DE2636999B2

DE2636999B2 - Verfahren zum berührungslosen Messen der spezifischen elektrischen Leitfähigkeit eines Plättchens

Info

Publication number: DE2636999B2
Application number: DE2636999A
Authority: DE
Inventors: Gabriel Lorimer Westfield Miller; David Arthur Hall Murray Hill Robinson; John Duncan 7000 Stuttgart Wiley
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1975-08-21
Filing date: 1976-08-17
Publication date: 1978-03-30
Also published as: ES450860A1; IT1071415B; NL7609128A; JPS5520550B2; FR2321702B1; CA1057823A; DE2636999C3; JPS5319874A; US4000458A; GB1552948A; SE7608925L; DE2636999A1; SE410901B; NL168051B; BE845220A; FR2321702A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die Möglichkeit, die elektrische Leitfähigkeit dünner flacher Proben (Plättchen) rasch und genau messen zu können, ist unter vielen Gesichtspunkten der Festkörperbauelementbearbeitung von kritischer Wichtigkeit. Solche Messungen sind wesentlich bei der Klassifizierung von Halbleitersubstratmaterialien vor der Verarbeitung, bei der Überwachung von Dotierungsdiffusionen und der Überwachung von Metalldünnschichtniederschlagen. Die am verbreitesten angewendete Meßmethode ist die Vierpunktsondenmethode. Diese Methode hat jedoch mehrere Grenzen. Beispielsweise ist es schwierig, die Ergebnisse einer solchen Messung, die an Halbleiterproben mit hohem spezifischen Widerstand durchgeführt worden sind, zu interpretie ren. Zudem verursacht die Sonde am Berührungspunkt eine örtliche Oberflächenbeschädigung. Die Schädlichkeit einer solchen Oberflächenbeschädigung wirkt sich um so mehr aus, je mehr die Elementengröße mikrominiaturisierter Schaltungen abnimmt
Es sind verschiedene berührungslose Methoden zum

■-, Messen der elektrischen Leitfähigkeit entwickelt worden, um zu versuchen, die Beschränkungen der Vierpunktsondenmethode zu vermeiden. Diese Methoden umfassen generell die Wechselwirkung des zu messenden Musters mit Hochfrequenzerregungen.

κι Beispielsweise Methoden dieser Art umfassen: Messungen der Mikrowellenübertragung durch eine einem Hohlleiter angeordnete Halbleiterplatte (H. Jacobs et al., Proceedings of the IRE, 49 [1961], 928); die Reflexion eines HF-Signals an einer mit dem Muster abgeschlos- ·; senen Koaxialleitung (C. A. B r y a η t at al., Reviews of Scientific Instruments, 36 [19651 S. 1614); eine kapazitive Kopplung und eine induktive Kopplung an einen Resonanzkreis (N.Nuyamoto et al., Review of Scientific Instruments, 38 [1967], S. 360; J.C. Brice et

2(i al., Journal of Scientific instruments, 38 [1961], S. 307). Solche Verfahren erzeugen typischerweise nichtlineare Ausgangssignale, die eine Eichung über den Verwendungsbersich erfordern sowie einen Vergleich der Meßsignale mit der Eichkurve. Außerdem haben solche

2) Messungen typischerweise irgendein relativ schlecht definiertes Meßvolumen (beispielsweise etwa halbkugelförmig) benutzt, das recht zufriedenstellend sein kann bei der Messung von Mustern mit gleichförmiger Leitfähigkeit, das jedoch die Komplexität der Analyse

in der Meßergebnisse für nichtgleichförmige Muster (beispielsweise diffundierte Schichten in Halbleitern) erhöht.

Aus ATM V 3515-1, Oktober 1961, Seiten 225 bis 228, ist ein Hochfrequenzmeßverfahren zur Ermittlung des

j) Widerstands eines Halbleiterstabes bekannt. Bei dieser Meßanordnung wird die Meßfrequenz hauptsächlich durch einen Resonanzkreis bestimmt, der durch induktive oder kapazitive Ankopplung des zu messenden Halbleiterstabes gedämpft wird. Der spezifische

4(! Widerstand wird aus der geeichten Resonanzamplitude ermittelt, so daß auch hier ein Vergleich mit einer Eichkurve erforderlich ist.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zum berührungslosen Messen der spezifi-

4"> sehen elektrischen Leitfähigkeit eines Plättchens verfügbar zu machen, die einen hochlinearen Zusammenhang zwischen der zu messenden Leitfähigkeit und dem Meßsignals ermöglicht.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet.

