DE2634240C2

DE2634240C2 - Signalauswahl- und Fernmelde-Dekodiersystem zur Auswahl von wenigstens einem aus mehreren zu überwachenden Signalen

Info

Publication number: DE2634240C2
Application number: DE2634240A
Authority: DE
Inventors: Kermit Myles Beseke; David Gordon Schaumburg Ill. Ramsland; Robert Bruce Algonquin Ill. Stedman
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1975-08-14
Filing date: 1976-07-30
Publication date: 1982-01-14
Also published as: AU510714B2; DK365476A; GB1539554A; US4013962A; FR2321218B1; NL7609064A; CA1076211A; JPS635932B2; DE2660574C2; DE2634240A1; AU1668876A; JPS635934B2; GB1539555A; AU4771679A; JPS5985139A; NL177546B; JPS5985145A; JPS635933B2; AU503592B2; JPS5985146A

Description

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Die Erfindung betrifft ein Signalauswahl- und Fernmelde-Dekodiersystem zur Auswahl von wenigstens einem aus mehreren Signalen, die zu überwache
sind, mit einer Mehrzahl von Empfängern, von denen jeder eine Einrichtung aufweist, um Eingangssignale zu

65 empfangen und ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches im wesentlichen den Eingangssignalen entspricht, wenn diese eine Amplitude mit einem vorgegebenen Minimalpegel haben, und welches einem vorgegebenen Statussignal entspricht, wenn die Amplitude der Eingangssignale unterhalb des vorgegebenen Pegels liegt, mit einer Mehrzahl von Übertragungsleitungen, welche dazu dienen, die Ausgangssignale von jedem aus der Mehrzahl der Empfänger mit einer Vergleichsstelle zu verbinden, mit einer Signalauswahlschaltung, welche an der Vergleichsstelle angeordnet ist, um die Ausgangssignale von jedem der Empfänger aufzunehmen und zu Überwachungszwecken dasjenige der Ausgangssignale auszuwählen, welches von allen empfangenen Ausgangssignalen, die den Eingangssignalen entsprechen, die optimale Signalqualität aufweist, wobei die Signaiauswahlschaltung folgende Teile aufweist: Eine Einrichtung, um jedes der Ausgangssignals aufzunehmen und daraus solche Signale zu erzeugen, welche zu dem Hintergrund-Rauschpegel von jedem der Ausgangssignale in einer Beziehung stehen, eine Einrichtung zur Ermittlung eines Verlustes des Nutzsignalanteils in jedem der empfangenen Ausgangssignale und eine Leitungsfehler-Überwachungseinrichtung, welche eine Vergleichseinrichtung aufweist und mit der Einrichtung verbunden ist, um über wenigstens eine vorgegebene Zeitdauer zu verhindern, daß eines der Ausgangssignale ausgewählt wird, in welchem ein Ve^rlust des Nutzsignalanteils vorhanden ist.

Ein derartiges Signalauswahl- und Fernmelde-Dekodiersystem ist aus der DE-OS 22 37 404 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung arbeitet in der Weise, daß die Differenz zwischen den höchsten und tiefsten Werten des Hüllkurvensignals verglichen werden. Es werden somit bei dieser bekannten Schaltungsanordnung Spannungsspitzen und Spannungstäler der Hüllkurve miteinander verglichen. Diese bekannte Schaltungsanordnung ist beispielsweise nicht dazu in der Lage, einen konstanten Ton als Eingangssignal zu erkennen und entsprechend wiederzugeben, da eine Hüllkurve mit konstanter Amplitude erzeugt wird und deshalb von der bekannten Schaltungsanordnung ein konstanter Ton als ein Leitungsfehler interpretiert würde.

Weiterhin ist bei der bekannten Schaltungsanordnung der erforderliche Schaltungsaufwand verhältnismäßig groß, weil nämlich zwei getrennte Signale und zwei getrennte Schaltungsstufen dazu verwendet werden, einen Leitungsfehler festzustellen und die Signalqualität zu vergleichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein System der eingangs genannten Art zu schaffen, mit welchem Leitungsstörungen auf besonders wirtschaftliche und zugleich zuverlässige Weise erkannt werden können und mit welchem unter wechselnden Übertragungsbedingungen das jeweils optimale Signal ausgewählt werden kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß die Einrichtung zur Erzeugung eines für den Verlust des Nutzsignalanteils repräsentativen Signals mit der Einrichtung für den Rauschpegel verbunden ist, um die Ermittlung des Verlustes des Nutzsignalanteils in jedem der empfangenen Ausgangssignale dadurch herbeizuführen, daß jedes der Ausgangssignale mit demjenigen zugehörigen Signal verglichen wird, welches zu dem Rauschpegel des Ausgangssignals in einer Beziehung steht.

Eine besonders bevorzugte Ausführungsform des

Erfindungsgegenstandes sieht vor, daß die Vergleichseinrichtung mit der zur Erzeugung von Rauschpegel-Signalen dienenden Einrichtung verbunden ist, welche Signale an die Einrichtung zur Ermittlung eines Verlustes des Nutzsignalanteils liefert, um die für den Rauschpegel repräsentativen Signale zur Ermittlung des Ausgangssignals mit der optimalen Signalqualität miteinander zu vergleichen.

Nach dem wesentlichen Grundgedanken der Erfindung wird ein Verlust des Nutzsignalanteils im empfangenen Signal praktisch dadurch ermittelt, daß die empfangenen Signale an einer geeigneten Stelle in der Empfängereinrichtung mit dem zugehörigen Rauschpegel des Hintergrundrauschens verglichen werden, wodurch nicht nur Leitungsstörungen erkannt werden können, sondern auch das jeweils optimale Signal erkannt und der Verwendung zugeführt werden kann.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche technische Fortschritt erreichbar, daß eine erheblich leistungsfähigere und zugleich wirtschaftlichere Schaltungsanordnung zur Erkennung des jeweils optimalen Signals geschaffen wurde. Gemäß der Erfindung wird nämlich der Schaltungsaufwand erheblich verringert, während zugleich im Ergebnis die Leistung der Schaltung erheblich verbessert ist. Es ist bei der erfindungsgemäßen Schaltung nämlich nicht erforderlich, zwei getrennte Schaltungsstufen dazu zu verwenden, einen Leitungsfehler festzustellen. Außerdem ist die erfindungsgemäße Schaltung beispielsweise dazu in der Lage, einen konstanten Ton als Nutzsignal zu erkennen und nicht etwa als Leitungsfehler zu interpretieren.

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise an Hand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

F i g. 1 ein Blockdiagramm eines Empfängerwählsystems,

F i g. 2 ein Blockdiagramm eines der in der F i g. 1 dargestellten Empfängers,

F i g. 3 eine Reihe von grafischen Darstellungen, welche die Spannungswellenformen veranschaulichen, die in der Schaltung gemäß F i g. 2 auftreten,

F i g. 4 eine weitere Spannungswellenform aus der Schaltung gemäß F i g. 1,

Fig.5 ein Blockdiagramm einer der in der Fig. 1 dargestellten Auswahlschaltungen.

Fig.6 ein Schaltschema verschiedener Blöcke von Bauelementen F i g. 5,

F i g. 7 eine Reihe von grafischen Darstellungen, welche die Spannungswellenformen veranschaulichen, die bei der Schallungsanordnung gemäß F i g. 6 auftreten,

F i g. 8 ein Schaltschema eines der Bauelementblöcke gemäß F i g. 5, und

F i g. 9 ein Schaltschema eines weiteren der Bauteilblöcke gemäß F i g. 5.

