Q-Werte von 10000 bei 4 GHz und 5000 bei
12 GHz aufweisen. Dies bedeutet, daß der Halbband-Einführungsverlust eines Filters
bei 12 GHz, welches dieselbe prozentuale Bandbreite und dieselben weiteren Durchlaßeigenschaften
aufweist wie ein bei 4 GHz arbeitendes Filter, zweimal so groß ist. In modernen
Übertragungssystemen wäre die Realisierung von Filtern mit höheren unbelasteten
Q-Werten vorteilhaft, insbesondere bei Frequenzen oberhalb von 10 GHz. In Satellitensystemen
würde ein zweiter wesentlicher Vorteil erreicht werden, wenn das Volumen und damit
das Gewicht derartiger Filter minimal gehalten werden könnten.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Wellenleiter-BandpaBfilter
zu schaffen, welches bedeutend höhere unbelastete Q-Werte aufweist als bekannte
Filter und welches daher einen wesentlich verringerten Halbband-Einführungsverlust
ergibt.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Filter
M mit Kopplungsmitteln versehene Wellenleiter-Resonanzhohlräume aufweist, wobei
M eine ganze Zahl ist, und daß jeder der Hohlräume eine Länge aufweist, die gleich
dem nfachen der halben Wellenleiter-Wellenlänge ist, wobei n dem dritten Modusindex
einer zu übertragenden Mikrowelle vom E-Schwingungsmodus entspricht und größer als
eins ist.
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Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachstehend anhand
der beiliegenden Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen: Fig. 1A u. 1B perspektivisch
erfindungsgemäße Mikrowellen-Bandpaßfilter vom Zweifachmodus TE10n und EE11n, wobei
die Filter aus quadratischen bzw. zylindrischen Hohlräumen jeweils derselben Querschnittsfläche
zusammengesetzt sind; Fig. 1C u. 1D Querschnittsansichten entlang den Linien 0-0
bzw. D-D der Fig. 1A bzw. 1B; Fig. 2A u. 2B quadratische bzw. zylindrische Filter,
die mit Hohlräumen verschiedener Querschnittsflächen versehen sind gemäß einer anderen
erfindungsgemäßen Ausführungsform; Fig. 3 ein Bandpaßfilter, welches gemäß einer
weiteren Ausführungsform in Kaskade angeordnete zylindrische und quadratische Hohlräume
verschiedener Querschnittsflächen aufweist; und Fig. 4A u. 4B ein Bandpaßfilter
gemäß einer weiteren Ausführungsform bei dem ein einzelner rechteckiger Hohlraum
in Kaskade mit anderen quadratischen bzw. zylindrischen Hohlräumen angeordnet ist.
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Die Fig. 1A und 1B zeigen in perspektivischer Ansicht Zweifachmodus-Filter
mit hohem Q-Wert und geringem Einführungsverlust, die M in Kaskade geschaltete Hohlräume
aufweisen, von denen jeder die Länge "1t' hat, wobei M eine ganze Zahl
ist.
Das Filter von Fig. 1A ist ein E10n-Filterbestehend aus Hohlräumen S1...Sm mit quadratischer
Querschnittsfläche, während das Filter von Fig. 1B ein UE11n-Filter ist, welches
aus zylindrischen Hohlräumen C1...Cm besteht. Die jedes Filter bildenden Hohlräume
haben dieselbe Querschnittsfläche, und jeder Hohlraum ist 9 lang, wobei X g die
Rohrwellenlänge bei der Mittelfrequenz des Filters ist. Ferner ist die Höhe bzw.
der Durchmesser jedes Hohlraums sorgfältig aus bekannten Modus-Netzdiagrammen ausgewählt
im Hinblick auf einen optimalen Q-Wert und die Eliminierung von Streuvorgängen.
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Die Resonanz-Schwingungsmoden TE10nund TE11n, wobei n größer als eins
ist und der dritte Schwingungsmodus-Index ist, sind gewählt worden, um eine wirksame
Herabsetzung sowohl des Einführungsverlustes als auch des Volumens des Filters zu
erreichen. Bei den Ausführungsformen der Fig. 1A und 1B entspricht jeder Anstieg
des Index n einem weiteren Anstieg der Länge des Hohlraums um eine halbe Rohrwellenlänge.
Gemäß der Erfindung wird dadurch, daß n größer als eins gewählt wird, in Verbindung
mit der Länge jedes Hohlraums erreicht, daß der so erhaltene unbelastete Q-Wert
des Filters für die TE-Schwingungsmoden etwa 60 % größer ist als der von üblichen
Filtern, bei denen n gleich 1 ist.
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Somit wird bei den gezeigten Filtern eine Optimierung des unbelasteten
Q-Werts über eine Volumenoptimierung jedes Hohlraums erreicht, wobei das Volumen
proportional zur Lange desselben ist.
