DE2647160C2 - Schaltungsanordnung zur Steuerung der Hochspannung einer Kathodenstrahlröhre sowie Verwendung der Schaltungsanordnung bei einem Fernsehempfänger - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Hochspannung einer Kathodenstrahlröhre gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie auf die Verwendung einer solchen Schaltungsanordnung bei einem Fernsehempfänger.

Es ist bereits eine als Hochspannungsschutzschaltung zu bezeichnende Schaltungsanordnung vorgeschlagen worden (DE-OS 26 24 777), bei der eine Detektorschaltung feststellt, wann der verwendete Zeilentransformator in einem Hochspannungszustand arbeitet, der durch eine fehlerhafte Funktion eines über die Dämpfungsdiode geschalteten Kondensator hervorgerufen wird. Der Zeilentransformator erzeugt nämlich Hochfrequenzschwingungen innerhalb der Zeitspanne, die dem Rücklaufimpuls entspricht. Diese hochfrequenten Schwin-

gungen rufen die Erzeugung entsprechender Hochspannungs-Ausgangsimpulse hervor, die der Kathodenstrahlröhre zugeführt werden. Die betreffenden Hochfrequenzschwingungen werden mittels eine* Hochpaßfilters ermittelt, und es wird ein Signal zur Steuerung des Horizonatal- bzw. Zeilenoszillators gewissermaßen rückgekoppelt der die dem Zeilentreiber zugeführten Signale bereitstellt Es hat sich jedoch gezeigt, daß diese Maßnahmen nicht ausreichend sind, um die zu fordernde Sicherheif im Betrieb der Kathodenstrahlröhre sicherzustellen. Es kann nämlich bei der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Röntgenstrahlen kommen.

Es ist ferner eine Hochspannungsschutzschaltung für einen Fernsehempfänger bekannt (US-PS 38 85 201), bei der die Primärseite des verwendeten Ausgangstransformators eine zusätzliche Wicklung aufweist Die sich an einem Schaltungspunkt der mit dem einen Ende der betreffenden Wicklung verbunden ist ausbildende Spannung wird dabei über eine Gleichrichtungsschaltung einem sogenannten Gleichspannungs- und Regelnetzteil zugeführt welches die Betriebsspannung für die Zeilentreiber- und Ausgangsschaltung liefert, welche die Primärwicklung des erwähnten Ausgangstransformators ansteuert Das erwähnte Netzteil wird jedoch durch die von der Gleichrichtungsschaltung zur Verfügung gestellte Gleichspannung so gesteuert daß eine Regelung bzw. Stabilisierung der Betriebsgleichspannung erfolgt die an die Zeilentreiber- und Ausgangsschaltung abgegeben wird. Diese Maßnahme dieni dazu sicherzustellen, daß die durch die erwähnte zusätzliche Wicklung ermittelten Spannungsimpulse weitgehend konstant sind. Mit diesem geschlossenen Regelsystem wird versucht das Auftreten von unerwünschten Hochspannungszuständen zu verhindern. Es hat sich jedoch gezeigt, daß auch diese Maßnahme nicht ausreicht um mit hoher Sicherheit das Auftreten von Hochspannungszuständen zu vermeiden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung, von der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ausgegangen wird, so auszugestalten, daß mit relativ hoher Sicherheit die Erzeugung von zur Ausbildung von Röntgenstrahlen führenden hohen Hochspannungen vermieden wird.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit insgesamt relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand Hochspannungszustände aufgrund zweier unterschiedlicher Ursachen an unterschiedlichen Stellen innerhalb der Schaltungsanordnung erfaßt werden können, so daß mit relativ hoher Sicherheit die Erzeugung zu hoher Hochspannungen vermieden wird, die sonst zur Ausbildung von gesundheitsschädlichen Röntgenstrahlen führen würden. Von Vorteil ist ferner, daß das Vorliegen eines Hochspannungszustands auch dann sicher ermittelt wird, wenn einer der beiden zur Ermittlung dieses Zustandes verwendeten Detektoren ausgefallen ist.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten der Erfindung werden im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert Es zeigt

Fig. 1 die Schaltung einer Horizontalablenkschaltung einer Kathodenstrahlröhre in Verbindung mit einer erfindungsgemäßen Hochspannungsschutzschaltung; und

F i g. 2A bis 2G jeweils die Wellenform eines der verschiedenen Signale, die in der Ablenkschaltung nach F i g. 1 erzeugt werden.