Die F i g. 1 veranschaulicht ein Empfängerwählsystem 20, welches grundsätzlich drei Empfänger 21,22 und 23 aufweist, die durch drei unabhängige Übertragungsnetzwerke 24, 25 und 26 jeweils an ein (gestrichelt eingerahmtes) einzelnes Signalwähl-Steuerzentrum 27 angeschlossen sind. Dieses Wählzentrum 27 enthält drei Auswahlschaltungen 28, 29 und 30, die mit den Übertragungsverbindungen 24, 25 bzw. 26 jeweils verbunden sind. Jede Auswahlschaltung hat eine entsprechende Niederfrequenzausgangsklemme 28a, b5 29a und 30a und eine entsprechende Rauschpegelbezugsklemme 2Bb, 29b und 30t>. Alle Rauschpegelbezugsklemmen wie 286, 29b und 30b sind zusammengeschaltet, und jede der Niedertreque:izausgangsklemmen wie 28a, 29a und 30a ist an eine gemeinsame Ausgangskiemme 31 angeschlossen, die mit einem Lautsprecher 32 verbunden ist, der als Überwachungsniederfrequenzlast dient

Jeder Empfänger wie 21 empfängt Eingangssignale von seiner eigenen zugehörigen Antenne, die durch ein Bezugszeichen mit einem Apostroph bezeichnet ist (z. B. 2Γ), und er erzeugt Ausgangsdgnale, welche dem Signalwählzentrum 27 Ober eine entsprechende Übertragungseinrichtung wie eine Übertragungsverbindung 24 zugeführt werden. Jede der Auswahlschaltungen wie 28 bis 30 verarbeitet dann getrennt ein empfangenes Ausgangssignal, erzeugt ein für die Qualität dieses Signals repräsentatives Signal, bei welchem der Rauschpegel des Ausgangssignals berücksichtigt ist, vergleicht dieses für die Signalqualität repräsentative Signal mit den entsprechenden Signalen, welche den anderen empfangenen Ausgangssignalen zugeordnet sind, (über die Verbindungen zu dem Klemmen 2Sb, Tab und 30b) und bestimmt ein Signal, falls sich ein solches Signal überhaupt bestimmen läßt, welches unter den empfangenen Ausgangssignalen ausgewählt werden soll, um für Überwachungszwecke zu dienen, und um mit der ausgewählten Ausgangsklemme 31 verbunden zu werden. Somit bestimmt das Empfängerwählsystem 20, welcher der Empfänger 21 bis 23 (und die zugehörigen Übertragungsverbindungen 24 bis 26) ein gewünschtes Ausgangssignal erzeugen soll.

Jede der in der F i g. 1 dargestellten Übertragungsverbindungen ist eine normale Telefonleitung und hat deshalb einen begrenzten Niederfrequenzdurchlaßbereich im Frequenzband, der von etwa 300 zu etwa 3000 Hz reicht. Vorzugsweise werden gemäß der Erfindung FM-Empfänger für die Empfänger 21 bis 23 verwendet (FM = Frequenzmodulation), welche Squelchschaltungen haben. Diese Empfänger liefern ein Niederfrequenzsignal an die Übertragungsverbindungen 24 bis 26, sobald der Pegel der empfangenen FM-Signale oberhalb der Squelchpegel der Empfänger liegt. Während in der Fig. 1 nur drei Empfänger dargestellt sind, läßt sich die Erfindung auf eine beliebige Anzahl von Empfängern anwenden. Während gemäß der Darstellung nur ein einziger Lautsprecher an die ausgewählte Ausgangsklemme 31 angeschlossen ist, sei darauf hingewiesen, daß auch andere Anwendungsmöglichkeiten für das ausgewählte Signal, welches an dieser Klemme auftritt, innerhalb des Rahmens der Erfindung liegt.

Das erfindungsgemäße Empfängerwählsystem 20 wird nachfolgend an Hand des Signalweges beschrieben, der durch den Empfänger 21, die Übertragungsverbindung 24 und die Auswahlschaltungen 28 veranschaulicht ist. Der Empfänger ist mit der Übertragungsverbindung durch eine Leitung 21a verbunden, und die Übertragungsverbindung ist mit der Auswahlschaltung über eine Leitung 24a verbunden. Da die Arbeitsweise der Bauelemente in den anderen Signalwegen identisch ist, werden diese Bauelemente (wie der Empfänger 22 und die Auswahlschaltung 30) nicht beschrieben. Es werden identische Bezugszahlen verwendet, um in den einzelnen Figuren entsprechende Bauteile und Klemmen zu bezeichnen.

In der F i g. 2 ist ein Blockdiagramm des in der F i g. 1 dargestellten Empfängers 21 veranschaulicht. Der Empfänger weist eine herkömmliche Eingangsstufe 35 auf, welche durch eine Niederfrequenz-modulierte HF-Signale (HF = Hochfrequenz) von der Antenne 2\'

empfängt, und er liefert ausgewählte und verstärkte HF-Signale an einen ZF-Verstärker 36. Die ZF-Stufe liefert verstärkte Signale an einen FM-Detektor 37, der seinerseits demodulierte bzw. gleichgerichtete Ausgangssignale an eine Klemme 38 liefert. Die Bauteile 35 bis 37 bilden eine herkömmliche FM-Empfängerschaltung, die an sich bekannt ist und keiner weiteren Erläuterung bedarf.

Die Niederfrequenzklemme 38 liefert Signale an eine Squelchschaltung 40.

Die Niederfrequenzausgangsklemme 38 ist ebenfalls direkt mit dem Eingang eines Squelchgatters 45 verbunden, dessen Ausgang mit einer Summierklemme 46 verbunden ist, die direkt mit der Übertragungsverbindung 24 über eine Leitung 21a verbunden ist. Eine Steuerklemme 45a des Squelchgatters 45 empfängt eine Steuerspannung von dem logischen Ausgang der Squelchschaltung 40, welcher auch mit einer Sieuerklemme 47 eines Relais 48 verbunden ist. Das Relais 48 empfängt Signaltöne von einem Statustongenerator 49 und überträgt diese Töne zu der Summierklemme 46 in Reaktion auf die Spannung, welche an der Steuerklemme 47 vorhanden ist. Der Statustongenerator 49 ist ein Oszillator, welcher dazu dient, einen festen Frequenzstatuston zu liefern, der als Squelchanzeigesignal verwendet wird, um anzuzeigen, wann das Niederfrequenzgatter 45 den Durchgang der Niederfrequenzsignale von der Klemme 38 an die Klemme 46 verhindert.

Bei Hochfrequenzempfängern hat das Niederfrequenzsignal einen Rauschanteil, der in einer umgekehrten Beziehung zu der Stärke des empfangenen HF-Signals steht. Wenn ein Niederfrequenzgatter den Durchgang des Rauschanteiles verhindert, der ermittelt wurde, so daß keine mit Rauschen behafteten Niederfrequenzsignale einem Lautsprecher zugeführt werden, so läßt sich der Empfänger als ein Empfänger bezeichnen, der als Squelchempfänger arbeitet. Wenn das ankommende H F-Signal oberhalb eines bestimmten vorgegebenen Pegels liegt, weist das ermittelte Niederfrequenzausgangssignal ein geringeres Maß an Rauschen auf, und dies führt dazu, daß Niederfrequenzsignale dem Lautsprecher zugeführt werden. Die Schaltungen, welche dazu dienen, das Niederfrequenzgatter zu steuern, lassen sich als Squelchschaltungen bezeichnen. Gemäß der Erfindung wird das Squelchgatter 45 durch die Squelchschaltung 40 gesteuert

Die Arbeitsweise der in der F i g. 2 dargestellten Anordnung, zu welcher der Empfänger 21 gehört wird nachfolgend näher erläutert und zwar an Hand der in den F i g. 3 und 4 dargestellten Spannungswellenformen. Die vertikale und die horizontale Achse entsprechen in diesen Figuren jeweils der Amplitude bzw. der Zeit und alle Figuren haben auf der horizontalen Achse denselben Maßstab.

