DE2814836C2

DE2814836C2 -

Info

Publication number: DE2814836C2
Application number: DE2814836A
Authority: DE
Inventors: Donal E. Elida Ohio Us Baker
Original assignee: Westinghouse Electric Corp
Current assignee: Sundstrand Corp
Priority date: 1977-04-13
Filing date: 1978-04-06
Publication date: 1989-04-13
Also published as: NL7803252A; GB1587595A; CA1093639A; JPS53127661A; FR2387553B1; FR2387553A1; IT7841561A0; IT1105590B; DE2814836A1; US4156837A

Description

Die Erfindung betrifft eine statische Gleichstrom leistungssteuerung, mit einem Versorgungsanschluß zum Anschluß einer Gleichstromspannungsversorgung, einem Lastanschluß zum Anschluß einer Last, einem Haupt leistungsschalttransistor mit Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode, wobei Emitter- und Kollektorelektrode zwischen Versorgungs- und Lastanschluß liegen, und mit einem Basisantriebsschaltkreis, der an dem Hauptleistungsschalttransistor angeschlossen ist, wobei der Basisantriebsschaltkreis auf den Spannungsabfall zwischen dem Versorgungsanschluß und dem Lastanschluß reagiert, um die Höhe des Antriebsstromes für die Basiselektrode derart zu verändern, daß der Leistungsverbrauch im Basisantriebsschaltkreis minimiert wird, während gleichzeitig Sättigung des Hauptleistungsschalttransistors sichergestellt wird.

Eine derartige Gleichstromleistungssteuerung ist aus der DE-OS 23 21 781 bereits bekannt.

Derartige mit einem Transistor arbeitende statische Gleichstromleistungssteuerungen müssen nicht nur - um mit herkömmlichen elektromechanischen Einrichtungen, wie Relais, in Wettbewerb treten zu können - einen sehr geringen Leistungsverbrauch aufweisen, und zwar hinsichtlich der Gesamtanordnung, sondern sie müssen außerdem noch so aufgebaut sein, daß der in dem Schalter auftretende Spannungsabfall möglichst klein bleibt. Ein wichtiges Merkmal ist außerdem die Möglichkeit, die maximal in die Last fließende Strommenge auf einen bestimmten Wert zu begrenzen. Letzteres leisten mechanische Relais nicht mehr, jedenfalls nicht ohne komplizierte Zusatzeinrichtungen. Durch diese Begrenzung auf einen maximal in die Last fließenden Strom ergibt sich ein Schutz sowohl der Last wie auch der Spannungsquelle wie auch der Schaltung selber.

Aus der DE-OS 17 62 278 ist eine Schaltungsanordnung zum Schutz eines Schalttransistors mit einer Einrichtung bekannt, die auf den Laststrom zwischen dem Versorgungsanschluß und dem Lastanschluß reagiert, um die Höhe des maximalen Laststromes zu begrenzen, indem die Höhe des Antriebsstromes für die Basiselektrode auf einen maximalen Wert begrenzt wird. Auch der Aufsatz des Erfinders der vorliegenden Erfindung, erschienen unter dem Titel "Three Types of Solid State Remote Power Controllers" in der Zeitschrift Proceedings of the IEEE "Power Electronics Specialists Conference", Juni 1975, beschreibt einen transistorisierten statischen Gleichstromschalter mit einer Strombegrenzungseigenschaft. Insbesondere diese letztgenannte bekannte Anordnung hat den Vorteil, daß sich eine ausgezeichnete Stromsteuerung ergibt, die auch unabhängig von Schwankungen der Spannungsversorgung ist. Derartige Schaltkreise mit Strombegrenzung haben jedoch den Nachteil, daß sie einen unerwünschten Leistungsverbrauch bei Laststromzuständen besitzen, die unterhalb des Strombegrenzungspegels liegen.

Es gibt nun Anwendungen, bei denen beide Eigenschaften gefordert werden, nämlich eine Strombegrenzung sowie auch ein hoher Wirkungsgrad bei allen Laststromzuständen. Dabei sollen auch die Herstellungskosten niedrig bleiben und, insbesondere bei Verwendung in Flugzeugen, auf Kompaktheit und leichtes Gewicht Wert gelegt werden.