In h i g. 1 ist ein Teil der Horizontalablenkschaltung für eine Kathodenstrahlröhre 17, z. B. eine Farbfernsehbildröhre, vereinfacht dargestellt. Der Horizontalablenkschaltung wird eine Betriebsspannung + VB von einem Versorgungsnetz 1 aus über einen Niederspannungsversorgungsteil zugeführt zu dem ein an die Wechselspannungsquelle 1 angeschlossener Gleichrichter 2 und ein diesem nachgeschalteter Spannungsregler 3 gehören. Die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 3 wird einer Ausgangsklemme 4 zugeführt, an der die relativ niedrige Betriebsspannung + VB von etwa 130 V als Gleichspannung erscheint.

Die Speisespannungsquelle 4 ist an die Primärwicklung 6a des Horizontalausgangstransformators, z. B. des Rücklauftransformators 5, angeschlossen, um die erforderliche Betriebsspannung einer Halbleiterschalteinrichtung 7 zuzuführen, die zu der Horizontalablenkschaltung gehört. Im vorliegenden Fall ist die Halbleiterschalteinrichtung 7 ein Transistor, z. B. ein Schalttransistor, der durch seiner Basis zugeführte Horizontalabtastimpulse betätigt wird. Hierbei ist der Emitter-Kollektor-Kreis des Schalttransistors 7 mit der Primärwicklung 6a des Rücklauftransformators 5 in Reihe geschaltet und dieser Kollektor-Emitter-Kreis überbrückt außerdem eine Dämpfungsdiode 8. einen Kondensator 9 und eine Reihenschaltung, die durch die Horizontalablenkspule 10 und den Impulsformungskondensator 11 gebildet wird. Der Kondensator 11 hat die Aufgabe, dem durch die Ablenkspule 10 fließenden Horizontalablenkstrom eine S-förmige Gestalt zu verleihen.

Die dem Schalttransistor 7 zugeführten Horizontalabtastimpulse werden durch einen spannungsgeregelten Oszillator 12 erzeugt, dessen Ausgangssignal über eine Horizontaltreiberschaltung 15 der Basis des Schalttransistors zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 12 wird außerdem zu einer automatischen Frequenzregelschaltung 13 zurückgeleitet, die geeignet ist, dieses Ausgangssignal mit einem empfangenen Horizontalsynchronsignal zu vergleichen, das über die Klemme 14 zugeführt wird, um den Oszillator mit einer Steuerspannung zu versorgen. Natürlich handelt es sich bei dem über die Klemme 14 der automatischen Frequenzregelschaltung 13 zugeführten Synchronsignal um das übliche Horizontalsynchronsignal, das von dem empfangenen zusammengesetzten Fernsehsignal durch eine nicht dargestellte Trennschaltung abgetrennt wird. Somit bilden der Oszillator 12 und die automatische Frequenzregelschaltung 13 eine phasenstarre Schleife zum Zuführen von Horizontalabtastimpulsen zu dem Schalttransistor 7, und diese Abtastimpulse sind mit dem empfangenen, in dem zusammengesetzten Fernsehsignal enthaltenen Horizontalsynchronsignalen synchronisiert. Beispielsweise wird die Schwingungsfrequenz des Oszillators 12 gesteigert, wenn die dem Oszillator durch die automatische Frequenzregelschaltung 13 zugeführte Spannung erhöht wird.

Wie bei einer Kathodenstrahlröhre üblich, weist der Rücklauftransistor 5 eine Sekundärwicklung Sb auf, die an eiiie Hochspannungs-Gleichrichterschaltung 16 angeschlossen ist mittels welcher der Anode der Kathodenstrahlröhre 17 eine hinreichend hohe Spannung HV zugeführt wird. Gewöhnlich wird der an der Primärwicklung da erscheinende Rücklaufimpuls über den

Transformator 5 in die Sekundärwicklung 6b überführt und dann durch die Schaltung 16 gleichgerichtet, so daß eine Anodenspannung in der Größenordnung von z. B. 25 kV entsteht.

