DE2727624A1 - Koaxial-mikrowellen-oszillatorschaltung - Google Patents

Koaxial-mikrowellen-oszillatorschaltung

Info

Publication number
DE2727624A1
DE2727624A1 DE19772727624 DE2727624A DE2727624A1 DE 2727624 A1 DE2727624 A1 DE 2727624A1 DE 19772727624 DE19772727624 DE 19772727624 DE 2727624 A DE2727624 A DE 2727624A DE 2727624 A1 DE2727624 A1 DE 2727624A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
diode
coaxial
circuit
cavity
load
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE19772727624
Other languages
English (en)
Inventor
Michael Dydyk
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Motorola Solutions Inc
Original Assignee
Motorola Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Motorola Inc filed Critical Motorola Inc
Publication of DE2727624A1 publication Critical patent/DE2727624A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
    • H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
    • H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
    • H03B9/145—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance the frequency being determined by a cavity resonator, e.g. a hollow waveguide cavity or a coaxial cavity
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
    • H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
    • H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
    • H03B9/143—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance using more than one solid state device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
    • H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
    • H03B2009/126—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices using impact ionization avalanche transit time [IMPATT] diodes

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Description

Dipl.-Phys. O.E. Weber d-s Manchen 71 HofbrunnstraBe 47
Telefon: (088)7915050
Telegramm: monopolweber muncnen
IiOTOROIA IKG.
East Algonquin lioaä
Bchaumburg, Hl. 60196
UBA
Koaxial-llikrowellen-Oszilla tor schaltung
709852/1095
Die Erfindung betrifft eine Mikrowellen-Dioden-Koaxial-Oszillatorschal tung.
Mikrowellenschsltungen zum Sammeln von Ausgangsenergie aus mehreren Oszillatoren mit Dioden mit negativem Widerstand sind an sich bekannt und werden beispielsweise in der US-Patentschrift 3 628 171 beschrieben. Weiterhin wird zu dem Stand der Technik auf die Arbeit von Harp et al. hingewiesen, welche unter dem Titel "Power Combining of X-Band IMPATT Circuit Modules", IEEE International Solid-State Circuits Conference (1973), Seiten 118/119 veröffentlicht ist. Im allgemeinen wird bei einem solchen Oszillator an einem Ende einer Koaxial-Mikrowellenschal tung eine Diode mit negativem Widerstand verwendet. Die Koaxialschaltung weist einen Transformator auf, um die Diode an die charakteristische Impedanz bzw. den Wellenwiderstand der Koaxialleitung anzupassen, und es ist im allgemeinen eine Anpaßlast an dem Ende gegenüber von der Diode zur Stabilisierung der Diode vorgesehen. Die Koaxialleitung kann mit einem Resonanzhohlraum an einem Punkt gekoppelt sein, welcher zwischen der Diode un der angepaßten Last liegt. Dieser Hohlraum kann dazu verwendet werden, Energie von verschiedenen Dioden zu sammeln, die jeweils in ihrer eigenen Koaxialschaltung angeordnet sind. Die HF-Energie kann dann mit Hilfe einer Sonde abgenommen werden, welche in den Resonanzhohlraum eingesetzt ist.
Diese Schaltungen leiden normalerweise unter verschiedenen Nachteilen. Beispielsweise hängt der Ausgangswirkungsgrad von dem Verhältnis zwischen dem reellen Teil der Eingangsimpedanz, welche in den Resonanzhohlraum hineinsieht, und dem Wert des angepaßten Abschlußwiderstandes ab. Dieser Wirkungsgrad wird mit zunehmendem Verhältnis oder größerem Verhältnis verbessert.
709852/1ÖI6