Aufgabe der Erfindung ist es, die statische Gleichstromleistungssteuerung der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, daß nicht nur ein verbesserter Wirkungsgrad erreicht wird, sondern auch die Eigenschaft der Strombegrenzung sowie auch ein hoher Wirkungsgrad bei Laststromzuständen sich ergibt. Dabei sollen auch die Herstellungskosten niedrig bleiben und ein kompakter und ein leichtes Gewicht aufweisender Gesamtaufbau möglich sein.

Gelöst wird die Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs, also dadurch, daß der Spannungabfall zwischen dem Versorgungsanschluß und dem Lastanschluß sich zusammensetzt aus dem Emitter-Kollektor-Spannungsabfall des Hauptleistungsschalttransistors und einer an einem stromabfühlenden, zwischen Emitter und Versorgungsanschluß liegenden Widerstand abfallenden Spannung, und daß der Basisantriebsschaltkreis einen Operationsverstärker umfaßt, der einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß aufweist, wobei der erste Anschluß an den Lastanschluß und der zweite Anschluß an eine Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist, und daß er ein Paar von Transistoren besitzt, die in Darlington-Anordnung miteinander verbunden sind, um den Antriebsstrom zur Basiselektrode des Hauptleistungsschalttransistors zu liefern, und daß der Operationsverstärker einen Ausgangsanschluß besitzt, der über das Paar von Transistoren an der Basiselektrode angeschlossen ist.

Durch die kombinierte Wirkung dieser Merkmale läßt sich zum einen die geforderte Strombegrenzungseigenschaft, gleichzeitig aber zum anderen der verbesserte Wirkungsgrad bei allen Laststromzuständen mit sehr einfachen Mitteln erreichen.

In weiteren Ansprüchen werden vorteilhafte Ausbildungen des Erfindungsgegenstandes beansprucht.

Bei Anwendungen, bei denen Festkörperleistungssteuerungen besonders geeignet sind, wie beispielsweise bei Verwendung in Flugzeugen, ist ein besonders hoher Wirkungsgrad wichtig. Wird ein Schaltkreis derart betrieben, daß unter allen normalen, nicht überlasteten Bedingungen der volle Basisantriebsstrom fließt, was bedeutet, daß der Basisantriebsstrom vom Laststrom für alle Pegel, die unterhalb der Strombegrenzung liegen, unabhängig ist, betragen (bei vollem Nennlaststrom) die Antriebsverluste annähernd

oder etwa 1% der Nennlast, wobei I _L und V _L Laststrom bzw. Versorgungsspannung und β der Gewinn der Transistorleistungsschaltung (hier mit ungefähr 100 angenommen) ist. Dies führt zu einem Wirkungsgrad von nicht mehr als etwa 99% bei voller Last. Berücksichtigt man noch andere Verluste wie beispielsweise den Sättigungsspannungsabfall, erreichen die Gesamtverluste etwa 2 bis 3% der vollen abgegebenen Leistungslast, was zu einem realen Wirkungsgrad von 97 bis 98% bei Nennlast für ein typisches 28-Volt-Gleichstromsystem führt. Dieses Betriebsverhalten ist für die Betriebsweise bei normaler Vollast ausreichend, bei verringerten Laststrompegeln wird jedoch der Wirkungsgrad sehr schlecht.

Bei beispielsweise nur 10% des Nennlaststromes verbleibt der Antriebsverlust auf einer festen Größe, ist also 10mal größer bezüglich des nunmehr reduzierten Stromes im Vergleich zur vollen Last. Diese angestiegenen Verluste repräsentieren nunmehr ungefähr 10% der abgegebenen Lastleistung, so daß der maximal erreichbare Wirkungsgrad jetzt weniger als 90% beträgt. Der normale Betrieb einer Festkörperleistungssteuerung erfordert häufig die Anwendung eines Stromes, der unterhalb der vollen Last liegt, so daß die Vermeidung dieser Wirkungsgradverschlechterung bei Betriebsweise unterhalb der Nennleistung einen erheblichen Vorteil darstellt.

