DE2755670A1

DE2755670A1 - Alarmausloeser, insbesondere fuer einen rauchmelder

Info

Publication number: DE2755670A1
Application number: DE19772755670
Authority: DE
Inventors: William Peil
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1976-12-17
Filing date: 1977-12-14
Publication date: 1978-06-22
Also published as: US4079271A; NL7714016A; JPS5394800A; GB1587740A; FR2374706A1; CA1096450A; BE861926A; AU504991B2; AU3098477A

Description

GENERAL ELECTRIC COMPANY, 1 River Road, Schenectady, New York, f23O5 (USA)

Alarniauslüser, insbesondere für einen Rauchmelder

Die Erfindung betrifft einen Alarmauslöser, insbesondere für einen Rauchmelder mit einer die rauchabhängige Impedanz einer Ionisations-Rauchdetektorzelle abfühlenden Impedanzüberwachungseinrichtung.

Ein Rauchmelder mit einer Rauchdetektorzelle und einem Schaltkreis, der die Impedanz der Rauchdetektorzelle überwacht, um ein den Rauchzustand anzeigendes Signal zu bilden, ist in der alteren Patentanmeldung P 27 53 324.0 beschrieben.

Die überwachungseinrichtung ist so entworfen, daß sie in üblicher bipolarer Transistortechnologie als integrierter Schaltkreis hergestellt werden kann. Auch der erfindungsgemäße Alarmauslöser ist so aufgebaut, daß er mittels der konventionellen bipolaren Technologie als integrierter Schaltkreis hergestellt werden kann, und er kann zusammen mit der Überwachungseinrichtung auf einem gemeinsamen Trägermaterial integriert sein.

Die vorliegende Erfindung wird bei einem Alarmsystem verwendet, das bei Gefahr einen lauten Warnton erzeugt. Es ist so ausgelegt, daß der Energieverbrauch im Bereitschafts zustand geringsmöglich ist. Die wirkungsvollsten tonerzeugenden Alarmsysteme sind solche, die für einen begrenzten Frequenzbereich ausgelegt sind. Die Frequenzen sollten dabei im Hörbereich der meisten Personen liegen. Die Frequenz

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eines solchen Alarmgeräts liegt beispielsweise Im Bereich von 2 5OO bis 3OOO Hertz. Insbesondere führen Breitbandlautsprecher zu einem geringen Wirkungsgrad. Der Alarmauslöser eines solchen Alarmgerätes kann in Gestalt eines Tonverstärkers aufgebaut sein, der ein angelegtes Tonfrequenzsignal naturgetreu wiedergibt. Derartige Schaltungen sind vom elektrischen Standpunkt her sowohl im Betrieb als auch in der Bereitschaft unökonomisch. Eine zweite Möglichkeit besteht in der Verwendung eines brückenartig aufgebauten Wechselrichters, der Gleichstrom in Wechselstrom einer vorherbestimmten Frequenz umsetzt. Übliche Wechselrichter sind so ausgelegt, daß sie einen hohen Wirkungsgrad haben, jedoch verfügen sie nicht über die für Alarmgeräte wesentliche hohe Zuverlässigkeit. Bei üblichen Alarmauslösern werden die Schaltkreistransistoren, falls keine besonderen Vorkehrungen getroffen sind, während des Schaltens stark beansprucht und somit ihre Lebensdauern stark begrenzt. Darüberhinaus sind übliche Wechselrichter selten für extrem geringe Bereitschaftsströme im Mikroamperebereich ausgelegt, wie es bei batteriebetriebenen Systemen wesentlich für die Lebensdauer der Batterie ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen integrierbaren, zuverlässig arbeitenden Alarmauslöser für einen Rauchmelder zu schaffen, der die ihm zugeführte elektrische Energie sowohl im Betrieb als auch im Bereitschaftszustand wirksam nutzt und einen für einen Batteriebetrieb ausreichend geringen Stromverbrauch hat.

Diese Aufqabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Alarmauslöser eine aus vier Transistoren gebildete BrUckenschaltung aufweist, an deren Eingangsanschlüssen eine Gleichstromquelle und an deren Ausgangsanschlüssen ein eine hochinduktion Last darstellendes Warngerät angeschlossen sind, und die vier Transistoren der Brücke derart gepolt sind, daß der die Last durchfließende Strom solange

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die Transistoren der ungeradzahligen Brückenzweige leitend sind, einen ersten Richtungssinn und bei leitenden Transistoren der geradzahligen Brückenzweige einen entgegengesetzten zweiten Richtungssinn hat, daß die Transistoren ein eine zeitweise kurzzeitig eine Sperrspannung liefernde, über den Eingang des Alanaauslösers angesteuerte Vorspannungseinrichtung sowie eine stabile Leitungsverhältnisse wahlweise in den ungeradzahligen Brückenzweigen oder geradzahligen Brückenzweigen aufrechterhaltende Koppeleinrichtung und schließlich an eine von der in der Last gespeicherten induktiven Energie bei Unterbrechen des Brückenausgangsstroens gesteuerte Umschalteinrichtung angeschlossen sind, mittels der das vorher gesperrte Transistorpaar der Brücke einschaltbar und das vorher leitende Transistorpaar der Brücke sperrbar ist.

Weitere Merkmale der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 Ein Blockschaltbild eines Rauchmelders Mit ein

Tongenerator, eine» Harngerät und eine« Alarmauslöser gemäß der Erfindung,

Fig. 2 das Schaltbild des Tongenerators und des Alarmauslösers nach Fig. 1 und

Fig. 3 Spannungs- und Stromverläufe zur Erläuterung der Funktion des Alarmauslösers.

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Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild der wesentlichen Stufen eines Rauchmelders. Der Rauchmelder besteht aus einer elektrischen Schaltung mit einer Ionisations-Rauchdetektorzelle 10, einer Impedanzüberwachungseinrichtung 11, einem Tonfrequenzgenerator 12, einem Alarmauslöser 13 und einem Warngerät 14, beispielsweise einer Hupe. Uei geeigneter Spannungsversorgung erfährt die Rauchdetektorzelle 10 beim Auftreten von Rauch eine Impedanzerhöhung. Die an die Rauchdetektorzelle 10 angeschlossene ImpedanzUberwachungseinrichtung 11 überwacht Impedanzänderungen der Detektorzelle beim Auftreten von Rauch. Falls die Impedanz einen festgelegten Grenzwert überschreitet und dadurch das Vorhandensein einer gefährlichen Rauchkonzentration anzeigt, erzeugt die an den Tonfrequenzgenerator 12 angeschlossene Impedanzüberwachungseinrichtung 11 eine in der Nähe von Null liegende Ausgangsspannung. Solange die Impedanz den normalen geringeren Wert aufweist und dadurch die Abwesenheit von Rauch anzeigt, hat die Ausgangsspannung einen positiven Wert von mehreren Volt, in etwa in der Größe der Versorgungsspannung. Der Tonfrequenzgenerator 12 wird durch das Abfallen der Ausgangsspannung der Impedanzüberwachungseinrichtung 11 eingeschaltet und erzeugt ein Tonsignal variabler Frequenz, das dem Alarmauslöser 13 zugeführt wird. Der von dem Tonfrequenzgenerator 12 gesteuerte Alarmauslöser 13 erzeugt ein Tonsignal varibler Frequenz mit einer großen Leistung und speist das das elektrische Tonsignal in ein akustisches Tonsignal umsetzende Warngerät 14.

Fig. 2 veranschaulicht die elektrische Schaltung des Tonfrequenzgenerators 12 und des Alarmauslösers 13. Wie bereits erwähnt, wird der Tonfrequenzgenerator 12 durch eine Spannung gesteuert. Er erzeugt ein elektrisches Steuersignal im Tonfrequenzbereich, das sich mit einer Frequenz von mehreren Hertz zwischen zwei Tonfrequenzen im Bereich von 3000 Hz (beispielsweise 2400 bis 2900 Hz)

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verändert, wenn er durch das Auftreten eines Spannungsabfalls am Ausgang der Impedanzüberwachungseinrichtung 12 eingeschaltet wird. Dieser Frequenzverlauf wurde wegen seines hohen Auffälligkeitswertes gewählt. Der Ausgang des Tonfrequenzgenerators 12 ist mit den Steuereingängen des Alarmauslüsers 13 verbunden. Der Alarmauslöser 13 erzeugt ein frequenzvariables Leistungssignal, das den gleichen Frequenzverlauf wie das Tonfrequenz-Steuersignal aufweist, und speist das Warngerät 14 mit dem Leistungssignal. Dabei ist die Anordnung derart getroffen, daß die hörbaren Tonsignale im Dereich von 90 Dezibel liegen.

