DE2659051C2 - - Google Patents
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- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/023—Neutralization of the automatic frequency correction during a tuning change
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0254—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being transfered to a D/A converter
- H03J5/0263—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being transfered to a D/A converter the digital values being held in an auxiliary non erasable memory
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- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine automatische Feinabstimmschaltung
zur Steuerung der Frequenz, auf die der
Tuner eines Fernsehempfängers abgestimmt wird, gemäß
dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Es ist bereits ein automatisches Frequenzabstimmsystem
bekannt (US-PS 39 13 029), mit dem ein Tuner lediglich
innerhalb eines Mitziehbereiches einer automatischen
Frequenzregelschaltung eingestellt wird, die einen
Frequenzdiskriminator verwendet. Dabei ist ein abgestimmter
Verstärker vorgesehen, dem ein Signal zugeführt
wird, welches dadurch erzeugt wird, daß das Ausgangssignal
eines örtlichen Oszillators mit dem Signal
eines Bezugssignalgenerators gemischt wird. Eine auf
das so erzeugte Signal ansprechende Einrichtung gibt
ein erstes Steuersignal an den vorhandenen Tuner ab,
währenddessen die Frequenz des örtlichen Oszillators
variiert wird, um einen bestimmten Bereich zu erreichen.
Danach wird von der betreffenden Anordnung ein zweites
Steuersignal an den Tuner abgegeben. Ein Hüllkurvendetektor
ermittelt ein durch Mischen der Ausgangssignale
des örtlichen Oszillators und des Bezugssignalgenerators
erzeugtes Signal. Von Nachteil bei dem bekannten System
ist, daß keine Auswahlschaltung vorhanden ist, die auf
das Ausgangssignal eines Video-ZF-Verstärkers hin eine
Signalauswahl in Abhängigkeit davon vornimmt, ob der
vorhandene Tuner auf eine Frequenz innerhalb oder außerhalb
eines bestimmten Frequenzbandes abgestimmt wird.
Es ist ferner eine Abstimmeinrichtung für den UHF- und
VHF-Bereich mit Kapazitätsdioden zur Abstimmung und
gleichzeitigen Frequenznachstellung durch Überlagerung
der Spannung für die Frequenznachstellung auf die
Spannung für die Abstimmung bekannt (DE-AS 22 46 972).
Bei dieser bekannten Abstimmeinrichtung ist eine
Schaltung zur Umkehr der Polarität der Spannung für
die Frequenznachstellung vorgesehen, deren Ausgang demjenigen
Anschluß der Kapazitätsdiode im VHF-Bereich
zugeführt ist, welcher nicht an die Spannung für die
Abstimmung angeschaltet ist, die dem anderen Anschluß
dieser Kapazitätsdiode zugeführt ist, während die
Spannung für die Frequenznachstellung im UHF-Bereich,
deren Polarität nicht umgekehrt ist, in an sich bekannter
Weise der Spannung für die Abstimmung einfach
überlagert ist. Auch bei dieser bekannten Abstimmeinrichtung
sind keinerlei Maßnahmen dafür getroffen,
eine wirksame Abstimmung unter Berücksichtigung des
Umstandes vorzunehmen, daß eine Abstimmung auf eine
Frequenz innerhalb oder außerhalb eines bestimmten
Frequenzbandes erfolgt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
automatische Feinabstimmschaltung der eingangs genannten
Art so auszubilden, daß mit insgesamt relativ
geringem schaltungstechnischen Aufwand eine wirksame
Abstimmung in Abhängigkeit davon erfolgt, ob die
Frequenzabstimmung innerhalb oder außerhalb eines
bestimmten Frequenzbandes erfolgt.
Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch
die in Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahmen.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit insgesamt
relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand
erreicht ist, daß eine wirksame und besonders effektive
automatische Feinabstimmung des Tuners eines Fernsehempfängers
sichergestellt ist.
Zweckmäßige Weiterbildungen des Gegenstands vorliegender
Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend
beispielsweise näher erläutert. In den Zeichnungen
zeigt
Fig. 1A-1D eine typische Fernseh-ZF-Durchlaßkurve
bzw. eine Anzahl von Videospektren, welche
in drei verschiedenen Verhältnissen zur Zwischenfrequenzkurve
abgestimmt sind;
Fig. 2A-2D Signal- bzw. Impulsverläufe bei der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen
Schaltung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers
mit dem Erfindungsgegenstand;
Fig. 4A-4H Signal- bzw. Impulsverläufe an verschiedenen Schaltungspunkten
der Schaltung gemäß Fig. 3;
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers mit
einem elektronisch abstimmbaren Tuner, welcher so
ausgelegt ist, daß er durch Digitalsignale gesteuert
werden kann;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Teiles der in Fig. 5 gezeigten
Schaltung in näherer Darstellung;
Fig. 7A-7F Signal- bzw. Impulsverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise des Fernsehempfängers gemäß Fig. 5
sowie eine Digitalidentifizierung verschiedener
Punkte der Signale bzw. Impulse;
Fig. 8 ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen
Ausführungsbeispiels zur Erzeugung von
Steuersignalen für einen Digitalvorgang; und
Fig. 9A-9K Impulsverläufe in
verschiedenen Abschnitten der Schaltung
gemäß Fig. 8.
Fig. 1A zeigt eine typische Frequenzdurchlaßkurve für die
Zwischenfrequenzschaltung eines Fernsehempfängers. Die als
58,75 MHz gezeigte Frequenz ist die Frequenz des Bildträgers;
sie liegt im abfallenden Teil der
Kurve annähernd beim Punkt 50% des Pegel-Maximalwertes.
Die Frequenz 54,25 MHz ist die Frequenz des Tonträgers
im selben Kanal. Bei dieser Frequenz zeigt die
Kurve eine Absenkung.
Die Frequenz 60,25 MHz ist
die Frequenz des Tonträgers im benachbarten Fernsehkanal,
und zwar hier
des Tonträgers im nächst niedrigen
Kanal und nicht im nächst höheren Kanal, wie man annehmen
könnte. Die vierte angegebene Frequenz ist 52,75 MHz und sie entspricht
der Bildträgerfrequenz des nächst höheren Fernsehkanals.
Die Ansprechbarkeit bei dieser Frequenz ist auch
sehr niedrig, um eine Störinterferenz aus dem nächst höheren
Kanal zu vermeiden.
Fig. 1B zeigt das Spektrum eines Fernsehsignals, welches in
bezug auf die Durchlaßkurve in Fig. 1A richtig abgestimmt ist.
Das heißt, der Bildträger f p in Fig. 1B befindet sich bei der richtigen
Frequenz von 58,75 MHz. Dies bringt selbsttätig den
Tonträger f s zur richtigen Frequenz von 54,25 MHz. Die Abstimmung,
welche das richtige Frequenzverhältnis zwischen
dem Empfangssignal und dem Zwischenfrequenzverstärker
festlegt, wird durch den Überlagerungsoszillator
im Tuner erhalten.
Die Frequenz des Überlagerungsoszillators betrage f e . Die richtige
Frequenz f e für einen beliebigen Empfangskanal
in das richtige Verhältnis in bezug auf
den Zwischenfrequenzverstärker zu bringen wird erreicht, indem f e = f₀
gemacht wird. Die richtige Frequenz f₀ für den Fernsehkanal
"4" in Tokyo ist beispielsweise f₀ = 230 MHz.
Falls die Frequenz f e des Überlagerungsoszillators um den
Betrag Δ f höher als der Wert ist, den sie haben sollte, wird
der Tuner nicht richtig eingestellt, um das Empfangssignal
richtig in bezug auf die Durchlaßkurve des
Zwischenverstärkers zu bringen. Da der Tuner in typischer Weise
so ausgelegt ist, daß der
Überlagerungsoszillator eine Frequenz hat, welche höher als
die Frequenzen in dem gewünschten Fernsehkanal ist, bewirkt
eine Erhöhung von f e auf den Punkt f₀ + Δ f, daß das gesamte
Spektrum des gewünschten Kanals zu höheren Werten verschoben wird, wie
in Fig. 1C gezeigt. Falls andererseits f e niedriger ist als sie
sein sollte, so daß f e = f₀ - Δ f ist, so wird das
gesamte Empfangskanalspektrum zu niedrigeren Werten verschoben, wie in
Fig. 1D gezeigt.
Wenn der Tuner richtig eingestellt ist, so ist das Ausgangssignal
des Zwischenfrequenzverstärkers ein amplitudenmoduliertes
Signal der in Fig. 2A gezeigten Art. Dieses Signal
enthält die üblichen Synchronisier- und Austastimpulse, welche
in diesem Falle die Punkte der höchsten Amplitude in dem
modulierten Signal sind. Das Bildsignal
jedes Zeilenintervalls befindet sich stets zwischen
dem Schwarz- oder Austastpegel und der Nullachse. Es gibt
Normen, um die verschiedenen Amplituden zueinander zu bestimmen.
Falls die Amplitude der Spitzen der Synchronimpulse
im Verhältnis zur Nullachse als 1,0 betrachtet wird,
so ist beispielsweise die Amplitude des Austastpegels oder
Schwarzpegels 0,75. Das heißt der Austast- bzw.
Schwarzwertpegel ist stets ¾ der Synchronspannung.
In typischer Weise wird ein Video-ZF-Signal der in Fig. 2
gezeigten Art durch einen Detektor demoduliert, welcher
polarisiert ist, um dem negativen Teil der Hüllkurve zu
folgen, wie in Fig. 2B gezeigt. Da der Spitzenwert bekannt
ist und da das Verhältnis zwischen dem Spitzenwert (in diesem
Falle dem negativen Spitzenwert) und dem Austast- oder
Schwarzwertpegel ebenso bekannt ist, ist möglich,
den Spannungspegel V₀ des Austast- oder Schwarzwertpegels
zu bestimmen. Fernsehempfänger haben normalerweise automatische
Verstärkungsregelschaltungen oder eine Fadingautomatik,
welche den Spitze-Spitze-Wert
des amplitudenmodulierten Signals bei einem gewissen
Punkt, wie z. B. am Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers,
auf einem vorbestimmten Pegel halten. Falls das Signal etwas
schwächer wird, so bewirkt die automatische Verstärkungsregelschaltung
oder Fadingautomatik, daß es stärker verstärkt wird,
wogegen dann, wenn es zu groß ist, die automatische Verstärkungsregelschaltung
oder Fadingautomatik bewirkt, daß es weniger
verstärkt wird. Das Ergebnis ist, daß eine verhältnismäßig
festgelegte Spannung für die Spannung V₀ für ein richtig
abgestimmtes Videosignal bestimmt werden kann.