Es hat sich gezeigt, daß die Verluste bei der erfindungsgemäßen Schaltung bei etwa 1% des Laststromes bleiben, unabhängig von der Größe des Laststromes. Zwar können zufällige andere Verluste der übrigen Schaltkreiskomponenten den Gesamtwirkungsgrad weiter herabdrücken, gleichwohl wird ein gleichförmiger hoher Wirkungsgrad erreicht, als es beim Stand der Technik und auch bei anderen bekannten Schaltkreisen der Fall ist, wobei nur mit geringfügigem zusätzlichen Aufwand an Schaltkreisbauteilen gegenüber dem Stand der Technik gearbeitet werden muß.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, die in den Zeichnungen dargestellt sind.

Es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Schaltkreisdiagramm einer statischen Gleichstromleistungssteuerung gemäß der Erfindung; und

Fig. 2 ein schematisches Schaltkreisdiagramm einer weiteren Ausführungsform.

In Fig. 1 ist der für die vorliegende Erfindung wichtige Teil einer statischen Gleichstromleistungssteuerung dargestellt, bestehend aus einem Transistorleistungsschalter Q 1, der Emitterelektrode 10, Basiselektrode 11 und Kollektorelektrode 12 aufweist, wobei Emitter- und Kollektorelektrode zwischen Versorgungs- und Lastanschluß 14 bzw. 15 liegen.

Der Leistungsschalter Q 1 ist aus Vereinfachungsgründen in Fig. 1 als einzelnes Transistorelement dargestellt. Es ist jedoch klar, daß zusätzliche Elemente mit Q 1 verbunden werden können, die gemeinsam den Basisantrieb aufnehmen. Beispielsweise wird in der US-Patentschrift 38 98 552 ein Gleichstromschalter gezeigt, der eine Kombination aus zwei Transistoren darstellt, zusätzlich zum Hauptschalter, um die Fähigkeit zum Durchlassen von Spitzenströmen zu verbessern. Eine derartige Anordnung ist auch für eine Leistungssteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung von Nutzen.

An der Basiselektrode des Leistungsschalters Q 1 ist ein Basis antriebsschaltkreisteil angeschlossen. Der Basisantriebsschaltkreisteil besitzt zwei prinzipielle Teile, die zueinander in Beziehung stehen. Der eine Teil, der aus dem Verstärker Z 1 und den zugehörigen Bauteilen besteht, dient zur Lieferung einer Strombegrenzung gemäß bisher bekannter Praxis. Der andere Teil, bestehend aus Verstärker Z 2 und zugehörigen Bauteilen, dient zur Einsparung von Leistung bei verringerten Lastströmen.

Bezugsspannungen für jedes Teil des Basisantriebsschaltkreises werden von einem Widerstandsnetzwerk 16 mit Widerständen R 2, R 3, R 6 und R 7 erzeugt. Serienpaare R 2-R 3 und R 6-R 7 sind jeweils über einer Spannungsbezugszenerdiode D angeschlossen. Die Zenerdiode D ist zwischen dem Versorgungsanschluß 14 und Massepotential über einen Widerstand R 9 angeschlossen. Eine Anzapfung zwischen den Widerständen R 2 und R 3 liefert eine strombegrenzende Bezugsspannung auf Leitung 18 für einen Eingang, dem nichtinvertierenden Eingang des strombegrenzenden Steueroperationsverstärkers Z 1.

Am Mittelabgriff zwischen R 6 und R 7 wird auf Leitung 20 die Bezugsspannung für die Leistungsschaltersättigungssteuerung für den Leistungseinsparverstärker Z 2 am invertierenden Anschluß von Z 2 erzeugt.