Der Tonfrequenzgenerator 12 besteht aus einem mit der höheren der oben erwähnten Frequenzen schwingenden spannungsgesteuerten Oszillator, einem spannungsgesteuerten Oszillator niedrigerer Frequenz, dessen Ausgangswechselspannung verwendet wird, um die Frequenz des höher^***"" quenten Oszillators zu verändern, einem Eingangssteuerkreis zum Einschalten und Ausschalten der beiden Oszillatoren in Abhänqiakeit vom Auftreten von Rauch und einem Ausgangskreis, der mit dem Alarmauslöser 13 gekoppelt 1st. Der höherfrequente spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) verfügt über Transistoren Q5, Q6, Q7 eine Diode D4,einen Kondensator C2 und Widerstände R1, R2 sowie R3. Die NPN-Transistoren Qb und 0.6, die in zwei Rückkopplungsschleifen zusammengeschaltet sind, bilden die aktiven Elemente des Oszillators. Die Basis des Transistors Q5 ist mit einem Anschluß eines einstellbaren Kondensators C2 in Verbindung, dessen zweiter Anschluß geerdet ist. Der mit der Basis verbundene Anschluß des beim Betrieb des Oszillators abwechselnd geladenen und entladenen Kondensators C2 liegt Über eine Konstantstromquelle Q26 an einer Leitung 15 mit der Spannung B+. Der Strom durch die Konstantstromquelle Q26 wird durch eine Hauptstromreferenz aus einem als Diode geschalteten Transistor D1 geführt, dessen Übergang den Eingangsübergang von Q26 Überbrückt

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und dessen Kathode über einen hochohmigen Widerstand R4 an Masse liegt.

In der ersten Rückkopplungsschleife ist der Emitter des Transistors Qb mit dem Emitter des Transistors Q6 gekoppelt. Beide Emitter sind über in Reihe hintereinander geschaltete Widerstände R3, R2_f Ri und einen mit Masse verbundenen Schalttransistor Q3 gekoppelt. In der zweiten Rückkopplungsschleife ist der Kollektor des Transistors Q5 über die Diode D4 mit der Basis des Transistors Q6 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q6, der ein Oszillatorausgangssignal liefert, ist zur Gleichstromversorgung mit der Klemme 16 des Alarmauslösers 13 verbunden, die ihrerseits über eine Diode DS und einen Widerstand IO an die Spannung B+ auf der Leitung 15 angeschlossen ist. Der Kollektorstrom des Transistors Q5 und der Basisstran» des Transistors Q6 werden über die Basis des PNP-Transistors Q7 geliefert, dessen Emitter über in Reihe geschaltete Widerstände R5 und R6 mit der Spannung B+ auf der Leitung 15 gekoppelt ist. Der Transistor Q7 und der Widerstand R5 wirken für den Oszillator als dynamischer Lastwiderstand von ungefähr 3O.OOO Ohm. Der Kollektor des Transistors Q7, an dem ein weiteres Oszillatorausgangssignal zur Steuerung des Alarmauslösers 13 abgenommen wird, steht mit der Masse über einen Kollektorlastwiderstand R7 in Verbindung. Der SteuerspannungsanschluB zur Regulierung der Oszillatorfrequenz ist der Verbindungspunkt der Widerstände R5 und R6.

Der die Transistoren Q5 und Q6 enthaltende spannungsgesteuerte Oszillator schwingt in der folgenden Welse. Es sei angenommen, daß der Schalttransistor Q3 leitend ist, d.h., daß der Kondensator C2 entladen ist, daß der Transistor QS nichtleitend ist und daß sich der Transistor Q6 im leitenden Zustand befindet. Die Spannung am Emitter des Transistors Q6 liegt um einen Betrag unterhalb der

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Spannung B+, der etwas größer als der Spannungsabfall zweier Übergänge (Q7, Q6) bzw. zweier Schwellspannungen ist. Der Emitter des Transistors QS ist mit dem Emitter des Transistors Q6 verbunden und weist das gleiche, hohe positive Potential auf. Das Potential der Basis des Transistors Q5 liegt unter der Annahme, daß der Kondensator C2 entladen ist, in der Nähe des Massepotentials. Somit ist der Transistor Q5 in Sperr-Richtung stark vorgespannt und ausgeschaltet. Während sich der Kondensator in Richtung auf das Potential B+ auflädt, wird ein Schwellenwert überschritten, bei dem die Basis des Transistors Q5 in Bezug auf dessen Emitter positiv wird und dadurch eine Leitung des Transistors QS herbeigeführt wird. Das Leiten des Transistors QS verursacht ein Abfallen der Kollektorspannung des Transistors QS in Richtung auf das Massepotential gemäß dem Spannungsteilerverhältnis zwischen den KoIIcktorwiderständen (R5 χ Beta und R6) und den Emitterwiderständen (Ri, R2, R3), wobei die Basis und der Emitter des Transistors Q6 folgen. Während der Emitter des Transistors Q6 negativer wird, wird auch der Emitter des Transistors QS negativer, wodurch dessen Durchlaßsteuerspannung ansteigt und eine Rückkopplungswirkung eingeleitet wird. Der Transistor_Q5 schaltet schnell durch und geht in die Sättigung. In der Sättigung erniedrigt der Transistor QS, dessen Kollektor-Emitterspannung in der Nähe von Null liegt, die Durchlaßsteuerspannung an dem Transistor Q6 auf einen kleinen durch die Schwellspannung über der Diode D4 bestimmten Wert und vermindert dessen Leitung bis in die Nähe des Abschaltens. Bei durchgeschaltetem Transistor Q5 und beinahe gesperrtem Transistor Q6 entlädt sich der Kondensator C2 durch die Basisemitterdiode des Transistors Q5 und die Widerstände R3, R2 und RI (sowie Q3). Während sich der Kondensator C2 allmählich vollkommen entlädt und die Entladegeschwindigkeit geringer wird, bleibt der Blindstrom (dv/dt) in die Basis des Transistors Q5 nicht langer ausreichend, um den Kollektor

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des Transistors Q5 in der Sättigung zu halten, so daß die Spannung am Kollektor des Transistors Q5 anfängt positiv zu werden. Wenn dies geschieht, wird die Durchlaßsteuerspannung des Transistors Q6 vergrößert, so daß Q6 anfängt stärker zu leiten. Während der Transistor Q6 weiterhin leitet, steigt seine Emitterspannung in Richtung auf die Spannung B+ und schaltet den Transistor Q5 aus. Die Basis des Transistors Q5 verbleibt in der Nähe des Massepotentials und nähert sich durch Laden des Kondensators C2 durch die Stromquelle Q26 langsam in Richtung auf die Spannung B+ und der Vorgang wiederholt sich.

Ein unerwünschter stabiler Zustand (latch-up) kann bei entladenem Kondensator C2 auftreten, wenn die Parameterveränderungen zu groß sind und der Strom durch die Stromquelle Q26 multipliziert mit dem Stroinverstärkungsfaktor Beta des Transistors Q5 größer ist als die Spannung B+ dividiert durch den dynamischen Widerstand (Beta Q7 χ R5). Um das Problem des unerwünschten stabilen Zustandes zu vermeiden, ist die Diode D4 im Kollektorpfad des Transistors Q5 eingefügt, wodurch ein völliges Abschalten des Transistors Q5 vermieden wird. Am unteren Punkt des Zyklus befindet sich die Schaltung in einem nicht stabilen Zustand und schwingt weiter bis zurück zum oberen Punkt des Zyklus. Dadurch wird gewährleistet, daß die Schaltung schwingfähig bleibt trotz einer weiten Streuung der Stromverstärkungsfaktoren Beta der betroffenen Transistoren.

Der Schaltkreis mit den Transistoren Q5, Q6 stellt einen spannungsgesteuerten Oszillator dar, dessen Frequenz von der Betriebsspannung und der Ladezeitkonstante des Kondensators C2 abhängt. Unter der Voraussetzung einer konstanten Ladegeschwindigkeit dauert das Laden des Kondensators C2 länger oder weniger lang bis zu dem Zeitpunkt, zu dem die Basisspannung des Transistors Q5 positiv in Bezug auf dessen Emitter ist, wenn die Oszillatorlast (Q7, R5) an eine

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andere Spannung als die Spannung B+ gelegt wird. Dies liegt daran, daß die Emitterspannung des Transistors Q5 unmittelbar durch die um den Spannungsabfall an der Eingangsdiode des Transistors Q6 verminderte Basisspannung des Transistors Q6 bestimmt wird und daß die um den Spannungsabfall der Eingangsdiode von 0.7 verminderte Spannung an der Basis des Transistors Q6 durch die Spannung an den Anschlüssen des Widerstandes R5 bestimmt ist. Wenn die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände R5 und Rb verringert wird, steigt die Oszillatorfrequenz. Die Oszillatorfrequenz ist ungefähr umgekehrt proportional der Größe des Kondensators C2 und direkt proportional dem Ladestrom (Spannung B+ dividiert durch R4/4). Die Entladung vollzieht sich nicht verzögerungsfrei, hat jedoch nur einen kleinen Einfluß auf die Frequenz. Ihre Geschwindigkeit ist umgekehrt proportional der Größe des Kondensators C2 und direkt proportional der Summe der Widerstünde (R3, R2, R1) in der Emitterleitung. Mit den in der Zeichnung dargestellten Werten liegt die Frequenz in der Nähe von 3OOO Hz.