Die maximale reelle Eingangsimpedanz des Resonanzhohlraums tritt bei der Resonanzfrequenz auf und nimmt rasch ab, wenn sich die Frequenz ändert, da der Hohlraum derart ausgebildet ist, daß er einen hohen Wert Q aufweist. Dies bedeutet, daß zur Erreichung eines maximalen Wirkungsgrades die Diode durch die Koaxialschaltung extern zu dem Resonanzhohlraum in Resonanz gebracht werden muß. Theoretisch ist dies auch durchführbar, in der Praxis ist eine derartige Maßnahme jedoch mit außerordentlichen Schwierigkeiten verbunden. Wenn es darüber hinaus erforderlich ist, verschiedene Dioden miteinander zu kombinieren, muß jede Diode einem sehr aufwendigen und zeitraubenden Optiraalisierungsprozeß unterzogen werden, weil praktisch keine zwei Mikrowellen-halbleiterdioden gleich sind.
Weiterhin sind bei derartigen Schaltungen keine Vorkehrungen vorhanden, die zweite Harmonische als Belastung in irgendeiner Weise zu steuern. Eine derartige Steuerung ist jedoch für einen verbesserten Wirkungsgrad von außerordentlicher Bedeutung und auch für einen Betrieb bei vermindertem Rauschpegel. Weiterhin ist den bekannten Schaltungen der Nachteil eigen, daß der Wirkungsgrad verhältnismäßig gering ist, wenn versucht wird, sie abzustimmen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs näher erläuterten Art zu schaffen, welche einen besonders hohen Wirkungsgrad aufweist.
Zur Lösung diet.er Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren niedergelegten Merkmale.
Kach dem Grundgedanken der Erfindung wird ein zweiter Resonanzhohlraum für die zweite Grundfrequenz verwendet, welche unbelastet ist und um ein ganzzahliges Vielfaches von λ/4 (bei der
709852/1018
Resonanzfrequenz f~) von dem Sammelresonanzhohlraum entfernt angeordnet ist, gemessen entlang der Achse der Koaxialschaltung. Vorzugsweise wird ein weitere unbelasteter Hohlraum mit einer Resonanzfrequenz von 2fQ verwendet, der um ein ganzzahliges Vielfaches (ungerade oder gerade) von \/8 bei der Resonanzfrequenz f,. von der Diode entfernt ist. Der unbelastete Hohlraum mit einer Resonanzfrequenz f~ dient dazu, einen Energieverlust in dem Anpaßabschlußwiderstand bei der Resonanzfrequenz f~ zu vermeiden. Der zweite unbelastete Hohlraum, der eine Resonanzfrequenz von 2ff) aufweist, dient dazu, einen kurzgeschlossenen oder offenen Kreis an den Diodenkleiatneu bei der zweiten Harmonischen von 2f^> zu bilden.
Gemäß der Erfindung wird somit ein auf die Grund frequenz nbgestimmter Hohlraum dazu verwendet, eine Absorption von Mikrowellenenergie durch die Abschlußanpaßlast bei der Grundfrequenz zu verhindern.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird ein Hohlraum verwendet, der eine Resonanzfrequenz von der doppelten gewünschten Resonanzfrequenz der Schaltung aufweist, welcher dazu dient, um für die Diodenklemmen eine offene oder kurzgeschlossene Schaltung zu bilden, um eine Steuerung der zweiten Harmonischen und ihrer entsprechenden Belastung zu ermöglichen und dadurch das Rauschen von dem Oszillator zu unterdrücken.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, daß ein unbelasteter Hohlraum bei der gewünschten Resonanzfrequenz der Schaltung verwendet wird, um eine Absorption der Ausgangsmikrowellenenergie durch den Abschlußwiderstand zu vermeiden, wobei ein zweiter Hohlraum vorhanden ist, der eine Resonanzfrequenz hat, welche der zweifachen gewünschten Resonanzfrequenz der Schaltung entspricht, um die zweite Harmonische
709852/1085
als Belastung der Diode zu steuern. Diese Hohlräume liefern eine unabhängige Steuerung für die Grundfrequenz und für die zweite Harmonische in der Mikrowellenschaltung, da die Hohlräume voneinander entkoppelt sind.
Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:
Fig. 1 eine erfindungsgetnäße Einrichtung, welche eine Koaxialschaltung mit einer einzelnen Diode verwendet,
Fig. 1a einen Querschnitt durch die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung, welche die relative Lage der Hohlräume der erfindungsgemäßen Einrichtung veranschaulicht,