Die vorstehend beschriebene Horizontalablenkschaltung arbeitet in der üblichen Weise, so daß am Beginn einer Abtastperiode der Schalttransistor 7 nicht leitfähig ist und ein Strom durch die Primärwicklung 6a des Rücklauftransformators 5 und die Dämpfungsdiode 8 fließt. Dieser Strom hat eine Sägezahnform und nimmt von einem relativ niedrigen negativen Pegel aus zu, bis sich die Dämpfungsdiode 8 ihrem Abschaltpunkt nähert. Sobald dieser Punkt erreicht ist, wird ein Impuls durch den Horizontaloszillator 12 und die Horizontaltreiberschaltung 15 dem Transistor 7 zugeführt, um diesen Transistor leitfähig zu machen. Daher fließt zwar der Abtaststrom ständig durch die Primärwicklung 6a, doch fließt er jetzt nicht mehr durch die Dämpfungsdiode 8, sondern durch den leitfähigen Transistor 7. Wenn der durch den Oszillator 12 erzeugte Impuls endet, wird der Transistor 7 schnell abgeschaltet. Infolgedessen klingt der durch die Primärwicklung 6a fließende Strom

schnell ab. Daher hat der Ausdruck -p- in der Primärwicklung einen hohen Wert. Die Spannung am Kollek-

tor des Transistors 7 läßt sich durch den Ausdruck L-j-

wiedergeben, der anzeigt, daß an der Primärwicklung 6a ein Impuls von relativ hoher Amplitude erzeugt wird. Die Verbindung zwischen dem Kondensator 9 und der Primärwicklung 6a bildet einen resonanzfähigen LC-Kreis. dessen Resonanzfrequenz durch die effektive Induktivität der Primärwicklung und die Kapazität des Resonanzkondensators 9 bestimmt wird. Da die Dämpfungsdiode 8 eine Schwingung nur während einer halben Periode zuläßt, deren Frequenz gleich der Resonanzfrequenz des LC-Kreises ist, hat der an der Primärwicklung 6a erzeugte Impuls eine Dauer, die im wesentlichen nur der Hälfte dieser Periode entspricht. Der an der Primärwicklung 6a erzeugte Rücklaufimpuls hat gemäß Fig. 2A diese Dauer einer halben Periode, und

seine Amplitude ist proportional zu L-J-.

Dieser Rücklaufimpuls wird der Sekundärwicklung 6b zugeführt und da die Windungszahl der Sekundärwicklung in bekannter Weise erheblich größer ist als die Windungszahl der Primärwicklung, hat der an der Sekundärwicklung 6ö erscheinende Rücklaufimpuls eine größere Amplitude als der an der Primärwicklung 6a erzeugte Rücklaufimpuls. Die Periode der Rücklaufimpulse Pl ist gleich der längs der waagerechten Achse gemessenen Intervallperiode Th. die durch den Horizontaloszillator 12 bestimmt wird, und die an der Sekundärwicklung erscheinenden Rücklaufimpulse werden durch die Gleichrichterschaltung 16 gleichgerichtet und der Anode der Kathodenstrahlröhre 17 als Hochspannungsimpulse zugeführt- Somit ist die hohe Spannung

HV eine Funktion von L-j- und daher proportional zur Änderungsgeschwindigkeit des durch die Primärwicklung 6a fließenden Stroms.

Wenn bei der Horizontalausgangsschaltung eine Betriebsstörung auftritt, daß der Resonanzkondensator 9 praktisch von der Primärwicklung 6a abgeschaltet wird, abgeschaltet wird. z. B. wenn eine Zuleitung unterbrochen ist oder der Kondensator auf andere Weise eine Unterbrechung herbeiführt, tritt eine entsprechende Veränderung der Kapazität des resonanzfähigen LC-Kreises ein. Insbesondere wird jetzt die Kapazität des Kondensators 9 im wesentlichen durch die Streukapazität der Primärwicklung 6a ersetzt. Diese Streukapazität ist erheblich geringer als die Kapazität des Kondensators 9, so daß der LC-Kreis mit einer wesentlich höheren Resonanzfrequenz arbeitet. Wird der Schalttransistor 7 abgeschaltet, um eine Rücklaufperiode einzuleiten, ist daher die in der Primärwicklung 6a gespeicherte Energie bestrebt, mit dieser höheren Resonanzfrequenz zu ίο schwingen, wie es in F i g. 2E durch den Rücklaufimpuls