Die hier angegebene Methode zum berührungslosen Messen der elektrischen Leitfähigkeit dünner flacher Proben, wie Halbleiterscheiben oder Metalldünnschich-

ίί ten, führt zu einem hochlinearen Ausgangssignal und zu einer Messung der leitenden Ladungsträger gleichmäßig über die Dicke des Probenmaterials. Dieser hohe Linearitätsgrad kann zusammen mit der Möglichkeit der Ausgangssignalpegelsteuerung zur Erzeugung der

M) direkten Ablesung der Leitfähigkeit, beispielsweise auf einem Digitalvoltmeter, verwendet werden. Diese Möglichkeit macht das Verfahren besonders attraktiv für eine Fertigungsstraßenüberwachung von Diffusionen und Niederschlagen in bzw. auf Substraten bei der Herstellung elektronischer Bauelemente.

Bei dem hier angegebenen Verfahren wird die Probe in das Magnetfeld des induktiven Elementes eines Resonanzkreises gebracht und der Treibstrom für den

Resonator wird so eingestellt, daß die Schwingungsamplitude wieder auf den Wert eingestellt wird, den sie von dem Einbringen der Probe hatte. Wenn die Schwingungsfrequenz so gewählt wird, daß der Skineffekt vernachlässigbar ist, und wenn der Resonator das frequenzbestimmende Element der Oszillatorschaltung ist, dann steht die Stromänderung in linearer Beziehung zur Flächenleitfähigkeit der Probe. Bei einer beispieisweisen Vorrichtung, die zur Erläuterung dieses Meßverfahrens aufgebaut worden ist, wird eine Rückkopplung zum automatischen Wiedereinstellen der Schwingungsamplitude verwendet. Diese beispielsweise Vorrichtung war innerhalb etwa 1 % über einen Leitfähigkeitsbereich von 100 zu 1 linear, bei einer Auflösung von etwa einem Teil in 10⁴. Die Empfindlichkeitsgrenze des Instrumentes lag bei etwa 10" Ladungsträgern pro cm².

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Grundelemente einer Vorrichtung zur Durchführung des beanspruchten Verfahrens,

Fig. 2 ein Schaltbild eines beispielsweisen Netzwerkes, das zur Durchführung des beanspruchten Verfahrens entwickelt worden ist,

F i g. 3 eine Seitenschnittansicht eines Beispiels einer Induktivität mit einem Muster,

Fig.4 eine auseinandergezogene Schrägansicht der mechanischen Teile einer beispielsweisen Vorrichtung, die zur Durchführung des beanspruchten Verfahrens entwickelt worden ist und

Fig.5 eine Kennlinie der Flächenleitfähigkeit (Ordinate) in Abhängigkeit vom Ausgangssignal (Abszisse) zur Darstellung der Linearität des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Die Messung der elektrischen Leitfähigkeit (oder des spezifischen Widerstandes) breiter dünner Festkörper ist unter vielen Gesichtspunkten der Festkörper-Bauelementeherstellung von hoher Wichtigkeit. Beispielsweise ist es gewöhnlich erforderlich, Halbleitersubstrate vor der Verarbeitung zu klassifizieren, um sicherzustellen, daß die Leitfähigkeit der Substrate entweder unterhalb eines spezifizierten niedrigen Wertes oder innerhalb irgendeines schmalen Leitfähigkeitsbereichs liegt. Während der Verarbeitung ist es gewöhnlich erforderlich, Diffusionsschritte zu überwachen, um festzustellen, wann sich die Leitfähigkeit der diffundierten Scheiben bis zu irgendeiner Leitfähigkeit innerhalb eines schmalen Bereichs, die zur gewünschten Dotierstoffkonzentration und Diffusionstiefe in einer Beziehung steht, erhöht oder abgesenkt hat. Viele Diffusionen läßt man durch mit öffnungen versehene Maskierungsschichten geschehen. In solchen Fällen kann eine maskenfreie Scheibe für Überwachungszwecke beigegeben werden. Die meisten Herstellungsprozesse für Festkörperbauelemente umfassen den Niederschlag von Metallschichten für die Herstellung eines elektrischen Kontaktes zwischen den Bauelementen einer integrierten Schaltung oder zwischen der Schaltung und einer äußeren Schaltungsanordnung. In solchen Fällen muß die Dicke der Schicht über irgendeiner minimalen Dicke liegen, um ausreichend Leitfähigkeit zu erzeugen, darf aber nicht unnötig dick sein, um nicht Edelmetalle, wie Gold und Platin, zu verschwenden. Somit wird die Überwachung der Metallschichtdicken ein wichtiger Schritt beim Herstellungsprozeß.