Fig. 2 ein Schaltschema der in der Fig. 1 dargestellten Anordnung,
Fig. 3 eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes, bei welcher getrennte Koaxialschaltungen für jede der zwei Dioden verwendet werden, und
Fig. 3a einen Querschnitt durch die in der Fig. 3 dargestellte Anordnung, welcher die Anordnung der Hohlräume bei der erfindungsgemäßen Anordnung darstellt.
In der Fig. 1 ist eine bevorzugte Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes dargestellt. Es sei darauf hingewiesen, daß dort, wo gleiche Bezugszahlen in den Figuren der Zeichnung verwendet werden, die damit bezeichneten Bauelemente gleichen oder identischen Zwecken dienen.
709852/1OiS
Bei der in der Fig. 1 dargestellten Einrichtung wird eine Diode 2 auf der einen Seite der Koaxialschaltung 3 verwendet. Ein Mittelleiter 6 der Koaxialschaltung 3 verwendet zwei Transformatoren 8 und 9 neben der Diode 2. Der Transformator 8 hat eine Impedanz Z. und ist bei der Resonanzfrequenz ffi Λ/4 lang. Der Transformator 9, welcher neben dem Transformator 8 angeordnet ist, hat eine Impedanz Z.? und ist bei der Frequenz fQ ebenfalls λ/4 lang. Der Abstand zwischen der Diode 2 und dem Hohlraum 14 beträgt einen Wert L, wodurch zusammen mit den Transformatoren 8 und 9 die für eine optimale Arbeitsweise der Diode 2 erforderliche Impedanz geliefert wird.
Eine zur Anpassung dienende Last 10 mit einem eich verjüngenden Eingang 12 wird zur Stabilisierung der Diode 2 verwendet, wie es an sich bekannt ist. Eine zur Vorspannung dienende Energieversorgungseinrichtung 13 liefert einen Vorspannungsstrom an die Diode 2, wie es an sich bekannt ist. Eine Sonde 16 und ein Ausgangsanschluß 18 werden dazu verwendet, Energie aus dem Hohlraum 14 auszukoppeln, wie es ebenfalls bekannt ist.
Wesentliche Unterschiede der erfindungsgemäßen Einrichtung gegenüber bekannten Anordnungen bestehen in nachfolgend näher erläuterten Merkmalen.
Der Hohlraum 20, der eine Resonanzfrequenz f~ aufweist, ist mit der Koaxialschaltung 3 gekoppelt und ist parallel zu dem Hohlraum 14 angeordnet, und zwar besteht die Kopplung mit der Koaxialschaltung 3 en einem Punkt, der um \/4 (bei £q) von dem Hohlraum 14 entfernt ist. Der Hohlraum 22, welcher bei einer Frequenz von 2fQ eine Eigenresonanz aufweist, ist mit der Koaxialschaltung 3 an. einem Funkt gekoppelt, der N-mal X/8 (bei fQ) von der Diode 2 entfernt ist (wobei N gleich einer beliebigen ganzen Zahl ist und % die Wellenlänge bei der Frequenz f0 ist).
709852/1016
Um einfach die Ausgangsleistung der Diode anzuheben, würde eine geöffnete oder kurzgeschlossene Schaltung bei der zweiten Harmonischen an den Klemmen der Diode 2 geeignet sein. Um den Rauschpegel bei der Grundfrequenz f^ zu vermindern, ist es erforderlich, die Phase der Impedanz bei der zweiten Harmonischen zu steuern. Deshalb könnte der Hohlraum 22 für die zweite Harmonische gegenüber 21",^ leicht verstimmt sein.
Die Hohlräume 20, 22 sind unbelastet, d. h. die Hohlräume liefern keine Ausgangsenergie. Deshalb haben die Hohlräume 20, 22 einen sehr geringen Wert Q, was für den Fachmann ohne weiteres verständlich ist.
Der Hohlraum 20 liefert eine sehr hohe Impedanz in Reihe mit der als Abschluß dienenden und zur Anpassung verwendeten Last 10, und zwar bei der Resonanzfrequenz £q. Diese sehr hohe Impedanz wird an den Kopplungspunkt des Hohlraums 14 reflektiert, wobei die Koaxialschaltung 3 als Kurzschluß in Reihe mit dem Hohlraum 14 parallel zu der Koaxialschaltung 3 dient. Dies bedeutet, daß bei der Resonanzfrequenz fQ der Anpaßlastabschluß 10 von der Mikrowellenenergie effektiv nicht gesehen wird, welche in der Schaltung entwickelt wird. Deshalb wird nur ein sehr geringer Teil derjenigen Energie, welche bei der Frequenz fQ erzeugt wird, durch den Anpaßlastabschluß 1o absorbiert. Da in dem Anpaßlastabschluß 10 bei f0 nur ein außerordentlich geringer Energieverlust auftritt, bedeutet dies, daß ein höherer Prozentsatz der insgesamt erzeugten Energie bei fQ für eine Kopplung durch die Sonde 16 an den Anschluß 18 zur Verfügung steht, so daß insgesamt eine Einrichtung geschaffen wird, die einen außerordentlich hohen Wirkungsgrad hat.