Zwischen dem Versorgungsanschluß 14 und dem Emitter 10 von Q 1 ist ein stromabfühlender Nebenschlußwiderstand Z 1 angeschlossen. Eine Leitung 22 ist von einem Punkt zwischen R 1 und Q 1 zum invertierenden Eingangsanschluß von Z 1 geführt. Z 1 besitzt Vorspannungsanschlüsse, die jeweils mit dem Versorgungsanschluß bzw. Masse verbunden sind.

Der Ausgangsanschluß von Z 1 liegt an der Basis des Transistors Q 3. Der Kollektor von Q 3 ist über Widerstand R 10 an Masse angeschlossen und auch an die Basis des Transistors Q 2 gelegt.

Der Basisantriebsstrom I _B von Q 1 läuft bei der dargestellten Polarität durch den Basiswiderstand R _B zum Kollektor von Q 2 wie auch zum Emitter von Q 5, der in einer Darlington-Anordnung mit Transistor Q 4, R 4 und R 5 - das sind deren Emitterbasiswiderstände - liegt. Der Leistungseinsparverstärker Z 2 ist mit seinem nichtinvertierenden Eingangsanschluß an dem Schaltkreislastanschluß angeschlossen. Der Ausgangsanschluß von Z 2 liegt über Widerstand R 8 an der Basis von Q 4.

Die Schleife, die den Verstärker Z 2 umfaßt, ermöglicht es, daß der Basisantriebsstrom I _B sich mit dem Laststrom über einen Bereich ändert, der von nahezu keiner Last bis zu dem Strombegrenzungspegel reicht. Die Antriebsverluste sind nun nahezu gleich der Umkehrung des Sättigungsgewinns von Q 1 bei jeder Höhe des Laststromes, einschließlich Teillastströmen. Da der Gewinn von Q 1 nahezu konstant ist und ungefähr 100 beträgt, werden die Antriebsverluste aufgrund von I _B auf etwa 1% plus zufälligen weiteren Verlusten, die durch die zusätzlichen Schaltkreiskomponente entstehen, fixiert.

Der Widerstand des Stromabfühlnebenschlußwiderstandes R 1 und der strombegrenzenden Bezugsspannung, die von R 2 und R 3 geliefert wird, sind so gewählt, daß sie eine differenzielle Eingangsspannung von Null an den Eingängen von Z 1 liefern, wenn der Punkt der Strombegrenzung erreicht ist. Für Lastströme unterhalb des Strombegrenzungspegels veranlaßt die differenzielle Eingangsspannung Z 1, sich zu ihrer negativen Versorgungsschiene zu sättigen, das ist in diesem Falle Masse. Infolgedessen wird für den normalen, nicht strombegrenzenden Zustand Q 3 gesättigt und braucht daher bezüglich des Betriebs des Leistungseinsparverstärkers Z 2 nicht berücksichtigt zu werden.

Die Sättigungsspannung von Q 1 wird zu dem Leistungsschalter sättigungsspannungsbezug über Z 2, Q 2, Q 4 und Q 5 gesteuert. Diese Sättigungsspannung ist nahezu gleich (tatsächlich etwas größer) als die klassische Sättigungsspannungshöhe von Q 1. Für einen Transistor Q 1 der Bauart 2N 6331 erfüllt ein Wert von 0,35 Volt Gleichspannung bei 1 Ampere diese Anforderung. Wenn der Laststrom abfällt, verringert sich der Strom I _B, der notwendig ist, um Q 1 auf 0,35 Volt zu erhalten, wodurch sich der gewünschte variable Basisantrieb für maximalen Wirkungsgrad ergibt. In ähnlicher Weise wird bei ansteigendem Laststrom der Basisantriebsstrom I _B gezwungen, über Z 2 anzusteigen, bis der Strombegrenzungspegel erreicht ist. An diesem Punkt wird die Strommeßnebenschlußspannung auf Leitung 22 die Strombegrenzungsbezugsspannung auf Leitung 18 überschreiten und der Ausgang von Z 1 wird positiv gemacht in eine Richtung, durch die I _B verringert wird. Wird I _B unter diesen Bedingungen verringert, bewirkt dies, daß die Q 1-Sättigungsspannung ihren Bezugswert überschreitet, so daß Z 2 an die negative Versorgungsschiene gesättigt wird, die in diesem Falle Masse darstellt, wodurch Q 4 und Q 5 gesättigt werden. Infolgedessen wird der Schaltkreis umschalten und Q 1 vollständig durch Z 1 über Q 2 und Q 3 in einer Weise gesteuert, daß der maximale Laststromfluß auf den Strombegrenzungspegel begrenzt wird, unabhängig von der Überlastimpedanz. Die Leistungssteuerung wird in diesem Strombegrenzungsbetrieb verbleiben, bis entweder die Überlast entfernt wird und der Laststrom in den normalen Bereich zurückkehrt, oder bis die Leistungssteuerung abgeschaltet wird.