Die am weitesten verbreitete Methode zur Durchführung der erforderlichen Leitfähigkeitsmessungen ist die Vierpunktsondenmethode. Bei Halbleitermaterialien niedriger Leitfähigkeit mit großen Energiebandabständen sind diese Methoden jedoch übermäßig schwierig, da die Kontakte zwischen der zu messenden Scheibe und den kontaktherstellenden Elementen der Vierpunktsonde zur Gleichrichtung neigen. Auch finden irgendwelche Diffusionen durch glasartige Schichten statt, welche die Kontaktierung des darunterliegenden Halbleiters erschweren. Da die Vierpunktsonde direkt das Material berührt, erzeugt sie örtliche Beschädigung. Der beschädigte Bereich kann für eine Verwendung, insbesondere für Vorrichtungen mit kleinen Elementabmessungen, ungeeignet werden. Die vorausgehenden Betrachtungen machen die Entwicklung einer berührungsfreien Methode besonders wünschenswert.

Die hier beschriebene berührungslose Methode zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit leitender Plättchen erzeugt ein hochlineares Ausgangssignal. Dies ermöglicht beispielsweise eine Einzelpunkteichung und, bei der Verfügbarkeit einer Signalpegeleinstellung, das direkte Ablesen der Leitfähigkeit von einem Digitalvoltmeter. Die Meßmethode kann man unter Zuhilfenahme der F i g. 1 verstehen. Diese zeigt ein leitendes Plättchen 11, das mit Hilfe eines Ferritkerns 12 magnetisch an eine LC-Resonanzoszillatorschaltung 13 angekoppelt ist. Dieser Parallelresonanzkreis 13 wird von einem HF-Stromgenerator 14 getrieben. Das Arbeiten der Meßmethode beruht auf der Tatsache, daß eine Wirbelstromabsorption im leitenden Plättchen 11 eine Erhöhung der Verluste des Resonanzkreises 13 erzeugt. Es wurde folgendes festgestellt: Wenn der Resonanzkreis 13 die Schwingungsfrequenz bestimmt, so daß sich die Frequenz beim Beschicken der Schaltung 13 ändert, wenn die Schwingungsfrequenz so gewählt ist, daß der Skineffekt im Plättchen vernachlässigbar ist, und wenn der Stromgenerator 14 so eingestellt wird, daß nach dem Einbringen der Probe oder des Musters die Schwingungsamplitude wiederhergestellt wird, dann steht die Änderung des vom Stromgenerator 14 in den Resonanzkreis 13 fließenden Stroms in linearer Beziehung zum Produkt aus der Volumenleitfähigkeit des leitenden Materials und der Dicke des Materials. Dieses Produkt wird manchmal als die Flächenleitfähigkeit des Musters bezeichnet und steht im Verhältnis zu dem Produkt aus der Anzahl Ladungsträger im gemessenen Volumen und der Trägerbeweglichkeit. In demjenigen Frequenzbereich, in welchem der Skineffekt vernachlässigbar ist, kann das Produkt aus Leitfähigkeit und Dicke verallgemeinert werden zum Integral aus der Leitfähigkeit über die Dicke, so daß Daten für nichtgleichförmige Muster leicht analysiert werden können. Die Grundbeziehung, welche den Meßprozeß beherrscht, ist