Der Hohlraum 22, welcher bei der doppelten Arbeitsfrequenz des Systems, nämlich bei 2fQ,in Resonanz ist, bildet eine sehr
709852/1096
hohe Impedanz in .Reihe mit der Abschlußanpaßlast 10 bei 2ff). Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß der Hohlraum 22 um eine ganze /nzahl von λ/8-Abständen (bei f^) von der Diode 2 entfernt ist, wird deutlich, daß λ/8 (bei f~) λ.Α bei der Frequenz 2iV. entspricht. Entlang der Koaxialechaltung 3 wird jeweils in Abständen von \/<4 (bei 2f,O die Impedanz von einem hohen Wert auf einen niedrigen Wert oder von einem niedrigen Wert auf einen hohen Wert umgekehrt, wie es an sich bekannt ist. Daraus wird ersichtlich, daß die hohe Impedanz, welche der Koaxialleitung 3 am Kopplungspunkt C4 dargeboten wird (siehe Fig. 2), und zwar durch den Hohlraum 22, als kurzgeschlossener oder offener Kreis an der Diode 2 reflektiert wird. Daraus ergibt sich, daß ein kurzgeschlossener oder ein offener Kreis an der Diode 2 bei der Frequenz von 2f„ gebildet wird. Diese Anordnung liefert eine Steuerung der zweiten Iiarmonisehen, d. h. der dadurch bedingten Last, und vermindert dac Hauechen am Ausgangsanschluß 18. Bei anderen Frequenzen als 2fp stellt der hohlraum 22 eine sehr geringe Impedanz dar, wodurch die Möglichkeit geboten wird, die Anpaßlast 10 in der Weise zu wählen, daß die Koaxialleitung j2 in charakteristischer Weise abgeschlossen wird. Dadurch wird die erforderliche Stabilisierungslasb bei anderen Frequenzen als f~ und 2f^ geliefert, wie es an eich bekannt irt.
Die Fig. 3 veranschaulicht das erfindungegemäße System unter Verwendung von zwei Dioden 2, 2a. Dabei sind Koaxialschaltungen 3, 3a vorhanden. Wie aus der Fig. 3a hervorgeht, wird für jede der Koaxialschaltungen 3, 3a ein bei der zweiten Harmonischen in Resonanz befindlicher Hohlraum 22, 22a gebildet. Ein einzelner Sammelhohlraum 14 ist mit den beiden Koaxialschaltungen 3 und 3a gekoppelt. Für den Fachmann ist ersichtlich, daß noch weitere Koaxialschaltungen wie 3, 3a der Konfiguration gemäß Fig. 3 zugefügt werden könnten. Für jede zusätzliche Koaxialschaltung würde ein weiterer Hohlraum wie
709852/1096
ORIGINAL INSPECTED
erforderlich sein, der bei ?Jq in Resonanz ist. Der Sammelhohlraum 14 und der Hohlraum 20 für die zweite Grundfrequenz werden zwischen den Koaxialleitungen v/ie 5, 5a geteilt. Natürlich würde jede zusätzliche Koaxialschaltung ihre eigene Vorspannungsenergieversorgung benötigen. Die Fig. 3a stellt einen Querschnitt durch die Anordnung gemäß Fig. 3 dar, in welchem die relativen Positionen der Hohlräume 22, 22a und des Hohlraums 20 in bezug auf die Koaxialschaltungen 3? 3a veranschaulicht sind.
Es sind Konfigurationen mit einer, mit drei und mit sechs Dioden gerätetechnisch verwirklicht worden, und zwar unter Berücksichtigung der oben beschriebenen Erfindung. Jede der Schaltungen arbeitete bei 12,7 GHz, bei einem Tastverhältnis von 5 % und bei einer Impulsbreite von 125 Nanosekunden. Die Schaltung mit einer einzelnen Diode hat 21 Watt Ausgangsenergie erzeugt, die Schaltung mit drei Dioden hat 60 Watt erzeugt, und die Schaltung mit sechs Dioden hat 106 Watt abgegeben. Der in allen drei Fällen erreichte Wirkungsgrad, in Form des Verhältnisses zwischen Gleichspannungs- und HF-Energie betrug etwa 8,6 %. Es hat sich gezeigt, daß dieser Wirkungsgrad um etwa 1 % höher liegt als bei den meisten herkömmlichen, optimal abgestimmten Schaltungen, wie sie bisher verwendet werden. Dies entspricht einer Wirkungsgradverbesserung von nahezu 11,8 %.
709852/1096