Pl angedeutet ist. Da die Größe -j-jetzt einen erheblich höheren Wert hat, wird auch der Pegel des an der Primärwicklung 6a erzeugten Rücklaufimpulses weis sentlich höher. Daher wird in der Sekundärwicklung 6b eine entsprechend höhere Spannung induziert, so daß nach der Gleichrichtung durch die Gleichrichterschaltung 16 eine zu hohe Anodenspannung HVentsteht, die insofern eine Gefahrenquelle darstellt, als sie zur Erzeugung gesundheitsschädlicher Röntgenstrahlen und zur Entstehung eines Brandes in dem Fernsehempfänger führen kann.

Der Grund dafür, daß der Rücklaufimpuls P1 die aus F i g. 2E ersichtliche Form annimmt, wenn der Resonanzkondensator 9 von der Horizontalablenkschaltung

d/ getrennt wird, besteht darin, daß die höhere Spannung

L-Jj, die am Kollektor des Schalttransistors 7 erzeugt wird, den Transistor auch dann leitfähig macht, wenn an seiner Basis keine Spannung liegt. Aus F i g. 2E ist ersichtlich, daß dieser Rücklaufimpuls zwar noch die gleiche Folgefrequenz hat, die dem waagerechten Intervall Th entspricht, daß dieser Impuls jetzt jedoch Komponenten von höherer Frequenz enthält, die auf die höhere Resonanzfrequenz zurückzuführen sind, welche durch die Induktivität der Primärwicklung 6a und ihre Streukapazität bestimmt wird.

Es besteht jedoch noch eine weitere Quelle für eine zu hohe Amplitude der Spannung des Rücklaufimpulses.

Hierbei handelt es sich um eine Erhöhung der Betriebsspannung + VB, die der Speiseklemme 4 durch die Quelle für eine niedrige Spannung zugeführt wird. Wenn bei dem Spannungsregler 3 eine Betriebsstörung auftritt, z. B. wenn ein Steuertransistor zerstört wird, erhöht sich die Betriebsspannung + VB. Dies führt wiederum zu einer Vergrößerung der Amplitude des Rücklaufimpulses Pi, wie es in Fig.2C gezeigt ist. Daher wird auch der in der Sekundärwicklung 6d induzierte Rückiaufimpuls verstärkt, wodurch sich die hohe Spannung HV

so erhöht, die der Kathodenstrahlröhre 17 durch die Hochspannungs-Gleichrichterschaltung 16 zugeführt wird. Wie erwähnt, stellt diese übermäßig hohe Spannung HV eine Gefahrenquelle dar.

F i g. 1 zeigt eine Hochspannungsschutzschaltung, die verhindert, daß die hohe Spannung HV auf einen zu hohen Wert ansteigt, wenn die Verbindung zu dem Resonanzkondensator 9 unterbrochen wird, oder wenn sich die Betriebsspannung VB erhöht

Gemäß F i g. 1 ist der Rücklauftransformator 5 mit einer weiteren Sekundärwicklung 6c versehen, deren Windungszahl erheblich kleiner ist als diejenige der Sekundärwicklung 6b. Erscheint an der Primärwicklung 6a ein Rücklaufimpuls Pi, wird daher gemäß Fig.2B ein zu dem Rücklaufimpuls Pi proportionaler kleiner Impuls P2 in der zweiten Sekundärwicklung 6cinduzicil. Natürlich entspricht die Folgefrequcn/. der Impulse PI derjenigen der Rücklaufimpulse, die durch die .Schwingungsfrequenz des Hori/onlalos/illalors 12 bestimmt