(D

In dieser Gleichung ist, wenn man annimmt, daß keine Schaltungsverluste außer jenen im Plättchen auftreten, / der in den Resonator fließende Schwingfrequenzstrom, K eine Konstante, welche die magnetische Kopplung zwischen dem Kern der Induktivität und dem Plättchen umfaßt, E die Schwingfrequenzspannung über dem Resonator, η die Windungszahl der Induktivität, σ die spezifische elektrische Leitfähigkeit des Plättchenmaterials und t die Dicke des Plättchens. Wenn andere Schaltungsverluste berücksichtigt -werden, können die Resonatorverluste als ein paralleler Verlustwiderstand Rp dargestellt werden. Dieser parallele Veriustwider-

stand besteht aus zwei Teilen, nämlich Rt, dem Oszillatorschaltungsverlust selbst, und Rs, dem reflektierten Verlust aufgrund der Wirbelströme im Plättchen. Diese lassen sich zusammenfügen als

R₁, R_t

(2)

Der Stromgenerator 14 wird jedoch nach dem Einbringen des Musters so eingestellt, daß die Amplitude der Schwingung (d. h. die Spannung über dem Resonanzkreis 13) auf einem konstanten Wert gehalten wird. Somit gilt

IR₁, = const.

(3)

(4)

Ist kein Halbleiterplättchen eingesetzt, nimmt / seinen Minimalwert k an,der /?_p=/?7-entspricht.
Folglich ergeben die Gleichungen 2 und 4

(5)

-pT ist jedoch proportional zur Flächenleitfähigkeit der Probe und somit ist

(6)

Dies ist das zur Bestimmung der Probenleitfähigkeit σ verwendete Resultat. Bei einer Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens kann eine »Null«- Steuerung vorgesehen werden, um /o beim Nichtvorhandensein irgendeiner Probe auszubalancieren oder auszutarieren, so daß als Ausgangsgröße nur die Stromzunahme erscheint. Außerdem ist eine einfache elektronische Methode vorgesehen, um die Abhängigkeit von der Probendicke t durch Dividieren mit der Dicke zu beseitigen.

F i g. 2 zeigt das Schaltbild einer beispielsweisen Schaltung die zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens entwickelt und aufgebaut worden ist. Soweit nichts anderes angegeben ist, handelt es sich um Widerstände mit Ua Watt und ±5%. Die Dioden sind von Typ 1N4154, die NPN-Transistoren sind vom Typ 2N3904, die PNP-Transistoren vom Typ 2N3906, die FETs vom Typ 2N4393 und die Differenzverstärker sind Einheiten mit hoher Verstärkung («10⁵ bei Gleichstrom, Eins bei 1 MHz), die zur Verwendung als Operationsverstärker geeignet sind (Typ 741). In F i g. 2 umfaßt der mit einer gestrichelten Linie 21 umfaßte Block die Resonanzschwingschaltung 22 und die verschiedenen Transistoren, welche den HF-Stromgenerator bilden. Diese Elemente sind angeordnet zur Bildung eines in seiner Amplitude steuerbaren Marginaloszillators, dessen Schwingungsfrequenz durch den Schwingkreis 22 bestimmt ist. Zur Leitfähigkeitsmessung wird das zu messende Muster magnetisch mit der Spule 23 gekoppelt. Eine Beschreibung der Arbeitsweise dieser Art Oszillator kann man finden in Journal of Scientific Instruments, 36 (1959), S. 481. Ein Merkmal des Oszillatoraufbaus gemäß Fig. 2 ist es, daß der auf der geerdeten Seite des Schwingkreises 22 zu Erde fließende Mittelwertsgleichstrom ein genaues Maß der Amplitude des Schwingfrequenztreibstroms ist.

