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"Transversalfilter zur Kompression frequenzmodulierter Pulse"
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Die Erfindung betrifft ein Transversalfilter zur Kompression frequenzmodulierter
Pulse mit einer getakteten Laufzeitkette, deren Anzapfungen über Gewichte in Form
ohmscher Widerstände an einen Summierer angeschlossen sind, wobei die Gewichte so
dimensioniert sind, daß die Impulsantwort des Filters der Zeitinversen der Pulse
gleich ist.
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Ein bekanntes Transversalfilter dieser Art zeigt Fig. 1.
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Links in Fig. 1 ist ein Eingangssignal des Filters als Funktion der
Zeit dargestellt. Es handelt sich um einen frequenzmodulierten Puls, der aus aneinandergereihten
Frequenzen 9 bis f7 besteht. Ein derartiger Puls entsteht beispielsweise am Ausgang
eines Empfänger-Mischers, in dem ein Empfangssignal bestimmter Frequenz mit dem
Signal eines in der Frequenz schnell durchwobbelten Uberlagerungsoszillators gemischt
wird. Der zeitliche Verlauf der Umhüllenden des komprimierten Pulses am Ausgang
des Transversalfilters ist rechts unten dargestellt. Das Transversalfilter enthält
eine Laufzeitkette in Form eines analogen Schieberegisters mit Je
einem
Eingang für den Takt und für das Eingangssignal. Das Schieberegister besteht aus
einer Anzahl - in der Darntellung sind es zufällig neun - in Serie geschalteter
Anzapfungen T, die über Gewichte g1 bis gg in einem Summierer zusammengeschaltet
sind. Unter einem Summierer ist hier und im folgenden stets ein über einen ohmschen
Widerstand von seinem Ausgang auf seinen Eingang rückgekoppelter Verstärker zu verstehen
(nach der üblichen Definition eines Summierers würden auch noch die Gewichte zum
Summierer gehören). Der an den Signaleingang angelegte Puls durchläuft das Schieberegister
im Takt des am Iakseingang anliegenden Taktsignals. Die an den Anzapfungen T liegenden
Gewichte g1 bis g9 entnehmen dem Signal Proben, bewerten sie und leiten sie an den
Summierer 7 weiter. Die Gesamtversögerungs- bzw. Gesamtlaufzeit des Schieberegisters
muß so lang sein wie die zeitliche Länge des Pulses, d. h. wie die Wobbelzeit von
f1 nach f7. Macht man die Gewichte zeitinvers zur zeitlichen Signalfunktion am Eingang,
so sind Filter und Signal einander angepaßt bzw. optimiert und am Filterausgang
erscheint dann der komprimierte Eingangspuls.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Transversalfilter der
eingangs genannten Art zu schaffen, das die Komprimierung höherfrequenter Signale
gestattet und bei dem der Einfluß der Rauschspannungen der Laufzeitkette auf das
Filterausgangssignal verringert ist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Laufzeitkette
in n (n = natürliche Zahl größer als eins) Teilketten vorzugsweise gleicher Länge
unterteilt ist, daß die Teilketten eingangsseitig parallelgeschaltet und die Gewichte
aller Teilketten in einem gemeinsamen Summierer zusammengeschaltet sind und daß
die Teilketten im Zeitmultiplex der Reihe nach zyklisch getaktet sind.
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Die Gewichte sind dabei den Anzapfungen der Teilketten in der Weise
zugeordnet, dsß sie unter Bericksichtigung der Zeitmultiplextaktung in der richtigen
Reihenfolge angesteuert werden.
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Die Taktfrequenz der n parallelgeschalteten Teilketten ist vorteilhafterweise
um den Faktor 1/n niedriger als bei der Serienschaltung gemäß dem Stand der Technik.
Dieses bringt den Vorteil mit sich, daß die Uberkopplung von Störimpulsen von der
Takt- in die Signalleitung geringer ist. Nutzt man andererseits bei jeder Teilkette
die maximal zulässige Taktfrequenz aus, so kann das erfindungsgemäße Transversalfilter
vorteilhafterweise um den Faktor n höherfroquente Eingangssignale verarbeiten a
uas bekannte Transversalfilter gemäß Fig. 1.