Der zur Veränderung der Frequenz des hochfrequenten Oszillators verwendete niederfrequente Oszillator ist ebenfalls ein spannungsgesteuerter Oszillator. Er enthält ein Transistorpaar Q12, Qi3 aus einem in Gestalt eines Hakens mit einem PNP-Transistor verbundenen NPN-Transistor, einen Kondensator C3, eine Stromquelle Q27 und Widerstände R8_f R'J (sowie R1). Der Emitter des Transistors Q12 ist über die Stromquelle Q27 mit der die Spannung B+ führenden Leitung 15 verbunden. Die Eingangsdiode der Stromquelle 0,27 liegt parallel zu der Diode D1, die als Hauptstromrcferenz dient. Der Kondensator C3 ist über den Widerstand R8, die in Vorwärtsrichtung gepolte Diode D5 und einen Widerstand RIO mit der die Spannung B+ führenden Leitung" 15 verbunden. Der Kollektor des PNP-Transistors Q12 steht mit der Basis des NPN-Transistors Q13 in Verbindung. Der

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Kollektor des Transistors Qi3 ist an die Basis des Transistor; Q12 anq°schlossen, um die RUckkopplunq«schleife in Gestalt eines Hakens zu schließen. Der Emitter des Transistors QI3 lieqf über den Widerstand R9, einen Transistor Q4 und einen Schalttransistor Q3 an Hasse.

Der niederfrequente spannungsgesteuerte Oszillator (Qi2, QI3) schwingt in der folgenden Weise. Zunächst sei angenommen, daß der Kondensator C3 maximal geladen ist.(der mit dem Emitter des Transistors Qi2 verbundene Anschluß liegt wesentlich tiefer als das Potential B+). Unter diesen Voraussetzungen lieqt die Basis des Transistors Q12 ungefähr um einen Diodenspannungsabfall (Db) unterhalb der Spannung B+, wobei der Transistor Q12 in Sperr-Richtung vorgespannt und ausgeschaltet ist. Die Stromquelle Q27 entlädt den Kondensator C3 mit einer eingestellten Geschwindigkeit. Während die Entladung des Kondensators C3 andauert, steigt die Emitterspannung des Transistors Q12, bis er in Durchlaßrichtung angesteuert wird und durchschaltet. Die Haken-Verbindung zwischen den Transistoren Qi2 und Qi3 bildet eine Rückkopplung, so daß beide Transistoren schnell in die Sättigung geraten. Der Kondensator C3 wird über den Transistor Q12 , die Eingangsdiode des Transistors Q13 und den zur Hasse führenden Widerstand R9 geladen, wobei durch diesen Vorgang auch der Strom durch den Widerstand R8 zum Ansteigen gebracht wird. Zu einem bestimmten Zeitpunkt wird der Ladeblindstrom dv/dt des Kondensators C3 so klein, daß eine Sättigung nicht länger aufrechterhalten werden kann. Diese Bedingung ergibt sich, wenn der Strom im Emitter des Transistors Q12 (der über den Kollektor des gestattigten Transistors Q12 zu.der Basis des Transistors Qi3 fließt) multipliziert mit dem Spannungsverstärkungsfaktor Beta des Transistors QI3 kleiner als der Strom durch den Widerstand R8 ist. Der Strom durch die Stromquelle Q27 beträgt normalerweise 1/6 Microampere, und R8 hat einen Widerstand von 1OOO Ohm, so daß er einen

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maximalen Strom von etwa 1 Milliampere zuläßt. Somit ist ein sicheres Schwingen gewährleistet und ein unerwünschter stabiler Zustand (latch-up) unwahrscheinlich, es sei denn, der Spannungsverstärkungsfaktor von Q13

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übersteigt 10 /1/fa χ 10 oder 6OOO. Der nominale maximale Stromverstärkungsfaktor Beta des Transistors Q13 beträgt 600, so daß ein Hängenbleiben in einem stabilen Zustand unwahrscheinlich ist. Wie oben kann die dem Oszillator zugeführte Spannung (bei R8) verändert werden, um die Oszillatorfrequenz zu variieren. Diese Einstellmöglichkeit wird nicht benötigt und R8 ist mit einem Punkt in der Nähe des Potentials B+ verbunden.

Der niederfrequente Oszillator (Q12, Q13 variiert die Frequenz des hochfrequenten Oszillators (Q5, Q6) durch Verändern dessen Betriebsspannung. Die Veränderung der Betriebsspannung der Transistoren Q5 und Q6 wird mit Hilfe eines Verbundverstärkers erreicht, der aus dem NPN-Transistor Q10 und dem PNP-Transistor Q11 besteht. Der Verbundverstärker hat eine ähnliche Funktion wie ein Emitterfolger, kann jedoch eine gewisse Spannungsverstärkung liefern. Der Eingang des "Verbundes" ist die Basis des PNP-Transistors Q11, die mit dem Wechselspannungsanschlue des Kondensators C3 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q11 liegt an einer Anzapfung des Widerstandes R6 der Kollektorlast des NPN-Transistors Q10. Eine solche Schaltung ermöglicht eine gewisse Verstärkung.(für eine Verstärkung 1 würde der Emitter des Transistors QiI mit dem Kollektor des Transistors Q10 verbunden werden). Der Kollektor des Transistors Q11 ist an die Basis des Transistors Q10 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q10 liegt an- Masse, und der als Ausgang des Verbundverstärkers dienende Kollektor des Transistors Q10 ist an den Anschluß des Lastwiderstandes R5 des hochfrequenten Oszillators angeschlossen, der mit dem Widerstand R6 verbunden ist. Dementsprechend überträgt der Verbundverstärker Q10, Q11 die an dem Kondensa-

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tor C3 auftretenden Spannungsänderungen mit einer oberhalb von 1 liegenden Verstärkung zu der Last des hochfrequenten Oszillators und verursacht somit ein Wobbein der Frequenz des hochfrequenten Oszillators entsprechend dieser Spannung. Bei den in der Zeichnung eingetragenen Werten für die Bauelemente schwankt die Oszillatorfrequenz zwischen 2400 und 2900 Hz, wobei die Veränderung mit einer Häufigkeit von mehreren Schwingungen pro Sekunde erfolgt.

Sowohl der hochfrequente spannungsgesteuerte Oszillator (Q5, Q6) als auch der niederfrequente spannungsgesteuerte Oszillator (Q12, Q13) werden durch einen Eingangssteuerkreis in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung der Impedanzüberwachungseinrichtung 11 betätigt. Der Oszillatorsteuerkreis umfaßt Dioden D2, D3, Transistoren Q1, 02, Q3, 0.4 und Q25 sowie die Widerstände R1 und R2. Der als Teil der Impedanzüberwachungseinrichtung 11 dargestellte Kondensator C1 ist das Bauelement, an dem die rauchabhängige Spannung auftritt. Die Spannung am Kondensator C1 hat bei der Abwesenheit von Rauch einen Wert, der in der Nähe der Spannung B+ und bei der Anwesenheit von Rauch in der Nähe der Spannung Null liegt, durch die ein Alarm ausgelöst wird. Der nichtgeerdete Kondensatoranschluß ist an die Basis des Emitterfolger PNP-Transistors Q1 angekoppelt. Der Kollektor von Q1 liegt an Masse und der Emitter, dessen Spannung der Spannung an Ci folgt, ist über die Diode D3 mit der Basis des Transistorverbundverstärkers Q2, <J3 verbunden. Der Emitter des Transistors Q1 ist an die Kathode der Diode D3 «!geschlossen. Die Anode der Diode D3 liegt über die Stromquelle Q25 an der die Spannung D+ führenden Leitung 15. Die Stromquelle Q25 wird von der Hauptstromquelle (D1, R4) geführt. Die Anode der Diode D3 ist auch mit der Basis des PNP-Transistors Q2 in Verbindung, der zusammen mit dem NPN-Transistor Q3 einen dem Verstärker aus den Transistoren Q11 und Q10 ähnlichen Verbundverstärker bildet. Der Verbundverstärker Q2, Q3 arbeitet ähn-

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lieh wie ein Emitterfolger mit etwas Spannungsverstärkung. Der Kollektor von Q2 ist an die Basis des NPN-Transistors U3 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q2 liegt an dem Verbinduncjspunkt der Widerstände R2 und R3 im Emitterpfad der Transistoren Q5, Q6. Die Anode der Diode D2 ist mit der Basis des Transistors Q2 verbunden, während ihre Kathode an den Emitter des Transistors Q2 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q3 ist geerdet und sein Kollektor liegt an dem nicht mit R2 verbundenen Anschluß des Widerstandes RI. Die Widerstände R1, R2 und R3 im Kollektorkreis des Transistors Q3 haben Werte, die so gewählt sind, daß der Verbundverstärker Q2, Q3 eine Spannungsverstärkung von etwa 2 bei der Übertragung der Spannung am Kondensator C1 auf den Kollektor von Q3 aufweist, wobei die in Reihe geschalteten Diodenübergänge (Qi, D3, Q2) ein totes Band von etwa 1 bis 1/2 Volt für die Oszillatorsteuerfunktion erzeugen.