Wie in Fig. 2B gezeigt, ist der Durchschnittswert des erfaßten
Videosignals, der durch den Wert V p dargestellt ist,
in seiner Größe kleiner als der Austast- oder Schwarzwertpegel
V₀. Da das hier in Frage stehende Signal ein
negatives Signal ist, bedeutet diese kleinere Größe, daß
der Mittelwert des Bildpegels V p weniger negativ oder positiver
als der Austastpegel V₀ ist. Bei einer negativen Demodulation
kann selbstverständlich der Pegel V p praktisch niemals
die Nullachse durchlaufen. Der Pegel V p ändert sich
ferner mit dem Bildinhalt. Falls das Fernsehbild
ganz weiß ist, würde der Pegel V p viel näher der
Nullachse liegen als in Fig. 2B gezeigt. Falls das Bild andererseits
vollständig schwarz wäre, würde der Pegel V p fast
auf den Austastpegel V₀ abfallen, wobei jedoch in jedem
Falle der Pegel V p stets irgendwo zwischen dem Pegel V₀ und der
Nullachse für ein richtig abgestimmtes Fernsehsignal liegt.
Falls der Fernsehtuner auf eine niedrigere Frequenz abgestimmt
ist, als es sein müßte, wie in Fig. 1D gezeigt, so werden die
höherfrequenten Komponenten des Bildsignals nicht soviel verstärkt,
wie sie sein müßten, wobei jedoch die
Komponenten niedrigerer Frequenz ziemlich stark verstärkt werden. Als Ergebnis ist
die mittlere Bildspannung höher (d. h. weniger negativ
im Falle einer negativen Hüllkurvenerfassung) als der Austastpegel
V₀. Wenn andererseits der Tuner auf eine höhere Frequenz
als erforderlich abgestimmt ist, beispielsweise um mehr als
1 MHz, wie in Fig. 1C gezeigt, so werden die mittleren und
niedrigen Frequenzkomponenten des Bildsignals herabgesetzt,
wobei der Pegel des Tonträgers erhöht ist, da er durch einen Bereich
verhältnismäßig hoher Verstärkung der Zwischenfrequenzdurchlaßkurve
gemäß Fig. 1A hindurchgeht. Die Wirkung der automatischen
Verstärkungsregelschaltung oder Fadingautomatik besteht
immer noch in der Aufrechterhaltung der Spitze-Spitze-
Amplitude jedes Signals, welches durch den Videozwischenfrequenzverstärker
mit einem festgelegten Pegel hindurchgeht.
Dies ist in vereinfachter Form in Fig. 2C gezeigt, welche ein
einfaches nichtmoduliertes Signal konstanter Amplitude darstellt.
Dieses Signal enthält praktisch den Tonträger und einen
gewissen Teil des Bildsignals, so daß
seine Amplitude nicht genau festgelegt ist, sondern
viel größer wäre als jene des impulsartigen Signals eines typischen
Bildsignals, wie in Fig. 2A gezeigt. Das auf unrichtige Abstimmung
zurückgehende Signal konstanter Amplitude gemäß Fig. 2C wird immer
noch einer Hüllkurvenerfassung unterworfen, genau wie wenn es
ein richtiges Fernsehsignal wäre. Da die Hüllkurve einfach ein
feststehender Pegel oder ein nahezu festliegender Pegel ist, ist
das sich ergebende erfaßte Signal, wie in Fig. 2D gezeigt, praktisch
eine gerade Linie bei dem Spannungspegel V s , welcher dem
Spitzenwert der Synchronimpulse in dem in Fig. 2A gezeigten Signal
entspricht.
Falls der Mittelwert des Bildpegels V p des erfaßten
negativen Ausgangssignals des Zwischenfrequenzverstärkers
höher als der Austastpegel V₀ ist, so ist die Frequenz
f e niedriger als die gewünschte Frequenz f₀ oder fast
gleich dieser Frequenz.
Falls der Austastpegel andererseits größer als der Mittelwert des
Bildpegels V p ist, so ist die Frequenz f e höher als die Frequenz
f₀.
Beim Vergleich des Mittelwerts des Bildpegels V p mit dem Austastpegel
V₀ kann ein erstes Signal erhalten werden, welches
nur zwei Werte hat und im gesamten Frequenzband des Überlagerungsoszillators
im Fernsehtuner gebildet werden kann. Dieses
erste Signal allein enthält jedoch nicht genügend
Information, um die Frequenz des Überlagerungsoszillators zu
regeln. Ein zweites Signal ist erforderlich und wird erhalten,
indem das Bild- bzw. Videozwischenfrequenzsignal einem Frequenzdiskriminator
zugeführt wird, der auf die gewünschte Frequenz f₀
abgestimmt ist. Die Kombination dieser beiden Signale
ermöglicht die Durchführung eines breitbandigen automatischen Feinabstimmvorganges.
Die ersten und zweiten Signale, welche den Tuner steuern,
werden je nachdem, ob die Frequenz des
empfangenen Signals nahe der gewünschten Frequenz liegt oder
nicht, umgeschaltet.
Ein drittes Signal ist zweckmäßig, wenn die Frequenz
f e des Überlagerungsoszillators zu weit weg von der gewünschten
Frequenz liegt, beispielsweise 4 MHz niedriger
oder 3 MHz höher as f₀. Das dritte Signal wird erhalten,
indem Stör- bzw. Rauschkomponenten in der Tonfrequenzschaltung
erfaßt und verwendet werden, um den automatischen Feinabstimmvorgang zu
unterbrechen.
Das dritte Signal ist besonders brauchbar, wenn kein
Empfangssignal vorliegt, wie z. B. nachdem der
Sender des gewünschten Kanals nachts außer Betrieb ist oder
sogar wegen kurzen Aussetzens. Derselbe Zustand wird erhalten,
falls zwischen der Antenne und dem Fernsehempfänger
eine Unterbrechung vorliegt. Bei einem derartigen Signalverlust
könnte der Tuner weit aus dem steuerbaren Bereich der automatischen
Feinabstimmung hinaus verschoben werden. Das
dritte Signal verhindert jedoch eine solche fehlerhafte
Abstimmung und hält den Tuner innerhalb des Bereiches,
welcher es dem Tuner ermöglicht, zur gewünschten Frequenz zurückgeführt
zu werden, nachdem das unterbrochene Signal wieder
empfangen wird.
Fig. 3 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines Fernsehempfängers,
wobei Schaltungen, die sich auf Farbe beziehen, weggelassen
sind, da diese Schaltungen erfindungsgemäß keine Rolle
spielen. Die Erfindung kann nichtdestoweniger gleichermaßen bei
Fernsehempfängern Verwendung finden, welche sowohl Farbfernsehempfänger
als auch Schwarz/Weiß-Fernsehempfänger sind.
Die Schaltung gemäß Fig. 3 enthält einen Tuner 1, der einen
HF-Verstärker 2, einen Mischer 3 und einen Überlagerungsoszillator
4 aufweist. Diese Komponenten sind gewöhnlich Standardkomponenten,
allerdings mit der Ausnahme, daß der Überlagerungsoszillator imstande
sein muß, durch eine Abstimmspannung V f abgestimmt
zu werden.
Die Schaltung enthält ferner einen im folgenden auch als Bild-ZF-Verstärker bezeichneten Video-ZF-
Verstärker 5, der mit dem Ausgang des Mischers 3 verbunden
ist, wobei sein eigener Ausgang wiederum mit einem Bild- bzw.
Videodetektor 6 verbunden ist. Ein Video- bzw. Bildverstärker 7 verbindet
den Ausgang des Detektors 6 mit einer Kathodenstrahlröhre
8.
Eine Fading-Automatik 9, welche den Verstärkungsfaktor der
HF- und ZF-Bereiche des Empfängers selbsttätig regelt,
ist mit dem Detektor 6 verbunden, während ihre Ausgänge
mit dem HF-Verstärker 2 und dem Bild-ZF-Verstärker
5 verbunden sind.
Der Tonteil des Empfängers, welcher nach dem Intercarrierverfahren
arbeitet, enthält einen Ton-ZF-
Verstärker 10, welcher angeschlossen ist, um Signale
von dem Videodetektor 6 zu empfangen. Der Ausgang des
Verstärkers 10 ist mit einem Begrenzer 11 verbunden, welcher
seinerseits mit einem FM-Demodulator 12 verbunden ist. Der
Ausgang des Demodulators ist über einen Tonfrequenzverstärker
13 mit einem Lautsprecher 14 verbunden.
Der Bild-ZF-Verstärker 5 ist ebenfalls mit einem Begrenzer
15 verbunden, um dem Bild-ZF-Verstärker das modulierte
Signal zuzuführen. Eine Schaltung 16, welche
auf den gewünschten Bild-Zwischenfrequenzträger abgestimmt
ist, wofür sie eine Frequenz
von 58,75 MHz hat, verbindet den Begrenzer 15 mit einem Frequenzdiskriminator
17. Der Ausgang des Diskriminators 17 ist
mit einem Schaltkreis 18 verbunden,
welcher einem einpoligen Ein- und Ausschalter entspricht. Insbesondere
ist der Diskriminator 17 mit einem der festen Klemmen
18 a des Schaltkreises verbunden.
Die Schaltung zur Erzielung des ersten Signals enthält
eine Durchschnittspegel-Erfassungsschaltung 19, welche das als Hüllkurve
erfaßte Signal von dem Videodetektor 6 glättet. Ein Spitzendetektor
20 ist ebenfalls mit dem Videodetektor 6 verbunden, um aus
diesem das aus der Hüllkurve erfaßte Signal zu empfangen. Der Detektor
20 erhält eine Vorspannung, so daß der
Ausgangspegel dieses Detektors die Spannung V₀ des Austastpegels
hat. Die Ausgänge der Schaltungen 19 und 20 sind mit den
beiden Eingangsklemmen eines Spannungsvergleichers bzw. -komparators 21 verbunden,
wobei die Ausgangsspannung dieses Vergleichers die Spannung P₁
ist, welche das erste Signal ist, auf welches zuvor Bezug
genommen wurde. Dieses Signal tritt an einer Eingangsklemme
einer NAND-Torschaltung 22 auf.