In bestimmten Sinne ist zu erkennen, daß die erfindungsgemäße Leistungssteuerung einen variablen Basisantrieb für normale Betriebslastströme liefert, mit einem Überspielmerkmal, das durch den Strombegrenzungsteil des Basisantriebsschaltkreises geliefert wird, der die Laststromgröße auf einen Maximalwert festgelegt und den variablen Basisantriebsteil des Schaltkreises abschaltet.

Fig. 2 ist ein Schaltkreisdiagramm einer anderen Ausführungsform der Erfindung, einschließlich der Elemente, die in Fig. 1 bereits gezeigt wurden, mit zusätzlichen Schaltkreiselementen, von denen angenommen wird, daß sie nicht in Einzelheiten erläutert werden müssen, die aber dargestellt sind, um ein genau ausgeführtes Beispiel der Erfindung zu liefern. Derartige Schaltkreise wurden hergestellt und getestet für einen Betrieb bei 3 Ampere und 28 Volt Gleichstrom, wobei es sich um Festkörperleistungssteuerungen handelt. Die folgende Tabelle gibt die Bauteile wieder, die bei derartigen Leistungssteuerungen verwendet wurden, wobei selbstverständlich nur Beispielswerte dargestellt werden.

Bauteile, die in sowohl Fig. 1 als auch Fig. 2 dargestellt sind
Bauteil
Identifizierung
Transistor Q 1\|2N 6331
Transistor Q 2	2N 5681
Transistoren Q 3, Q 4, Q 5	2N 5400
Operationsverstärker Z 1 und Z 2	101A
Zenerdiode D	6,45 V
Widerstand R _B	350 Ohm
Widerstand R 1	50 mV bei 3 A, 2% Nebenschluß
Widerstand R 2	8,5 Kiloohm
Widerstand R 3	150 Kiloohm
Widerstand R 4	82,5 Kiloohm
Widerstände R 5 und R 8	1 Megaohm
Widerstand R 6	402 Ohm
Widerstand R 7	37,4 Kiloohm
Widerstand R 9	5,11 Kiloohm
Widerstand R 10	8,25 Kiloohm
Widerstand R 11 (Teile A und B)	332 bzw. 100 Ohm

Die folgenden zusätzlichen Bauteile und Beispielswerte dafür werden zum besseren Verständnis der Fig. angegeben:

1. CR 103 (39 V) und R 123 (249 Ohm): Unterdrückung von Spannungsspitzen für die Leistungsversorgung von Z 1 und Z 2.
2. R 104 (422 Ohm) und C 101 (3,3 mF): Laststromanstiegszeit- (di/dt)-Steuerung, wenn die Leistungssteuerung angeschaltet wird.
3. R 122 (100 Kiloohm), R 110 (68,1 Kiloohm) und Q 106 (2N 3019): Die Einschaltung und Abschaltung der Leistungssteuerung wird durch diesen Schaltkreis erreicht, der in Verbindung mit R 104, Z 1 und der Strombegrenzungsbezugsspannung (20) arbeitet. Ein hoher Eingang bei R 122 schaltet die Leistungssteuerung ab, während ein niedriger Eingang die Leistungssteuerung einschaltet.
4. Z 104 C (4011), R 126 (47,5 Kiloohm) und Q 107 (2N 3019): Dies ist ein Schaltkreis zur Verbesserung des Wirkungsgrades, der den Bezugskreis (D, R 2, R 3, R 6, R 7) abschaltet, wenn die Leistungssteuerung abgeschaltet ist, um Energie einzusparen.
5. R 105 (200 Ohm), R 106 (10 Megaohm), C 103 (150 pF) und C 104 (5 pF): Kompensationsschaltkreis für Gewinn- und Stabilitätssteuerung von Z 1 (und Strombegrenzungsschleife).
6. R 112 (1 Megaohm), R 118 (1 Megaohm) und CR 107 (1N 495B): Differenzieller Eingangsspannungsschutz für Z 2, wenn die Leistungssteuerung abgeschaltet ist.
7. C 106 (20 pF), C 108 (100 pF, 100 V) und C 109 (220 pF): Kompensationsschaltkreis für Gewinn- und Stabilitätssteuerung von Z 2 (und Spannungssteuerschleife).
8. C 105 (0,01 mF, 100 V): Leistungsversorgungsnebenschlußkondensator für Stabilität von Z 1 und Z 2.
9. C 201 (2,2 mF) und R 201 (5,11 Kiloohm): Kompensationskreis zur Stabilisierung der Strombegrenzungsschleife. Steuert auch die Laststromabfallzeit (di/dt), wenn die Leistungssteuerung abgeschaltet wird. Begrenzt auch den Spitzenüberschießstrom (für angelegte Niedrigimpedanzfehler) oberhalb dem Ruhestrombegrenzungspegel.
10. Q 201 (2N 5679) und Q 202 (2N 5681): "Gewinnverschieber"- Schaltkreis zur Erhöhung des Gewinns des Leistungsschalters Q 1, wenn er sich nicht in der Sättigung befindet, d. h. strombegrenzend ist, schaltet ein oder schaltet ab, siehe US-PS 38 98 552.
11. C 202 (mF), R 11 A: Kompensationsschaltkreis für Leistungs schalterstabilität nahe dem Abschaltpunkt.

Aus den dargestellten Anordnungen wird deutlich werden, daß derartige Leistungssteuerungen mit verschiedenen anderen Nennwerten hergestellt werden können, beispielsweise für 5, 7,5 10, 15 und 20 Ampere, bei 28 Volt Gleichstrom.

Der Betrieb des erfindungsgemäßen Schaltkreises, insbesondere der der Fig. 2, unterscheidet sich vorteilhaft gegenüber dem einer Schaltung, die ansonsten die gleichen Bedingungen und Bauteile aufweist, mit der Ausnahme, daß sie die Leistungs einsparmodifikation (Z 2 und zugehörige Bauteile) nicht aufweist. Dies zeigt die folgende Tabelle, in der die Variationen des Leistungsverbrauchs und des Wirkungsgrades sowohl für einen bekannten Schaltkreis als auch für den erfindungsgemäßen Leistungssteuerkreis gezeigt sind. Die Tabelle zeigt deutlich die viel größere Gleichförmigkeit und den höheren Wirkungsgrad des Betriebs beim erfindungsgemäßen Leistungssteuerkreis, und war über einen relativ weiten Bereich von Lastströmen, verglichen mit dem bekannten Schaltkreis.

Tabelle 1

Vergleich der Wirkungsweise bei 3 Ampere, 28 Volt Gleichstrom, unter Verwendung eines Festkörperleistungssteuerkreises mit und ohne Leistungseinsparmodifikation