Die Fig.3A ist eine grafische Darstellung eines typischen erzeugten Niederfrequenzspannungssignals 50, welches an der Klemme 38 in Reaktion auf ein HF-Signal erzeugt wird, welches von der Antenne 21' aufgenommen wurde. Das Niederfrequenzsignal 50 beginnt zu einer Zeit T\ und endet zu einer späteren Zeit 7J. Die F i g. 3B bis 3F sind grafische Darstellungen von positiven Spannungsimpulsen, welche die logischen Ausgangsreaktionssignale der verschiedenen Empfängerschaltungen zu dem Niederfrequenzsignal 50 veranschaulichen. Die Fig.4 veranschaulicht ein Niederfrequenzausgangssignal 51, welches durch den Empfänger 21 an der Klemme 46 in Reaktion auf das Niederfrequenzsignal 50 erzeugt wird. Genauer gesagt, die Fig. 3B veranschaulicht die logischen Ausgangssignale der Squelchschaltung 40.

Der logische Impuls in der Fig.3B beginnt zu der Zeit Γι und endet zu der Zeit Ts. Dies veranschaulicht die Tatsache, daß die Squelchschaltung 40 sehr rasch auf das Niederfrequenzsignal 50 anspricht und ein logisches Ausgangssignal erzeugt, welches im wesentlichen mit dem Auftreten des Signals 50 zusammenfällt. Das Empfängerausgangssignal 51 gemäß Fig.3G enthält einen Statuston 51a fester Frequenz, welcher bereits vor der Zeit Ti auftritt, wobei ein Niederfrequenzsignal 51 b zwischen T\ und T₅ vorhanden ist, wobei eine Niederfrequenzpause (d.h. kein Signal) 51c zwischen der Zeit Ts und einer späteren Zeit Tt vorhanden ist, und wobei ein Statustonsignal 51c/nach der Zeit Tt auftritt.

Die Erzeugung des Signals 5i (s. Fig.4) durch den

Empfänger 21 wird nachfolgend im einzelnen näher erläutert.

Die Relaiseinrichtung 48 empfängt an ihrer Steuerklemme 47 die logischen Pegel von der Squelchschaltung 40. Die grundsätzliche Funktion des Relais 48 besteht darin, auf den logischen Zustand anzusprechen, der das Squelchgatter 45 schließt, indem das Statustonsignal vom Generator 49 an die Summierklemme 46 geliefert wird. Wenn das Squelchgatter 45 geöffnet wird, entfernt das Relais 48 das Statustonsignal von der Klemme 46. Somit empfängt die Klemme 46, welche in der bevorzugten Ausführungsform nur ein Verbindungspunkt der zwei Leitungen darstellt, und welche

anschließend an die Übertragungsverbindung 24 angeschlossen wird, entweder ein Niederfrequenzsignal vom Squelchgatter 45, eine Niederfrequenzsignalpause oder ein Statustonsignal vom Relais 48, welches anzeigt, daß das Squelchgatter 45 geschlossen ist.

Während das Squelchgatter 45 sofort geöffnet wird, sobald ein tiefer logischer Pegel an der Klemme 47 auftritt wird das Statustonsignal von dem Relais 48 nicht sofort an die Summierklemme 46 geführt. Dadurch wird eine Verzögerung oder eine Niederfrequenzpause (5IqJ für das an der Klemme 46 auftretende Signal erzeugt und somit auch für das Ausgangssignal, welches dem Wählsteuerzentrum 27 durch die Übertragungsverbindung 24 zugeführt wird.
Die Signalwellenform, welche an der Klemme 46 auftritt, ist in der F i g. 4 als Signal 51 dargestellt Zu der Ti werden das Squelchgatter 45 geschlossen und das von der Klemme 46 empfangene Statustonsignal beendet. Zu einer späteren Zeit T₅ wird das Squelchgatter 45 geöffnet und zu einer noch späteren Zeit Tt wird das

so Statustonsignal erneut der Summierklemme 46 zugeführt Somit ist eine Niederfrequenzpause 51c; welche zwischen den Zeiten Ts und T₆ vorhanden ist, eingefügt worden, bevor das Statustonsignal, welches den Squelchzustand charakterisiert erneut der Summierklemme 46 zugeführt wurde. Eine Niederfrequenzpause von 15 Millisekunden wird gemäß der Erfindung in einer bevorzugten Ausfühningsform verwendet Diese eingefügte Pause wird durch die Auswahlschaltung 28 in dem Wählsteuerzentrum 27 dazu verwendet, das Auftreten eines einen Squelchzustand anzeigenden Statustons vorwegzunehmen, wie es nachfolgend im einzelnen näher erläutert wird.

Sowohl die ermittelten Niederfrequenzsignale vom Empfänger 21 als auch das Statustonsignal müssen über

es die Übertragungsverbindung 24 gehen. Deshalb muß die Frequenz des Statustonsignals innerhalb des Bandpaßbereiches der Übertragungsverbindung liegen. Da jede Obertragungsverbindung in der bevorzugten Ausfflh-

rungsform des Empfängerwählsystems 20 eine Telefonleitung ist, wurde ein Statustonsignal mit 2175Hz gewählt.

Gemäß Fig.5 ist ein Blockdiagramm der Auswahlschaltung 28 dargestellt, wie es zuvor in der Fig. 1 veranschaulicht wurde. Die Auswahlschaltung ist gestrichelt dargestellt, und es werden identische Bezugszeichen verwendet, um die in der Anordnung gemäß Fig. 1 und 5 identischen Bauteile zu bezeichnen. Die allgemeine Arbeitsweise der Auswahlschaltung 28 wird nachfolgend anhand der in der Fi g. 5 veranschaulichten Blöcke erläutert. Anschließend werden die Arbeitsweise und der Aufbau der Bauteile in der F i g. 5 im einzelnen näher beschrieben.

Das Empfängerausgangssignal von der Übertra- is gungsverbindung 24 (Leitung 24a) wird einer Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung zugeführt, die an einer Klemme 61 ein verstärktes Empfängerausgangssignal liefert. Ein Niederfrequenzgatter 62, ein Statustondekodierer 63, ein Detektor 64 für die Abnahme an Aktivität und ein Hochpaßfilter 65 sind an die Klemme 61 angeschlossen und empfangen das verstärkte Ausgangssignal.

Der Statustondekodierer 63 erzeugt ein hochgelegtes Ausgangssignal an einer Klemme 63a, wenn die Frequenz des verstärkten Signals an der Klemme 61 im wesentlichen der Frequenz des zur Anzeige eines Squelchzustandes dienenden Statustons von 2175Hz entspricht. Die Klemme 63a ist mit der Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung verbunden, um die Verstärkungssteuereinrichtung dieser Schaltung zu aktivieren, um dadurch einen konstanten Ausgangspegel für das verstärkte Empfängerausgangssignal an der Klemme 61 zu erzeugen, wenn ein Signal empfangen wird, welches einen Squelchzustand anzeigt.