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Eine bevorzugte Ausführungsform ist dadurch gegeben, daß die Teilketten
als analoge, digital. getaktete Schieberegister, vorzugsweise als CCD-Schieberegister
(CCD = Charge Coupled Devices bzw. ladungsgekoppelte Schaltkreise), ausgebildet
sind.
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Die vorgesehenen analogen Schieberegister rauschen niederfrequent.
Die hieraus resultierenden Rauschspannungen werden bei jedem Taktimpuls von Anzapfung
zu Anzapfung durch die gesamte Laufzeitkette geschoben und verfälschen so in starkem
Maße die Ausgangssignale des Filters. Durch die erfindungsgemäße Parallelschaltung
kürzerer Teilketten wird dieser Nachteil reduziert, da dir Rauschspannungen jeweils
nur eine Teilkette, d. h. einen Teil der gesamten Laufzeitkette, durchlaufen.
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Bei einer sehr vorteilhaften Weiterbildungsform ist vorgesehen, daß
die Anzahl n der Teilkettengemäß der Beziehung p.n=a gewählt ist, wobei a das Verhältnis
zwischen Abtastrate und Filtermittenfrequenz und p eine positive ganze Zahl, vorzugsweise
p=1, ist.
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Durch die Parallelschaltung von n Teilketten ist am Filterausgang
nur jeder p.n-te Wert richtig (p=1, 2, 3, ...), während die anderen Werte ausgeblendet
werden müssen, Macht man nun p.n-a, so werden nicht nur die falschen Werte automatisch
auageblendet, sondern es ist dann der komprimierte Puls am Filterausgang bereits
gleichgerichtet. nazi wählt zweckmäßigerweise p=1, weil dann die niedrigst mögliche
Taktfrequenz verwendet werden kann. Da die Gleichrichtung des komprimierten Pulses
hier bereits innerhalb des Filters erfolgt, kommt man am Filterausgang mit eine
einfachen Tiefpaß zur Unterdrückung höherfrequenter spektraler Anteile aus, während
sonst ein Bandpaß und ein separater Gleichrichter notwendig wären. Ein weiterer
Vorteil ergibt sich aus folgende. Da die einzelnen Ansaptungen der analogen Schieberegister
nicht vollständig untereinander entkoppelt sind, beeinflussen sie sich gegenseitig.
Die Beeinflussung ist besonders stark, wenn die Gewichte an benachbarten Anzapfungen
unterschiedliche Vorzeichen haben.
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Wählt man n geiäß der Beziehung p.n-a, dann haben benachbarte Gewichte
Jeder Teilkette - zumindest in Bandmitte -gleiche Vorzeichen. Außerhalb der Bandmitte
ist der Vorzeichenwechsel weniger häufig. D. h. durch diese Wahl von n wird die
Filtersollkurve sehr genau nachgebildet, die Nebenziepfelunterdrückung beim komprimierten
Puls ist besser.
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Eine vorteilhafte Anwendung des erfindungsgemäßen Transve rsalfilters
als Kompressionsfilter ist bei einer Schaltung nach Art eines kohärenten Empfängers
mit eine Sinus- und einem Kosinuskanal gegeben, bei dem der Sinus- und der Kosinuskanal
jeweils aus einer Reihenschaltung aus einem Mischer, einem Kompressionsfilter und
einem Gleichrichter besteht, wobei dem Mischer in Sinuskanal das Signal eines Oszillators
direkt, dem Mischer im Kosinuskanal dagegen über einen 90°-Phasenschieber zugeleitet
ist und bei da die Gleichrichter des Sinus- und Kosinuskanals in einem Addierer
zusammengeschaltet sind.
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Wegen der Fehlersignale und der im allgemeinen Fall zufälligen Phasenlage
zwischen Eingangssignal und Taktfrequenz erhält man am Ausgang des Kompressionsfilters
allein nicht immer die optimale Signalamplitude. Durch den Einbau des Kompreesionsfiltere
in die beschriebene Schaltung ist die Amplitude des Signals am Ausgang des Addierers
stets optimal.