Claims (6)

  1. Patentansprüche
    Λ.'' Koaxial-Hikrowellen-Oszillatorschaltung mit wenigstens einer Halbleiterdiode mit negativem Widerstand und mit wenigstens einer angepaßten Abschlußlast, wobei die wenigstens vorhandene eine Diode und die wenigstens vorhandene eine Last an gegenüberliegenden Enden der wenigstens vorhandenen einen koaxialen Schaltung angeordnet sind und ein Ausgangssignal von einem Funkt zwischen der Diode und der Last ausgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein unbelasteter Hohlraum (PO) mit einer Resonanzfrequenz (fß) mit der wenigstens vorhandenen einen koaxialen Schaltung (3) gekoppelt ist, und daß die Kopplung an einem Punkt angeordnet ist, welcher K/'4 bei der Frequenz (fß) von den Ausgangs si gnalkopplungspunkt en entfernt ist.
  2. 2. Oszillator nach Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal mit einem Sammelhohlraum (14) mit einer Resonanzfrequenz (fQ) gekoppelt ist.
  3. 3. K-oaxial-Mikrowellen-Oszillatorschaltung mit wenigstens einer Halbleiterdiode mit negativem Widerstand und mit wenigstens einer angepaßten Abschlußlast, wobei die wenigstens vorhandene eine Diode und die wenigstens vorhandene eine Last an gegenüberliegenden Enden der wenigstens vorhandenen einen koaxialen Schaltung angeordnet sind und ein Ausgangssignal von einem Punkt zwischen der Diode und der Last ausgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein unbelasteter Hohlraum (20) mit einer Resonanzfrequenz (£q) mit der wenigstens vorhandenen einen koaxialen Schaltung (3) gekoppelt ist, daß die Kopplung an einem Punkt angeordnet ist, welcher Λ./4 bei der Frequenz (^rJ von den Ausgangssignalkopplungspunkten entfernt ist, daß wenigstens ein
    709852/10*6
    ORIGINAL INSPECTED
    unbelasteter Hohlraum (22) mit einer Resonanzfrequenz(2f„) vorgesehen ist, daß jeder der unbelasteten Hohlräume (22) mit der Resonanzfrequenz (2f~.) jeweils mit der Koaxialschaltung (3) gekoppelt ist, und zwar an einem Punkt, der um ein ganzzahliges Vielfaches von Λ/Β bei einer Frequenz von fQ von der Diode (2) entfernt ist.
  4. 4. Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal mit einem Sammelhohlraum (14) mit einer Resonanzfrequenz (fr,) gekoppelt ist.
  5. 5. Koaxial-Mikrowellen-Oszillatorschaltung mit wenigstens einer Halbleiterdiode mit negativem Widerstand und mit wenigstens einer angepaßten Abschlußlast, wobei die wenigstens vorhandene eine Diode und die wenigstens vorhandene eine Last an gegenüberliegenden Enden der wenigstens vorhandenen einen koaxialen ochaltung angeordnet sind und ein Ausgangssignal von einem Punkt zwischen der Diode und der Last ausgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein unbelasteter Hohlraum (22) mit einer Resonanzfrequenz (2f,O vorgesehen ist, daß jeder der unbelasteten Hohlräume (22) mit der Resonanzfrequenz (2fQ) jeweils mit der Koaxialschaltung (3) gekoppelt ist, und zwar an eine"! Punkt, der um ein ganzzahliges Vielfaches von \/8 bei einer Frequenz von f~ von der Diode (2) entfernt ist.
  6. 6. Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daü das Ausgangssignal mit einem Sammelhohlraum (14) mit einer Resonanzfrequenz (f^) gekoppelt ist.
    709852/1OdS
    ORIGINAL INSPECTED
DE19772727624 1976-06-24 1977-06-20 Koaxial-mikrowellen-oszillatorschaltung Withdrawn DE2727624A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US05/699,722 US4034314A (en) 1976-06-24 1976-06-24 Microwave diode coaxial circuit oscillator improvement

