DE2635243A1

DE2635243A1 - Aktive integrierte schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE2635243A1
Application number: DE19762635243
Authority: DE
Inventors: Jean Fellrath
Original assignee: Centre Electronique Horloger SA
Current assignee: Centre Electronique Horloger SA
Priority date: 1975-08-12
Filing date: 1976-08-05
Publication date: 1977-03-03
Also published as: US4096444A; DE2635243C2; CH600678A5; JPS5222855A

Description

UNSER ZEICHEN/OUR BEF. IHR ZEICHEN/YOUR REF. DATUM /DATE

DA-1o23

AKTIVE INTEGRIERTE SCHALTUNGSANORDNUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine aktive Schaltungsanordnung aufgebaut aus Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate, die auf einem selben Substrat integriert sind und mindestens eine Verstärkerstufe bilden, wobei diese Verstärkerstufe einen Verstärkertransistör aufweist, dessen Quellenelektrode den gemeinsamen Punkt seines Eingangs- und Ausgangskreises bildet, welche Kreise kapazitiv an das Gate bzw. an die Senkenelektrode des Verstärkertransistors angekoppelt sind, wobei die Senkenelektrode des VerstärKertransistors an eine einen Strom I . liefernde Stromquelle angeschlossen ist und die Verstärkerstufe einen oder mehrere Gegenkopplungstransistoren vom selben Leitungstyp wie der Verstärkertransistor aufweist, deren Senkdn-Quellen-Strecken in Serie Zwischen der Senkenelektrode und dem Gate des Verstärkertransistör£ liegen und deren Gates über einen Vorspannungskreis einö Vorspannung erhalten.

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Die bekannten integrierbaren aktiven Schaltungen,bei denen in einer Verstärkerstufe eine Gegenkopplung eingeführt ist, beispielsweise unter Verwendung eines Widerstands aus schwach angereichertem polykristallinem Silicium, eines p-n-überganges in polykristallinem Silicium (Schweizer Patentanmeldung Nr. 11788/74) oder ein Übertragungsgatter (US-PS Nr. 3 753 158), haben den schwerwiegenden Nachteil, dass die Kenngrössen des Verstärkers bei ihnen nicht genau kontrollierbar sind. Insbesondere ändert sich der Gewinn, der Stromverbrauch, der Eingangsund Ausgangswiderstand und die Grenzfrequenzen von einer Serie von Schaltungen zur anderen und selbst von einer Stufe zur anderen. Die Kennwerte der Schaltung sind somit nicht eindeutig bestimmt, was sich nachteilig auf die Ausbeute der Herstellung auswirkt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile zu beheben.

Dies wird erfindungsgemäss bei einer Schaltungsanordnung der eingangs/genannten Art dadurch erreicht, dass der Vorspannungskreis zwei Vorspannungstransistoren vom selben Leitungstyp wie der Verstärkertransistor enthält, wobei die Quellenelektrode des einen der Vorspannungstransistoren auf dem gleichen Potential wie diejenige des Verstärkertransistors liegt und das Gate dieses Vorspannungstransistors auf dem gleichen mittleren Potential wie seine Senkenelektrode liegt, und wobei die Quellenelektrode des zweiten Vorspannungstransistors and die Senkenelektrode des ersteren und das Gate und die Senkenelektrode dieses zweiten Vorspannungstransistors miteinander verbunden und an das Gate bzw. die Gateelektroden des oder der Gegenkopplungstransistoren angeschlossen sind, und wobei ferner die Senkenelektrode des zweiten Vorspannungstransistors an eine Stromquelle angeschlossen ist, welche einen Strom I liefert, der zu dem Speisestrom I . für den Verstärkertransistor in einem vorgegebenen Verhältnis steht.