Die abgestimmte Schaltung 16 leitet das Ausgangssignal
des Begrenzers 15 ferner einem Hüllkurvendetektor 23 zu. Der Ausgang
dieses Detektors 23 ist mit einem Verstärker 24 verbunden, welcher
vorzugsweise eher Wechselspannungssignale verstärkt als
Gleichspannungssignale. Der Verstärker 24 ist mit einem Detektor
25 verbunden, dessen Ausgangssignale den
Schaltkreis 18 betätigen.
Eine zweite feststehende Klemme 18 b des Schaltkreises
18 ist mit dem Ausgang des Vergleichers 21 verbunden,
während der Arm 18 c des Schaltkreises, welcher mit einer
beliebigen der beiden feststehenden Klemmen 18 a bzw. 18 b
in Kontakt kommen kann, mit einer automatischen Rauschsperre
26 verbunden ist, deren Ausgangsklemme die Quelle
der Abstimmspannung V f für den Überlagerungsoszillator 4 ist.
Die Schaltung gemäß Fig. 3 weist ferner einen Rauschdetektor
27 auf, welcher mit dem Ausgang des Tonverstärkers 13 verbunden
ist. Der Rauschdetektor unterscheidet Rauschsignale
von Tonsignalen auf der Basis, daß die Rauschsignale primär
Hochfrequenzsignale sind, so daß der Detektor 27 einen
Hochpaßfilter aufweisen kann, an welchen sich ein Gleichrichter
anschließt. Der Ausgang des Rauschdetektors ist
mit der anderen Eingangsklemme der NAND-Torschaltung 22
verbunden.
Die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 3 bezüglich
des Tuners und der anderen Komponenten, welche bei Fernsehempfängerschaltungen
Standardelemente sind, braucht nicht eingehend
beschrieben zu werden. Das auf Spannung ansprechende Abstimmelement
in dem Überlagerungsoszillator 4 kann beispielsweise
eine Diode veränderbarer Kapazität sein, deren Kapazität
durch die Spannung V f geregelt werden kann, welche als
Sperrvorspannung an die Diode angelegt ist.
Nun wird die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 3 in Verbindung
mit den Signal- bzw. Impulsverläufen gemäß Fig. 4 beschrieben.
Fig. 4A zeigt einen Abschnitt des gesamten Frequenzbandes,
auf welchem der Überlagerungsoszillator 4 gemäß Fig. 3 abgestimmt
ist, damit der Empfänger die Kanäle 4 bis einschließlich
7 empfangen kann. Um diese Kanäle empfangen zu können,
ist die Frequenz als zwischen etwa 225 MHz und etwa 250 MHz
verschoben gezeigt. Die Überlagerungsoszillatorfrequenz für
den Empfangskanal 4 ist f₀₄; sie beträgt 230 MHz. Der Tonträger
für den Kanal 4 liegt bei 234,5 MHz. Es sei angenommen, daß kein
Sender im Kanal 5 vorgesehen ist, obwohl, falls ein derartiger
Sender vorgesehen sein würde, sein Bildträger die Frequenz
f₀₅ hätte, welche gleich 236 MHz ist. Der praktisch
zum Empfang verfügbare nächste Kanal ist Kanal 6, welcher
eine Bildträgerfrequenz f₀₆ bei 242 MHz sowie einen
Tonträger bei 246,5 MHz hat. Der Bildträger des Kanals 7
würde dann, falls er vorhanden wäre, bei der Frequenz f₀₇
liegen, welche gleich 248 MHz ist. Es ist einzusehen, daß
die angegebenen Frequenzen jene Frequenzen sind, bei denen jeweils
eine Umsetzung in das Zwischenfrequenzband,
das in Fig. 1 gezeigt ist, erfolgt.
Die Arbeitsweise der Pegelerfassungsschaltung 19 ist derart,
daß die Ausgangsamplitude V p höher als die Bezugsspannung V₀
ist, wenn die Frequenz f e des örtlichen Oszillators bzw. Überlagerungsoszillators 4
niedriger als die Frequenz f₀ oder fast gleich dieser Frequenz
ist. Das Ausgangssignal des Spannungsvergleichers 21 ist ein logisches
Signal, welches beim Wert "1" liegt, wenn
die Ausgangsspannung der Schaltung 19 höher als die Bezugsspannung
V₀ wird. Wenn umgekehrt die Frequenz f e höher als
die Frequenz f₀ ist, und zwar um mehr als annähernd 1 MHz,
so liegt die Ausgangsspannung des Vergleichers 21 beim
Wert "0". Die Ausgangsspannung P₁
des Vergleichers 21 ist in Fig. 4B gezeigt.
Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators 17 ist das zuvor
erwähnte zweite Signal, zusammen mit
dem die Arbeitsweise des Oszillators 4 geregelt wird.
Dieses Signal ist als Signal P₂ in Fig. 4C gezeigt.
Das dritte Signal P₄ gemäß Fig. 4E, welches zuvor
erwähnt worden ist, tritt am Ausgang des Rauschdetektors 27 auf
und hat den Wert "1", falls ein hoher Rauschpegel
vorhanden ist, sowie einen Wert "0", falls der Überlagerungsoszillator
4 ausreichend nahe der richtigen Frequenz
abgestimmt ist.
Das letzte Steuersignal ist ein Signal P₃ am Ausgang des Detektors
25; es kann als automatisches Feinabstimmsummensignal bezeichnet
werden. Es hat den logischen Wert "1", falls die Frequenz f e
des Überlagerungsoszillators 4 im Bereich f e = f₀ ± ¹ MHz liegt.
Außerhalb dieses Frequenzbereiches hat das automatische Feinabstimmsummensignal
P₃ den logischen Wert "0". Das Ausgangssignal
des Schaltkreises 18 ist grundsätzlich
das automatische Feinabstimmsignal V f und wird an die automatische
Rauschsperre 26 angelegt. Das Ausgangssignal
der automatischen Rauschsperre, das vom
Ausgang der NAND-Torschaltung 22 gesteuert wird, ist das
automatische Feinabstimmsignal V f , das in Fig. 4F gezeigt
und an den Überlagerungsoszillator 4 angelegt ist.
Die NAND-Schaltung 22 wird teils durch das Signal
P₄ von der Rausch-Detektorschaltung 27 und teils durch
das erste Signal P₁ von dem Spannungsvergleicher 21
gesteuert. Das Signal P₄ von dem Rauschdetektor 27 hat den
Wert "1", wenn wesentliche Rauschkomponenten vorliegen, und
den Wert "0", wenn die Abstimmung des Oszillators 4 ausreichend
nahe einem richtigen Wert liegt, so daß der Tonteil des Empfängers
mehr Tonsignale und weniger Rauschkomponenten empfängt.
Die automatische Rauschsperre 26 wird wirksam
gehalten, wenn das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 22 "0" ist.
Wenn die automatische Rauschsperre 26 wirksam ist,
hat die automatische Feinabstimmspannung V f den vorbestimmten Wert,
wobei die Steuerung der Schwingfrequenz des Überlagerungsoszillators
gestoppt ist.
Wie aus Fig. 4E ersichtlich, ist das Ausgangssignal des Verstärkers
13 vorwiegend ein Rauschsignal und erscheint kontinuierlich,
wenn sich die Frequenz des empfangenen Signals von
der gewünschten Frequenz entsprechend der richtigen Abstimmung
des Oszillators 4 verschiebt. Eine solche Verschiebung zur Erzeugung
eines Rauschsignals muß jedoch mehr als 4 MHz niedriger
oder mehr als 3 MHz höher als die gewünschte Frequenz sein.
Hierbei ist zu beachten, daß ein Rauschsignal von dem Detektor
27 vorliegt, wenn die Frequenz f e des Überlagerungsoszillators
von der richtigen Frequenz verschoben wird, um dem Bildträger
zu entsprechen, beispielsweise bei 230 MHz um 1,5 MHz,
wie in Fig. 4E gezeigt. Der Grund dafür, daß dieses Rauschsignal
an dieser Stelle erscheint, liegt darin, daß der Pegel
des Bildträgers durch die Falle in dem Zwischenfrequenzverstärker
bedeutend gedämpft ist, welcher den Tonträger des niedrigen
benachbarten Kanals bei dem Gesamtfrequenzgang
des Videozwischenfrequenzverstärkers 5 trennt. Gemäß Fig. 1
liegt diese Trapfrequenz bei 60,25 MHz für einen Videozwischenfrequenzträger
von 58,75 MHz. Da der Empfänger ein
Intercarriertonempfänger ist, welcher ein Videozwischenfrequenzsignal
erfordert, um zu funktionieren, besteht die Wirkung
der Abtrennung des Bildträgers durch die Verschiebung
der Überlagerungsoszillatorfrequenz um 1,5 MHz über den richtigen
Wert darin, den Empfang eines Tonsignals unmöglich zu
machen, so daß dann alles, was übrigbleibt, Rauschen ist.
Das dritte Signal P₄ und das erste Signal
P₁, welche der NAND-Torschaltung 22 zugeführt sind, gestatten,
daß das Ausgangssignal der NAND-Torschaltung nur dann "0"
ist, wenn deren beide Eingangssignale "1" sind. Unter
diesen Umständen wird die automatische Rauschsperre
26 wirksam gehalten. Daher ist das automatische
Feinabstimmsignal V f die Summe der ersten und zweiten
Signale P₁ und P₂, während der Teil dieses Signals V f ,
der in Fig. 4F mit gestrichelten Linien gezeigt ist, der
automatisch gesperrte Teil ist. Der automatische Feinabstimmvorgang
erstreckt sich über einen breiten Bereich von etwa 4 MHz
unter der gewünschten Videoträgerfrequenz bis 3 MHz über der
Bildträgerfrequenz. Dies ist in Fig. 4F in bezug auf die Frequenzen
f₀₄ und f₀₆ für die beiden verfügbaren Fernsehkanäle
dargestellt. Der dem "0"-Pegel des ersten Signals
P₁ entsprechende Spannungspegel ist so ausgewählt, daß er
derselbe ist wie der niedrigste Pegel des zweiten
Signals P₂. Wenn kein Empfangssignal vorhanden
ist, was durch eine hohe Rauschkomponente angezeigt wird, welche
kontinuierlich am Rauschdetektor 27 erscheint und
bewirkt, daß das Ausgangssignal dieses Detektors den Wert "1"
hat, so wird ferner der automatische Feinabstimmvorgang unterbrochen.