ist. Wegen der magnetischen Wechselspannungskopplung zwischen der Primärwicklung da und der zweiten Sekundärwicklung 6c ist außerdem der Flächeninhalt des Impulssignals P2 oberhalb der Nullachso gleich dem Flächeninhalt dieses Signals unterhalb der Nullachse. Gemäß F i g. 1 ist die zweite Sekundärwicklung 6c· durch eine Niederspannungs-Gleichrichterschaltung überbrückt, die sich aus einer Diode 18 und einem Kondensator 19 zusammensetzt, und an deren Niederspannungs-Ausgangsklemme 20 ein Gleichspannungspegel + Vcc erscheint. Die niedrige Spannung Vcc ist natürlich proportional zur Amplitude der Rücklaufimpulse und liegt z. B. in der Größenordnung von 18 V. Diese niedrige Spannung wird verschiedenen weiteren, in F i g. 1 nicht dargestellten Signalverarbeitungsschaltungen zugeführt, die normalerweise bei einem Fernsehempfänger mit einer Kathodenstrahlröhre 17 vorhanden sind. Die Spannung Vcc kann außerdem zu einem noch zu erläuternden Zweck einem Schalttransistor 26 zugeführt werden.

Das mit dem Kollektor des Schalttransistors 7 verbundene Ende der Primärwicklung 6a ist an ein Hochpaßfilter 21 angeschlossen, das Frequenzen durchläßt, die über der normalen Resonanzfrequenz des durch die Primärwicklung 6a und den Kondensator 9 gebildeten LC-Kreises liegen, das jedoch die normale Resonanzfrequenz zurückhält. Während des normalen Betriebs werden daher die Rücklaufimpulse P1 von dem Filter 21 nicht durchgelassen. Wird jedoch die Verbindung zwischen dem Kondensator 9 und der Primärwicklung 6a unterbrochen, kann die in dem Rücklaufimpuls P1 enthaltene hochfrequente Komponente nach F i g. 2E das Filter 21 durchlaufen. Das Ausgangssignal des Filters 21 wird durch einen Gleichrichter 25 gleichgerichtet, zu dem z. B. eine Diode 22 sowie ein durch einen Kondensator 24 überbrückter Widerstand 23 gehören. Die Diode ist so gepolt, daß sie die negativen Teile der von dem Filter 21 durchgelassenen hochfrequenten Komponente durchläßt, so daß an dem Kondensator 24 ein relativ negativer Gleichspannungspegel erscheint Bei dem Schalttransistor 26 handelt es sich vorzugsweise um einen pnp-Transistor, an dessen Basis diese Gleichspannung angelegt wird, die niedriger ist als die Spannung + Vcc, die dem Emitter des Transistors über die Klemme 20 zugeführt wird. Der Kollektor des Transistors 26 ist über einen Widerstand 27 an den Steuereingang des Horizontaloszillators 12 angeschlossen. Wird der Transistor 26 betätigt bzw. eingeschaltet, wird die an seinem Emitter liegende Spannung + Vcc als Steuerspannung dem spannungsgeregelten Horizontaloszillator zugeführt.

Nunmehr sei angenommen, daß die Verbindung zwischen dem Kondensator 9 und der Primärwicklung 6a unterbrochen ist, so daß ein Rücklaufimpuls P1 erzeugt wird, der gemäß F i g. 2E hochfrequente Komponenten enthält. Wie weiter oben erwähnt, führen diese hochfrequenten Komponenten dazu, daß sich die hohe Spannung HV übermäßig erhöht Die hochfrequenten Komponenten erscheinen am Kollektor des Transistors 7, von dem aus sie das Hochpaßfilter 21 durchlaufen, um dann gleichgerichtet und als Gleichspannungen an die Basis des Transistors 26 angelegt zu werden. Da die Diode 18 und der Kondensator 19, welche die zweite Sekundärwicklung 6c überbrücken, als positiver Gleichrichter arbeiten, ist die dem Emitter des Transistors zugeführte positive Spannung + Vcc höher als die Spannung, die durch den Gleichrichter 25 an die Basis des Transistors 26 angelegt wird. Daher wird der Transistor 26 leitfähig, so daß die Spannung Vcc über den Transistor und den Widerstand 27 zum Spannungsregeleingang des Oszillators 12 gelangen kann. Während des normalen Betriebs hat die dem Oszilla-