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Eine weitere bevorzugte Ausführungsform ist dadurch gegeben, daß an
jede Anzapfung Jeder Teilkette Jeweils n Gewichte parallel angeschlossen sind, daß
n Summierer vorgesehen sind, daß Jede Anzapfung jeder Teilkette jeweils über ein
anderes der n parallelgeschalteten Gewichte an jeden der n Summierer angeschlossen
ist und daß die Summierer ausgangsseitig an einen Multiplexer mit nachgeschaltetem
Bandpaßfilter angeschlossen sind. Dabei sind einander entsprechende Gewichte einander
in der Reihenfolge entsprechender Anzapfung gen der verschiedenen Teilketten untereinander
gleich und es sind einander in der Reihenfolge entsprechende Anzapfungen der verschiedenen
Teilketten jeweils über ein anderes Gewicht an ein und denselben Summierer angeschlossen,
wobei die Gewichte der verschiedenen Teilketten von Summierer zu Summierer zyklisch
vertauscht sind.
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Einige bevorzugte iusführungsbeispiele der Erfindung sollen in folgenden
anhand der Zeichnung näher erläutert werden.
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Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die an sich neungliedrige
Laufzeitkette in drei parallelgeschaltete Teilketten A, B und C zu Je drei Gliedern
aufgeteilt ist.
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Grundsätzlich sind auch andere Kombinationen möglich. Das Eingangssignal
liegt an den Eingängen aller drei Teilketten A bis C gleichzeitig an. Da diese von
einem 3-Phasen-Generator mittels der in Fig. 3 in ihrem zoitlichen Verlauf dargestellten
Taktsignale a, b und c im Zeitmultiplex getaktet werden, wird ein bestimmter Augenblickswert
des Eingangssignals jeweils nur in eine der drei Teilketten A bis C eingeschrieben.
Die Takt signale a, b und c werden in dem 3-Phasen-Generator aus einem ihm über
einen Takt-Eingang zugeführten Taktsignal erzeugt, das in Fig. 3 oben dargestellt
und mit "Takt" bezeichnet ist. Wie ein Vergleich zeigt, ist die Frequenz dieses
Taktsignals, das bei dem bekannten Transversalfilter gemäß Fig. 1 bei der Kompression
von Signalen vergleichbarer Frequenz erforderlich wäre, dreimal so hoch wie die
Frequenz der Taktsignale a, b und c bei einem erfindungsgemäßen Transversalfilter
mit drei parallelgeschalteten Teilketten. Allgemein gilt, daß bei n parallelgeschalteten
Teilketten die Taktfrequenz um den Faktor 1/n niedriger ist als bei dem bekannten
Transversalfilter nach Fig. 1.
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Die Zuordnung der Gewichte g1 bis g9 zu den einzelnen Teilketten ist
nach folgendem Schema vorgenommen: Teilkette A: g1, g4, g7 Teilkette B: g2, g5,
g8 Teilkette C: g3, g6, g9 Damit wird erreicht, daß die Gewichte unter Berücksichtigung
des zeitmultiplexierenden 3-Phasentaktes in der richtigen Reihenfolge aufeinanderfolgen,
Die Abtastwerte des Eingangssignals werden im Rhythmus der Taktsignale a, b, c durch
die Teilketten A, B, C geschoben, durch die Gewichte bewertet und im Summierer Z
unter Berücksichtigung des Vorzeichens aufsummiert.
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Der Schalter S am Ausgang des Summierers # - hat zwei Funktionen zu
erfüllen. Zum einen richtet er das Ausgangssignal des Filters gleich und zum andern
unterdrückt er die fehlerhaften Ausgangssignale. Der Schalter S blendet diese für
die Parallelstruktur des Filters typischen Fehlersignale aus, während er die richtigen
Ausgangssignale, die mit jedem dritten Takt kommen, über ein Tiefpaßfilter TP auf
den Ausgang des Filters durchschaltet. Das hierzu notwendige Steuersignal für den
Schalter S ist im richtigen zeitlichen Bezug zu den Taktsignalen a bis c in Fig.
3 unten dargestellt und mit d bezeichnet. Der Tiefpaß TP am Filterausgang läßt nur
den gleichgerichteten komprimierten Puls passieren, dessen Einhüllende unterhalb
des Ausgangs dargestellt ist, und er unterdrückt die höherfrequenten Störungen.