Die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform kann bei
einem Tuner 1 Anwendung finden, welcher einen mechanischen
Kanalwähler hat und mit einer analogen Selbstfeinabstimmspannung
V f arbeitet. Die Erfindung ist jedenfalls auch
bei einem elektronisch abstimmbaren Tuner anwendbar,
welcher eine elektronische Kanalwahl verwendet und kein
Potentiometer zum Bilden der Abstimmspannung hat. Fig. 5
zeigt diese Art eines elektronischen Kanalwählers.
Fig. 5 zeigt eine Schaltung mit Kanalcodegeber-,
Speicher- und Identifizierungsabschnitten.
Die Schaltung enthält einen Zeitsteuerzähler 31, durch welchen ein n-Bit-
Code durch die sequentielle Teilung der Frequenz der Ausgangsimpulse
A₁-A n des Zählers gebildet wird. Die Schaltung weist
ferner einen Kanalspeicher 32 auf, welcher N Adressen hat,
wovon jede einen Digitalcode speichern kann, welcher einem
einzigen Kanal sowie dem Digitalsignal entspricht, welches
dann, wenn es zur Überwachung oder Steuerung der Erzeugung
eines Analogsignals verwendet wird, die Abstimmung eines elektronischen
Tuners 1 regelt. Der Speicher ist
ein nicht flüchtiger Speicher, der seine eingespeicherte
Digitalinformation sogar dann beibehält,
wenn die Schaltung von einer Stromquelle abgetrennt
wird.
Eine Adressenauswahlschaltung 33 ist mit dem Speicher 32 verbunden
und mit einer Gruppe von Schaltern S₁-S N versehen, welche
jeweils den Speicheradressen oder den empfangenen Kanälen
entsprechen. Eine Kanalspeicher-Steuerschaltung 34 ist mit
einem Betriebsartsteuerschalter SW₁ und einem Schreibschalter
SW₂ versehen. Der Schalter SW₁ hat eine Schreibbetriebs-Stellung,
welche auch als Programmierbetriebsart
angesehen werden kann, um den Kanalspeicher 32 derart zu
steuern, daß in ihm Kanalidentifizierungscodes unter Adressen,
welche durch die Schalter S₁-S N gewählt worden sind,
eingespeichert werden. Der Schalter SW₁ hat auch eine Auslesebetriebsstellung,
welche auch als Kanalwahlbetriebsart bezeichnet werden
kann, wobei dann, wenn die Schaltung 34 sich in dieser
Betriebsart befindet, die Wahl einer beliebigen Adresse
in dem Kanalspeicher 32 durch die Schalter S₁-S N bewirkt,
daß der Digitalcode ausgelesen wird, wodurch die Betätigung
des Abstimmelementes in dem Tuner erfolgt, so daß der
Tuner auf den entsprechenden Kanal eingestellt wird. Der
Schreibbetrieb wird ferner durch den Schreibschalter
SW₂ gesteuert, um zu bewirken, daß die Schaltung 34 dem
Kanalspeicher 32 signalisiert, jeweils zuvor aufgezeichnete
Codes bei einer Adresse, die durch einen der Schalter
S₁-S N gewählt ist, zu löschen und einen neuen Code unter dieser
Adresse in Abhängigkeit von der Betätigung eines Codegeneratorsektors
der Schaltung zu schreiben, wie nachfolgend
beschrieben wird.
Eine der Komponenten zur Erzeugung eines Adressencodes ist
ein Kanalauswahlcode-Zähler 35. Bei der Programmierbetriebsart
zählt der Zähler 35 eine Reihe von Abstimmimpulsen,
um einen n-Bit-Kanalauswahlcode B₁-B n zu erzeugen, der dem
Kanalspeicher 32 zugeführt werden soll. Nach der Programmierung
wird die Kanalauswahl durchgeführt, indem ein n-Bit-
Kanalwählcode C₁-C n erzeugt wird, der aus dem Kanalspeicher
32 auszulesen und an den Zähler 35 anzulegen
ist, wodurch der n-Bit-Code als Ausgangscode B₁-B n erscheint.
Der Zähler 35 wird durch eine Impulssteuerschaltung 36 gesteuert.
Diese Schaltung umfaßt einen Vorwärts- oder Aufwärtsabstimmschalter
37 U sowie einen Rückwärts- oder Abwärtsabstimmschalter
37 D. Diese Schalter sind zwischen Erde und einen entsprechenden
Widerstand für den jeweiligen Schalter geschaltet,
wobei die beiden Widerstände mit einer Klemme für die
Zufuhr positiven Stromes verbunden sind. Ein "0"-Signal wird
entweder am einen oder am anderen der Schalter 37 U bzw. 37 D
erzeugt, wenn dieser Schalter geschlossen wird. Die Ausgänge
dieser beiden Schalter sind mit Invertern 38 bzw. 39 verbunden.
Der Ausgang des Inverters 38 ist mit einer Eingangsklemme
einer NAND-Schaltung 40, und der Ausgang des Inverters 39 ist mit einer Eingangsklemme einer anderen NAND-
Schaltung 41 verbunden. Die Eingangsklemmen der Inverter 38
bzw. 39 sind auch mit den beiden Eingangsklemmen einer NAND-
Schaltung 42 verbunden. Der Ausgang dieser NAND-Schaltung ist
über einen Inverter 43 mit je einer Eingangsklemme der
NAND-Schaltungen 44 bzw. 45 verbunden.
Die höchstwertige Bit-Ausgangsklemme des Zählers 31, bei welcher
ein Impulssignal A n mit einer Periode T erzeugt wird,
ist über eine Klemme A n mit einer Eingangsklemme jeder der
NAND-Schaltungen 40 bzw. 41 bzw. 44 bzw. 45 verbunden. Die
Ausgangsklemmen der NAND-Schaltungen 40 bzw. 44 sind mit
Eingangsklemmen einer ODER-Schaltung 46 verbunden, deren
Klemme mit der Aufwärtszähl-Klemme des Zählers 35 verbunden ist. Die Ausgangsklemmen
der NAND-Schaltungen 41 und 45 sind mit Eingangsklemmen
einer anderen ODER-Schaltung 47 verbunden, deren
Ausgangsklemme mit der
Rückwärtszähl-Klemme des Zählers 35 verbunden.
Die Grundkomponenten der Fernsehschaltung gemäß Fig. 5 sind
jenen gemäß Fig. 3 ähnlich, so daß sie nicht mehr zu beschreiben
sind. Eine automatische Feinabstimmschaltung 50 ist mit
dem Ausgang der Zwischenfrequenzschaltung 5 verbunden; sie
hat zwei Ausgangsklemmen E U und E D , von welchen entsprechend
identifizierte Steuersignale abgeleitet werden, um die selbsttätige
Feinabstimmsteuerung des Tuners 1 zu erzielen. Die
Klemme E U der Feinabstimmschaltung 50 ist mit einer
Eingangsklemme E U der NAND-Schaltung 44 verbunden, während
die Klemme E D der Feinabstimmschaltung 50 mit der Eingangsklemme
E D der NAND-Schaltung 45 verbunden ist.
Die Schaltung gemäß Fig. 5 weist ferner eine Koinzidenz- oder
UND-Schaltung 51 auf, welche mit Ausgangsklemmen des Zählers
35 verbunden ist, damit ein Digitalcode dieses Zählers der
Schaltung 51 zugeführt wird. Die Koinzidenzschaltung
ist auch mit entsprechenden Ausgangsklemmen des Zählers 31 verbunden,
so daß die Koinzidenzschaltung
den Ausgangscode B₁-B n des Zählers 35 mit
dem Ausgangszählwert A₁-A n des Zählers 31 vergleichen
kann, um eine Antwort zu erzeugen, wenn der Zählwert
A₁-A n dem Code B₁-B n genau gleich ist. Der Ausgang der
Koinzidenzschaltung 51 und der Ausgang des höchstwertigen
Bits des Zählers 31 sind mit RÜCKSETZ- bzw.
SETZ-Anschlüssen einer Flip-Flop-Schaltung 52 verbunden. Das
Impulssignal PW der Flip-Flop-Schaltung 52 wird einem Tiefpaßfilter
53 zugeführt, dessen Ausgangssignal die Spannung ist, welche
den Tuner 1 steuert.
Die Koinzidenzschaltung 51 ist näher in Fig. 6 dargestellt.
Einfachheitshalber zeigt die Fig. 6 eine Koinzidenzschaltung,
bei welcher nur vier Bits vorhanden sind. Dies bedeutet,
daß dann, wenn die Schaltung gemäß Fig. 6 tatsächlich in
dieser Form bei der Schaltung gemäß Fig. 5 verwendet würde,
die Indizierung n mit Bezug auf den Code B₁-B n und den
Zählwert A₁-A n gleich 4 wäre. In der Praxis würde diese Koinzidenzschaltung
normalerweise einen 14-Ziffern-Code mit einer 14-Ziffern-
Zählung vergleichen.
Die Koinzidenzschaltung gemäß Fig. 6 enthält n (=4) Exlusiv-
ODER-Schaltungen 54-57. Jede dieser Exklusiv-ODER-Schaltungen
54-57 hat zwei Eingänge, und zwar A₁-A₄, welche mit entsprechenden Ausgängen
des Zählers 31 gemäß Fig. 5 verbunden sind, sowie B₁-B₄,
welche mit entsprechenden Ausgängen des Zählers 35 gemäß
Fig. 5 verbunden sind. Diese Schaltungen sind dadurch gekennzeichnet,
daß sie ein "0"-Ausgangssignal abgeben, falls die
beiden Eingangssignale identisch sind, und ein "1"-
Ausgangssignal, wenn die beiden Eingangssignale nicht miteinander identisch
sind. Die Ausgangsklemmen der vier Exklusiv-ODER-
Schaltungen 54-57 sind mit einer ODER-Schaltung 58 verbunden,
deren Ausgang mit der RÜCKSETZ-Klemme der Flip-
Flop-Schaltung 52 verbunden ist. Das höchstwertige Bitsignal
von dem Zähler 31 ist A₄, wobei dieses Signal mit der SETZ-
Klemme verbunden ist. Wie gezeigt, ist das Ausgangssignal
der Flip-Flop-Schaltung 52 das Impulssignal PW.