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Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung, welche die Ähnlichkeit der Kennwerte von Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate bei Integration auf einem selben Substrat ausnützt, erlaubt es, den Widerstand des Gegenkopplungstransistors für kleine Signale in der Umgebung des Kennlinienursprungs genau einzustellen und so den Gegenkopplungsfaktor und damit den Gewinn, den Eingangs- und Ausgangswiderstand und die Grenzfrequenzen der Verstärkerstufe genau festzulegen.

Die erfindungsgemässe aktive Schaltung kann als ein- oder mehrstufige Verstärkerschaltung oder als Schwingschaltung ausgebildet sein.

Gemäss einer Ausführungsform sind.zumindest die Transistoren der Verstärkerstufe und des Vorspannungskreises so vorgespannt, dass sie im Bereich schwacher Inversion arbeiten, das heisst mit einer geringen Stromdichte und mit einer Gate-Quellen-Vorspannung, die in ihrem Absolutwert geringer ist als die üblicherweise im Bereich starker Inversion definierte Schwellenspannung und wobei eine exponentielle Abhängigkeit zwischen dem Senken-Strom und der Gate-Quellen-Spannung vorliegt. Dies erlaubt es, ein besonders günstiges Verhältnis Gewinn/Stromverbrauch zu erzielen. Die Schaltung kann jedoch auch im Bereich starker Inversion arbeiten, wobei die Senken-Steilheit eine lineare Funktion der Gate-Quellen-Spannung ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Zeichnungen und auf Grund mehrerer Ausführungsbeispiele näher beschrieben.

Es zeigen :

Fig. 1 das Grund-Schaltschema einer Verstärkerstufe mit einem Vorspannungskreis gemäss der Erfindung ;

Fig. 2 das Schema einer vereinfachten Schaltung, bei der der Verstärkertransistor gleichzeitig als VoiSpannungstransistor dient.;

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Fig. 3 ein' detaillierteres Schema einer Schaltung nach Fig. 1 mit den entsprechenden Speise- und Vorspannungskreisen

Fig. 4 das Schaltschema einer Verstärkerkette ;

Fig. 5 ein vereinfachtes Schaltschema eines Quarzoszillators entsprechend der Schaltung nach Fig. 2 ;

Fig. 6 ein ähnliches Schaltschema wie Fig. 5 für einen RC-Oszillator.

Im Schaltschema von Fig. 1 sind die Transistoren T bis T Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode, in integrierter Bauweise auf einer selben Siliciumscheibe hergestellt und alle vom gleichen Typ, z.Bsp. vom n-Kanal-Typ. T bezeichnet einen Verstärkertransistor, der mit einem Gegenkopplungs-Transistor T eine Verstärkerstufe bildet. Die Quellenelektrode von T₁ ist der gemeinsame Punkt des Eingangs- und des Ausgangskreises dieser Stufe, wobei die Eingangsklemme E und die Ausgangsklemme S über entsprechende Kapazitäten C„, C ' mit dem Gate bzw. mit der Senkenelektrode von T- verbunden sind. Ferner ist die Senkenelektrode von T mit einer einen Strom I- liefernden Stromquelle, sowie mit der Senkenelektrode des Gegenkopplungs-Transistors T verbunden, während die Quellenelektrode dieses letzteren an das Gate von T₁ angeschlossen ist. Zwei oder mehrere Gegenkopplungs-Transistoren können zwischen die Senkenelektrode und das Gate von T geschaltet sein, wobei ihre Senken-Quellen-Strecken in Serie zwischen diesen Elektroden von T liegen, wie dies Fig. 1 für zwei Transistoren T„, T ' zeigt, wobei der letztere gestrichelt angedeutet ist.

Die Gate-Elektroden der Gegenkopplungs-Transistoren sind über einen Vorspannungskreis polarisiert, welcher die Transistoren T und T enthält und über die Senkenelektrode von T eine Bezugsspannung V liefert. Die Senken- und Gate-Elektroden

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von T einerseits und von T. andererseits sind untereinander verbunden und diejenigen von T ferner an die Quellenelektrode von T angeschlossen. Die Quellenelektrode des ersten Vorspannungstransistors T. ist mit derjenigen des Verstärkertransistors T₁ verbunden und liegt im dargestellten Fall an Masse. Die den Strom I liefernde Stromquelle ist an die Senkenelektode des zweiten Vorspannungstransistors T angeschlossen.