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE2727624A1 true DE2727624A1 (de) 1977-12-29

Family

ID=24810604

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19772727624 Withdrawn DE2727624A1 (de) 1976-06-24 1977-06-20 Koaxial-mikrowellen-oszillatorschaltung

Country Status (3)

Country Link
US (1) US4034314A (de)
DE (1) DE2727624A1 (de)
IT (1) IT1078344B (de)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4097817A (en) * 1977-06-30 1978-06-27 Raytheon Company Cylindrical cavity power combiner for plurality of coaxial oscillators
US4172240A (en) * 1977-06-30 1979-10-23 Raytheon Company Cylindrical cavity power combiner for a plurality of coaxial oscillators
US4090152A (en) * 1977-07-05 1978-05-16 Motorola, Inc. Push-pull oscillator circuit with power combining cavity
US4121174A (en) * 1977-10-31 1978-10-17 General Dynamics Corporation Adjustable microwave power combiner for plurality of coaxial circuits
US4155051A (en) * 1978-03-16 1979-05-15 Motorola, Inc. Harmonically tuned high power voltage controlled oscillator
US4143334A (en) * 1978-03-16 1979-03-06 Motorola Inc. Microwave/millimeter wave oscillator
FR2425177A1 (fr) * 1978-05-03 1979-11-30 Thomson Csf Circuit hyperfrequence a cavite resonnante equipee de paires de diodes peripheriques, et dispositif utilisant un tel circuit
US4162458A (en) * 1978-05-26 1979-07-24 Motorola, Inc. TM coaxial cavity oscillator and power combiner
NL7806617A (nl) * 1978-06-20 1979-12-27 Philips Nv Microgolf oscillatorcircuit met verbeterd rendement.
FR2436527A1 (fr) * 1978-09-15 1980-04-11 Thomson Csf Dispositif oscillateur stabilise pour hyperfrequence a l'etat solide et l'un de ses modes de realisation
US4340870A (en) * 1980-07-28 1982-07-20 Motorola, Inc. Efficient higher order mode resonant combiner
US4429287A (en) * 1981-06-11 1984-01-31 Hughes Aircraft Company Coaxially coupled tunable oscillator using a ridge waveguide
US4453139A (en) * 1981-11-12 1984-06-05 Ford Aerospace & Communications Corporation Frequency offset multiple cavity power combiner