¹S tor 12 durch die automatische Frequenzregelschaltung 13 zugeführte Steuerspannung einen Wert von etwa 4 bis 5 V. Da jedoch jetzt das Vorhandensein der hochfrequenten Komponente bei dem Rücklaufimpuls P1 nach F i g. 2E nachgewiesen wird, wird der Transistor 26 betätigt, um dem Oszillator 12 eine zu der Spannung Vcc proportionale Spannung in der Größenordnung von z. B. 7 V zuzuführen. Infolgedessen wird die Schwingungsfrequenz des Oszillators 12 entsprechend erhöht. Daher wird die Frequenz der dem Transistor 7 zugeführten Treiberimpulse gesteigert, um die Folgefrequenz der Abtast- und Rücklaufsignale der Horizontalausgangsschaltung entsprechend zu steigern. Dies bedeutet, daß sich die Folgefrequenz der Rücklaufimpulse P1 erhöht. Dies ist in F i g. 2G dargestellt, wonach sich die Abtastperiode TT' verkürzt, da eine Erhöhung der Frequenz der Treiberimpulse stattgefunden hat: jedoch bleibt die Rücklaufperiode TR unverändert. Wie in F i g. 2G mit gestrichelten Linien angedeutet, führt eine Erhöhung der Frequenz des Oszillators 12 zu einer Verkürzung der Abtastperiode von TT auf TT', doch bleibt die Rücklaufperiode TR konstant. Obwohl die Spannung an der Primärwicklung 6a während der Abtastperiode mit der gleichen Geschwindigkeit wie zuvor zunimmt, wird daher der Transistor 7 nach Ablauf einer Periode TT' abgeschaltet, die kürzer ist als die Periode TT, wodurch verhindert wird, daß die in der Primärwicklung 6a gespeicherte Energie den gleichen Wert wie zuvor (mit gestrichelten Linien angedeutet) erreicht. Da der Spitzenwert des durch die Primärwicklung 6a fließenden Stroms am Ende der Abtastperiode TT' niedriger ist als der Spitzenwert des Stroms am Ende der Abtastperiode TT, da jedoch die Länge der Rücklaufperiode TR unverändert bleibt, hat jetzt der während der Rücklaufperiode durch die Primärwicklung 6a fließen-

der Strom einen geringeren Anstieg als zuvor. Folglich

wird -τ- entsprechend verkleinert um den Pegel des

Rücklaufimpulses P1 gemäß F i g. 2F entsprechend herabzusetzen. Somit wird verhindert, daß die hohe Spannung HV, die zu dem Rücklaufimpuls P1 proportional ist. einen übermäßig hohen Wert erreicht.

Wenn die Gefahr der Entstehung einer zu hohen Spannung HV dadurch gegeben ist, daß die Betriebsspannung VB ansteigt so daß sich gemäß F i g. 2C der

so Pegel des Rücklaufimpulses Pl erhöht, wird gemäß F i g. 2D der in der zweiten Sekundärwicklung 6c induzierte Impuls P 2 entsprechend verstärkt uie sich hierbei ergebende Erhöhung der Spannung Vcc wird durch eine Detektorschaltung gefühlt zu der eine Bezugs-Spannungsquelle gehört, z. B. eine Zenerdiode 28. die über einen Widerstand 29 an die Basis des Transistors angeschlossen ist. Nimmt man an, daß der normale Gleichspannungspegel der Spannung Vcc 18 V beträgt kann man die durch die Zenerdiode 28 gelieferte Bezugsspannung. d. h. die Durchbruchspannung, mit 18 V wählen. Wenn jetzt die Spannung Vcc die Zenerbezugsspannung um einen Betrag überschreitet, welcher der Basis-Emitter-Spannung Vbe des Transistors 26 entspricht, wird dieser Transistor eingeschaltet um die Spannung Vcc über den Widerstand 27 dem Steuereingang des spannungs-geregelten Oszillators 12 zuzuführen. Dies führt natürlich zu einer Erhöhung der Frequenz der dem Transistor 7 zugeführten Treiberimpul-

se, wodurch der Pegel der Rücklaufimpulse in der beschriebenen Weise gemäß Fig. 2F herabgesetzt wird, um die hohe Spannung HV entsprechend abzuschwächen.