Der Transistor T (gegebenenfalls T-¹), der die Vorspannung V erhält, führt keinen Gate-Strom und arbeitet bei einer Senken-Quellen-Spannung null. Es ist bekannt, dass für kleine Aussteuerung ein in der Nähe des Ursprungs des Kennlinienfeldes Senken-Quellen-Spannung/Senken-Strom arbeitender Transistor sich wie ein Widerstand verhält, dessen Wert von der zwischen Gate und Quelle angelegten Spannung abhängt. Es wurde gezeigt, beispielsweise von M.B. Barron ("Low level currents in IGFET", Solid State Electronics 1972, Vol. 15, Seiten 293 bis 302) und R.M. Swanson und J.D. Meindl ("Ion-Implanted CMOS transistors in low voltage circuits", IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC 7 No. 3, April 1972), dass ein MOS-Transistor bei einer Arbeitsspannung zwischen Gate und Quelle, die kleiner als die Schwellenspannung ist, der folgenden Gleichung gehorcht :

-^- ^VD

n.V.

	W	=
I	₌ T	=
	L	=
¹D	=
W	=
L	=
¹Do	=
^VG
^VD	=
η
^Vth
k
q

Do ^{e th (1} - ^{e V}th

in der I = Senkenstrom

Breite des Kanals des Transistors Länge des Kanals des Transistors Kenngrösse (Technologie-Konstante) Gate-Quellen-Spannung Senken-Quellen-Spannung Kenngrösse (Technologie-Konstante) kT/q

mit k = Boltzmann-Konstante

Elektronenladung

Es folgt daraus, dass der Ausgangsleitwert dieses Transistors gleich ist

d I

^dVD

V_ = Konst. G

"Do

th

V,

V.

th th e « e

und insbesondere in der Umgebung des Ursprungs (V = O) die Form annimmt

oo

Do

th

V,

nV.. e th

Unter Bezugnahme auf die Schaltung von Fig. 1, wobei angenommen wird, dass alle Transistoren im Bereich geringer Inversion arbeiten, was einer geringen Stromdichte und einer Gate-Quellen-Vorspannung von kleinerem Absolutwert als demjenigen der üblicherweise im Bereich starker Inversion definierten Schwellenspannung entspricht, gelten folgende Beziehungen in denen die Indizes jenen der betroffenen Transistoren entsprechen und die Technologie-Konstanten I und η die gleichen für alle Transistoren sind :

Dl

Gl

Do

e^nVth

W.

D 3

Do

G3

η V.. e th

W,

G4

Do

η V,, e th

V = - η V

th

In

Do

G3

^Vth ^ln

Do ^CD3

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I W.

, Do 4

^. = - η V., In — . -—

G4 th I₀₃ L₄

und, gemäss (2),

I W„

V = -η V,, In

•th g₂₀₀ V_th

wo g^nn den Ausgangsleitwert von T„ in der Umgebung des Kennlinienursprungs darstellt.

Aus dem Schaltschema von Fig. 1 folgt, ^VG1 ^{+ V}G2 = ^VG3 ^{+ V}G4

"^VG1 - ^VG2 ^{+ V}G3 ^+VG4 ⁼ woraus sich ergibt, dass

„ . ¹Dl 9200-^Vth ¹DO ^W3/^L3 ^IDo^W4/^L4 „ ^{n th 1}DO ^Wl/^Ll ' ¹DO ^W2/^L2 ' ¹D₃ '¹D₃

woraus

^{2 W}1/t ^W?/T

DS 1 . ^1/L1 * ^2/L2

^{200 1}Dl ' ^Vth ^W3/L₃ . ^W4/L4

Wenn der Strom I . zu I _ in einem vorgegebenen Verhältnis steht, dass heisst

(3) I₀₁ = ₀₃

wird der Widerstand von T_ für kleine Aussteuerung

w w _Ί V₄.. ^W3/L_ . ^W4/L.