Von der Koinzidenzschaltung 51 gemäß Fig. 6
werden die Impulse und Zählwerte gemäß Fig. 7A-7E erhalten.
Der Zähler 31 gemäß Fig. 5 führt der Eingangsklemme
A₁ gemäß Fig. 6 ein Wiederholungsimpulssignal zu, welches in
Fig. 7A gezeigt ist. Dieses Signal hat die kürzeste Periode
2τ, und die längste Periode hat mit T = 16τ der Impuls A₄
gemäß Fig. 7B. Die
Perioden der Impulse A₂ und A₃ haben eine Periode zwischen
jener des Impulses A₁ und jener des Impulses A₄. Am Ende jedes
Intervalls τ kehrt das Signal A₁ seine Polarität um,
während am Ende des Intervalls 2τ der Impuls A₂, der an die
Exkluxiv-ODER-Schaltung 55 angelegt ist, seine Polarität umkehrt
und so weiter bis zum Signal A₄, das an die Exklusiv-ODER-
Schaltung 57 angelegt ist, welches seine Polarität am Ende von
8τ umkehrt, wobei eine Gesamtperiode von 16τ gegeben ist.
Die Digitalwerte der Signale A₁-A₄,
welche an die Exklusiv-ODER-Schaltungen 54-57 angelegt sind, sind
in Fig. 7C zahlenmäßig angegeben, wobei Zählwerte von
0000 bis 1111 dargestellt sind.
Der an die Exklusiv-ODER-Schaltungen 54-57 angelegte Code B₁-B₄
hat eine Codekombination innerhalb des Bereiches von 0000 bis einschließlich
1111. Angenommen, der Code B₁-B n konstant,
während an den Ausgängen A₁-A₄ des Zählers 31 Zählsignale von 0000 bis 1111
auftreten, so wird eine Binärzahl erreicht, bei welcher der
Zählwert A₁-A₄ mit dem Code B₁-B₄ identisch ist. Um nur ein
Beispiel zu geben, sei angenommen, daß der Code
B₁-B₄ 1000 ist. Zu Beginn bei der Zählerstellung 0000 wird mindestens
eine der Exklusiv-ODER-Schaltungen 54-57 ungleiche Eingangssignale
erhalten, wobei dies ein Ausgangssignal
von "1" zur Folge haben wird. Zu Beginn der Zählerstellung 0000
hat nur die Exklusiv-ODER-Schaltung 57 an ihren Eingängen unterschiedliche
Werte. Jede der Exklusiv-
ODER-Schaltungen 54-56 hat "0" sowohl an ihrem Eingang A als
auch an ihrem Eingang B, so daß jede dieser drei Exklusiv-
ODER-Schaltungen ein "0"-Ausgangssignal abgibt. Da angenommen wurde,
daß der Code B₁-B₄ 1000 ist, unterscheidet sich der Anfangswert
"0" für das Signal A₄ von dem Wert "1" des Codes B₄.
Daher führt der Ausgang der Exklusiv-ODER-Schaltung 57 eine "1", was
am Ausgang der ODER-Schaltung 58 zu "1" führt. Während die Zählung
auf den Wert 0111 hin fortschreitet, verbleibt der Ausgang
der ODER-Schaltung 58 bei "1", wobei jedoch dann, wenn der
nächste Polaritätswechsel des Signals A₁ stattfindet, der
Zählwert 1000 erreicht und somit mit dem Code B₁-B₄ von 1000
identisch ist. Dies bewirkt, daß sämtliche Exklusiv-ODER-Schaltungen
54-57 ein "0"-Ausgangssignal abgeben, wobei zum ersten
Mal auch die ODER-Schaltung 58 ein "0"-Ausgangssignal abgibt. Die
Flip-Flop-Schaltung 52 gehört der Art an, welche
zurückgesetzt wird, wenn am Ausgang der ODER-Schaltung 58
von "1" auf "0" übergegangen wird, so daß sie in diesem Falle
zurückgesetzt wird.
Wenn sie rückgesetzt ist, geht der Ausgangsimpuls PW von
"1" auf "0". Die Flip-Flop-Schaltung 52 ist beim Auftreten
der Zählerstellung A₄ am Zähler 31 gemäß Fig. 5 gesetzt. Wie
in Fig. 7F gezeigt, beginnt die Vorderflanke des Impulses
PW zu dem Zeitpunkt, zu welchem die Zählerstellung A₄ von ihrem "1"-
Wert zu ihrem "0"-Wert übergeht. Der Impuls PW verbleibt beim "1"-
Wert von dem Zeitpunkt seiner Einleitung bis zum Zeitpunkt der
Koinzidenz der Zählung A₁-A₄ mit dem Code B₁-B₄. Zu diesem
Zeitpunkt stellt das "0"-Ausgangssignal der ODER-Schaltung 58 die
Flip-Flop-Schaltung 52 zurück und beendet den Impuls PW. Gemäß
Fig. 7D ist ein Code B₄, B₃, B₂, B₁ (welcher so ausgedrückt
ist, um das höchstwertige Bit möglichst weit nach
links zu bringen) 0001. Somit erreicht die Zählerstellung des Zählers
31 eine Koinzidenz mit diesem Code am Ende des in Fig. 7A gezeigten
ersten Intervalls t und bewirkt, daß am Ausgang der
ODER-Schaltung 58 von "1" auf "0" absinkt,
wodurch die Flip-Flop-Schaltung 52 zurückgesetzt und der
erste Impuls PW beendet wird.
Falls der Code 0010 ist, wie im Mittelabschnitt der Fig. 7D
gezeigt, so wird die Koinzidenz erreicht, wenn der Zählwert
A₁-A n auch 0010 ist, wobei der Impuls
PW, der in Fig. 7F gezeigt ist, eine Breite von 2τ hat. Rechts
in den Fig. 7D-7F sind die Bedingungen so, daß ein Impuls PW
erzeugt wird, der eine Breite von 3τ hat, wobei dies zeigt,
daß die Breite des Impulses PW eine beliebige Zahl zwischen τ und 16τ
sein kann.
Die Zählung des Zählers 31 hört nicht auf, wenn Koinzidenz
bei einer gegebenen Zählung erreicht worden ist. Der Zähler
31 setzt die Zählung bis zu seinem höchsten Wert 1111 fort,
worauf er bei 0000 von neuem beginnt. Insofern besteht für
jeden Code B₁-B n ein Wiederholungsimpuls PW, der durch die
Flip-Flop-Schaltung 52 erzeugt wird, wobei bei jeder Wiederholung
dieser Impuls eine Breite entsprechend etwa der Anzahl von
τ-Zeitabschnitten hat, die durch den Code B₁-B₄ bestimmt ist. Je höher die Anzahl
der τ-Zeitabschnitte ist, um so breiter ist der Impuls PW. Da dieser Impuls
durch ein Tiefpaßfilter geglättet worden ist, um eine
Gleichspannung zu erzeugen, welche dessen Mittelwert
gleich ist, ist der Mittelwert um so größer je größer die Anzahl
der t-Zeitabschnitte ist. Dieses Mittelwertsignal, welches
ein Analogsignal ist, ist das Abstimmsignal für den Tuner 1
und somit durch den Code B₁-B n gesteuert.
Wenden wir nun den obigen Vorgang bei der Schaltung gemäß
Fig. 5 an, so kann der Empfänger dadurch in Betrieb gesetzt
werden (oder zu jedem beliebigen Zeitpunkt zurückgesetzt werden),
daß der Schalter SW₁ in die Schreibstellung gebracht
wird. Dies bewirkt, daß die Kanalspeichersteuerschaltung
34 ein Schreibsignal dem Kanalspeicher 32
zuführt. Eine spezifische Adresse in dem Speicher 32 wird
ausgewählt, indem einer der Schalter S₁-S N geschlossen wird.
Der Klarheit halber sei angenommen, daß die erste Adresse dem
Schalter S₁ entspricht und daß der Empfänger
den Kanal 1 empfängt, obwohl
es nicht notwendig ist, daß der Schalter S₁ dem Kanal 1 entspricht,
da er gleichwohl auch dem Kanal 2 oder einem anderen
Kanal entsprechen kann.
Es sei ferner angenommen, daß sich der Zähler 35 in seinem
RÜCKSETZ-Zustand befindet, so daß sein Ausgangssignal B₁-B n 0000
ist, wobei die Frequenz, auf welche der Tuner 1 abgestimmt
ist, zu niedrig ist, um den Kanal 1 zu empfangen. Daher muß
der Aufwärtsabstimm- oder Vorwärtsabstimm-Schalter 37 U
geschlossen werden. Es gelangt eine "0" an den Eingang des
Inverters 38, welcher daher eine "1" an diesen oberen Eingang
der NAND-Schaltung 40 anlegt. Der Zähler 31 zählt durch
seinen Wertbereich hindurch und legt bei der Zählung A n einen
Zählimpuls an die NAND-Schaltung 40. Das Ausgangssignal dieser
NAND-Schaltung gelangt durch die ODER-Schaltung 46 zur Aufwärts-
Eingangsklemme des Zählers 35, wodurch der Ausgangscode
B₁-B n veranlaßt wird, von 0000 auf 0001 überzugehen.
Falls dieser Code eine Abstimmspannung erzeugt, welche immer
noch nicht hoch genug ist, um den Tuner auf Kanal 1 abzustimmen,
kann der Schalter 37 U
geschlossen gehalten werden, während der Zähler 31 einen
weiteren Arbeitszyklus ausführt und ein anderes Signal
A n erzeugt, um den Zählwert des Zählers 35 um einen weiteren
Schritt zu erhöhen. Dies bringt den Ausgangscode des
Zählers auf 0010. Diese Erhöhung der Zählung in dem Zähler
35 wird fortgesetzt, bis eine Spannung von dem Filter
53 auftritt, um den Tuner 1 zumindest nahe der richtigen Frequenz
zum Empfang des Kanals 1 abzustimmen. Die Frequenz kann
genau eingestellt werden, und zwar mittels des
Schalters 37 U, wobei, falls notwendig,
der Schalter 37 D auch
herangezogen werden kann. Die Frequenz kann auch auf den Zustand
der besten Abstimmung mittels der automatischen Feinabstimmschaltung
50 eingestellt werden. Nachdem festgestellt ist,
daß die Abstimmung korrekt ist, wird der Schreibschalter SW₂
geschlossen, um den richtigen Code B₁-B n von dem Zähler 35
unter der zuvor ausgewählten Adresse des Kanalspeichers 32 zu
speichern. Die Arbeitsweise der Kanalspeichersteuerschaltung
34 ist derart, daß, bevor ein neuer Code unter einer bestimmten
Adresse eingeschrieben wird, jeder zuvor unter dieser Adresse eingeschriebener Code
gelöscht wird.