Es ist somit ersichtlich, daß die zweite Sekundärwicklung 6c, die Diode 18 und der Kondensator 19 einen Spannungspegel Vcc erzeugen, der zur Amplitude des Rücklaufimpulses proportional ist. Dieser Spannungspegel wird mit einer Bezugsspannung verglichen, z. B. derjenigen der Zenerdiode 28, und beim Überschreiten der Bezugsspannung wird der Transistor 26 eingeschaltet. Somit ist die Bezugsspannung, mit welcher der Spannungspegel Vcc verglichen wird, gleich der Summe der Durchbruchspannung der Zenerdiode 28 und der Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors 26.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispie! ist vorzugsweise ein einziger Schalttransistor 26 gemeinsam an den durch das Filter 21 und den Gleichrichter 25 gebildeten Detektorkreis für die hochfrequente Komponente und den Pegeldetektorkreis für die Betriebsspannung VB angeschlossen, der durch die zweite Sekundärwicklung 6c, die Diode 18. den Kondensator 19 und den Bezugsspannungskreis in Form der Zenerdiode 28 gebildet wird. Somit ist durch die Erfindung eine relativ einfache, mit geringen Kosten herstellbare Hochspannungsschutzschaltung geschaffen worden, bei der es nicht erforderlich ist, als Schalttransistor 26 einen teuren Leistungstransistor zu verwenden. Gegebenenfalls kann man den Schalttransistor 26 durch andere gleichwertige Halbleiterschalteinrichtungen und die Zenerdiode 28 durch andere Bezugsspannungsschaltungen bekannter Art ersetzen. Alternativ kann man einen mit dem Schalttransistor 26 vergleichbaren Schalttransistor in der vorstehend beschriebenen Weise betätigen, um z. B. dem Horizontaloszillator 12 ein Null- oder Sperr-Spannungssignal derart zuzuführen, daß bei einer Betriebsstörung des Fernsehempfängers, bei der die hohe Spannung HV einen zu hohen Wert annehmen könnte, der Horizontaloszillator abgeschaltet wird. Bei einer weiteren Ausführungsform wäre es möglich, den durch den Transistor 26 bewirkten Vergleich mit Hilfe einer zusätzlichen Komparatorschaltung durchzuführen, die geeignet ist, einen der Amplitude des Rücklaufimpulses proportionalen Signalpegel mit einem vorbestimmten Bezugspegel zu vergleichen und hierdurch eine Schalteinrichtung, ζ. B. den Schalttransistor 26, so zu betätigen, daß der Rücklaufimpuls eine kleinere Amplitude annimmt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen so