(4) κ = -L- = —tu . ³ -A ·

^K ' a TW W

^g200 ^LO3 ^/L₁ . ^W2/L₂

Der Wert von R hängt daher nur von physikalischen Konstanten,

den Dimensionsverhältnissen der Transistoren und,für einen gegebenen Wert von ⁰^- , von der Grosse des Stromes I _ ab.

Bei geeigneter Wahl der Dimensionsverhältnisse ist es möglich Widerstandswerte R von mehr als 30 Megohin zu erhalten.

Fig. 2 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 1,in der der Transistor T zugleich die Rolle des Transistors T von Fig. 1 spielt. Wählt man nämlich in der Schaltung von Fig. 1 &L= l und verwendet man geometrisch und elektrisch analoge Transistoren T₁ und T,, so werden die Spannungen an den Senken von T und T gleich gross und desgleichen die Senkenströme von T und T . Man kann daher in diesem Fall die Anordnung nach Fig. 2 verwenden,um das gleiche Betriebsverhalten zu erreichen, wobei die an das Gate von T angelegte Spannung unverändert bleibt.

Es ist zu bemerken, dass diese Verbindung des Transistors T in der Verstärkerstufe zusätzliche Kapazitäten gegen Masse erzeugt, die in manchen Anwendungen störend sein können. Ferner begrenzt die Anwesenheit von T bei kleinen Speisespannungen die maximale Ausgangsspannung, was ebenfalls ein Nachteil sein kann.

Fig. 3 zeigt eine Verstärkerstufe {112} und einen Vorspannungskreis (II) mit den entsprechenden Stromquellen, sowie einen Bezugsstromkreis {I)- Die Schaltung der Transistoren T, bis T₄ ist die gleiche wie in Fig. 1. Die Transistoren T_ und T^ stellen jeweils die Stromquellen für T bzw. für T , T. dar. Die Transistoren T₁. und T sind von entgegengesetztem Leitungstyp im Vergleich zu den Transistoren T bis T und sind mit ihren jeweiligen Senkenelektroden an die Quellenelektroden der Transistoren T. und T angeschlossen, während die Quellenelektroden von T₅ und T_{6 an} einen Pol der Speisespannungsquelle angeschlossen sind. Die Gate-Elektroden der Transistoren T₁. und T_c sird untereinander verbunden und ferner an das Gate eines Transistors vom gleichen Leitungstyp T angeschlossen, welcher

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Bestandteil des Bezugsstromkreises(I) ist. Die Quellenelektrode von T ist an den gleichen Pol der Speisespannungsquelle angeschlossen wie die Quellenelektroden von T und T . Die Senkenelektrode des Transistors T ist mit dem Gate desselben verbunden und ferner an ein nicht dargestelltes Bezugselement angeschlossen, welches den Bezugsstrom I bestimmt, der durch T_ fliesst. Nachdem die Transistoren T bis T auf demselben Substrat integriert sind und in der oben angegebenen Weise geschaltet sind, sind die Stöme I _ und I₁ proportional zu I und zum Verhältnis der geometrischen Abmessungen der Transistoren T_ und Τ. einerseits und der Transistoren T_ und T_ / b / b

andererseits.

Die Transistoren T bis T. und vorzugsweise gleichfalls die Transistoren T bis T können im Bereich geringer Inversion,wie weiter oben ausgeführt, arbeiten.

Der Widerstand R, den der Transistor T darstellt, kann wegen

V^L6

I =1 = I

D₃ D6 „ .„ r

^{(5) 1}Dl

W₇ZL

¹Dl V^L5

wie folgt ausgedrückt werden

_h W₇ZL₇ W₃ZL₃ W₄ZL₄ W₅ZL₅

(6) R =

V^L6 ' V^L1 ' V^L2

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Dieser Wert kann daher durch die Verhältnisse der Abmessungen der verwendeten Transistoren und durch den Bezugsstrom I bestimmt werden, wodurch eine genaue Einstellung des Gegenkopplungfaktors auf Grund einer einzigen Regelgrösse, des Stromes I , möglich ist.