Die Schaltung kann dann programmiert werden, um den Digitalcode
für einen anderen Kanal unter seiner anderen Adresse aufzuzeichnen,
indem der Vorgang, der soeben beschrieben wurde,
wiederholt und ein anderer Schalter betätigt wird,
beispielsweise der Schalter S₂, um eine unterschiedliche Kanaladresse
in dem Kanalspeicher 32 auszuwählen. Die Aufzeichnung
von Kanalcodes B₁-B n kann fortgesetzt werden, und zwar entweder
solange, bis alle verfügbaren Kanalcodes aufgezeichnet worden sind
oder bis keine verfügbaren Adressen in dem Kanalspeicher 32
mehr vorliegen. Die Kanalspeichersteuerschaltung 34 wird dann
in einen Zustand zurückgebracht, in welchem sie den Code auslesen
kann, der durch die jeweilige Kanalspeicheradresse
ausgewählt worden ist.
Beim Auslesen einer existierenden Adresse bewirkt die Betätigung
eines der Schalter S₁-S N , beispielsweise des Schalters S₂,
daß der Kanalspeicher 32 den Code unter jener Adresse an den Zähler 35
über die Verbindungen C₁-C n liefert. Dieser Code wird dann unmittelbar
bzw. unverzüglich an den Ausgangsklemmen abgegeben,
wie der Code B₁-B n , wobei dieser auch der Koinzidenzschaltung
51 zugeführt wird. Danach kann der Zähler 31 in
seinem ersten Arbeitszyklus die richtige Koinzidenz erreichen,
um zu bewirken, daß die Flip-Flop-Schaltung 52 einen Impuls PW mit
richtigem Tastverhältnis oder mit der richtigen Dauer erzeugt,
um die Abstimmung des elektronischen Tuners 1 auf den gewählten
Kanal umzuschalten.
Die automatische Feinabstimmschaltung 50 gemäß Fig. 5 ist näher in
Fig. 8 gezeigt, wobei die der Arbeitsweise dieser Schaltung
zugeordneten Impulsverläufe in den Fig. 9A-9K gezeigt sind. Gemäß
Fig. 8 wird einer Eingangsklemme 60 a das in Fig. 4B gezeigte
zweite Signal PW zugeführt. Die Schaltung hat
eine weitere Eingangsklemme 60 b, welcher ein Signal zugeführt
wird. Die Eingangsklemme 60 a ist mit der Basis eines
Transistors 61 verbunden und die Klemme 60 b ist mit der Basis eines
Transistors 62 verbunden. Beide Eingangsklemmen sind mit der
Basis eines Transistors 63 über eine Schaltung verbunden, welche
die Signale P₂ und addiert. Die Emitter sämtlicher dreier
Transistoren 61-63 sind miteinander verbunden und ferner über
einen Widerstand mit dem Kollektor eines Transistors 64 verbunden.
Dieser Transistor und ein weiterer Transistor 65 sind
mit ihren Emittern unmittelbar miteinander verbunden und über
einen weiteren Widerstand geerdet, so daß diese beiden
Transistoren einen Differenzverstärker bilden, bei welchem jeweils
nur einer der Transistoren 64 bzw. 65 leitend
ist. Der Transistor 65 ist in der gemeinsamen Emitterzuleitung
eines zweiten Paares von einen Differenzverstärker bildenden Transistoren 66
und 67 verbunden. Wenn der Transistor 64 leitend ist, werden
die Transistoren 61-63 in einem Arbeitszustand vorgespannt.
Die Emitterspannungen der Transistoren 61 und 62 sind durch die
Spannung am Emitter des Transistors 63 bestimmt, so daß die
Transistoren 61 und 62 als eine Art Schwellenwertbegrenzerschaltung
oder Doppelbegrenzer wirken. Fig. 9A zeigt die
Kollektorspannung V₆₁ des Transistors 61. Der Verlauf
dieser Spannung ist so gestaltet, daß er mit einem niedrigen Pegel
auftritt, wenn die Überlagerungsschwingfrequenz f e niedriger als
die Frequenz f₀ ist, welche der richtigen Abstimmfrequenz für
die Auswahl eines gewünschten Kanals entsprechen würde. Die
Spannung V₆₁ am Kollektor des Transistors 61 befindet sich
bei ihrem niedrigen Wert, wenn die Frequenz f e zwischen
50 kHz und 1 MHz unter der richtigen Frequenz f₀ liegt.
Der Transistor 62 wird durch das Signal auf dieselbe Art
und Weise wie der Transistor 61 durch das Signal P₂ gesteuert.
Infolge der umgekehrten Polarität des den Transistor 62 steuernden
Signals weist die Kollektorspannung V₆₂ dieses Transistors
gemäß Fig. 9C einen niedrigen Pegel auf, wenn
die Frequenz f e des Oszillators zwischen 50 kHz und etwa 1 MHz
über der gewünschten Frequenz f₀ liegt.
Die Schaltung gemäß Fig. 8 weist ferner den Wechselstromverstärker
24 auf, der in Fig. 3 gezeigt ist. Dieser Verstärker weist
zwei Transistoren 68 und 69 auf, welche kapazitiv gekoppelt sind.
Die Basis des Transistors 68 erhält das Ausgangssignal
des Hüllkurvendetektors 23 (Fig. 3) über eine Eingangsklemme
23 a zugeführt.
Die Detektorschaltung 25 gemäß Fig. 3 ist in Fig. 8 gezeigt,
wobei sie aus zwei Dioden 71 und 72 gebildet ist, welche mit
dem Ausgang des Verstärkers 24 kapazitiv verbunden sind.
Wenn das Videosignal dieser Detektorschaltung
als Eingangssignal zugeführt wird, so hat die Basis
des Transistors 64 eine höhere Spannung als die Basis des
Transistors 65, so daß der Transistor 64 leitend und der
Transistor 65 nichtleitend ist. Wenn das Eingangssignal des Verstärkers
24 eine Gleichspannung ist, welche aus dem Hüllkurvenausgangssignal
des Tonträgers erhalten ist, so führt
die Basis des Transistors 65 eine höhere Spannung als jene
des Transistors 64, was den Transistor 65 leitend und den
Transistor 64 nichtleitend macht. Somit entsprechen die
Transistoren 64 und 65 dem Schaltkreis 18
welcher durch das automatische Feinabstimmsummensignal
P₃ gemäß Fig. 3 gesteuert ist.
Wie in Fig. 9E gezeigt, ist der Transistor 64 leitend, wenn
die Frequenz des Oszillators 4 gemäß Fig. 3
innerhalb ±1 MHz von der richtigen Frequenz f₀ entsprechend
dem Bildträger des gewünschten Signals abgestimmt ist.
Wenn die Frequenz f e des Überlagerungsoszillators sich
von der richtigen Frequenz f₀ um mehr als ±1 MHz verschiebt,
wird der Transistor 65 leitend. Wie zuvor erwähnt, sind
die Transistoren 61-63 nur dann wirksam, wenn der Transistor
64 leitend ist.
Wenn der Transistor 65 leitend ist, ist der Differenzverstärker,
der aus den Transistoren 66 und 67 besteht,
wirksam. Eine Bezugsspannung wird an die Basis 20 a
des Transistors 66 angelegt, während die mittlere
Spannung des Bildausgangssignals an die Basis
19 a des Transistors angelegt wird, um die Spannung an der
Klemme 19 a mit der Bezugsspannung an der Klemme 20 a zu vergleichen.
Die Transistoren 66 und 67 sind beide nichtleitend,
wenn der Transistor 65 nichtleitend ist. Wie in Fig. 9F gezeigt,
hat die Kollektorspannung V₆₆ des Transistors 66
einen niedrigen Pegel, wenn die Oszillatorfrequenz
f e um mehr als 1 MHz höher als die richtige Frequenz f₀
ist. Wie in Fig. 9H gezeigt, befindet sich die
Kollektorspannung V₆₇ des Transistors 67 bei ihrem niedrigen
Pegel, wenn die Frequenz f e des Oszillators
sich zu einer Frequenz verschiebt, welche um mehr als
1 MHz niedriger als die gewünschte Frequenz f₀ ist.
Die Kollektorspannung V₆₁ des Transistors 61 wird der
Basis eines Transistors 73 zugeführt, während die Kollektorspannung
V₆₂ des Transistors 62 der Basis eines
Transistors 75 zugeführt wird. Die Kollektorspannung V₆₇
des Transistors 67 wird der Basis eines Transistors 74 zugeführt,
und die Kollektorspannung V₆₆ des Transistors 66 wird
der Basis eines Transistors 76 zugeführt. Die Emitter sämtlicher
vier Transistoren 73-76 sind geerdet, wobei ihre entsprechenden
Kollektorspannungen V₇₃-V₇₆ die in den Fig. 9B,
9D bzw. 9G und 9I gezeigten Verläufe aufweisen.
Die Kollektoren der Transistoren 73 und 74 sind über entsprechend
gepolte Dioden mit der Basis eines
Transistors 77 verbunden, so daß dann, wenn zumindest eine
der Kollektorspannungen V₇₃ oder V₇₄ bei ihrem hohen Pegel
liegt, wie in den Fig. 9B bzw. 9D gezeigt, der Transistor
77 leitend wird. Die Kollektoren der Transistoren 75 und 76
sind auf ähnliche Weise über entsprechend gepolte
Dioden mit der Basis eines weiteren Transistors 78 verbunden,
so daß dann, wenn zumindest eine der Kollektorspannungen V₇₅
oder V₇₆ bei ihrem hohen Pegel liegt, wie in den Fig. 9D bzw.