Claims

1. Statische Gleichstromleistungssteuerung, mit einem Versorgungsanschluß (14) zum Anschluß einer Gleich stromspannungsversorgung (+V _L), einem Lastanschluß (15) zum Anschluß einer Last (R _L), einem Hauptleistungs schalttransistor (Q 1) mit Basis- (11), Emitter- (10) und Kollektorelektrode (12), wobei Emitter- (10) und Kollektorelektrode (12) zwischen Versorgungs- (14) und Lastanschluß (15) liegen, und mit einem Basisantriebsschaltkreis, der an dem Hauptleistungsschalttransistor (Q 1) angeschlossen ist, wobei der Basisantriebsschaltkreis auf den Spannungsabfall zwischen dem Versorgungsanschluß (14) und dem Lastanschluß (15) reagiert, um die Höhe des Antriebsstromes für die Basiselektrode derart zu verändern, daß der Leistungsverbrauch im Basisantriebsschaltkreis minimiert wird, während gleichzeitig Sättigung des Hauptleistungsschalttransistors (Q 1) sichergestellt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall zwischen dem Versorgungsanschluß (14) und dem Lastanschluß (15) sich zusammensetzt aus dem Emitter-Kollektor-Spannungsabfall des Hauptleistungsschalttransistors (Q 1) und einer an einem stromabfühlenden, zwischen Emitter (10) und Versorgungsanschluß (14) liegenden Widerstand (R 1) abfallenden Spannung, und daß der Basisantriebsschaltkreis einen Operationsverstärker (Z 2) umfaßt, der einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß aufweist, wobei der ersten Anschluß an den Lastanschluß (15) und der zweite Anschluß an einer Bezugsspannungsquelle (14, D, R 9, R 6, R 7) angeschlossen ist, und daß er ein Paar von Transistoren (Q 4, Q 5) besitzt, die in Darlington- Anordnung miteinander verbunden sind, um den Antriebsstrom zur Basiselektrode des Hauptleistungsschalttransistors zu liefern, und daß der Operationsverstärker (Z 2) einen Ausgangsanschluß besitzt, der über das Paar von Transistoren (Q 4, Q 5) an der Basiselektrode angeschlossen ist.

2. Statische Gleichstromleistungssteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Basisantriebsschaltkreis Einrichtungen (Z 1) umfaßt, die auf den Laststrom (Spannungsabfall an R 1) zwischen dem Versorgungsanschluß (14) und dem Lastanschluß (15) reagieren, um die Höhe des maximalen Laststromes zu begrenzen, indem die Höhe des Antriebsstromes für die Basiselektrode auf einen vorbestimmten maximalen Wert begrenzt wird.

3. Statische Gleichstromleistungssteuerung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Basisantriebsschaltkreis einen weiteren Operationsverstärker umfaßt, der einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß aufweist, wobei der erste (18, Fig. 1; 20, Fig. 2) Anschluß an eine Bezugsspannungsquelle (14, D, R 9, R 2, R 3) und der zweite Anschluß (22) am Emitter (10) des Hauptleistungsschalttransistors (Q 1) angeschlossen ist, und daß der weitere Operationsverstärker einen Ausgangsanschluß besitzt, der an der Basis eines Transistors (Q 3) mit Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode angeschlossen ist, der mit seiner Kollektorelektrode über einen Widerstand (R 10) an einem Bezugspotential (Masse) angeschlossen ist und dessen Emitterelektrode mit den Kollektorelektroden des Paares von Transistoren (Q 4, Q 5) verbunden ist, die in Darlington- Anordnung miteinander verbunden sind.

4. Statische Gleichstromleistungssteuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß an der Basiselektrode (11) des Hauptleistungsschalttransistors (Q 1) noch der Kollektor eines weiteren, Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode aufweisenden Transistors (Q 2) anliegt, dessen Emitter an einem Bezugspotential (Masse) und dessen Basis am Kollektor des vom weiteren Operationsverstärker (Z 1) angesteuerten Transistors (Q 3) anliegt.

5. Statische Gleichstromleistungssteuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Antriebsstrom für den Hauptleistungsschalttransistor (Q 1) über einen Basiswiderstand (R _B) zugeführt ist.

6. Statische Gleichstromleistungssteuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Hauptleistungsschalttransistor (Q 1) ein Schaltkreis (Q 201, Q 202) zur Erhöhung des Gewinns des Hauptleistungsschalttransistors (Q 1), wenn er sich nicht in der Sättigung befindet (d. h. strombegrenzend ist), zugeordnet ist.