Dieser Vorteil ist besonders bei der Kaskadenschaltung von mehreren Verstärkerstufen, die einen gemeinsamen Vorspannungskreis (II) und einen gemeinsamen Bezugsstromkreis (I) besitzen, von Vorteil. Die Gegenkopplungs-Widerstände der verschiedenen Stufen stehen dann in einem Verhältnis, das lediglich durch die Abmessungen der Transistoren gegeben ist, und können insbesondere den gleichen Wert haben.

Der Bezugsstrom I der Schaltung von Fig. 3 kann beispielsweise durch einen Widerstand bestimmt sein, der zwischen der Verbindung von Gate und Senkenelektrode von T und dem Pol der Speisespannungsquelle, an den die Quellenelektroden von T und T. angeschlossen sind,geschaltet ist. Gemäss einer anderen Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 3 kann das den Bezugsstrom bestimmende Element durch einen im Verarmungsbereich betriebenen Transistor vom selben Leitungstyp wie die Transistoren T bis T. gebildet werden. Die Senke eines solchen Transistors ist dann an die Verbindung von Gate und Senkenelektrode von T angeschlossen und sein Gate und seine Quellenelektrode sind untereinander verbunden und ferner an den Pol der Speisespannungsquelle angeschlossen, an den auch die Quellenelektroden von T und von T angeschlossen sind. Diese Ausfuhrungsform liefert eine Stromquelle die nur in sehr geringem Masse von der Speisespannung abhängig ist. Der verwendete Verarmungs-Transistor wird durch eine Ionenimplantation erhalten, die es gleichzeitig erlaubt die Schwellenspannung zu verschieben und genau auf den einem gewünschten Strom I entsprechenden Wert einzustellen.

Eine Ausführungsvariante der Schaltung von Fig. 3 besteht darin, den Transistor T auszuscheiden und die Transistoren T und T aus Verarmungs-Transistoren von den Transistoren T₁

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bis T entgegengesetztem Leitungstyp zu bilden. Die Gate- und Quellenelektroden dieser Verarmungs-Transistoren T_ und T

b b

sind mit einem Pol der Spexsespannungsguelle verbunden und ihre Senkenelektroden sind jeweils an die entsprechenden Elektroden der Transistoren T, und T angeschlossen.

Eine andere AusführungsVariante der Schaltung von Fig. 3 besteht ebenfalls darin, den Transistor T_ auszuscheiden, jedoch die Transistoren T und T als Verarmungs-Transistoren vom

b b

selben Leitungstyp wie die Transistoren T bis T. auszubilden.

X 4

Die Senkenelektroden dieser Transistoren T₁. und T_ sind an

b ο

einen Pol der Speisespannungsquelle angeschlossen. Das Gate und die Quellenelektrode von T sind an die Senkenelektrode von T, und das Gate und die Quellenelektrode von T._ sind mit der

Senkenelektrode von T_ verbunden, während die Schaltung von T bis T die gleiche wie nach Fig. 3 bleibt. Der Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, dass alle Transistoren der Schaltung vom selben Leitungstyp sind. Dies ist besonders vorteilhaft, wenn eine Silicium-auf-Isolator-Technxk verwendet wird, da die mit diesem Verfahren erhaltenen Stromquellen einen geringen Ausgangsleitwert besitzen, d.h. eine geringe Abhängigkeit von der Speisespannung.