9G gezeigt, der Transistor 78 leitend ist. Die Kollektorausgangsspannung
des Transistors 77, welche von einer Ausgangsklemme
79 abgeleitet ist, ist ein Signal , welches aus der
normalen automatischen Feinabstimmspannung invertiert
und in Fig. 9J gezeigt ist. Auf ähnliche Weise wird die Kollektorausgangsspannung
des Transistors 78 an einer Ausgangsklemme
80 erhalten, wobei sie die Spannung ist, welche
aus dem normalen automatischen Feinabstimmsignal
invertiert und in Fig. 9K gezeigt ist. Da diese Spannungen
in dem Frequenzbereich invertiert sind, in welchem die Ausgangsspannung
"0" ist, werden Impulse an den Zähler 35
gemäß Fig. 5 angelegt, um dessen Zählung
und somit auch die Überlagerungsoszillatorfrequenz
f e zu erhöhen. Umgekehrt wird in dem Frequenzbereich, in welchem
das Ausgangssteuersignal "0" ist, der richtige
Impuls dem Zähler 35 gemäß Fig. 5 zugeführt, um zu bewirken,
daß dieser Zähler bis zu einem gewissen Grad rückwärts
zählt. Dies bewirkt eine Herabsetzung der Frequenz f e des
Überlagerungsoszillators. In dem schmalen Frequenzbereich
f₀ ±50 kHz haben die beiden Spannungen und den Wert
"1" entsprechend der Tatsache, daß die Abstimmung des Überlagerungsoszillators
in diesem schmalen Band den besten
Abstimmpunkt darstellt. Keine Frequenzkorrekturimpulse
werden dem Zähler 35 zugeführt, wenn der Tuner 1 richtig
so nah der gewünschten Bildträgerfrequenz abgestimmt ist
und wenn sein Überlagerungsoszillator 4 sehr nahe der gewünschten
Frequenz f₀ arbeitet.
Fig. 8 zeigt auch einen Schalttransistor 81, dessen Kollektor-
Emitter-Strecke zwischen die Basis des Transistors 65 und
Erde geschaltet ist. Falls der Transistor 81 leitend ist,
wird der Transistor 65 zwangsläufig nichtleitend, was
der Tatsache entspricht, daß ein Stummabstimm- oder Sperrvorgang
in Wirkung getreten ist. Der Transistor 81 ist leitend,
wenn das dritte in Fig. 4E gezeigte Signal P₄, das
von dem Rauschdetektor 27 gemäß Fig. 3 erhalten wird, den
Wert "1" hat. Das Signal P₄ wird an die Basis des Transistors
82 angelegt, der in eine emitterseitig geerdete Schaltung geschaltet
ist. Die Basis eines weiteren emitterseitig geerdeten Transistors 83
ist mit dem Kollektor des Transistors 82 unmittelbar verbunden.
Wenn somit das Signal P₄ den Wert "1" hat, ist der
Transistor 82 leitend und der Transistor 83 ist nichtleitend.
Auf ähnliche Weise wird das in Fig. 4B gezeigte erste
Signal P₁ der Basis eines emitterseitig geerdeten
Transistors 84 zugeführt; die Basis eines weiteren
emitterseitig geerdeten Transistors 85 ist mit dem Kollektor des Transistors
84 unmittelbar verbunden. Die Kollektoren der
Transistoren 83 und 85 sind miteinander unmittelbar und
über einen Widerstand mit der Basis des Transistors 81
verbunden. Wenn das Signal P₁ den Wert "1" hat, ist
der Transistor 84 leitend, und somit ist der Transistor 85 nichtleitend.
Nun wird die Arbeitsweise der automatischen Feinabstimmschaltung
gemäß Fig. 9 unter Bezugnahme auf die Signal- bzw. Impulsverläufe nach den
Fig. 4G bzw. 4H beschrieben. Hierbei ist zu beachten, daß
diese Signal- bzw. Impulsverläufe das Ergebnis der Abstimmung
des Überlagerungsoszillators 4 gemäß Fig. 1 über
einen Frequenzbereich von etwa 225 MHz bis etwa 250 MHz hinaus
sind. Das in Fig. 4G gezeigte Vorwärtsabstimmsteuersignal
E U beginnt bei annähernd 3 MHz unter der gewünschten
Frequenz f₀, welche durch die Frequenz bestimmt ist, bei
welcher das dritte Detektor- bzw. Erfassungssignal P₄ auf seinen "0"-Wert
sinkt. Unterhalb dieser Frequenz sperrt das Rauschsignal
im Signal P₄ den Betrieb der Feinabstimmschaltung über
die Sperrschaltung 26 gemäß Fig. 3. Wenn die Überlagerungsoszillatorfrequenz
f e nahe der gewünschten Frequenz f₀ liegt,
welche für Kanal 4 230 MHz ist, so übernimmt das Signal P₂
die Steuerung und hält das Signal E U beim Wert "1", bis die
Frequenz f e innerhalb weniger als -50 kHz der gewünschten
Frequenz f₀ ist.
Falls die Frequenz f₀ zu hoch ist,
jedoch nicht mehr als etwa 4 MHz über der Frequenz f₀
liegt, so ist das in Fig. 4H gezeigte Rückwärtsabstimmsignal
E D wirksam. Zwischen der Frequenz f₀ +50 kHz und
einer etwas höheren Frequenz von etwa f₀ +1 MHz ist das
Signal P₂ wirksam, um die Abgabe des
Signals E D zu bewirken. Zwischen der Frequenz
f₀ +1 MHz und der Frequenz f₀ +4 MHz ist das Signal P₁
wirksam. Über die Frequenz
f₀ +4 MHz hinaus ist die Sperrschaltung
26 infolge der Tatsache wirksam, daß genügend
Rauschsignale vorliegen. Damit treten das Signal
P₄ mit dem Wert "1" und das Signal P₁ ebenso mit dem Wert "1" auf.
Die Feinabstimmsteuersignale E U und E D werden an den Zähler
35 über die NAND-Schaltungen 44 und 45 angelegt. Beide
NAND-Schaltungen werden gleichzeitig durch das
Ausgangssignal des Inverters 34 gesteuert, welcher einen
"1"-Wert an seinem Ausgang führt, wenn beide Schalter 37 U
bzw. 37 D offen sind. Das Impulssignal A n kann dann weitergeleitet
werden, je nachdem, ob die NAND-Schaltungen 44
oder die NAND-Schaltung 45 durch das Vorwärtsabstimm-Selbstfeinabstimmsignal
E U bzw. das Rückwärtsabstimm-Selbstfeinabstimmsignal E E
freigegeben ist. Die Impulse A n , welche durch die entsprechenden
NAND-Schaltungen 44 oder 45 hindurchkommen, bewirken,
daß der Zählwert des Zählers sich zu einem höheren bzw.
niedrigen Wert ändert und somit der Code B₁-B n entsprechend
geändert wird. Hierbei wird daran erinnert, daß der Wert
dieses Codes die Frequenz des Tuners 1 steuert.
Claims (5)
1. Automatische Feinabstimmschaltung zur Steuerung der
Frequenz, auf die der Tuner eines Fernsehempfängers
abgestimmt wird,
wobei in einem Mitziehbetrieb in dem Fall gearbeitet wird, daß der Tuner auf eine Frequenz innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes abgestimmt wird, welches ein Fernsehkanalsignal enthält,
und wobei der Fernsehempfänger einen Video-ZF-Verstärker, einen Videodetektor zur Ermittlung der Hüllkurve des Video-ZF-Signals und einen Frequenzdiskriminator enthält, der an einem Ausgang eines Verstärkers angeschlossen ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine ein erstes Signal (P₁) liefernde erste Schaltung (19-21) vorgesehen ist, die eine eine Bezugsspannung (V₀) abgebende Bezugsspannungsquelle und einen Komparator (21) aufweist, der mit dem Videodetektor (6) verbunden ist und der den mittleren Spannungspegel (V p oder V s ) des Ausgangssignals des Videodetektors (6) mit der Bezugsspannung (V₀) vergleicht,
daß eine ein zweites Signal (P₂) liefernde zweite Schaltung vorgesehen ist, die den Frequenzdiskriminator (17) und eine Verarbeitungsschaltung (15, 16) umfaßt, welche das Ausgangssignal des Video- ZF-Verstärkers (5) aufnimmt und ein verarbeitetes Ausgangssignal an den Frequenzdiskriminator (17) abgibt, dessen Ausgangssignal das zweite Signal (P₂) ist,
und daß eine dritte Schaltung (18) vorgesehen ist, welche den Tuner auf ein ausgewähltes Signal der ersten und zweiten Signale (P₁, P₂) hin selektiv steuert und welche eine Auswahlschaltung (18, 23-25) aufweist, die auf das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators (17) hin das zweite Signal (P₂) zur Steuerung des Tuners in dem Fall auswählt, daß dieser auf eine Frequenz innerhalb des bestimmten Frequenzbandes abgestimmt wird, und die das erste Signal (P₁) zur Steuerung des Tuners in dem Fall auswählt, daß dieser auf eine Frequenz außerhalb des genannten Frequenzbandes abgestimmt wird.
wobei in einem Mitziehbetrieb in dem Fall gearbeitet wird, daß der Tuner auf eine Frequenz innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes abgestimmt wird, welches ein Fernsehkanalsignal enthält,
und wobei der Fernsehempfänger einen Video-ZF-Verstärker, einen Videodetektor zur Ermittlung der Hüllkurve des Video-ZF-Signals und einen Frequenzdiskriminator enthält, der an einem Ausgang eines Verstärkers angeschlossen ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine ein erstes Signal (P₁) liefernde erste Schaltung (19-21) vorgesehen ist, die eine eine Bezugsspannung (V₀) abgebende Bezugsspannungsquelle und einen Komparator (21) aufweist, der mit dem Videodetektor (6) verbunden ist und der den mittleren Spannungspegel (V p oder V s ) des Ausgangssignals des Videodetektors (6) mit der Bezugsspannung (V₀) vergleicht,
daß eine ein zweites Signal (P₂) liefernde zweite Schaltung vorgesehen ist, die den Frequenzdiskriminator (17) und eine Verarbeitungsschaltung (15, 16) umfaßt, welche das Ausgangssignal des Video- ZF-Verstärkers (5) aufnimmt und ein verarbeitetes Ausgangssignal an den Frequenzdiskriminator (17) abgibt, dessen Ausgangssignal das zweite Signal (P₂) ist,
und daß eine dritte Schaltung (18) vorgesehen ist, welche den Tuner auf ein ausgewähltes Signal der ersten und zweiten Signale (P₁, P₂) hin selektiv steuert und welche eine Auswahlschaltung (18, 23-25) aufweist, die auf das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators (17) hin das zweite Signal (P₂) zur Steuerung des Tuners in dem Fall auswählt, daß dieser auf eine Frequenz innerhalb des bestimmten Frequenzbandes abgestimmt wird, und die das erste Signal (P₁) zur Steuerung des Tuners in dem Fall auswählt, daß dieser auf eine Frequenz außerhalb des genannten Frequenzbandes abgestimmt wird.