Die Klemme 63a ist auch an den Detektor 64 geführt, welcher den Verlust an Nutzsignal anzeigt, und zwar zu Steuerzwecken. Ein logisches Steuersignal, welches komplementär zu demjenigen Signal ist, welches an der Klemme 63a auftritt, wird durch den Dekodierer 63 an einer Klemme 63i> erzeugt, die an eine Schaltung 66 zur Überwachung eines Leitungsfehlers und an eine Rauschpegelvergleichsschaltung 67 angeschlossen ist.

Der Detektor 64 zur Überwachung eines Nutzsignalverlustes erzeugt ein logisches Steuersignal an einer Klemme 68, sobald die an der Klemme 61 vorhandenen Niederfrequenzsignale eine Signalpause haben. Zu Steuerzwecken ist die Klemme 68 mit dem Statustondekodierer 63 verbunden, weiterhin mit der Schaltung 66 zur Überwachung eines Leitungsfehlers und mit einem schaltbaren Kerbfilter 69, welches zwischen dem Niederfrequenzgatter 62 und der Niederfrequenzausgangsklemme 28a angeordnet ist.

Das Hochpaßfilter 65 ist mit einer Rauschbasis-Anzeigeschaltung 70 verbunden und überträgt einen Anteil des Frequenzspektrums des an der Klemme 61 vorhandenen Nied?rfrequenzsignals dorthin. Die Anzeigeschaltung 70 erzeugt ein Gleichspannungsrauschpegel-Anzeigesignal, welches mit dem Hintergrundrauschpegel des an der Klemme 71 vorhandenen Signals in Beziehung gesetzt ist Die Rauschschaltung 70 ist mit der Schaltung 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalveriustes verbunden sowie mit der Rauschpegelvergleichsschaltung 67 und liefert diese Komponenten mit dem Gleichspannungsrauschpegel-AnzeigesignaL

Die Vergleichsschaltung 67 ist mit der Klemme 28£> und dem Niederfrequenzgatter 62 verbunden. Die Schaltung empfängt ein Bezugsrauschpegelsignal von der Klemme 286, vergleicht dieses Signal mit dem Rauschpegelanzeigesignal von der Schaltung 70 und erzeugt ein Steuerauswahlsignal, welches dem Niederfrtquenzgatter 62 zugeführt wird.

Die Fehlerermittlungsschaltung 66 ist mit der Vergleichsschaltung 67 verbunden und erzeugt ein logisches Steuersignal, welches die Vergleichsschaltung für den Fall trennt bzw. abschaltet, daß ein Leitungsfehler ermittelt wird. Ein Leitungsfehler wird dadurch ermittelt, daß festgestellt wird, daß während einer nennenswerten Zeit kein Niederfrequenzsignal an der Klemme 61 auftritt. Der Detektor 66 empfängt die Information darüber, daß keine Niederfrequenzsignale vorhanden sind, und zwar vom Detektor 64 und dem Dekodierer 63.

Die Bauteile 60 bis 70 umfassen die Auswahlschaltung 28, und die einzelnen Funktionen dieser Bauteile werden nachfolgend im einzelnen näher erläutert.

Die Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung ist derart ausgebildet, daß sie durch einen hohen logischen Pegel von einer anderen Komponente (63) betätigt wird. Der Dekodierer 63 erzeugt sein Betätigungssignal mit einem hohen logischen Pegel dann, wenn das Signal an der Klemme 61 dem Statustonsignal entspricht. Nach entsprechender Betätigung erzeugt die Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung ein verstärktes Ausgangssignal mit konstanter Amplitude an der Klemme 61, wie es bei entsprechenden Schaltungen zur automatischen Verstärkungsregelung üblich ist. Wenn das verstärkte Ausgangssignal an der Klemme 61 nicht mehr im wesentlichen dem Statussignal entspricht, wird ein Signal mit einem tiefen logischen Pegel an der Klemme 63a erzeugt, durch welches die Wirkung der Schaltung 60 unterdrückt wird, die Verstärkung zu verändern oder zu regeln. Die Verstärkung der zur automatischen Verstärkungsregelung dienenden Schaltung wird auf demjenigen Wert gehalten, der vorhanden war, unmittelbar bevor der tiefe logische Pegel aufgetreten ist, welcher dem Abschaltsignal für die automatische Verstärkungsregelung an der Klemme 63a entspricht.

Die verschiedenen veränderbaren Verluste, welche durch die einzelnen Übertragungsverbindungen 24 bis 26 beigetragen werden, wobei sich diese Verluste auf die Ausgangssignale auswirken, die durch die Empfänger 21 bis 23 erzeugt werden, werden dadurch ausgeglichen, daß für die Squelchanzeigestatus-Tonsignale eine konstante Amplitude aufrechterhalten wird, welche jeder Übertragungsverbindung 24 bis 26 zugeführt werden, wobei dieser Vorgang dadurch unterstützt wird, daß die Verstärkung jeder Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung in jeder der Auswahlschaltungen (28—30) derart eingestellt wird, daß das verstärkte Empfängerausgangssignal auf einem konstanten bekannten Pegel gehalten wird. Da die Übertragungsver bindungen normale Telefonkabel sind, werden sich die veränderlichen Verluste während der Übertragung eines beliebigen Niederfrequenzsignals nicht wesentlich ändern, sie können sich jedoch über längere Zeitperioden erheblich ändern. Somit wird durch die Verwendung einer Schaltung (60) zur automatischen Verstärkungsregelung in jeder der Auswahlschaltungen 28—30 die veränderbaren Übertragungsverluste während der gleichzeitigen Übertragung von Statustonsignalen durch jede Verbindung (24—26) ausgeglichen, und es werden diese Verluste während der Übertragung von ermittelten Niederfrequenzausgangssignalen im wesentlichen ausgeglichen.

ίο

Durch eine entsprechende anfängliche Einstellung der Schaltungen zur automatischen Verstärkungsregelung in jeder der Auswahlschaltungen 28-30 und durch Aufrechterhalten eines konstanten Pegels der Ausgangsamplituden der Statustongeneratoren in den Empfängern 21 -23 werden die Ausgangssignalpegel jeder der Schaltungen zur automatischen Verstärkungsregelung in jeder der Auswahlschaltungen auf konstanten Pegeln gehalten. Dadurch wird jede Auswahlschaltung in die Lage versetzt, ein für die Signalqualität repräsentatives Signal zu erzeugen, welches direkt mit den für die Signalqualität repräsentativen Signalen verglichen werden kann, die durch andere Auswahlschaltungen erzeugt wurden.

Die Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung besteht im wesentlichen aus einer herkömmlichen Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung, welche durch ein Steuersignal abgeschaltet wird und dann diejenige Verstärkung beibehält, welche unmittelbar vor dem Abschalten eingestellt war. Da eine solche Schaltung in herkömmlicher Weise aufgebaut sein kann, indem beispielsweise eine Einrichtung nach Art eines Relais in die Rückführschleife einer Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung eingebaut wird, bedarf der Aufbau der Schaltung 60 keiner näheren Erläuterung.

Eine solche Schaltung 60 könnte typischerweise aus einem Spannungsverstärker mit hoher Impedanz in der Steuerschleife bestehen, welche die Spannung eines Kondensators überwacht, die sich in Abhängigkeit von der Rückführsteuerspannung zur automatischen Verstärkungsregelung ändert, wenn die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung aktiviert ist. Wenn die Schaltung 60 abgeschaltet ist, ändert eine Relaiseinrichtung die Steuerspannung daran, daß sie die Kondensatorspannung ändert, und es wird weiterhin der Kondensator daran gehindert, daß er sich auflädt oder entlädt. Da der Überwachungsspannungsverstärker eine hohe Impedanz hat, entlädt sich der Kondensator nicht über den Verstärker, und deshalb bleibt der Ausgang des Spannungsverstärkers, welcher die Verstärkung der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung steuert, praktisch konstant.