Fig. 4 zeigt eine Kette von Verstärkerstufen, die jeweils analog der in Fig. 3 gezeigten sind und ihre Speise- und Vorspannungen in der gleichen Weise wie die in Fig. 3 gezeigte Stufe von einem gemeinsamen, eine Bezugsspannung V liefernden Vorspannungskreis bzw. von einem gemeinsamen Bezugsstromkxeis aus erhalten, wobei diese Kreise in Fig. 4 nicht mehr dargestellt sind, aber analog denjenigen der Fig. 3 ausgebildet sind.

Unter der Voraussetzung, dass alle Stufen untereinander gleich sind und die Kette genügend lang ist, wird für mittlere Frequenzen der charakteristische Widerstand der Kette

R X

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wobei U₁ die Signalspannung am Gate von T₁ und I den Signalstrom, der durch die Kette und insbesondere über die Senken-Quellen-Strecke von T„ fliesst, darstellen. Bezeichnet man mit U die Signalspannung am Ausgang jeder Stufe zwischen der Senken- und der Quellenelektrode von T und mit g den Übertragungsleitwert der Stufe, so kann man schreiben

^Ü2 = ^Ri ^(I - W *

Mit dem den Transistor T darstellenden Widerstand R ist andererseits

^Dl - ^U2

Ausgehend von diesen drei Beziehungen erhält man den Gewinn A einer Stufe der Kette als

^A = 77— = 1 - \/ ^R-9_m ^und

den charakteristischen Widerstand R., der den Eingangswiderstand der Kette mit einer unendlichen Anzahl Stufen darstellt, in der Form

R. =

^gm

Wenn man den Wert (6) , wie er im Zusammenhang mit Fig. 3 errechnet wurde, für R einführt und g aus der allgemeinen Be

rn

Ziehung (1) auf den Transistor T angewandt bestimmt, unter Berücksichtigung von (5),

¹Dl ^Xr . V^L5

^Vth ^{n V}th

= Konst.

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erhält man:

V₄, W__7JJ_ , ,
(8) R₁ = ^th * 7' 7 \ / η.

I W^ZL^ \ / W_n/ r 6' 6 \/ 3'

Der Gewinn A ist daher unabhängig von I und allein durch die geometrischen Parameter und eine Technologie-Konstante bestimmt.

Was R.betrifft, so zeigt sich,dass sein Wert umgekehrt proportional zu I ist und im übrigen nur von Grössenverhältnissen, physikalischen Konstanten und der gleichen Technologie-Konstante η abhängt.

Für eine näherungsweise Berechnung der Grenzfrequenzen einer Verstärker stufe der Kette wird vorausgesetzt, dass A sehr viel grosser als 1 ist. Bezeichnet man mit C die Summe der Querkapazitäten C ' und C ", welche jeweils zwischen der Senkenelektrode von T und Masse bzw. zwischen dem Gate von C₁ und Masse auftreten, und bezeichnet man mit C die Kapazität zwischen der Senkenelektrode des Transistors T einer Stufe und dem Gate des entsprechenden Transistors der folgenden Stufe, so erhält man für

die untere Grenzfrequenz

f. j- = ■ und

die obere Grenzfrequenz

f
sup

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Daraus ergibt sich unter Berücksichtigung der Beziehung (8), dass diese Grenzfreguenzen proportional zum Bezugsstrom I sind und daher durch diesen Strom festgelegt werden können, wenn die anderen Parameter gegeben sind.

Wenn die Verstärkerkette wie in Fig. 4 an einen gemeinsamen Vorspannungskreis angeschlossen ist, kann es von Vorteil sein, die Bezugsspannung V zu filtern, um eine gute Entkopplung zwischen den Stufen zu erzielen. Man kann zu diesem Zweck eine verhältnismässig grosse Kapazität gegen Masse verwenden, die ausserhalb der intergrierten Schaltung gebildet werden kann/ wenn ihr Wert zu gross für eine Integration ist. Wenn die verwendeten Transistoren gemäss der Silicium-Gate-Technik hergestellt sind, können die Gate-Elektroden des Transistors T und der Transistoren T„ der verschiedenen Stufen durch polykristallines Silicium verbunden werden, welches Widerstandscharakter besitzt und eine verteilte Kapazität gegenüber der Masse bildet. Man erzielt auf diese Weise eine gute Filterung ohne zusätzliche Elemente zu verwenden.