Der Steuerschaltkreis des Tonfrequenzgenerators arbeitet in der folgenden Weise, um den Oszillator einzuschalten. Wenn der Kondensator C1 auf eine in etwa dem Potential B+ entsprechende Spannung voll aufgeladen ist, sind die Eingangsdioden von Oj , D3 und Q2 in Sperr-Richtung gepolt und nichtleitend. Wenn Q2 nichtleitend ist, ist auch der zweite Transistor des Verbundverstärkers Q3 ebenfalls nichtleitend, so daß sowohl der hochfrequente Oszillator (0,5, Q6) als der der niederfrequente Oszillator (Q12, Q13), die ihren Strom über 03 beziehen, außer Betrieb sind. Wenn die Spannung an dei Kondensator C1 bis auf eine Spannung fällt, die um 1 bis 1/2 Volt unter der Spannung B+ liegt, werden die Übergänge von Qi, i)3 und Q2 in Durchlaßrichtung gepolt und ein Leiten der Transistoren Q2 und Q3 ist die Folge. Das Leiten des Transistors Q2 setzt den hochfrequenten Oszillator (Q5, Q6) in Betrieb und setzt das periodische Entladen des Kondensators C2 in Gang. An einem Zwischenpunkt (typisch 4 oder 5 Volt am Kondensator C1) verursacht der Spannungsabfall am

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Widerstand R1 ein Einschalten des Transistors Q4 und des niederfrequenten Oszillators (Q12, Q13). Während sich der Kondensator C1 weiter entlädt, nähert er sich einem Minimalwcrt von etwa 1 bis 1/2 Volt, einer Spannung, bei der der Kollektor des Transistors Q3 in die volle Sättigung überführt wird und ein in der Nähe von Null liegendes Potential für den Tonfrequenzgenerator erzeugt. Die Fähigkeit des Transistors Q3 trotz des toten Bandes (hervorgerufen durch die in Reihe liegenden Diodenspannungsabfäll« 01, D3, Q2) in die Sättigung zu gehen, ist der Verstärkung de: Transistorverbundes (02, 03) zuzuschreiben. Die Sättigung des Transistors Q3 und die Verbindung der Reihenwiderstände (R1, R2, R3) mit Masse ermöglich⁴- *»in Entladen des Kondensators C2 in einem größtmöglichen Ausmaß und verhindert, daß ander«¹ Variable des Einschaltverstärkers (01/ D3, Q2, D2) din Betriebsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (Q5, Q6) des Tonfrequenzgenerators 12 beeinflussen.

Der Ausschaltvorgang vollzieht sich in umgekehrter Richtung wie der Einschaltvorgang. Bei eingeschalteten Oszillator kann der Kondensator C1 eine stabile Spannung von etwa 1 bis 1/2 Volt über dem Massepotential erreichen, wobei der Entladestrom etwa 1/12 Mikroampere beträgt. Nach Beseitigung des Rauches liefert die Impedanzüberwachungseinrichtung 11 einen diese Forderung übersteigenden Strom. Diesen Überschuß des Ladestroms über den Entladestrom verursacht, daß die Spannung am Kondensator Ci bis über die Mitte der Spannung B+ ansteigt. Bei diesem Punkt wird der Transistor Q4 ausgeschaltet und die durch Q12, Q13 hervorgerufene niederfrequente Modulation eingestellt. Wenn die Spannung am Kondensator C1 bis auf einen um 1 bis 1/2 Volt unterhalb der Spannung B+ liegende Spannung ansteigt, werden sowohl der Verbundverstärker (Q2, Q3)als auch eier hochfrequente OsziJ lator (Q5, Q6) ausgeschaltet.

Der Ausgangsschaltkreis des Tongenerators liefert zwei Ausgangssignale zur Ansteuerung des Alarmauslösers und zur

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Steuerung dessen Ausgangsfrequenz. Solange der Tonfrequenzgenerator kein Signal erzeugt, zieht der Alarmauslöser im wesentlichen keinen Strom und ruht. Wenn Ton f requejn zgcneratorausgangssignale auftreten und an den Alarmauslöser 13 gekoppelt werden, wird der Alarmauslöser betätigt und erzeugt eine rechteckförmige Ausgangsspannung. Der Ausgangsschaltkreis des Tonfrequenzgenerators umfaßt die Transistoren Q6, Q7, Q8 und Q9. Die beiden Generatorausgangssignale sind jeweils mit den Anschlüssen 16 und 17, 18 des Alarmauslösers gekoppelt. Das erste Ausgangssignal, das am Kollektor des Oszillatortransistors Q6 auftritt, wird dem Anschluß 16 des Alarmauslösers 13 zugeführt. Ee hat die Gestalt momentaner Stromunterbrechungen mit einem Tastverhältnis von 5 bis 10%. Es tritt in dem Moment auf, zu dem Q5 voll eingeschaltet und Q6 ausgeschaltet ist. Dies geschieht mit der variablen Frequenz des Oszillators (Q5, Q6). Die Stromunterbrechung im Transistor Q6 unterbricht, wie erklärt werden wird, die Leitung in den PNP-Stromquellen Q22, Q23, die einen Teil der Steuerung der Leitung in den folgenden Stufen des Alarmauslösers 13 bewirken. Ein zweites Tonfrequenzgenerator-Ausgangssignal wird am Kollektor des Transistors Q7 abgenommen. Der Transistor Q7 ist die dynamische Last des Oszillatortransistors Q5 und er ist mit seiner Basis an die Basis des Transistors Q6 angeschlossen. Der Transistor Q7 wird zum Zeitpunkt, zu dem Q5 voll eingeschaltet wird, ebenfalls voll eingeschaltet. Somit wird synchron mit der Unterbrechung des Stromes in Q6 ein Impuls im Kollektorstromkreis des Transistors Q7 erzeugt. Der Stromimpuls des Transistors Q7 erzeugt eine Spannung am Lastwiderstand R7, die an die Basen und die geerdeten Emitter der Transistoren Q8 und Q9 angelegt wird. Der Impuls schaltet die normalerweise ausgeschalteten Transistoren Q8 und Q9 ein und bringt die an die Steueranschlüsse 17 und 16 angekoppelten Kollektoren in die Sättigung sowie auf eine in der Nähe von Null liegende Span» nung. Das Signal an den Kollektoren der NPN-Translstoren Q8 und Q9 hat somit zusammengefaßt die Gestalt ein·· negativ

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gerichteten Impulses variabler Frequenz mit einer Einschaltdauer von 5 bis 10% und ist so gepolt, daß es das Leiten der NPN-Transistoren Q16, Q17, Q18, Q19 unterbricht. Die beiden Oszillatorsteuersignale ermöglichen die gesamte Steuerung der Leitung in dem Alarmauslöser 13. Die Art und Weise, in der diese Steuersignale den Ausgangsstrom unterbrechen und die Frequenz des Alarmauslösers steuern, werden nach der Beschreibung der Schaltung des Alarmauslösers behandelt.

Der Alarmauslöser 13 liefert ein rechteckförmiges Ausgangssignal mit der Frequenz des Tonfrequenzgenerators 12, um das Warngerät 14 zu speisen. Der Alarmauslöser 13 verfügt über eine Drücke mit vier Zweigen, die die Leistungstransistoren Q14, Q15, Q16, Qi7 enthalten und weist einen Steuerschaltkreis mit den Transistoren Q18, Q19, Q20, Q21, U22, Q23, der Diode D5 und den Widerstünden K1O bis Ri6 auf, die den Betrieb der LeistungsbrUckc steuern.

Zwei Anschlüsse der TransistorbrUcke sind zur Energielieferung mit der Spannungsversorgung verbunden und zwei der Anschlüsse sind an das Warngerät 14 angeschlossen, das die Last darstellt, zu der Energie geliefert wird. In Fig. 2 wird die Gleichspannungsleistung in die Transistorbrücke an den Gleichspannungs-Eingangsklemmen (15, 20) eingespeist. Die Gleichspannungs-Eingangsklemmen sind jeweils mit der die Spannung B+ führenden Leitung und der Masseleitung verbunden. Eine Gleichspannungsquelle 27, die normalerweise eine Batterie von etwa 9 Volt ist, 1st mit ihrem positiven Anschluß mit der B-*- Klemme 1b und mit ihrem negativen Anschluß mit der Masseklemme 20 verbunden. Wechselstromleistung wird aus der TransistorbrUcke durch das Warngerät 14 (oder die Hupe) ausgekoppelt, das xwischen den Brücken-ausgangsanschlüssen 21 und 22 angeschlossen ist.