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Ein Kompressionsfilter führt mathematisch gesehen eine Faltungsoperation
zwischen dem Eingangssignal und der Impulsantwort des Filters durch. Im folgenden
soll dieser Vorgang schrittweise für das bekannte Transversalfilter nach Fig. 1
und für das erfindungsgemäße Filter nach Fig. 2 dargestellt werden, wobei mit Uei
und Uai die diskreten Spannungswerte am Filtereingang und -ausgang und mit gi die
Filtergewichte bezeichnet sind (i=1, 2, 3 ...).
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Bei dem bekannten Filter nach Fig. 1 erscheinen dann am Ausgang von
Takt zu Takt folgende Werte: 1. Takt: Ua1 = Ue1 . g1 2. Takt: Ua2 = Ue1 . g2 + Ue2
. g1 3. Takt: Ua3 - Ue1 . g3 + Ue2 . g2 + Ue3 . g1 4. Takt Ua4 = Ue1 . g4 + Ue2
. g3 + Ue3 . g2 + Ue4 . g1
5. Takt: Ua5 = Ue1 . g5 + Ue2 . g4 +
Ue3 . g3 + Ue4 .
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+ Ue5 . g1 6. Takt: Ua6 = Uel . g6 + Ue2 . g5 + Ue3 . g4 + Ue4 .
g3 + Ue5 . g2 + Ue6 e g1 7. Takt: Ua7 = Ue1 . g7 + Ue2 . g6 + Ue3 . g5 + Ue4 . g4
+Ue5 . g3 + Ue6 . g2 + Ue7 . g1 usw.
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Das erfindungsgemäße Filter mit Parallelstruktur gemäß Fig. 2 liefert
mit dem angegebenen 3-Phasen-Takt demgegenüber folgende Werte am Ausgang: 1. Takt:
Ua1 = Ue1 . g3 2. Takt: Ua2 = Ue1 . g3 + Ue2 . g2 3. Takt: Ua3 = Ue1 . g3 + Ue2
. g2 + Ue3 . g1 4. Takt: Ua4 = Ue1 . g6 + Ue2 . g2 + Ue3 . g1 + Ue4 . g3 5. Takt:
Ua5 = Ue1 . g6 + Ue2 . g5 + Ue3 . g1 + Ue4 . g3 + Ue5 . g2 6. Takt: Ua6 = Ue1 .
g6 + Ue2 . g5 + Ue3 . g4 + Ue4 . g3 + Ue5 . g2 + Ue6 . g1 7. Takt: Ua7 = Ue1 . g9
+ Ue2 . g5 + Ue3 . g4 + Ue4 . g6 + Ue5 . g2 + Ue6 . g1 + Ue7 . g3 usw.
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Ein Vergleich der Ausgangsspannungen beider Filter zeigt, daß nur
zum 3.-ten, 6.-ten usw. Takt Übereinstimmung besteht.
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Die übrigen Ausgangssignale des Filters gemäß Fig. 2 sind falsch,
da sie nicht mit denen des Filters mit der Reihenstruktur gemäß Fig. 1 übereinstimmen,
sie werden daher durch einen Schalter ausgeblendet.
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Fig. 3 zeigt - wie bereits erwähnt - oben das dem 3-Phasen-Generator
des Filters nach Fig. 2 zugeführte Taktsignal, darunter die Taktsignale a, b und
c für die drei Teilketten A bis C und unten das Steuersignal d für den Schalter
S.
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Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Anwendung des Transversalfilters gemäß
Fig. 2 als Kompressionsfilter KF bei einer Schaltung nach Art eines kohärenten Empfängers
mit einem Sinus- und einem dazu parallelgeschalteten Kosinuskanal. Der Sinus-und
der Kosinuskanal bestehen dabei jeweils aus einer Reihenschaltung aus einem Mischer
M, einem Kompressionsfilter KF und einem Gleichrichter, wobei dem Mischer M im Sinuskanal
das Signal eines Oszillators 0 direkt, dem Mischer M im Kosinuskanal dagegen über
einen 900-Phasenschieber zugeleitet wird. Das in die ZF-Lage transponierte Eingangssignal
wird beiden Mischern gleichzeitig zugeführt. Die Ausgangssignale des Sinus- und
Kosinuskanals werden in einem Addierer summiert. Durch die Schaltung gemäß Fig.