Der Statustondekodierer 63 analysiert das Signal, welches von der Klemme 61 kommt, und erzeugt ein logisches Signal mit einem hohen Pegel an der Klemme 63a sowie ein entsprechendes logisches Signal mit einem tiefen Pegel an der Klemme 636, wenn dieses Signal im wesentlichen der vorgegebenen Statustonfrequenz entspricht. Der hohe logische Pegel an der Klemme 63a aktiviert die Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung, wie es oben bereits ausgeführt wurde, und er schaltet auch den Detektor 64 zur Ermittlung des Nutzsignalverlustes ab. Das Signal mit dem tiefen logischen Pegel an der Klemme 636 schaltet die Schaltung 66 zur Überwachung eines Leitungsfehlers ab und schaltet auch die Rauschvergleichsschaltung 67 ab. Wenn der Statuston nicht mehr vom Dekodierer 63 empfangen wird, werden die logischen Zustände an den Klemmen 63a und 636 umgekehrt, was dazu führt, daß der Detektor 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalverlustes eingeschaltet wird, daß weiterhin der Detektor 66 zur Ermittlung eines Leitungsfehlers eingeschaltet wird und daß auch die Vergleichsschaltung 67 eingeschaltet wird. Die Zustände der logischen Signale an den Klemmen 63a und 636 können als Prüfsignale als Überwachungssignale bezeichnet werden, da sie anzeigen, ob ein Statustonsignal dekodiert wurde oder nicht. Außerdem wird durch die Statustonbeendigung die Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung abgeschaltet, wie es oben bereits ausgeführt wurde.

Das Abschalten der Vergleichsschaltung 67 durch den Statustondekodierer 63 führt dazu, daß das Niederfrequenzgatter 62 geschlossen bleibt und somit verhindert wird, daß irgendwelche Signale an der Klemme 61 die Niederfrequenzausgangsklemme 28a erreichen. Somit hindert der Dekodierer 63 die Auswahlschaltung 28 daran, ein Ausgangssignal an der Klemme 28a zu erzeugen, wenn das Signal von der Übertragungsverbindung 24 anzeigt, daß beim Empfänger 21 ein Squelchzustand vorliegt.

Wenn am Empfänger 21 kein Squelchzustand vorliegt, so erscheinen die ermittelten Niederfrequenzsignale vom Empfänger an der Klemme 61. Die Schaltung 70 zur Anzeige eines Basisrauschens empfängt einen Anteil dieser Signale von dem Hochpaßfilter 65 und erzeugt ein Anzeigesignal mit einem Gleichspannungspegel an ihrem Ausgang, welches dem Hintergrundrauschpegel der empfangenen Niederfrequenzsignale entspricht. Das Gleichspannungsausgangssignal der Rauschanzeigeschaltung 70 entspricht dem Hintergrundrauschpegel des Eingangssignals und wird dadurch erzeugt, daß die Amplitude des Eingangssignals während der Pausen analysiert wird, die zwischen Niederfrequenztönen auftreten. Schaltungen zur Ermittlung des Basisrauschens sind an sich bekannt.

Das Hochpaßfilter wählt einen Anteil des Niederfrequenzspektrums aus, der im Hinblick auf seinen Rauschinhalt zu untersuchen ist. In der bevorzugten Ausführungsform gemäß der Erfindung wurde ein Hochpaßfilter 65 gewählt, welches bei 2 kHz einen 3-dB-Punkt aufweist. Eine Begrenzung des Frequenzspektrums der durch die Rauschanzeigeschaltung 70 empfangenen Signale beeinträchtigt die Leistung dieser Schaltung nicht, da typischerweise das Rauschen gleichförmig über das gesamte Niederfrequenzspektrum verteilt ist. Der Zweck des Hochpaßfilters besteht darin, den Einfluß der Stimme und der Niederfrequenztöne auf die Basisrauschpegelmessung auf ein Minimum zu beschränken.

Das Rauschanzeigesignal wird der Rauschvergleichsschaltung 67 und der Detektorschaltung 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalverlustes zugeführt. Dieser Rauschsignalpegel liefert einen Bezugspegel für den Verlust beim Nutzsignalverlust-Detektor 64, wodurch der Detektor in die Lage versetzt wird zu bestimmen, wann das Niederfrequenzsignal von der Klemme 61 eine Größe oder Amplitude erreicht hat, die den Hintergrundrauschpegel nicht nennenswert überschreitet.

Die Vergleichsschaltung 67 empfängt das Rauschpegelanzeigesignal von der Schaltung 70 und vergleicht dieses Signal mit dem an der Klemme 286 vorhandenen Bezugsrauschpegel. Der Bezugsrauschpegel an der Klemme 286 steht in einer Beziehung mit dem Ausgangssignal der Schaltung 70, unabhängig davon, welche der Auswahlschaltungen (28-30) den geringsten Rauchpegel anzeigt Wenn das Rauschpegelanzeigesignal ausreichend ,stark unter dem Bezugspegel liegt, liefert die Vergleichsschaltung 67 ein Signal mit einem tiefen logischen Pegel an das Niederfrequenzgatter 62, was dazu führt, daß die an der Klemme 61 vorhandenen Niederfrequenzsignale zu der Nfederfrequenzausgangsklemrne 28a durchgehen können. Die Vergleichsschaltung 67 liefert auch eine Anzeige, und zwar mittels einer

Licht emittierenden Diode, ob eine der Auswahlschaltungen (28,29 oder 30) das Niederfrequenzsignal liefert, welches danach ausgewählt wurde, daß es den geringsten Hintergrundrauschpegel aufweist. Außerdem erzeugt die Vergleichsschaltung 67 eine Rauschpegelbezugsspannung an der Klemme 286, welche mit dem Rauschpegelanzeigesignal in Beziehung gesetzt ist, das dem ausgewählten Niederfrequenzsignal zugeordnet ist. Die Vergleichsschaltung 67 wird nur dann in Betrieb gesetzt, wenn ein hoher logischer Pegel, der die Abwesenheit eines Statustonsignals an der Klemme 61 anzeigt, von der Klemme 636 empfangen wird und wenn ein hoher logischer Pegel, welcher anzeigt, daß kein Leitungsfehler aufgetreten ist, von dem Leitungsfehlerdetektor 66 empfangen wird.

Der Leitungsfehlerdetektor 66 empfängt logische Eingangssignale von der Siatuston-Dckodierklemme 636 und von der Klemme 68. Dieser Detektor 66 erzeugt ein Abschaltsignal für die Vergleichsschaltung 67, wenn die Abwesenheit eines Statustons durch den Dekodierer 63 an der Klemme 636 angezeigt wird und wenn eine Abwesenheit des Nutzsignals, wie es vom Detektor 64 an der Klemme 68 angezeigt wird, über mehr als eine vorgegebene Zeit existiert hat. Wenn somit kein Statustonsignal oder kein Niederfrequenzsignal während einer Zeitperiode von etwa 15 Sekunden empfangen wurde, dann schaltet der Leitungsfehlerdetektor 66 die Vergleichsschaltung 67 ab und schaltet dadurch auch die Auswahlschaltung 28 ab.