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Die Zweige der Transistorbrücke sind wie folgt verbunden. Der erste Zweig der Brücke besteht aus einem mit einem Transistor Q14 in Reihe geschalteten Widerstand R11 und liegt zwischen der U+ Klemme 15 und dem Wechselspannungsausgangsanschluß 21 der Drücke. Der Widerstand 11 hat einen mit der D+ Klemme verbundenen Anschluß und einen zweiten mit dem Kollektor des Transistors Q14 verbundenen Anschluß. Der Emitter des Transistors Q14 ist mit der Wechselspannungausgangsklemme 21 der Brücke in Verbindung. Der dritte Zweig der Brücke liegt diagonal zum ersten Zweig und ist so ausgelegt., daß er gleichzeitig mit ihm in einem in Reihe liegenden, das Warngerät 14 einschließenden Stromweg leitend ist. Der dritte Zweig besteht aus dem Transistor Q16. Der Kollektor des Transistors Q16 ist mit der Wechselspannungsausgangsklcmme 22 der Brücke verbunden, während sein Emitter mit der Masseklemme 20 in Verbindung steht. Der zweite Zweig der Brücke besteht aus dem in Reihe mit dem Widerstand R12 geschalteten Transistor 0.15, die zwischen dem Brückenanschluß 15 und der Wechselspannungsausgangsklemme 22 liegen. Ein Anschluß des Widerstandes R12 ist mit dem Anschluß 15 und der andere Anschluß mit dem Kollektor des Transistors QIb verbunden. Der Emitter des Transistors Qi5 ist an die Wechselspannungsausgangsklemme 22 der Brücke angeschlossen. Der vierte Zweig der Brücke liegt diagonal zum zweiten Zweig und ist so aufgebaut, daß er gleichzeitig mit ihm leitend ist und einen in Serie zu ihm liegenden, das Warngerät 14 einschließenden Stromweg bildet. Der vierte Zweig besteht aus dem Transistor Q17, dessen Kollektor mit der Wechselspannungsausgangsklemme 21 der Brücke verbunden ist und dessen Emitter mit dem Masseanschluß 20 gekoppelt ist. Die Brückenzweige 1 und 3 bilden somit ein erstes in Reihe liegendes Paar und die Brückenzweige 2 und 4 ein zweites in Reihe liegendes Paar.

Bei einer geeigneten Steuerfolge liefert die Brücke dmu an die Wechselspannungsausgangsklemmen 21, 22 angeschlossenen

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Warngerät eine Rechteckspannung. Wenn das erste Reihenpaar der Zweige (Q14 und Q16) leitend und das zweite Reihenpaar der Zweige (Q15, Q17) nichtleitend sind, fließt Strom aus der Stromquelle 27 über die B+ Klemme 15 durch den Widerstand R11, den Transistor Q14 und die Klemme 21 zu dem linken Anschluß des Warngerätes 14 (wie in Fig. 2 dargestellt ist). Nach Durchfließen des Warngerätes von links nach rechts setzt dor Strom seinen Weg von dem rechten Anschluß des Warngerätes 14 zu der Brückenklemme 22 fort und fließt durch den Transistor Q16 zum Masseanschluß 20, so daß der erste Stromweg vollständig ist. Wenn das erste Reihenpaar der Zweige (Q14 und Q16) nichtleitend und das zweite Reihenpaar der Zweige (Q15 und Q17) leitend sind, enthält der Stromweg der Reihe nach die B+ Klemme 15, den Widerstand R12, den Transistor Q15, die Brückenklemme 22 und den rechten Anschluß des Warngerätes 14. Nach Durchfließen des Warngerätes 14 von rechts nach links setzt der Strom seinen Weg ausgehend von dem linken Anschluß des Warngerätes zu der Brückenklemme 21 fort und fließt über den Transistor Q17 zum Masseanschluß 20, so daß der zweite Stromweg geschlossen ist. In der ersten Folge, bei der das erste Reihenpaar der Zweige leitend ist, fließt der Strom durch das Warngerät von links nach rechts, während er in der zweiten Folge, bei der das zweite Reihenpaar der Zweiqe leitend ist, s°ine Richtung im Warngerät 14 umkehrt und von rechts nach links fließt.

Der im folgenden beschriebene Steuerschaltkreis ist so ausqelegt, daß er die Leistungstransistoren in den Zweigen der Brücke in der oben erläuterten Weise zu leiten veranlaßt, und zwar mit einem kIeinstmöglichen Leistungsverlust, mit einem maximalen Wirkungsgrad und einer höchsten Zuverlässigkeit.

Der Steuerschaltkreis weist eine Vorspannungseinrichtung auf, die die Leis*-ungstransistoren mit einer vorübergehend unter-

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brochoncn Durchlaßsteuerspannung versorgt_/sowie eine Koppeleinrichtung zur Aufrechterhaltung eines stabilen Leitens in entweder dem ungradzahligen oder gradzahligen Paar der Leistungstransistoren solange die Durchlaßsteuerspannung anliegt. Darühnrhinaus verfügt der Steuerschaltkreis über eine auf die in der Last gespeicherte induktive Energie ansprechende Umschalteinrichtung, die ausgelöst wird, wenn das Leiten unterbrochen wird, um das vorher nichtleitende Transistorpaar einzuschalten, sobald die Durchlaßsteuerspannung erneut auftritt. Wie aus Fig. 2 erkennbar ist, enthält die intermittierende Vorspannungseinrichtung die den Steueranschlüssen 16 und 17, 18 der Brücke zugeordneten Bauelemente. Die Vorspannungseinrichtung enthält den Transistor Q6, die stromliefernden Transistoren Q22, Q23, die Diode D5 sowie die dem Steueranschluß 16 zugeordneten Widerstände R1O, R11 und R12. Darüberhinaus weist die Vorspannungseinrichtung die den Steueranschlüssen 17 und 18 zugeordneten Transistoren Q7 und Q8 und Q9 auf. Die Koppeleinrichtung besteht im wesentlichen aus einem Teil-Flip-Flop mit den Steuertransistoren Q18, Q19 und den Widerständen R13, R14, R15 und R16. Die Umschalteinrichtung enthält die induktive Last 14, die Transistoren Q2O , Q21 und gewisse andere Schaltkreiselemente.

Zunächst sei die Koppeleinrichtung erläutert, deren Teil-Flip-Flop mit den Treibertransistoren Q18 und Q19 ausgerüstet ist und das die stabilen Zustände der Brücke auf die beiden oben beschriebenen Leitungszustände einschränkt. Der NPN-Steuertransistor Q18, dessen Emitter an Masse liegt, ist mit dem Steueranschluß 17 verbunden. Seine Eingangsdiode liegt parallel zu der Eingangsdiode des Leistungstransistors Q16. Der Kollektor des Steuertransistors Q18 ist unmittelbar mit der Basis des Leistungstransistore QI5 und über einen Widerstand R13 mit dem Emitter des Transistors Q15 (auch mit der Wechselspannungsausgangsklemme 22) gekoppelt, und er ist über einen zweiten Widerstand R14 alt dar Basis des Steuertransistors Qi9 Über Kreuz verkoppelt» Dl· 809825/0837

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zwangsläufige Folge dieser Verbindungen zum Treibersteuertransistor Q18 werden nun erläutert. Falls der Steuertransistor Q18 leitet, dann leitet der Leistungstransistor Q16 (dritter Zweig),dessen Eingangsdiode parallel zum Transistor Q18 liegt, ebenso (in einem gewissen Maße). Der Leistungstransistor Q15 (zweiter Zweig), der Treiberstauertransistor Q19 und der Leistungstransistor Q17 (vierter Zweig), dessen Eingangsdiode parallel zum Steuertransistor Q19 liegt, sind dann gesperrt. Schließlich wird der Leistungstransistor Q14 (erster Zweig) bei leitendem Transistor (Q18) und gesperrtem Transistor Q19 nicht blockiert und kann leiten.

Der NPN-Treibersteuertransistor Q19 bildet die zweite Hälfte des Teil-Flip-Flops und arbeitet analog dem ersten Treibersteuertransistor (Q18). Die Basis des Steuurtransistors Ul9, dessen Emitter an Masse liegt, ist mit dem Steueranschluß 18 der Brücke verbunden. Die Eingangsdiode des Transistors Q19 liegt parallel zu der Eingangsdiode des Leistungstransistors Q17. Der Kollektor des Steuertransistors Q19 ist unmittelbar an die Basis des Leistungstransistors Q14 sowie über den Widerstand K15 an den Emitter des Transistors Q14 (auch die Wechselspannungsausgangsklemme 21) gekoppelt und über einen zweiten Widerstand R16 mit der Basis des Steuertransistors Qi8 über Kreuz verkoppelt.

Als Folge dieser Verbindungen des Steuertransistors Q19 ergibt sich, daß falls der Steuertransistor Qi9 leitet, der Leistungstransistor Q17 (vierter Zweig), dessen Eingangsdiode parallel zum Transistor Q19 liegt, ebenfalls (in einem gewissen Rahmen) leitet. Der Leistungstransistor Q14 (erster Zweig), der Treibersteuertransistor Q18 und der Leistungstransistor Qi6 (dritter Zweig), dessen Eingangsdiode parallel zum Steuertransistor Q18 liegt, schalten dann aus. Schließlich wird der Leistungstransistor Q15 (zweiter Zweig) bei leitendem Transistor Q19 und gesperrtem Transistor Q18

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nicht blockiert und kann leiten.

Während der stabilen Vorspannungsperiode nach jedem Schaltintervall werden die von den Transistoren Q8 und Q9 gelieferten Linschaltsignale beiden Steuertransistoren Q18 und Qi9 zur gleichen Zeit zugeführt. Falls der Transistor Qi8 bereits eingeschaltet ist, wenn dies geschieht, so verfügt der Transistor Q18 über eine ausreichende Verstärkung in der über Kreuz verkoppelten Schaltung, um den Transistor Q19 im ausgeschalteten Zustand zu halten und ihn daran zu hindern, leitend zu werden. In ähnlicher Weise hat der Transistor Q19 eine ausreichende Verstärkung in der über Kreuz verkoppelten Schaltung, um den Transistor Q18 im ausgeschalteten Zustand zu halten und zu verhindern, daß er leitend wird, wenn der Transistor Qi9 selbst schon beim Auftreten des Einschaltsignales eingeschaltet ist.