Die Figuren 5 und 6 zeigen Schwingkreise, die auf die Schaltung von Fig. 2 zurückgehen.

In Fig. 5 ist ein Quarz zwischen dem Gate und der Senkenelektrode des Transistors T angeordnet und Kapazitäten C_ und C. sind zwischen diese Elektroden und die Quellenelektrode von T. geschaltet. Man erhält damit einen Quarzoszillator in Pierce-Schaltung, welcher die der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung innewohnenden Vorteile aufweist.

Fig 6 zeigt einen RC-Oszillator in dem zwei Transistoren T und T ' die Widerstände R bilden, wobei die Senken-Quellen-Strecken dieser Transistoren in Serie zwischen dem Gate und der Senkenelektrode des Transistors T und ihre Gate-Elektroden mit der Senkenelektrode von T verbunden sind. Kapazitäten C sind zwischen den Quellen- und Senkenelektroden der Transistoren T und T ' und der Quellenelektrode von T eingefügt.

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AT

Zur Verwirklichung von Schwingschaltungen kann selbstverständlich auch die Grundschaltung von Fig. 1 herangezogen werden.

Aus dem Vorstehenden ergibt sich,dass die Erfindung es ermöglicht, die Kennwerte von aktiven Schaltungen mit Gegenkopplung allein durch einen Bezugsstrom genau zu bestimmen, während die anderen Parameter lediglich Grossenverhaltnisse in den Transistoren, physikalische Konstanten und durch die verwendete Technologie gegebene Konstanten sind. Daraus ergeben sich entscheidende Vorteile für die Herstellung und die Verwendung dieser Schaltungsanordnungen.

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Claims

Patentansprüche

/l.j Aktive Schaltungsanordnung aufgebaut aus Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate, die auf einem selben Substrat integriert sind und mindestens eine Verstärkerstufe bilden, wobei diese Verstärkerstufe einen Verstärkertransistor aufweist, dessen Quellenelektrode den gemeinsamen Punkt eines Eingangs- und Ausgangskreises bildet, welche Kreise kapazitiv an das Gate bzw. an die Senkenelektrode des Verstärkertransistors angekoppelt sind, wobei die Senkenelektrode des Verstärkertransistors an eine einen Strom I liefernde Stromquelle angeschlossen ist und die Verstärkerstufe einen oder mehrere Gegenkopplungstransistoren vom selben Leitungstyp wie der Verstärkertransistor aufweist, deren Senken-Quellen-Strecken in Serie zwischen der Senkenelektrode und dem Gate des Verstärkertransistors liegen und deren Gates über einen Vorspannungskreis eine Vorspannung erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorspannungskreis zwei Vorspannungstransistoren (T , T.; T-) /om selben Leitungstyp wie der Verstärkertransistor (T,) enthält, wobei die Quellenelektrode des einen der Vorspannungstransistoren (T^,T.) auf dem gleichen Potential wie diejenige des Verstärkertransistors (T₁) liegt und das Gate dieses Vorspannungstransistors auf dem gleichen mittleren Potential wie seine Senkenelektrode liegt, und wobei die Quellenelektrode des zweiten Vorspannungstransistors (T₃) an die Senkenelektrode des ersteren (T ,T.) und das Gate und die Senkenelektrode dieses zweiten Vorspannungstransistors miteinander verbunden und an das Gate bzw. die Gateelektroden des oder der Gegenkopplungstransistören (T , T ', ...) angeschlossen sind, und wobei ferner die Senkenelektrode des zweiten Vorspannungstransistors an eine Stromquelle angeschlossen ist, welche einen Strom I liefert, der zu dem Speisestrom I für den Verstärkertransistor in einem vorgegebenen Verhältnis steht.