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In Fig. 1A und IB sind zwei benachbarte Hohlräume der Filter durch
eine koppelndereflektive Platte 1 bzw. 2 getrennt, die mit einem Schlitz oder einer
Blende 1 bzw. 2' versehen ist, und beide Filter werden durch Einlaßtore 3 bzw.
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5 und Auslaßtore 4 bzw. 6 begrenzt.
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Drei Abstimmschrauben pro Hohlraum werden verwendet, wobei diese Schrauben
in dem jeweiligen Hohlraum entlang einer vorbestimmten Querschnittsebene angeordnet
sind. Die Frequenz-Abstimmschrauben T1 und 2 sind um 90° voneinander getrennt und
sind ausgerichtet mit den beiden orthogonalen E-Feldkomponenten des Hohlraums, wie
man besser in den Fig. 1C und 1D sieht. Die Kopplungsschraube C kann bezüglich T1
und 2 unter irgendeinem Vielfachen von 450 angeordnet sein. Die Längslage Ls der
Schrauben ist eine Funktion des Modusindex n und bestimmt sich nach Ls = (2K-1)
Lj, wobei K eine ganze Zahl zwischen 1 und n ist. Vorzugsweise wird bei ungeradem
n Ls n Lj/2 gewählt und bei geradem n Ls nahe bei L/2 gewählt. L3 ist die Länge
des Hohlraums.
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Zwei Zweifachmodus-Filter der in Fig. 1A und 1Bgezeigten Art wurden
im Ubertragungsband 11,7-12,2 GHz verwirklicht.
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Bei beiden Filtern handelte es sich um einen eine elliptische Funktion
aufweisenden Vier-Abschnitt-Typ. Das Filter mit quadratischem Wellenleiter wurde
im TE103-Modus betrieben, und seine Seitenlänge betrug 2,184 cm. Das Filter mit
zylindrischem Wellenleiter wurde im TE112-Modus betrieben, und sein Durchmesser
D war 3,24 cm. Beide Filter hatten eine Bandbreite von 80 MHz, die bei 12 GHz zentriert
war, und einen gemessenen unbelasteten Q-Faktor von 8000. Die Kopplung von einem
Hohlraum zum anderen wurde über eine induktive Blende erreicht, und die im Band
auftretenden Streusignale waren mit einem Pegel von 35 dB unterhalb des Pegels des
in dem Durchlaßbereich übermittelten Nutzsignals.
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Die Fig. 2A und 2B zeigen weitere Anordnungen von erfindungsgemäßen
Bandpässen, wobei die verschiedenen in Kaskade angeordneten Hohlräume S1...Sm bzw.
C1...Cm, aus denen jedes Filter zusammengesetzt ist, verschiedene Querschnittsflächen
aufweisen zwecks verbesserter Eliminierung von Streuwellen.
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Auf diese Weise fallen die Streuungen irgendeines der Hohlräume nicht
mit den Streuungen der anderen Hohlräume zusammen und werden daher gedämpft. Der
Dämpfungsgrad der Streu-Durchlaßbereiche ist abhängig von der Anzahl der Filterabschnitte,
dem Übertragungsband und der Anzahl von nicht identischen Filterhohlräumen.
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Die Filter der Fig. 2A und 2B sind aus quadratischen oder zylindrischen
Hohlräumen mit allmählich oder sukzessiv zunehmenden und/oder abnehmenden Querschnittsflächen
aufgebaut. Solche Hohlräume können in der Weise in Kaskade geschaltet werden, daß
der Hohlraum mit der kleinsten oder größten Querschnittsfläche sich in der Mitte
des Filters befindet und mehrere Paare von quadratischen oder zylindrischen Hohlräumen
unter Wahrung der Symmetrie angeordnet werden.
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Bei den Anordnungen der Fig. 2A und 2B kann durch Eliminierung des
Streuverhaltens das Hohlraumvolumen für höhere Werte des unbelasteten Q-Baktors
optimiert werden. Die Lage der Abstimmschrauben (nicht gezeigt) ist dieselbe wie
bei den Filtern von Fig. 1; die Hohlraumlänge ist jedoch gleich , , , wobei X gcdie
Hohlraum-Rohrwellenlänge und n der Modusindex ist.
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Ein Filter vom eine elliptische Funktion aufweisenden Vier-Abschnitt-Typ
(four-section) mit Hohlräumen einer Höhe von 2,184 cm und 2,286 cm sowie ein Filter
mit zylindrischen Hohlräumen und Durchmessern von 3,239 cm und 3,112 cm wurden beide
im Übertragungsband 11,7-12,2 GHz erprobt. Beide Filter hatten eine Bandbreite von
80 MHz und einen gemessenen unbelasteten Q-Faktor von 8300. Die im Band befindlichen
Streuungen befanden sich auf einem Pegel von 50 dB unterhalb des Pegels des in dem
Durchlaßband übertragenen Signals.