Die Vorspannungseinrichtung führt den Leistungstransistoren eine Vorspannung zu, die zeitweise unterbrochen ist, um eine Richtungsänderung des Stromes in der Last zu ermöglichen. Die an den Transistoren Q8 und Q9 abgenommene erste Steuerspannung wird zu den Steueranschlüssen 17 und 18 der Brücke geführt, von wo aus sie einen unmittelbaren Einfluß auf die unteren I.oistungstransistoren Q16, Q17 und die Steuertransistoren Q18, QI9 hat. Wie bereits bemerkt, ermöglicht es die Steuerspannung während der Linschaltperioden allen mit ihr verbundenen Transistoren Q16, Q17, Q18 und Q18 zu leiten, verhindert jedoch nicht, daß die Uberkreuzverkopplunq ein Paar im eingeschalteten Zustand und das andere im ausgeschalteten Zustand hält. Sie.verhindert während der vorübergehenden Ausschaltperioden das Leiten aller vier Transistoren. Sobald die Steuerspannung an den Anschlüsse 17, 18 in ihren Ausschaltzustand übergeht, unterbricht sie, wie gezeigt werden wird, augenblicklich den Strompfad zwischen Last und Quelle und leitet den Umschaltvorgang ein.

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Der zweite Teil der Vorspannungseinrichtung umfaßt die Transistoren Q22, Q23, die Diode D5 sowie die Widerstände RIO, R11 und R12, die auf das am Transistor Q6 abgenommene und dem Steueranschluß 16 der Brücke zugeführte zweite Steuersignal ansprechen. Der Steueranschluß 16 ist mit den Basen der beiden Stromquellentransistoren Q22, Q23 verbunden. Die Emitter der beiden Stromquellentransistoren Q22, Q23 sind jeweils über die Widerstände R11 und R12 mit der die Spannung B+ führenden Leitung 15 verbunden. Eine Hauptstromreferenz R1O, D5 überbrückt die Eingangsdioden der Transistoren Q22, Q23 und bildet eine 1 : 1 Stromreferenz. Der Kollektor des Transistors Q22 ist an die Basis des Leistungstransistors Q15 und an den Kollektor des Treibersteuertransistors 0.18 angekoppelt und liefert somit den Basisstrom des Leistungstransistors Q15 sowie den Kollektorstrom des Treibersteuertransistors Q18. Der Kollektor des Transistors Q23 ist mit der Basis des Leistungstransistors Q14 und dem Kollektor des Treibersteuertransistors Q19 in Verbindung und liefert somit den Basisstrom des Leistungstransistors Q14 und den Kollektorstrom des Treibersteuertransistors Q19.

Das am Anschluß 16 vorhandene zweite Steuersignal wirkt somit auf die Stromquellentransistoren Q22 und Q23 sowie die oberen Leistungstransistoren Q14 und 0.15 ein. Wie bereits bemerkt, verhindert das während der Einschaltperioden ein Leiten aller Transistoren Q22, Q23, Q14, Q15 ermöglichende Steuersignal nicht eine gewisse Stromverringerung in der Ruhestromquelle (wie unten erläutert ist) und unterbindet während der zeitweisen Ausschaltperioden das Leiten in allen vier Transistoren. Wenn die Steuerspannung am Anschluß 16 in den Ausschaltzustand Übergeht, unterbricht sie den Strompfad zwischen Last und Quelle zwar langsamer als dies in der unteren Stufe geschieht und erleichtert den Umschaltvorgang .

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Das letzte Element in dem Steuerschaltkreis ist die Umschlageinrichtung, die zum Teil von den Transistoren Q2O und 02 1 gebildet wird. Der Emitter des Transistors Q2O ist mit der Ausgangsklemme 21 des Alarmauslösers, seine Basis mit dem B+ Spannungsanschluß 15 und sein Kollektor mit der Basis des Leistungstransistors Q14 verbunden. Der Emitter des Transistors Q21 ist an den Ausgang 22 des Alarmauslösers 13, seine Basis an den B+ Spannungsanschluß 15 und sein Kollektor an die Basis des Leistungstransistors U15 gekoppelt. Im übrigen umfaßt die Umschalteinrichtung die Last 14, deren Induktivität die Energie für den Umschaltvorqang liefert, und die Elemente des bereits beschriebenen Netzwerks, das diese Energie in das Steuernetzwerk einführt, um das vorher nichtleitende Paar einzuschalten und das vorher leitende Transistorpaar auszuschalten.

Der Umschaltvorgang kann am besten verstanden werden, wenn der Alarmauslöserschaltkreis als Ganzes behandelt wird. Im Prinzip wird das Umschalten durch Energiespeicherung in der hochinduktiven Last 14 erreicht. Die Vorspannungseinrichtung unterbricht zweitweise das Leiten der Leistungstransistoren des Alarmauslösers 13 und während dieser zeitweisen Unterbrechungen wird die in der Last gespeicherte Energie, die einen von dem vorhergehenden Leitungszustand abhängigen Richtungssinn hat, verwendet, um die Leistungstransistoren, die vorher ausgeschaltet waren, für ein Einschalten vorzubereiten und die Leistungstransistoren, die vorher eingeschaltet waren, für ein Ausschalten vorzubereiten.

Eine ausführlichere Funktionsbeschreibung folgt unter Bezug auf die in Fig. 3 dargestellten Spannungs- und Stromverläufe. Der oberste Spannungsverlauf zeigt eine idealisierte Ausgangsspannung, wie sie an den Ausgangsklemmen 21 und 22 auftreten würde. Sie stellt eine rechteckförmige Wechsel-

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spannung dar, bei der die Polung von der positiven zu der negativen mit einer Spitze-zu-Spitze-Amplitude umkehrt, die ungefähr der D+ Spannung entspricht. Die Periodizität ist als konstant dargestellt, jedoch erzeugt der Schaltkreis in Wirklichkeit eine fast kontinuierlich veränderte Periode. Die ideale Spannung an der Klemme 22 gegenüber Masse ist unmittelbar darunter dargestellt. Der Spannungsverlauf ist ebenfalls rechteckförmig, schwankt jedoch zwischen B+ und Masse. Darunter ist in einer durchgezogenen Linie der Stromverlauf dargestellt, der sich bei einer rein induktiven Last ergibt. Er ist von dreieckförmiger Gestalt mit gleichen ansteigenden und abfallenden Flanken und ist gegenüber der Spannung um 90 verzögert. Ein wirklich vorhandener Stromverlauf, wie er sich durch die ohmsehe Komponente ergibt, ist mit einer gestrichelten Linie in den idealen Stromverlauf eingezeichnet. Er ist eher sinusförmig und gegenüber dem Spannungsverlauf um etwa 30 verzögert. Auf die übrigen Spannungsvorläufe der Fig. 3 wird im Verlaufe der weiteren Erläuterungen Bezug genommen.

Der Umschaltvorgang sei nun unter der Annahme beschrieben, daß die Leistungstransistoren Qi4 und Q16 eingeschaltet sind und daß der Laststrom (I)von links nach rechts fließend ansteigt . Die Spannung (V) an der Klemme 22 befindet sich in der Nähe des Massepotentials, da der Transistor Ql6 leitet. Der Umschaltvorgang beginnt, wenn der Transistor Q7 eingeschaltet ist und Q8 sowie Q9 sich in der Sättigung befinden und dadurch die Durchflußsteuerspannung an den Steuereingängen 17 und 18 ausschalten. Dadurch wird der Leistungstransistor Q16 ausgeschaltet. Die induktive Komponente der Last wird nun statt einer Last eine Stromquelle und bewirkt ein positives Ansteigen der Spannung an der Klemme 22, wobei die Spannung tatsächlich positiver als die Spannung D+ wird, wie in Fig. 3 dargestellt ist. In dem Augenblick, in dem die Spannung B+ um einen Diodenspannungsabfall

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überschritten ist, leitet die als "Schutzdiode" arbeitende Eingangsdiode des Transistors Q21 den Generatorstrom, der durch den Transistor ü16 floß. Der Stromübergang vom Transistor Q16 auf die Lingangsdiode des Transistors Q21 geschieht sehr schnell im Verhältnis zu üer LR-Zeitkonstante der Last.