Zusammenfassend besteht die grundlegende Funktion der Auswahlschaltung 28 somit darin, das Ausgangssignal vom Empfänger 21 zu überwachen und dieses Signal auszuwählen, wenn es nicht dem Statustonsignal entspricht und wenn dieses Signal einen besseren Signalqualitätspegel ais irgendein anderes der Ausgangssigriale von den anderen Empfängern aufweist, welche auch nicht dem Statustonsignal entsprechen. Somit vergleicht die Auswahlschaltung 28 ein Rauschpegelanzeigesignal, welches mit der Signalqualität der ermittelten Niederfrequenzsignale des Empfängers 21 in einer bestimmten Beziehung steht, mit den Rauschpegelanzeigesignalen, welche mit der Signalqualität der ermittelten Niederfrequenzsignale von den anderen Empfängern (22 und 23) in einer bestimmten Beziehung steht, und sie wählt diejenigen ermittelten Niederfrequenzsignale aus, welche den optimalen Signalqualitätspegel haben. Da die Wählsteuerzentrale 27 drei Auswahlschaltungen aufweist, und zwar jeweils eine für die Empfänger 21, 22 bzw. 23, besteht die grundlegende Funktion der Wählsteuerzentrale darin, für Überwachungszwecke den Empfänger und die Übertragungsverbindung auszuwählen, welche die ermittelten Niederfrequenzsignale erzeugen, welche die beste Signalqualität haben.

Die Schaltung, welche dazu verwendet wird, die Funktionen der Bauelemente in den verschiedenen Blöcken gemäß F i g. 5 auszufahren, wird nachfolgend im einzelnen näher erläutert Da das Niederfrequenzgatter 62 eine herkömmlichere Relaisschaltung aufweist, die auf eine Steuerspannung anspricht, und auch das Hochpaßfilter 65, welches ein herkömmliches Hochpaßfilter sein kann, wird im einzelnen nicht näher erläutert Da die Schaltung 60 zur automatischen Verstärkungsregelung oben bereits als herkömmliche Schaltung bezeichnet wurde, welche ein Relais in ihrer Rückführschleife aufweist, bedarf diese Schaltung ebenfalls keiner näheren Erläuterung.

In der F i g. 6 ist ein Schaltschema dargestellt, welches

vereinfachte, praktische Ausführungsformen des Statustondekodierers 63, des Detektors 64 für den Nutzsignalverlust und für den Leitungsfehlerdetektor 66 veranschaulicht. Diese drei Baugruppen sind jeweils innerhalb eines gestrichelten Linienzuges dargestellt, und es werden identische Bezugszeichen dazu verwendet, die mit entsprechenden Bauteilen in den F i g. 5 und 6 gemeinsamen Klemmen und Bauteile zu bezeichnen. Die F i g. 6 veranschaulicht nur typische Ausführungsformen der Baugruppen 63, 64 und 66, welche die Funktionen dieser Baugruppen erfüllen, wie sie oben anhand der F i g. 5 erläutert wurden. In der F i g. 6 haben nur die wesentlichsten Bauelemente Bezugszeichen.

Der Statusdekodierer 63 empfängt Niederfrequenzsignale von der Klemme 61 und erzeugt ein logisches Signal mit einem hohen Pegel an der Klemme 63a sowie ein. logisches Signa! mit einem komplementären tiefen logischen Pegel an der Klemme 636 in Reaktion auf die empfangenen Niederfrequenzsignale, welche im wesentlichen der Frequenz eines vorgegebenen Statustons für wenigstens eine vorgegebene minimale Zeitdauer entsprechen. In umgekehrter Weise wird ein Signal mit einem tiefen logischen Pegel an der Klemme 63a erzeugt, und es wird ein Signal mit einem hohen logischen Pegel an der Klemme 636 erzeugt, wenn die Niederfrequenzsignale von der Klemme 61 nicht im wesentlichen dem vorgegebenen Statuston für diese minimale Zeitdauer entsprechen.

Der Dekodierer 63 empfängt auch ein Signal mit einem tiefen logischen Pegel von dem Aktivitätsverlustdetektor 64, sobald eine Niederfrequenzpause ermittelt wird. Der tiefe logische Pegel vom Detektor 64 vermindert die vorgegebene minimale Zeitdauer, über welche die Niederfrequenzsignale von der Klemme 61 dem Statussignal entsprechen müssen, bevor vom Dekodierer 63 der Schluß gezogen wird, daß ein gültiger Statuston vorliegt. Bevor eine Niederfrequenzpause ermittelt wird, empfängt der Dekodierer 63 ein Signal mit einem hohen logischen Pegel vom Detektor 64. Dieses Signal schaltet den Dekodierer 63 ab. Somit ist die obenerwähnte minimale Zeitdauer unendlich, während die verminderte minimale Zeitdauer auf 20 Millisekunden festgelegt ist.

Der Dekodierer 63 enthält eine Transistorverstärkerstufe, die allgemein mit 71 bezeichnet ist und die Niederfrequenzeingangssignale von der Klemme 61 aufnimmt und diese verstärkt. Der Verstärkerstufe 71 ist ein allgemein bei 72 dargestellter Schwingkreis nachgeschaltet der eine periodische Spannungswellenform an einer Klemme 63 erzeugt wenn die Frequenz der verstärkten Niederfrequenzsignale im wesentlichen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises 72 entspricht Gemäß der Erfindung sind die Frequenz des Schwingkreises 72 und die Frequenz des Statustonsignals identisch.

Ein npn-Transistor 74 hat seine Basis direkt mit der Klemme 73 verbunden, während sein Emitter über einen Widerstand 75 an Masse geführt ist und über einen Widerstand 77 an eine Klemme 76 mit dem Potential B+, und sein Kollektor ist über einen Kondensator 78 an B+ geführt der parallel zu zwei in Reihe geschalteten Widerständen 79 und 80 angeordnet ist

Die Verbindung zwischen den Widerständen 79 und 80 ist mit der Basis eines pnp-Transistors 81 verbunden, dessen Emitter mit B+ verbunden ist und dessen Kollektor über einen Widerstand 82 an Masse und direkt an die Basis eines pnp-Transistors 83 geführt ist Der Transistor 83 hat seinen Emitter mit B + verbunden

und hat seinen Kollektor direkt nut der Ausgangsklemme 636 verbunden, und seme Basis ist aber einen Widerstand 85 mit einem npn-Transistor 84 verbunden. Der Emitter des Transistors 85 ist an Masse gelegt und sein Kollektor ist Ober einen Widerstand 86 an B+ und weiterhin direkt an die Ausgangsklemme 63a geführt. Die Ausgangsklemme 68 des Detektors für den Nutzsignalverlust ist mit dem Emitter des Transistors 74 über eine Diode 87 verbunden, die in Reihe mit einem Widerstand 88 liegt Die mit 71—88 bezeichneten Bauelemente bilden in ihrer Gesamtheit die Statustondekodierschaltung 63.

Wenn ein Wechselspannungssignal mit hoher Amplitude an der Klemme 73 anliegt, was dann auftritt, wenn die Niederfrequenzeingangssignale an der Klemme 61 der Frequenz des Statustonsignals entsprechen, wird der Transistor 74 periodisch pulsierend eingeschaltet, und zwar während der positiven Spitzen des Wechselspannungssignals. Das Einschalten des Transistors 74 führt dazu, daß der Kondensator 78 geladen wird, und daraus ergibt sich wiederum, daß der Transistor 81 eingeschaltet wird und der Transistor 83 ausgeschaltet wird. Die Kapazität des Kondensators 78 bestimmt in erster Linie die Zeitdauer zwischen dem Beginn des periodischen Einschaltens des Transistors 74 und dem nachfolgenden Ausschalten des Transistors 83.