S5

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung der aus Zeilenimpulsen gewonnenen Hochspannung einer Kathodenstrahlröhre, mit einem Rücklauftransformator (5), dessen Primärseite (6a) von einem Zeilenimpulsgenerator (12 bis 15) angesteuert und mit einem Kondensator (9) verbunden ist, mit dem sie den Rücklauf-Resonanzkreis bildet, und dessen Sekundärseite (6b) mit einem Hochspannungsgleichrichter (16) verbunden ist, der die hochtransformierten Schwingungen des Rücklauf-Resonanzkreises gleichrichtet und damit die Hochspannung (Hv) für die Kathodenstrahlröhre (17) erzeugt, und mit einem is Rückführungszweig (21 bis 25,26,27) zwischen dem Rücklauftransformator (5) und dem Zeüenimpulsgenerator (12 bis 15) zur Erzeugung eines Steuersignals für den Zeilenimpulsgenerator (12 bis 15) mit einem Hochpaß (21), der nur Schwingungen durchläßt, deren Frequenz oberhalb der Rücklauf-Resonanzfrequenz liegt, wobei das aufgrund durchgelassener Schwingungen erzeugte Steuersignal ausgenutzt wird, um einer mit einer durch einen Fehlerzustand verursachten Frequenzerhöhung der Schwingungen verbundenen Erhöhung der erzeugten Hochspannung (Hv) dadurch entgegenzuwirken, daß eine Schalteinrichtung betätigt wird, um den Zeilenimpulsgenerator entsprechend zu steuern, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit dem Rücklauftransformator (5) verbundener Amplitudendetektor mit Gleichrichter (6c, 18, 19) ein der Amplitude der Versorgungsspannung (+ B) proportionales zweites Steuersignal (+ Vcc) erzeugt und daß das zweite Steuersignal (+ Vcc) in gleicher Weise wie das erste Steuersignal, nämlich zur Einwirkung auf den Zeilenimpulsgenerator (12—15) über die Schalteinrichtung (26), ausgenutzt wird, und zwar um einer mit einer durch einen Fehlerzustand verursachten Versorgungsspannungserhöhung verbundenen Erhöhung der erzeugten Hochspannung (V₁) entgegenzuwirken.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß zu der zweiten Detektorschaltung eine Sekundärwicklung (6c) des Zeilentransformator (5) für die Erzeugung von den genannten Zeilenimpulsen (P 1) proportionalen Impulsen (P 2) gehört, wobei die Amplitude der Zeilenimpulse und die Amplitude der genannten erzeugten Impulse in dem Fall zunimmt, daß die von der Spannungsversorgungseinrichtung (1, 2, 3) abgegebene Betriebsspannung ( Vb) ansteigt,

und daß mit der betreffenden Sekundärwicklung eine Schwellwertdetektorschaltung (28, 29) verbunden ist, die den genannten Schalter (26) in dem Fall betätigt, daß die Amplitude der erzeugten Impulse (P 2) einen Schwellwertpegel überschreitet.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertdetektorschaltung eine Bezugsspannungsquelle (28) und einen Komparator (26) aufweist, mit dessen Hilfe die genannte gleichgerichtete Spannung (Vcc) mit der betreffenden Bezugsspannung verglichen wird und der den genannten Schalter (26) in dem Fall betätigt, daß die gleichgerichtete Spannung die Bezugsspannung übersteigt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannungs

quelle einer ZENER-Diode ist

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Schalter (26) ein Transistor ist,

dcß der Komparator durch die Basis-Emitter-Strekke des genannten Transistors gebildet ist.
daß die ZENER-Diode (28) mit der Basis oder dem Emitter des betreffenden Transistors verbunden und mit einer Spannung versorgt ist, die aus der gleichgerichteten Spannung (Vcc) abgeleitet ist,
und daß die genannte gleichgerichtete Spannung dem Emitter oder der Basis des betreffenden Transistors derart zugeführt ist, daß dieser Transistor in dem Fall im leitenden Zustand ist, daß die ZENER-Spannung der ZENER-Diode und die gleichgerichtete Spannung gemeinsam die Basis-Emitter-Strekke des genannten Transistors in Durchlaßrichtung vorspannen.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Horizontal-Ausgangsschaltung einen 'spannungsgesteuerten Oszillator (12) für die Ansteuerung in der genannten Schalteinrichtung (7) und eine automatische Frequenzregelschaltung (13) zur Synchronisierung des betreffenden Oszillators mit den Horizontal-Abtastimpulsen aufweist,

und daß der genannte Schalter (26) auf seine Betätigung hin eine bestimmte Spannung an den spannungsgesteuerten Oszillator abgibt, derart, daß die genannte Schalteinrichtung (7) mit einer bestimmten Rate angesteuert wird.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Detektorschaltung ein Hochpaßfilter (21) aufweist, welches an dem Zeilentransformator (5) derart angeschlossen ist, daß es an den genannten Schalter (26) in dem Fall ein Betätigungssignal abgibt, daß eine Hochfrequenzkomponente in den Zeilenimpulsen (P 1) vorhanden ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Detektorschaltung einen Gleichrichter (25) aufweist, der an dem Hochpaßfilter (21) angeschlossen ist und der auf die von dem betreffenden Filter übertragene Hochfrequenzkomponente hin ein gleichgerichtetes Betätigungssignal an den genannten Schalter (26) abgibt.

9. Verwendung der Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 bei einem Fernsehempfänger.