Wenn der Leistungstransistor Q14 nun abgeschaltet wird, fällt die vorher in der Nähe des B+ Potentials liegende Spannung an der Klemme 21 gegen Masse, während der linke Anschluß der induktiven als Generator wirkenden Last weiterhin Strom verlangt, um den vorher durch den Transistor Q14 fließenden Strom zu ersetzen. Die Stromanforderung erzeugt eine Schutzdiode D17 in der Gestalt der Kollektor-Substrat-Diode des Leistungstransistors Q17. Diese in einem integrierten Schaltkreis vorhandene Diode leitet Strom, wenn ein Spannungsstoß an der Klemme /1 auftritt, der um mehr als einen Diodenspannungsabfall unterhalb des Massepotentials reicht (falls kein integrierter Schaltkreis verwendet wird, ist eine zusätzliche Diode vorgesehen). Wiederum sei angenommen, daß der Leitungsübergang von Q14 auf die Schutzdiode Di7 kurz in Bezug auf die LR-Zeitkonstante der Last ist. Der Strompfad zu und von der stromerzeugenden Last wird durch das Auftreten von zwei Schutzdioden geschlossen und für eine kurze Zeit fließt Strom zurück in die Stromversorgung, wie in Fig. 3 dargestellt ist. Der Strom fällt dann auf Null ab und steigt anschließend gegebenenfalls in einer gedämpft abklingen den Weise in die entgegengesetzte Richtung. Falls vor der Umkehr des Rücklaufstromes das diagonale Transistorpaar (Q15 und Q17) eingeschaltet ist, verbleibt die Spannung an der Klemme 22 etwas oberhalb dem B+ Potential und die Spannung an der Klemme 21 verbleibt etwas unterhalb dem Null-Potential. Mit Ausnahme der kurzen Ubergangsdauer ist die Spannungsumkebrvollständig und der Strom in der Last kann nun auf Null fallen und sich dann in der neuen Richtung aufbauen. Die zyklischen Umkehrungen können unbegrenzt fortgesetzt werden.

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Das Einschalten des diagonalen Leistungstransistorpaares (Q15, Qi7),das sich vorher in einem ausgeschalteten Zustand befand, wird durch die von der in der Last gespeicherten Energie bewirkte "Vorbereitung" verursacht. Wenn die Klemme 22 infolge der Stromerzeugung in der Last positiv wird, wird die Spannung über den Widerstand R14 an die Basis des Steuertransistors U19 gelegt. Die Selbstinduktionsspannung schaltet den Transistor Q19 ein und macht den Leistungstransistor Q17 teilweise leitend. Das Ausschaltsteuersignal, das von Q6 zu dem Steueranschluß 16 gelangt, tritt simultan zu dem an den Anschlüssen 18 und 17 vorhandenen Signalen auf, aber die Stromquellen Q22 und Q2 3 sind langsam arbeitende, in Querrichtung ausgebildet PNP-Transistoren. Dementsprechend helfen die Stromquellen beim Ausschalten des Leistungstransistors Q14 erst nachdem der Transistor Q16 ausgeschaltet und der Transistor Q19 eingeschaltet worden ist. Somit sind sowohl der Steuertransistor Q19 als auch die Stromquelle Q2 beim Ausschalten des Transistors Q14 wirksam. Der Steuertransistor Q19, der noch durch die Selbstinduktionsspannung versorgt ist, führt auch dem Steuertransistor Q1Ö ein Ausschaltsignal-Potential zu. Die Vorbereitung ist im wesentlichen abgeschlossen, wenn ein Teil des Selbstinduktionsstromes (fly-back current), der über die Eingangsdiode des Transistors Q21 fließt, über den Kollektor des Transistors Q21 in die Basis des Transistors Q15 strömt. Unter der Annahme, daß die Transistoren Q22 und Q23 sich im ausgeschalteten Zustand befinden und eine entsprechende Ausschaltvorspannung den Transistoren Q14 und Q15 zuführen, schaltet der Selbstinduktionsstrom den Leistungstransistor Q15 ein. Auf diese Weise schaltet die in der Induktivität der Last gespeicherte Energie den Leistungstransistor Q17 und den ihn begleitenden Steuertransistor Q19 durch die Selbstinduktionsspannung ein, während die Vorspannungseinrichtung ein Ausschaltsignal über die Anschlüsse 16, 17, 18 zu allen vier Lei-

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stuncjstransistoren liefert. Die gespeicherte Energie schaltet ebenfalls den Leistungstransistor Ql5 während der kurzen Rücklaufperioden durch den Selbstinduktionsstrom ein. Die Schutzdioden Q2O, Q21, D16, D17, insbesondere erlauben dem "negativen" oder induzierten Strom von der Last wegzufließen, wodurch der Alarmauslöser für die nächste Stromrichtung vorbereitet wird. Wenn die Steuersignale erneut eingeschaltet werden, bevor die Selbstinduktionsenergie verstreut ist und die Vorbereitung aufhört, wird der Leitungsweg in der neuen Richtung aufgebaut und der Umschaltvorgang ist beendet.

Der Alarmauslöserschaltkreis ist bei der Verwendung von Batteriestrom besonders leistungsfähig. Ein wesentlicher Teil der der Batterie in der Form eines elektrisches Stromes entnommenen Energie, die in magnetische Feldenergie umgewandelt wird, wird in elektrischen Strom zurückverwandelt, wenn das Magnetfeld zusammenbricht, wobei dieser Strom in Laderichtung in die Batterie hineinfließt. Die meisten Batterien gestatten solche Stromstösse, deren Wirkung es ist, die mittlere Stromentnahme zu verkleinern. Ein zweiter Effekt,der unmittelbar den Wirkungsgrad des Schaltkreises beeinfluß, ergibt sich aus der Verbindung der Stromquellen Q22 und Q23. Wie oben erläutert ist, sind beide Stromquellen durch Widerstände (R11, R12) justiert, um einen 1:1-Strom abzubilden, der gleich demjenigen in der Hauptstromreferenz D5, R1O ist. Wenn ein diagonales Leistungstransistorpaar tatsächlich eingeschaltet ist (z. B. Q15, Q17) und das andere ausgeschaltet (Q14,Q16) führt ein Strom im Widerstand R12 eine Spannung von einigen 100 Millivolt in einer derartigen Richtung herbei, daß die Leitung in der unbenutzten Stromquelle (Q23) verringert wird. Die wirksame Stromquelle (Q22) befindet sich in einer Teilsättigung und liefert im wesentlichen den Strom, der erforderlich ist, um den Transistor Q15 leitfähig zu halten.

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Der Leistungsverbrauch des Alarmauslösers 13 ist sehr günstig wegen der Tatsache, daß ein gleichzeitiges Leiten der"Totenpfahl-Transistoren" in der Brücke (Q14, Q17 und Q15, Q16) vermieden wird. Die Unterdrückung der Durchlaßsteuerspannung im Steuersignal zu allen Leistungstransistoren während der Umschaltperioden verhindert zum Teil das Auftreten eines gleichzeitigen Leitens. Der zweite Verhütungsfaktor liegt darin, daß das Selbstinduktionspotential eindeutig das richtige Paar der Leistungstransistoren einschaltet. Falls der obere Teil des Totem (z.B. Q14) langsam ausschaltet,führt der dem unteren, sich einschalteten Teil (Q17) des Totem zugeordnete Transistor (Q19) das notwendige Ausschaltpotential an den oberen Teil, bevor sich die vollständige Leitfähigkeit unten eingestellt hat. Die Auslegung des Alarmauslösers 13 mit einem Rechteckstrom geschieht im Hinblick auf einen theoretischen Wirkungsgrad von 1OO % und der Verlust gegenüber diesem Idealzustand ist nur ein DioUenspannuny abfall von 9 Volt.

Der Alarmauslöser 13 ist für einen geringst möglichen Verluststrom während des Bereitschaftszustandes ausgelegt. Der gesamte Bereitschaftsstrom des kompletten Systems beträgt nur 5 Mikroampere (5 χ 1O~ Amp.). Alle Leistungstransistoren (z. B. Q14, Q15), denen während der Bereitschaft Spannung zugeführt wird, verfügen über Widerstände (R13, R15), die deren Eingangsübergänge überbrücken, um eim Beta-Stromvervielfältigung zu verhindern. Die anderen Transistoren (Q22, Q23), denen eine Spannung zugeführt ist, haben eine zwischen Basis und Emitter liegende Diode D5, die verhindert, daß der Verluststrom mit mehr als zwei multipliziert wird.

Der Schaltkreis ist für einen wirtschaftlichen Aufbau ausgelegt und im Einklang mit hoher Zuverlässigkeit und geringer Stromaufnähme. Der Schaltkreis benötigt kein zu-

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sätzliches Lnergiespeicherelement - wie z. B. einen Komparator zur Mitwirkung beim Umschaltvorgang - sondern verwendet vielmehr die Induktivität des Warngerätes. Die üchaltuny läßt sich unmittelbar als integrierter Schaltkreis in konventioneller, bipolarer Technik ausführen .