Die Schwingungsamplitude des Schwingkreises 22 wird automatisch eingestellt durch eine Rückkopplung über die Stabilisierungsschaltungsanordnung in Block II, der von einer gestrichelten Linie 24 eingefaßt ist. Der Schwingpegel am Kollektor eines Transistors 37 wird durch einen durch Transistoren 38 und 39 gebildeten temperaturkompensierten Spitzenwertgleichrichter abgefühlt, was zu einer entsprechenden negativen Spannung am Emitter des Transistors 39 führt. Ein Fehlerverstärker 402 tastet dann die Differenz zwischen dem in einem Widerstand 40 fließenden resultierenden Strom und dem in einem Widerstand 401 fließenden Bezugsstrom ab. Den Stabilisierungsbezugswert liefert eine 8-Volt-Zenerdiode 26. Die Schwingkreisschwingamplitude wird dabei über eine Ader 27 abgetastet und die Rückkopplungssteuerung wird über eine Ader 28 vorgenommen. Der durchschnittliche Gleichstrom-Schwingkreisstrom wird auf Ader 29 mit Hilfe eines Verstärkers 30 gemessen. Die Ausgangsschaltungsanordnung umfaßt ein Verstärkungssteueningspotentiometer 31, einen Bereichsschalter 32 und eine Bereichsüberschreitungsanzeigelampe 33, deren Aufleuchten das Vorhandensein eines Musters anzeigt, dessen Leitfähigkeit oberhalb des Zwei-Dekaden-Bereichs des Instruments liegt. Ein Verstärker 34 und eine Präzisionspotentiometer 35 mit zehn Umdrehungen sind so angeordnet, daß sie vor dem Abnehmen des Leitfähigkeitssignals am Ausgangstor 36 die Teilung durch die Materialdicke durchführen. Die Verstärkung wird so eingestellt, daß das Potentiometer 35 direkt in herkömmlichen Einheiten der Musterdicke abgelesen werden kann. Die mit einem Stern versehenen Komponenten haben Werte, die von der speziellen Wahl einer Eingangsschwingschaltung L\C\ abhängen. Die angegebenen Werte gelten für ein Instrument mit einer Anzeige von einem Volt pro S-crn-', für eine Schwingung bei etwa 10 MHz, für die Verwendung eines Spaltes von 0,635 mm zwischen den beiden Hälften der Induktivität 23 und für zu messende spezifische Musterleitfähigkeit im Bereich von «0,05bis »lOS-cm-·.

Der Aufbau der Induktivität ist in F i g. 3 gezeigt Um eine enge Kopplung zwischen dem HF-Magnetfeld und dem zu messenden Muster zu erzeugen, wurde für den Induktivitätskernaufbau ein aufgespaltener Ferritbecherkern 41 mit hohem Q mit zwei Windungen in jeder Hälfte gewählt, was zu einer Gesamtinduktivität von 1 μΗ führt. Die verwendeten Kerne sind gekennzeichnet durch eine Permeabilität von »100 und ein Q von «100 bei der Schwingfrequenz von 10MHz. Die Anzahl der Windungen 42 kann auf 20 oder 200 usw. geändert werden, um eine entsprechende 10²- und lO^-Bereichsskaleneinteilung zu erreichen, wie es durch

die -j -Abhängigkeit der Gleichung 1 angedeutet ist

Wenn Q unverändert bleibt, hilft die damit einhergehende Verringerung der Schwingfrequenz zur Erfüllung des Skineffektkriteriums für die Messung von Musterr 43 mit höherer spezifischer Leitfähigkeit.

Der Induktivitätsaufbau umfaßt außerdem nahtlose Aluminiumbecher 44, die das Störfeld reduzieren unc den Meßbereich genau und ausschließlich als die Zone zwischen den sich gegenüberliegenden Flächen dei beiden Kernhälften aufrechterhalten. Eine kapazitive Kopplung mit dem Muster 43 wird minimal gehalter durch das Einfügen einer elektrostatischen Abschirmung 45 über den sich gegenüberliegenden Flächen dei

Kerne 41. Als Abschirmung wurde ein elektrisch leitendes Papier verwendet. Die mechanische Konstruktion des Mustermeßkopfes des aufgebauten Instrumentes ist in auseinandergezogener Ansicht in Fig.4 dargestellt Die Becherkerne 41, die Windungen 42 und die Aluminiumbecher 44 sind in Polymethylmethacrylat-Haltern 46 untergebracht. Die Halter 46 sind mittels Bolzen an einer Grundplatte so befestigt, daß Unterlegscheiben 47 eingefügt werden können, um den Spalt zwischen den Kernen einstellen und an verschie- ι ο dene Dicken des Musters 43 anpassen zu können. Adern 48 von der Induktivität sind abreschirmt und führen nach unten in ein Gehäuse 49, das die elektronische Schaltungsanordnung enthält und mit dem Schwingschaltungskondensator 50 verbunden ist Ähnliche Instrumente zur Messung von Halbleiterscheiben mit höherer spezifischer Leitfähigkeit (d. h., im Bereich von 5 S-cm-¹ bis 10³ S-cm-¹) können mit 20 Windungen auf jeder Seite des Becherkerns aufgebaut werden. Die Arbeitsfrequenz solcher Instrumente liegt bei etwa 10⁶ Hz. Für die Messung von Metallschichten bis zu einer Dicke von 5 μπι erzeugen Becherkerne mit 10³ Windungen auf jeder Seite zusammen mit einem Kondensator von 0,01 μΡ eine Instrumentenschwingung von etwa 10⁴ Hz. Der Widerstand 25 sollte so gewählt werden, daß er eine Gesamtnullanzeige in der Nähe der Mitte des Nullungspotentiometers 403 ergibt (F i g. 2).