2. Automatische Feinabstimmschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine vierte Schaltung (27) vorgesehen ist, die ein drittes Signal (P₄) bildet und die mit einer Tonschaltung verbunden ist und einen Rauschdetektor (27) umfaßt, der übermäßige Rauschsignale in der Tonschaltung ermittelt,
wobei das erste Signal (P₁) einen bestimmten Wert ("1") in dem Fall aufweist, daß der mittlere Spannungspegel (V p oder V s ) höher als die Bezugsspannung (V₀) ist,
und daß ferner eine fünfte Schaltung (22) vorgesehen ist, die mit der ersten Schaltung (19-21) und dem Rauschdetektor (27) derart verbunden ist, daß auf die gleichzeitige Ermittlung von übermäßig hohen Rauschsignalen mittels des Rauschdetektors (27) und des bestimmten Wertes des ersten Signals (P₁) hin die automatische Feinabstimmschaltung gesperrt ist.
daß eine vierte Schaltung (27) vorgesehen ist, die ein drittes Signal (P₄) bildet und die mit einer Tonschaltung verbunden ist und einen Rauschdetektor (27) umfaßt, der übermäßige Rauschsignale in der Tonschaltung ermittelt,
wobei das erste Signal (P₁) einen bestimmten Wert ("1") in dem Fall aufweist, daß der mittlere Spannungspegel (V p oder V s ) höher als die Bezugsspannung (V₀) ist,
und daß ferner eine fünfte Schaltung (22) vorgesehen ist, die mit der ersten Schaltung (19-21) und dem Rauschdetektor (27) derart verbunden ist, daß auf die gleichzeitige Ermittlung von übermäßig hohen Rauschsignalen mittels des Rauschdetektors (27) und des bestimmten Wertes des ersten Signals (P₁) hin die automatische Feinabstimmschaltung gesperrt ist.
3. Automatische Feinabstimmschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Schaltung eine Glättungsschaltung (19) und einen Spitzendetektor (20) umfaßt, der an dem Videodetektor (6) derart angeschlossen ist, daß er von diesem die aus der Hüllkurve ermittelten Signale zugeführt erhält,
daß die Bezugsspannungsquelle mit dem Spitzendetektor (20) derart verbunden ist, daß die Bezugsspannung (V₀) als Spannung bereitgestellt wird, die gleich dem Schwarzwert-Spannungspegel eines richtig abgestimmten Fernsehsignals am Ausgang des Videodetektors (6) ist,
und daß der Komparator (21) mit der Glättungsschaltung (19) und dem Spitzendetektor (20) derart verbunden ist, daß die Ausgangssignalpegel der Glättungsschaltung (19) und des Spitzendetektors (20) miteinander verglichen werden.
daß die erste Schaltung eine Glättungsschaltung (19) und einen Spitzendetektor (20) umfaßt, der an dem Videodetektor (6) derart angeschlossen ist, daß er von diesem die aus der Hüllkurve ermittelten Signale zugeführt erhält,
daß die Bezugsspannungsquelle mit dem Spitzendetektor (20) derart verbunden ist, daß die Bezugsspannung (V₀) als Spannung bereitgestellt wird, die gleich dem Schwarzwert-Spannungspegel eines richtig abgestimmten Fernsehsignals am Ausgang des Videodetektors (6) ist,
und daß der Komparator (21) mit der Glättungsschaltung (19) und dem Spitzendetektor (20) derart verbunden ist, daß die Ausgangssignalpegel der Glättungsschaltung (19) und des Spitzendetektors (20) miteinander verglichen werden.
4. Automatische Feinabstimmschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß eine
Verstärkungsregelschaltung (9) vorgesehen ist, welche
die Amplitude der Signale in dem Video-ZF-Verstärker (5)
derart steuert, daß sie einen weitgehend konstanten
Wert aufweist.
5. Automatische Feinabstimmschaltung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die dritte Schaltung einen Schaltkreis (18) aufweist, der an einem ersten Eingangsanschluß (18 a) das Ausgangssignal des genannten Diskriminators (17) zugeführt erhält,
daß der Schaltkreis (18) an einem zweiten Eingangsanschluß (18 b) das Ausgangssignal des Komparators (21) zugeführt erhält,
daß der Schaltkreis (18) mit einem Ausgangsanschluß (18 c) über eine Rauschsperre (26) an dem Tuner derart angeschlossen ist, daß dessen Abstimmung durch das erste bzw. durch das zweite Signal (P₁, P₂) selektiv über den Schaltkreis (18) erfolgt,
und daß mit dem Video-ZF-Verstärker eine Auswahlsignalschaltung (23-25) verbunden ist, die von dem Video-ZF-Verstärker ein Hüllkurvensignal ermittelt und die einen wechselnden Signalanteil des resultierenden ermittelten Signals verstärkt, wobei die Auswahlsignalschaltung (23-25) den Schaltkreis (18) derart einstellt, daß dessen erster Eingangsanschluß (18 a) mit dessen Ausgangsanschluß (18 c) lediglich dann verbunden ist, wenn der Tuner (1) auf eine relativ nahe bei der gewünschten Frequenz liegende Frequenz abgestimmt ist.
daß die dritte Schaltung einen Schaltkreis (18) aufweist, der an einem ersten Eingangsanschluß (18 a) das Ausgangssignal des genannten Diskriminators (17) zugeführt erhält,
daß der Schaltkreis (18) an einem zweiten Eingangsanschluß (18 b) das Ausgangssignal des Komparators (21) zugeführt erhält,
daß der Schaltkreis (18) mit einem Ausgangsanschluß (18 c) über eine Rauschsperre (26) an dem Tuner derart angeschlossen ist, daß dessen Abstimmung durch das erste bzw. durch das zweite Signal (P₁, P₂) selektiv über den Schaltkreis (18) erfolgt,
und daß mit dem Video-ZF-Verstärker eine Auswahlsignalschaltung (23-25) verbunden ist, die von dem Video-ZF-Verstärker ein Hüllkurvensignal ermittelt und die einen wechselnden Signalanteil des resultierenden ermittelten Signals verstärkt, wobei die Auswahlsignalschaltung (23-25) den Schaltkreis (18) derart einstellt, daß dessen erster Eingangsanschluß (18 a) mit dessen Ausgangsanschluß (18 c) lediglich dann verbunden ist, wenn der Tuner (1) auf eine relativ nahe bei der gewünschten Frequenz liegende Frequenz abgestimmt ist.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP15720775A JPS5292424A (en) | 1975-12-26 | 1975-12-26 | Aft circuit |
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DE2659051A1 DE2659051A1 (de) | 1977-07-28 |
DE2659051C2 true DE2659051C2 (de) | 1987-07-16 |
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DE (1) | DE2659051A1 (de) |
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GB (1) | GB1536040A (de) |
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Families Citing this family (9)
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---|---|---|---|---|
JPS6011852B2 (ja) * | 1977-09-28 | 1985-03-28 | ソニー株式会社 | 受信機 |
JPS5556058U (de) * | 1978-10-12 | 1980-04-16 | ||
JPS5563118A (en) * | 1978-11-02 | 1980-05-13 | Sony Corp | Aft circuit |
US4365349A (en) * | 1980-02-01 | 1982-12-21 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Radio receiver having phase locked loop and automatic frequency control loop for stably maintaining local oscillator frequency of voltage-controlled local oscillator |
DE3502638A1 (de) * | 1985-01-26 | 1986-07-31 | MWB Messwandler-Bau AG, 8600 Bamberg | Verfahren, schaltung und einrichtung zur beseitigung der gleichspannungskomponente eines kapazitiven wechselspannungsteilers |
KR100309097B1 (ko) * | 1998-04-30 | 2001-11-15 | 윤종용 | 텔레비젼수신기의정밀튜닝방법및장치와잔류측파대신호정합방법및장치 |
MY142732A (en) * | 2004-06-28 | 2010-12-31 | Sony Emcs Malaysia Sdn Bhd | Electronic switch for tv signal booster |
CA2602860A1 (en) * | 2005-04-04 | 2006-10-12 | That Corporation | Signal quality estimation and control system |
GB0624982D0 (en) * | 2006-12-14 | 2007-01-24 | Cambridge Silicon Radio Ltd | FM signal quality measurement |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1409798A (en) * | 1971-09-25 | 1975-10-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Frequency control arrangements |
GB1395919A (en) * | 1972-05-23 | 1975-05-29 | Autovox Spa | Device for automatic tuning of television receivers |
US3867568A (en) * | 1972-12-04 | 1975-02-18 | Warwick Electronics Inc | Control circuit for an afc system |
US3869674A (en) * | 1972-12-26 | 1975-03-04 | Dynaco Inc | A.f.c. disabling circuitry |
US3821650A (en) * | 1973-01-26 | 1974-06-28 | Motorola Inc | Phase lock loop electronic tuning system |
GB1481633A (en) * | 1973-08-16 | 1977-08-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Automatic frequency control devices |
US3913029A (en) * | 1974-06-05 | 1975-10-14 | Magnavox Co | Electronic automatic frequency tuning system |
US3946329A (en) * | 1974-06-05 | 1976-03-23 | The Magnavox Company | Electronic automatic frequency tuning system |
US3949158A (en) * | 1974-12-31 | 1976-04-06 | Quasar Electronics Corporation | Wide band aft circuit for television receiver |
US3952143A (en) * | 1975-03-31 | 1976-04-20 | Gte Sylvania Incorporated | Wide band AFC system |
-
1976
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- 1976-12-22 GB GB53562/76A patent/GB1536040A/en not_active Expired
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DE2659051A1 (de) | 1977-07-28 |
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