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Bei den meisten obertragungssystemen ist man gewöhnlich darum bemüht,
ein Band von 500 MHz zu erhalten, welches frei von irgendwelchem Streuverhalten
ist. Die oben beschriebenen erfindungsgemäßen Anordnungen erfüllen dieses Erfordernis.
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Wenn jedoch Streuungen auch bei Frequenzen außerhalb dieses Bandes
eliminiert werden müssen, kann das Filter aus gemischten quadratischen und zylindrischen
Hohlräumen S' und C' aufgebaut werden, wie in Fig. 3 gezeigt wird. Die dort gezeigte
Anordnung ist sogar noch leistungsfähiger, weil das Verhalten der beiden Arten von
Hohlräumen vollständig verschieden ist.
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Eine Kombination der beiden Techniken, nämlich eine Kaskade aus quadratischen
und zylindrischen Hohlräumen mit verschiedenen Querschnitten, zusammen mit Schwingungsmoden
mit verschiedenen Indexwerten n führt zu hervorragender Streueliminierung und zu
hervorragenden unbelasteten Q-Werten. Die Abmessungen der Hohlräume können dadurch
berechnet werden, daß man bekannte Rechteck- oder Zylinder-Modusnetzdiagramme verwendet,
und die Frequenzlage jeder Streuung kann ebenfalls ermittelt werden.
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In Fig. 3 sind quadratische und zylindrische Hohlräume verschiedener
Querschnitte in Kaskade angeordnet,und zwar gemäß der oben hinsichtlich Fig. 2A
und 2B beschriebenen Verfahrensweise. Derartige Hohlraumanordnungen ergeben ein
Filter nahe beim optimalen Q-Wert bei der interessierenden Frequenz und ergeben
gleichzeitig eine Eliminierung der Streu-Durchlaßbänder. In diesem Fall können Hohlräume
mit gemischten Moden ebenfalls verwendet werden, d. h. mit den Moden Je103 und je112
oder Es103und Je113. Die baulichen Einzelheiten der Fig. 1A und 1B sowie der Fig.
2A und 2B gelten auch für diese Filter-Ausführungsformen.
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Bei den oben beschriebenen Bandpaßfiltern ist die Filterordnung N
ebenfalls von Wichtigkeit bei der Auswahl der Filterhohlräume. Wenn N gerade ist,
kann das Filter aus N/2 Zweifachmodus
-Rohlräumen aufgebaut werden.
Für ungerades N wird das Filter aus (N-1)/2 im Zweifachmodus arbeitenden Hohlräumen
und aus einem zusätzlichen im Einfachmodus arbeitenden Hohlraum aufgebaut. Die Symmetrie
der Filter kann dadurch bewahrt werden, daß man den Einfachmodus-Hohlraum in der
Mitte des Filters anordnet. Unter Verwendung der obigen Verfahrensweise kann jede
Filterordnung verwirklicht werden mit der Einschränkung, daß eine 90°-Drehung zwischen
Eingangs- und Ausgangstor für einige N-Werte existiert, nämlich N -6, 7, 10, 11,usw.
Wenn eine solche Tordrehung unerwünscht ist, werden zusätzliche Einfachmodus-Hohlräume
dazu benutzt, die Eingangs- und Ausgangstore in Ausrichtung miteinander zu bringen.
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Fig. 4A und 4B zeigen den Einsatz eines Einfachmodus-Hohlraums R in
Filtern ungerader Ordnung bei nicht gedrehten Eingangs-und Ausgangstoren. Ein rechteckiger
Hohlraum mit einem geeignet gewählten Verhältnis von Höhe zu Breite ist in Kaskade
zwischen quadratischen bzw. zylindrischen Hohlräumen angeordnet.
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In diesem Fall ist nur eine Frequenzabstimmschraube (nicht gezeigt)
erforderlich. Hohlräume mit anderen Querschnitten, nämlich zylindrisch oder quadratisch
oder beides, können auch verwendet werden.
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Ein Fünf-Abschnitt-Filter mit Chebychev-Funution, welches aus zwei
im Zweifachmodus arbeitenden quadratischen Hohlräumen einer Höhe von 2,184 cm und
aus einem im Einfachmodus arbeitenden mittig angeordneten rechteckigen Hohlraum
einer Höhe von 2,286 cm und einer Breite von 2,032 cm aufgebaut war, wurde im ubertragungsband
11,7-12,2 GHz erprobt. Der unbelastete Q-Faktor des Filters war 8000 und sein im
Durchlaßband auftretendes Streuverhalten war bei einem Pegel von 45 dB unterhalb
des Pegels des im Durchlaßband übermittelten Signals. Eine weitere Dämpfung der
Streubänder kann durch
Verwendung von Filterhohlräumen erreicht
werden, wie sie im Zusammenhang mit Fig. 2A, 2B und 3 erörtert wurden. Bandpaßfilter
mit einer maximal flachen oder quasi-elliptischen oder Chebychev-Ansprechcharakteristik
können unter Verwendung der Strukturen der Fig. 4A und 43 realisiert werden.
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