Der Transistor 84 wird ebenfalls in einen ausgeschalteten Zustand versetzt, wenn der Transistor 83 abgeschaltet ist, und dies führt dazu, daß die Klemme 63a auf einen hohen logischen Pegel (B + ) angehoben wird. Wenn somit ein Statustonsignal an der Klemme 61 vorhanden ist, wird ein hoher logischer Pegel an der Klemme 63a erzeugt, und es wird ein tiefer logischer Pegel an der Klemme 63b hervorgerufen.

Bevor von dem Detektor 64 für einen Nutzsignalverlust eine Niederfrequenzpause festgestellt wird, ist ein hoher logischer Pegel an der Klemme 68 vorhanden. Dies führt dazu, daß ein Gleichstrom durch die Widerstände 88 und 75 führt, der wiederum dazu führt, daß die Gleichspannung angehoben wird, welche am Emitter des Transistors 74 vorhanden ist. Wenn eine Pause durch den Detektor 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalverlustes ermittelt wird, wird ein tiefer logischer Pegel an der Klemme 68 erzeugt. Dies führt zu einer geringeren Emitterspannung für den Transistor 74. Die Einschaltzeit des Transistors 83 in Reaktion auf eine an der Klemme 73 periodisch auftretende Spannung wird durch einen periodischen Einschaltzyklus des Transistors 74 festgelegt, der durch die an seinem Emitter vorhandene Spannung und das an seiner Ba«is vorhandene Signal bestimmt wird. Somit wird durch eine Niederfrequenzpause durch den Detektor 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalverlustes die Empfindlichkeit des Transistors 74 für positive Spannungswellenformen gesteigert, die an der Klemme 73 auftreten, und dadurch wird die Ansprechzeit (von unendlich auf 20 Millisekunden) des Tondekodierers 63 verkürzt, wenn ein Statustonsignal an der Klemme 61 auftritt. Die Veränderung der Empfindlichkeit (Ansprechzeit) des Dekodierers 63 wirkt sich günstig aus, weil sie den Dekodierer daran hindert, fälschlich auf das Vorhandensein von Zufallsstatustonfrequenzen in einem typischen Niederfrequenzsignal (wie der Stimme) an der Klemme 61 zu reagieren. Da in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ein echtes Statustonsignal immer auf eine Niederfrequenzpause folgt, spricht der Statustondetektor rasch auf die Erzeugung eines echten Squelchanzeigestatustons durch den Empfänger 21 an.

Der Detektor 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalverlustes ist im wesentlichen ein Pausendetektor, der das an der Klemme 61 vorhandene Niederfrequenzsignal aufnimmt und einen hohen logischen Pegel an der Klemme 68 erzeugt, bis eine Abwesenheit des Niedertrequenzsignals ermittelt wird, die länger dauert als die minimale vorgegebene Zeitdauer. Wenn eine Pause in dem Niederfrequenzsignal auftritt, erzeugt der Detektor 64 ein Signal mit einem tiefen logischen Pegel an der Klemme 68. Das Auftreten eines Signals mit einem tiefen logischen Pegel 68 beschleunigt das Ansprechen des Statustondekodierers, wie es oben bereits ausgeführt wurde, schaltei das Statustonkerbfilter 69 ein und aktiviert eine Zeitsteuerschaltung im Leitungsfehlerdetektor 66.

Die in der Fig.6 innerhalb gestrichelter Linien dargestellte Detektor 64 zur Ermittlung eines Nutzsignalverlustes weist grundsätzlich eine transistorisierte Widerstandsisolationsstufe auf, die In ihrer Gesamtheit mit 90 bezeichnet ist und welcher eine Integrierschaltung 91 nachgeschaltet ist (grundsätzlich ein Tiefpaßfilter), wobei weiterhin ein Operationsverstärker 92 sowie eine in ihrer Gesamtheit bis 93 bezeichnete Zeitsteuerschaltung und ein Komparator 94 vorhanden sind. Die Isolierstufe 90 oder Trennstufe 90 empfängt Niederfrequenzeingangssignale von der Klemme 61 und liefert eine Trennung zwischen der Klemme 61 und der nachgeschalteten Integrierstufe 91. Der Ausgang der Integrierstufe ist mit einer Eingangsklemme 92b des Operationsverstärkers 92 verbunden. Eine Eingangsklemme 92b des Operationsverstärkers dient dazu, einen Gleichspannungspegel von der Schaltung 70 zur Anzeige des Basisrauschens zu empfangen, wodurch allgemein der Hintergrundrauschpegel des an der Klemme 61 vorhandenen Niederfrequenzsignals angezeigt wird. Das Wechselspannungsniederfrequenzsignal, welches von der Klemme 92a empfangen wird, ist in der F i g. 7A grafisch dargestellt, und das an der Klemme 92b empfangene Gleichspannungssignal ist in derselben Figur (durch eine gestrichelte Linie) dargestellt. Operationsverstärker sind herkömmliche Schaltungen, die an sich bekannt sind, und der Verstärker 92 arbeitet als Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad, welcher die positive Differenz zwischen den Signalen an den Klemmen 92a und 92b verstärkt. Somit wird ein Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 95 eines Operationsverstärkers erzeugt, welches in der Fig. 7B grafisch dargestellt ist.

Die Grundfunktion der Transistortrennstufe 90, des Integrators 91 und des Operationsverstärkers 92 besteht darin, die von der Klemme 61 kommenden Niederfrequenzsignale zu verarbeiten, diese Signale mit einem Basisrausch-Bezugspegel von dem Basisrauschdetektor 70 zu vergleichen und eine Reihe von Spannungsimpulsen an der Ausgangsklemme 95 zu erzeugen, sobald die Wechselspannungsniederfrequenzeingangssignale den Hintergrundrauschpegel überschreiten. Wenn die Wechselspannungseingangssignale den Hintergrundrauschpegel nicht überschreiten, wird der Operationsverstärker 92 derart vorgespannt, daß ein hoher Gleichspannungspegel an der Ausgangsklemme 95 aufrechterhalten wird.

Durch den Vergleich des Niederfrequenzeingangssi gnals mit einem Signal, welches mit der Rauschbasi: (Hintergrundrauschen) des Niederfrequenzeingangssi gnals in einer bestimmten Beziehung steht, wird ein< Schaltung (64) zur genauen Messung des Eingangssi gnals gebildet. Die Schaltung 64 hindert auch di<

Auswahlschaltung 28 daran, ein nur aus Rauschen bestehendes Eingangssignal als ein Nutzsignal zu identifizieren. Dies geschieht durch die Verwendung einer Tiefpaß-Integrierstufe 91 und durch den Vergleich der verbleibenden Niederfrequenzsignale (Hörfrequenzsignale) mit dem den Rauschpegel anzeigenden Signal an der Klemme 926. Somit können nur starke Niederfrequenzsignale, welche wesentlich stärker sind als der Hintergrundrauschpegel, als Nutzsignal identifiziert werden.

Der Pegel des Nutzsignals, welcher durch die Schaltung 64 ermittelt wird, wird anschließend duR.h den Leitungsfehlerdetektor 66 verwendet, um zu bestimmen, ob der Empfänger 21 oder die Übertragungsverbindung 24 ausgefallen ist. Die Ermittlung des Nutzsignals durch die Vergleichsmethode, wie sie in der Schaltung 64 ausgeführt wird, versetzt den Fehlerdetektor 66 in die Lage, ein Ausgangssignal mit außerordentlich hohem Rauschen zu identifizieren, und zwar ebenso wie das Fehlen eines nennenswerten Nutzsignals während einer vorgegebenen Zeit, und zwar als Leitungsfehler. Die Ermittlung eines Leitungsfehlers verhindert, daß das Signal vom Empfänger 21 ausgewählt wird, bis die Aktivität oder der Statuston wieder vorhanden sind.