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3534293A (en) * 1968-09-27 1970-10-13 Bell Telephone Labor Inc Oscillator circuit
US3626327A (en) * 1970-06-22 1971-12-07 Litton Precision Prod Inc Tunable high-power low-noise stabilized diode oscillator
US3628171A (en) * 1970-08-07 1971-12-14 Bell Telephone Labor Inc Microwave power combining oscillator circuits
US3743966A (en) * 1972-02-09 1973-07-03 Sperry Rand Corp Trapatt diode transmission line oscillator using time delayed triggering
JPS4960464A (de) * 1972-10-12 1974-06-12
US3931587A (en) * 1973-01-19 1976-01-06 Hughes Aircraft Company Microwave power accumulator
FR2292370A1 (fr) * 1974-11-21 1976-06-18 Thomson Csf Generateur hyperfrequence de puissance a diodes a resistance negative et emetteur comportant un tel generateur

Also Published As

Publication number Publication date
US4034314A (en) 1977-07-05
IT1078344B (it) 1985-05-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3832293C2 (de) Anpassungsschaltung
DE2138939A1 (de) Microwellen Leistungs Verbund Oszilla tor
DE2727624A1 (de) Koaxial-mikrowellen-oszillatorschaltung
DE4010658C2 (de)
DE2706373C3 (de) Mischstufe
DE1947255A1 (de) Mikrowellen-Phasenschieber
DE3117080A1 (de) Mikrowellen-gegentaktmischerschaltung in streifenleitungstechnik
DE3202329C2 (de)
DE2944957A1 (de) Mikrowellenschaltung
DE1903518A1 (de) Hochfrequenzgeraet mit Festkoerper-Bauelement mit negativem Widerstand
DE60101089T2 (de) Multifunktionelle integrierte schaltungsanordnung hoher frequenz
DE1286585C2 (de) Frequenzvervielfacher mit mindestens einem ein nichtlineares Element enthaltenden Leitungskreis
DE2253710A1 (de) Festkoerper-mikrowellenoszillator
DE2611712C3 (de) Breitband-Wellenführungs-Mischstufe
DE3409555A1 (de) Symmetrierter mischer mit einem hybriden transformator
DE2653856B1 (de) Filter fuer sehr kurze elektromagnetische Wellen
WO1983003309A1 (en) Doppler radar area monitor
DE2733888C2 (de) Schaltung zum Aufteilen oder Zusammenführen von Hochfrequenzleistung
DE2353555A1 (de) Laufzeitroehre
DE1137775B (de) Parametrische Einrichtung
DE2901782C2 (de) Mikrowellenschaltung eines parametrischen Gleichlage-Abwärtsmischers mit reellem Spiegelfrequenzabschlußleitwert
DE3445017A1 (de) Symmetriervorrichtung zum ankoppeln einer unsymmetrischen leitung an ein symmetrisches element
DE2728312A1 (de) Richtungskoppelglied
DE2242535C3 (de) Filter für sehr kurze elektromagnetische Wellen
DE1942178C3 (de) Als Kammleitungs- oder Interdigitalfüter ausgebildetes Bandpaßfilter

Legal Events

Date Code Title Description
8141 Disposal/no request for examination