Die Linearität der Meßmethode, wie sie beim vorstehend beschriebenen Instrument angewendet wird, und die Eignung der Methode zur Messung von Mehrschichtmustern wurde durch folgendes Experiment gezeigt: Vier Halbleiterscheiben wurden getrennt und dann in verschiedene Kombinationen übereinander angeordnet gemessen. Die Resultate dieser Messungen sind in F i g. 5 gezeigt. Messungen wie diese haben gezeigt, daß die Instrumentenkennlinie über den gesamten Bereich bis auf etwa 1% linear ist Die verschiedenen Pegeleinstellungen wurden verwendet, um ein Signal zu erzeugen, das auf einem Digitalvoltmeter direkt in S-crn-' angezeigt wird. Die Einheit wurde an einem Punkt geeicht, und zwar mit einem Muster, dessen spezifische Leitfähigkeit in der Nähe des oberen Endes des Leitfähigkeitsbereiches lag. Die Leistungsgrenzen des Instrumentes waren gegeben durch langsame Langzeitdriften im Bereich einiger Millivolt pro Stunde, was wenigen Teilen der 10⁴ Teile des Vollskalenausgangssignals des Systems von etwa 10 Volt entsprach. Die Anzeigen waren stabil und mit dieser Genauigkeit reproduzierbar. Eine anschließende Analyse der Schaltung zeigte, daß es möglich ist, diese Driften dadurch zu reduzieren, daß man bei höheren Oszillatortreibpegeln arbeitet und die Verstärkung am Ausgang der Schwingschaltung 22 eliminiert (Verstärker 30).

Obwohl die zuvor beschriebene Schaltung einen von einer hochohmigen Quelle betriebenen Parallelresonanzkreis verwendete, sind äquivalente Verwirklichungen unter Verwendung eines Serienresonanzschwingkreises möglich.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zum berührungslosen Messen der spezifischen elektrischen Leitfähigkeit eines Plättchens, bei dem

a) ein Resonanzkreis mit einem Kondensator und einer Induktivität mittels einer Quelle elektrischer Energie bei einer Meßfrequenz erregt wird

b) ein Plättchen so in das Magnetfeld der Spule gebracht wird, daß das Magnetfeld längs der Dicke des Plättchens im wesentlichen gleichförmig ist, und

c) die Meßfrequenz hauptsächlich durch den Resonanzkreis bestimmt und ein Ausgangssignal abgeleitet wird, das zur elektrischen Leitfähigkeit des Plättchens in Beziehung steht,

dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal abgeleitet wird, indem die Quelle elektrischer Energie (14) so eingestellt wird, daß über der Induktivität (23) derjenige Wert der Meßfrequenzspannung wiedereingestellt wird, der von dem Einbringen des Plättchens (43) festgestellt worden ist, und daß die Zunahme des durch die Induktivität fließenden Meßfrequenzstroms gemessen wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Volumenleitfähigkeit des Plättchenmaterials ermittelt wird, indem die gemessene Zunahme des Meßfrequenzstroms auf elektronische Weise durch die Dicke des Plättchens dividiert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Halbleiterplättchen im Leitfähigkeitsbereich von 0,05 S-crn-' bis 10 S-cm-' unter Verwendung einer Meßfrequenz von etwa 10⁷ Hertz gemessen werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Halbleiterplättchen im Leitfähigkeitsbereich von 5S-cm-' bis 1O³S-Cm-' unter Verwendung einer Meßfrequenz /on etwa 10⁶ Hertz gemessen werden.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Metallschichten bis zu einer Dicke von 5 Mikrometern unter Verwendung einer Meßfrequenz von etwa 10⁴ Hertz gemessen werden.