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Leerse ite

Claims

Patentanwälte Oipl.-Iny. W. Scherrmann Dr.-Ing. R. Rüger 7300 Esslingen (Neckar) Webergasse 3. Postfach 348 13. Dezember 1977 Teieion PA 117 raeh Stuttgart (0711) 3S65W 359619 Tele« 07 «6610 tmru Telegramme Patentschutz Esslingenneckar Patentansprüche

1. Alarmauslöser, Insbesondere für einen Rauchmelder mit einer die rauchabhängige Impedanz einer Ionisations-Rauchdetektorzelle abfühlenden Impedanzüberwachungseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß er eine aus vier Transistoren (Q14, Q15, Q16, Q17) gebildete Brückenschaltung aufweist, an deren Eingangsanschlüssen (15, 2O) eine Gleichstromquelle (27) und an deren Ausgangsanschlüssen (21, 22) ein eine hochinduktive Last darstellendes Warngerät (14) angeschlossen sind, und die vier Transistoren (Q14 bis Qi7) der Brücke derart gepolt sind, daß der die Last (14) durchfließende Strom solange die Transistoren (Q14, QI6) der ungeradzahligen Brückenzweige leitend sind, einen ersten Richtungssinn und bei leitenden Transistoren (Q15, Qi7) der geradzahligen BrUckenzweige einen entgegengesetzten zweiten Richtungssinn hat, daß die Transistoren (Q14 bis QI7) an eine zeitweise kurzzeitig eine Sperrspannung liefernde, über den Eingang des Alarmauslösers angesteuerte Vorspannungseinrichtung (Q6 bis Q9, Q22, Q23) sowie eine stabile Leitungsverhältnisse wahlweise in den ungeradzahligen Brückenzweigen (014, Q16) oder geradzahligen Brückenzweigen (Qi5, Qi7) aufrechterhaltende Koppeleinrichtung (Q18, QI9) und schließlich an eine von der in der Last (14) gespeicherten induktiven Energie bei Unterbrechen des Brückenausgangsstroms gesteuerte Umschalteinrichtung (Q2O, Q21) angeschlossen sind, mittels der das vorher

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ORWINAL INSPBCTSO

gesperrte Transistorpaar der Brücke einschaltbar und das vorher leitende Transistorpaar der Brücke sperrbar ist.

2. Alarmauslüser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeleinrichtung einen mit seiner Eingangsdiode parallel zu der Eingangsdiode des dritten Tran- · sistors (Q16) liegenden fünften Transistor (Q18) gleichen Leitungstyps aufweist, dessen Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors (Q15) und der Basis eines sechsten Transistors (Q19) gekoppelt ist, so daß das Leiten des fünften Transistors (Q18) gleichzeitig mit dem Leiten des dritten Transistors (Q16) und Nichtleiten des zweiten Transistors (Q15) sowie des sechsten Transistors (QI9) auftritt, und daß der sechste Transistor (Q19) mit seiner Eingangsdiode parallel zu der Eingangsdiode des vierten Transistors (Q17) gleichen Leitungstyps liegt und mit seinem Kollektor mit der Basis des fünften Transistors (Q18) verbunden ist, so daß das Leiten des sechsten Transistors (Q19) begleitet wird von einem Leiten des vierten Transistors (Q17) und Nichtleiten des ersten Transistors (Q14) sowie des fünften Transistors (Q18).

3. Alarmauslüser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung (Q2O, Q21) eine Verbindung zwischen dem ersten Ausgangsanschluß (21) und der Basis des fünften Transistors (Q18) sowie zwischen dem zweiten Ausgangsanschluß (22) und der Basis des sechsten Transistors (Q19) aufweist, so daß nach einem Sperren des vierten Transistors (Q17) ein ein Leiten hervorrufender Spannungsstoß in den fünften Transistor (Q18) sowie ein ein Sperren bewirkender Spannungsstoß in den sechsten Transistor (Q19) und nach einem Sperren des dritten Transistors (Q16) ein ein Leiten hervorrufender Spannungsstoß in den sechsten Transistor (Q19) sowie ein ein Sperren bewirkender Spannungsstoß in den

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fünften Transistor (Qi8) einkoppelbar ist.

4. Alarmauslöser nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung (Q2O, Q21) über einen ersten zwischen dem zweiten Ausgangsanschluß (22) und dem ersten Einganqsanschluß (15) angeordneten, Spannungsstöße leitenden,normalerweise gesperrten Halbleiterübergang (Q21) sowie über einen zweiten zwischen dem ersten Ausgangsanschluß (21) und dem ersten Einganqsanschluß (1S) angeordneten, Spannungsstöße leitenden, normalerweise gesperrten Halbleiterübergang (Q2O) verfügt, so daß nach dem Sperren der in dem dritten Transistor (Qi6) fließende induktive Strom über den ersten Eingangsanschluß (15) in Laderichtung und der in den vierten Transistor (Qi7) fließende induktive Strom über den ersten Eingangsanschluß (15) in Laderichtung fließen kann und dadurch wegen der Stromrückführung in die Stromquelle (27) bei Überschreiten des Stromquellenpotentials durch den Spannungsstoß ein erhöhter Wirkungsgrad erreichbar ist.

5. Alarmauslöser nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Spannungsstöße leitende Übergang durch die Eingangsdiode eines siebten Transistors (Q21) gebildet ist, dessen Kollektor an die Basis des zweiten Transistors (Qi5) gekoppelt ist, so daß der aufgrund eines Spannungsstosses fließende Strom das Einschalten des zweiten Transistors (QiS) unterstützt und daß der zweite Spannungsstöße leitende Übergang durch die Eingangsdiode eines achten Transistors (Q2O) gebildet 1st, dessen Kollektor an die Basis des ersten Transistors (Qi4) gekoppelt 1st, so daß der aufgrund eines Spannungsstosses fließende Strom das Einschalten des ersten Transistors (Qi4) unterstützt.

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6. Alarmauslöser nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die acht Transistoren (Q14 bis Q21) auf einem gemeinsamen Trägermaterial integriert sind, das mit dem zweiten Eingangsanschluß (20) verbunden ist, daß eine erste Ubergangszone zwischen dem Kollektor des vierten Transistors (Q17) und dem Trägermaterial vorhanden ist, die es dem in dem ersten Transistor (Q14) fließenden induktiven Strom ermöglicht, über den zweiten Eingangsanschluß (20) in Laderichtung zu fließen, und daß eine zweite Ubergangszone zwischen dem Kollektor des dritten Transistors (Q16) und dem Trägermaterial vorhanden ist, die es dem in dem zweiten Transistor (Q15) fließenden induktiven Strom ermöglicht, über den zweiten Eingangsanschluß (20) in Laderichtung zu fließen, so daß durch Zurückleiten eines Stromes in die Stromquelle beim überschreiten des Stromquellenpotentials durch den Spannungsstoß ein höherer Wirkungsgrad erreichbar ist.

7. Alarmauslöser nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinrichtung eine zeitweise unterbrochene Durchlaßspannung zu den dritten, vierten, fünften und sechsten Transistoren (Q16 bis Q19) einkoppelnde neunte und zehnte Transistoren (Q8,*Q9) enthält, denen ein zwei Zustände annehmendes und den einen Zustand kurzzeitig aufweisendes Signal zuführbar ist, und deren Ausgänge jeweils mit den Basen des dritten sowie fünften Transistors (Q16, Q18) und den Basen des vierten sowie sechsten Transistors (Qi7, Q19) verbunden sind, so daß durch den kurzzeitig auftretenden Signalzustand diejenigen der dritten, viertem, fünften und sechsten Transistoren (Q16 bis Q19) sperrbar sind, die leiten und mit dem anderen Signalzustand diejenigen der dritten, vierten, fünften und sechsten Transistoren im Leitungszustand gehalten werden, die nach dem Umschalten und Uberkreuzkoppeln leitend sind.

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8. Alarmauslöser nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß. 'die Vorspannungseinrichtung dem ersten und zweiten Transistor (Q14, Q15) zeitweise kurzzeitig unterbrochene Durchlaßsteuerspannungen zuführende elfte und zwölfte Transistoren (Q22, Q23) enthält, denen zwei synchrone, zwei Zustände annehmende und den einen Zustand kurzzeitig aufweisende Signale zuführbar sind, und deren Ausgangsströme jeweils an die Basis des zweiten Transistors (Q15) und die Basis des ersten Transistors (Q14) koppelbar sind, so daß durch den kurzzeitig auftretenden Signalzustand entweder der leitende erste Transistor (Q14) oder der leitende zweite Transistor (Q15) sperrbar ist und durch den anderen Signalzustand der nach dem Umschalten und überkreuζkoppeIn leitende erste Transistor (Q14) oder zweite Transistor (Q15) im Leitungszustand festhalbar ist.

9. Alarmauslöser nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Widerstand (R11) zur Erzeugung eines ersten Spannungsabfalles bei leitendem ungeradzahligem Transistorpaar (Q14, Qi6) zwischen dem ersten Transistor (Qi4) und dem ersten Eingangsanschluß (15) sowie ein zweiter Widerstand (R12) zur Erzeugung eines zweiten Spannungsabfalles bei leitendem geradzahligem Transistorpaar (Q15, Qi7) zwischen dem zweiten Transistor (Q15) und dem ersten Eingangsanschluß (15) vorgesehen sind, daß der erste Spannungsabfall an den elften Transistor (Q22) in der Richtung koppelbar ist, daß dessen Leitung sowie die Leitung in dem geradzahligen Transistorpaar (Q15, Qi7) absinken« und daß der zweite Spannungsabfall an den zwölften Transistor (Q23) in der Richtung koppelbar ist, daß dessen Leitung sowie die Leitung in dem ungeradzahligen Transistorpaar (Q14, Q16) absinken.

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