4 wird gewährleistet, daß die Amplitude des Ausgangssignals stets optimal ist.
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Fig. 5 zeigt eine weitere bevorzugte Ausführungsform. Bei diesem Transversalfilter
sind im Unterschied zu demjenigen nach Fig. 2 an jeder Anzapfung T der drei Teilketten
A bis C jeweils drei ohmsche Widerstände als parallelgeschaltete Gewichte gi (i=1
bis 9) angebracht. Dieses Transversalfilter entspricht einer Parallelschaltung von
drei Transversalfiltern nach Fig. 2. Jedes dieser drei parallelgeschalteten Filter
funktioniert wie das Filter gemäß Fig. 2. Damit ist an jedem der drei Summierer
a= ebenfalls nur jeder dritte Ausgangswert korrekt.
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Ordnet man die Gewichte gi (i=1 bis 9) den Anzapfungen T der Teilketten
A bis C so zu, wie in Fig. 5 dargestellt, und taktet man die drei Teilketten A,
B und G wieder mit dem 3-Phasen-Takt entsprechend den Taktsignalen a, b und c gemäß
Fig. 3, dann gibt bei jedem Takt jeweils einer der drei Summierer # das richtige
Ausgangssignal ab. Damit kann der Schalter S der Anordnung gemäß Fig. 2, der dort
die falschen Ausgangssignale auszublenden hat, hier durch einen Multiplexer ersetzt
werden, der im Rhythmus der Taktfrequenz jeweils den Summierer mit dem richtigen
Ausgangssignal über ein Bandpaßfilter auf den Ausgang durchschaltet.
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Das Transversalfilter gemäß Fig. 5 weist damit die Vorteile des Filters
nach Fig. 2 auf, allerdings ist sein Ausgangspuls nicht gleichgerichtet.
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Im folgenden soll eine Übersicht über die von Takt zu Takt an den
Ausgängen der drei Summierer anfallenden Ausgangssignale gegeben werden: Summierer
1: Ua1 = Uel . g3 Ua2 = Ue1 . g3 + Ue2 . g2 *Ua3 = Ue1 . g3 + Ue2 . g2 + Ue3 . g1
Ua4 = Ue1 g6 + Ue2 . g2 + Ue3 . g1 + Ue4 . g3 Ua5 = Uei . g6 + Ue2 . g5 + Ue3 .
g1 + Ue4 . g3 +Ue5 . g2 Ua6 = Ue1 . g6 + Ue2 . g5 + Ue3 . g4 + Ue4 . g3 + Ue5 .
g2 + Ue6 . g1 etc.
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Summierer 2: Ua1 = Ue1 . g2 * Ua2 = Ue1 . g2 + Ue2 . g1 Ua3 = Ue1
. g2 + Ue2 . g1 + Ue3 . g3 Ua4 = Ue1 . g5 + Ue2 . g1 + Ue3 . g3 + Ue4 . g2 * Ua5
= Ue1 . g5 + Ue2 . g4 + Ue3 . g3 + Ue4 . g2 + Ue5 . g1 Ua6 = Ue1 . g5 + Ue2 . g4
+ Ue3 . g6 + Ue4 . g2 + Ue5 . g1 + Ue6 . g3 etc.
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Summierer 3: * Ua1 = Ue1 . g1 Ua2 = Ue1 . g1 + Ue2 . g3 Ua3 = Ue1
. g1 + Ue2 . g3 + Ue3 . g2 * Ua4 = Ue1 . g4 + Ue2 . g3 + Ue3 . g2 + Ue4 . g1 Ua5
= Ue1 . g4 + Ue2 . g6 + Ue3 . g2 + Ue4 . g1 + Ue5 . g3 Ua6 = Ue1 . g4 + Ue2 . g6
+ Ue3 . g5 + Ue4 . g1 + Ue5 . g3 + Ue6 . g2 etc.
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Die mit dem Symbol r versehenen Ausgangssignale Leitct der Multiplexer
an den Filterausgang weiter. Diese Ausgangssignale sind identisch mit den weiter
oben angegebenen Ausgangssignalen des bekannten Transversalfilters nach Fig. 1.