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2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Vorspannungstransistor (T.) und der Verstärkertransistor (T-) ähnliche Kennwerte aufweisen und dass die Stöme I _ und I , gleich sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkertransisti ersten Vorspannungstransistor bildet.

zeichnet, dass der Verstärkertransistor (T^) zugleich den
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerstufe und der Vorspannungskreis jeweils einen Speisetransistor (T,., T_fi) vom entgegengesetzten Leitungstyp wie der Verstärkertransistor aufweisen, wobei die Senkenelektroden dieser Speisetransistoren (T₁., T_fi) jeweils mit der Senkenelektrode des Verstärkertransistors (T.) bzw. des zweiten Vorspannungstransistors (T.,) verbunden sind, die Gateelektroden der Speisetransistoren untereinander verbunden sind und ihre Quellenelektroden an den ersten Pol einer Speisespannungsquelle angeschlossen sind, deren zweiter Pol mit den Quellenelektroden des Verstärkertransistors (T ) und des ersten Vorspannungstransistors (T .) verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Speisetransistoren (T_n., T) Verarmungstransistoren sind, deren Gateele.ktroden mit dem genannten ersten Pol der Speisespannungsquelle verbunden sind.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Bezugsstromkreis enthält, der einen Hilßtransistor (T_) vom selben Leitungstyp wie die Speisetransistoren (T_c, T,.) aufweist, wobei die Quellenelektrode dieses

D D

Transistors mit dem genannten ersten Pol der Speisespannungsquelle verbunden ist, sein Gate mit den Gateelektroden der Speisetransistoren sowie mit seiner Senkenelektrode verbunden ist und seine Senkenelektrode ferner über ein den Senkenstrom des Hilfstransistors bestimmendes Bezugselement mit dem zweiten Pol der Speisespannungsquelle verbunden ist.

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Af
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerstufe und der Vorspannungskreis jeweils einen Speisetransistor (T₁-, T.) aufweisen, der als

D D

Verarmungstransistor vom selben Leitungstyp wie der Verstärkertransistor (T₁) ausgebildet ist, wobei die Senkenelektroden dieser Speisetransistoren mit einem ersten Pol einer Speisespannungsquelle verbunden sind, deren zweiter Pol mit den Quellenelektroden des Verstärkertransistors (T₁) und des ersten Vorspannungstransistors (T.) verbunden ist, wobei ferner die Gate- und Quellenelektroden dieser Speisetransistoren (T , T) jeweils untereinander verbunden sind, sowie jeweils mit der Senkenelektrode des Verstärkertransistors (T ) bzw. mit der Senkenelektrode des zweiten Vorspannungstransistors (T_) verbunden sind.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie mehrere Verstärkerstufen und einen gemeinsamen Vorspannungskreis aufweist, wobei die Eingangs- und Ausgangskreise von aufeinanderfolgenden Verstärkerstufen kapazitiv gekoppelt sind und die Gateelektroden der Gegenkopplungstransistoren alle untereinander verbunden sind und ihre Vorspannung durch den genannten Vorspannungskreis erhalten.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung eines Quarzoszillators ein Schwingquarz zwischen den Gate- und Senkenelektroden des Verstärkertransistors geschaltet ist und die Elektroden des Schwingquarzes mit der Quellenelektrode des Verstärkertransistors über Kapazitäten (C_, C.) verbunden sind.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung eines RC-Oszillators der Gegenkopplungskreis der Verstärkerstufe zwei Gegenkopplungstransistoren aufweist, an deren Gateelektroden die Vorspannung angelegt ist

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und deren Quellen- und Senkenelektroden an die Quellenelektrode des Verstärkertransistors über Kapazitäten (C) angeschlossen sind.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest die Transistoren der Verstärkerstufe und des Vorspannungskreises so vorgespannt sind, dass sie im Bereich schwacher Inversion arbeiten, wobei der Senkenstrom der Transistoren exponentiell von der Gate-Senken-Spannung abhängt.

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