Die Zeitsteuerschaltung 93 weist grundsätzlich einen pnp-Transistor 96 auf, dessen Basis mit der Ausgangsklemme 95 verbunden ist, dessen Kollektor an Masse gelegt ist und dessen Emitter mit einer negativen Eingangsklemme 946 des Komparators 94 über eine Diode 97 verbunden ist, die ihrerseits mit einem Widerstand 98 in Reihe liegt. Die Kathode der Diode 97 ist direkt mit dem Emitter des Transistors % verbunden. Die Klemme 946 ist über einen Widerstand 99 an B + und über einen Kondensator 100 an Masse geführt. Eine Komperatortriggereingangsklemme 94a ist direkt an die Ausgangsklemme 95 geführt.

Die Zeitsteuerschaltung 93 ermittelt allgemein eine Abwesenheit einer Niederfrequenznutzsignals und erzeugt eine ansteigende Spannung, die schließlich dazu führt, daß ein tiefer logischer Pegel an der Klemme 68 erzeugt wird, solange die ansteigende Spannung nicht auf einen tiefen Pegel zurückgestellt wird, was durch das Auftreten bzw. das erneute Auftreten einer Niederfrequenz-Nutzsignals innerhalb einer vorgegebenen Zeit geschehen könnte.

Der Komparator 94 ist im wesentlichen ein Gleichspannungspegelkomparator, der den Gleichspannungspegel, welcher an der Klemme 946 vorhanden ist, mit einer internen Bezugsspannung vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, welches direkt der Ausgangsklemme 68 zugeführt wird. Die Klemme 94a empfängt negative Triggerimpulse, welche allgemein den Gleichspannungspegelvergleich auslösen. Solche Komparatoren enthalten grundsätzlich Differenzschaltungen und sind an sich bekannt. Der vorzugsweise verwendete Komparator ist ein unter der Nummer 555 von der Firma Signetics Corporation of Sunnyvale, California, hergestellter und vertriebener Komparator.

Der Komparator 94 empfängt negative Impulse an seiner Klemme 94a von der Klemme 95. Der erste negative Impuls triggerl den Komparator 94, setzt die Klemme 68 auf einen hohen logischen Pegel und enlfernt einen internen Kurzschluß an Masse von der Klemme 94b. Dies ermöglicht der Spannung an der Klemme 94b einen Anstieg, und zwar durch das Aufladen des Kondensators 100 Die Spannung an der Klemme 94b wird mit einer internen Be/iigsspanming verglichen. Wenn die Spannung an der Klemme 946 gleich der internen Bezugsspannung ist, erzeugt der Komparator 94 einen tiefen logischen Pegel an der Klemme 68, stellt sich selbst zurück und erwartet das Auftreten eines weiteren negativen Impulses an der Klemme 94a Zusätzliche negative Impulse, welche an der Klemme 94a auftreten, nachdem der erste Impuls aufgetreten ist, jedoch bevor der Komparator zurückgestellt wurde, haben auf die Arbeitsweise des Komparators keinen Einfluß.

Wenn viele Wechselspannungsimpulse, die ein Niederfrequenz-Nutzsignal anzeigen, an der Klemme 55 vorhanden sind, so wird der Transistor 96 periodisch eingeschaltet, was zu dem periodischen Entladen des Kondensators 100 führt Diese periodische Entladung hält die Spannung an der Klemme 946 wesentlich unter der internen Bezugsgleichspannung, sobald ein Niederfrequenz-Nutzsignal vorhanden ist Der Komparator 94 erzeugt einen tiefen logischen Pegel an der Klemme 68, sobald der Gleichspannungspegel bei 946 der internen Bezugsspannung gleicht. Deshalb führt ein Niederfrequenz-Nutzsignal an der Klemme 61 zu einem hohen logischen Pegel, der dauernd an der Klemme 68 vorhanden ist Sobald eine Niederfrequenzpause auftritt, sind keine Wechselspannungsimpulse an der Klemme 95 vorhanden. Dies führt dazu, daß der Transistor % niemals eingeschaltet wird, was zu der Aufladung des Kondensators 100 führt und zu einem entsprechenden Anstieg des Spannungspegels an der Klemme 946. Wenn die Spannung bei 946 gleich oder größer ist als der Bezugspegel, erzeugt der Komparator 94 einen tiefen logischen Pegel an der Ausgangsklemme 68.

Somit erzeugt in Reaktion auf eine Niederfrequenzpause die Zeitsteuerschaltung 93 eine ansteigende Spannung an der Klemme 946, die ihrerseits dazu führt, daß ein tiefer logischer Pegel erzeugt wird, so daß ein Pausenanzeigesignal an der Klemme 68 vorhanden ist. In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat der Widerstand 99 einen Widerstandswert, der etwa dem Fünffachen desjenigen des Widerstandes 98 entspricht, so daß ein rasches Entladen des Kondensators 100 über den Widerstand 98 und ein langsames Aufladen des Kondensators 100 über den Widerstand 99 gewährleistet ist. Die Zeitsteuerschaltung 93 ermittelt die Dauer einer Niederfrequenzpause, indem während der Niederfrequenzsignalpause der Kondensator 100 langsam aufgeladen wird und rasch entladen wird, wenn ein Niederfrequenz-Nutzsignal auftritt.

Eine Diode 101 hat ihre Kathode mit der Klemme 95 verbunden und ihre Anode mit der Ausgangsklemme 63a des Statustondekodierers verbunden. Wenn ein Statuston ermittelt wird, wird gemäß den obigen Ausführungen ein hoher logischer Pegel an der Klemme 63a erzeugt. Die Erzeugung dieses hohen logischen Pegels verhindert das Auftreten eines negativen Impulses an der Klemme 95, und dadurch wird wiederum der Transistor 96 daran gehindert, jemals eingeschaltet zu werden. Die Auswirkung dieser Diodenverbindung besteht darin, den Detektor 64 abzuschalten, sobald ein Statuston ermittelt wurde. Die Diode 101 verhindert das Auftreten von großen negativen Impulsen an der Klemme 95, wenn ein Statuston ermittelt wurde, und es wird auf diese Weise

M das Einschalten des Transistors 96 verhindert, welcher die Spannung an der Klemme 946 absenken würde und einen hohen logischen Pegel an der Ausgangsklemme 68 hervorrufen würde. Somit erhält die Diode 101 einen

hohen logischen Pegel an der Ausgangsklemme 68 aufrecht, sobald ein Statuston durch den Dekodierer 63 ermittelt wird.

Ein typischer Leitungsfehlerdetektor 66, wie er gestrichelt in der Fig.6 dargestellt ist, weist im wesentlichen eine kapazitive Zeitschaltung 102 und eine Kaparatorschaltung 103 auf, wobei jeweils Eingangsklemmen 103a bzw. 1036 vorhanden sind. Die Grundfunktion der Leitungsfehlerschaltung besteht darin zu bestimmen, wann eine Niederfrequenzpause aber eine ausreichend lange Zeitperiode bestanden hat, beispielsweise Ober 15 Sekunden. Dies steht im Gegensatz zu dem Nutzsignalverlustdetektor, der einen logischen Anzeigepegel erzeugt, sobald eine Niederfrequenzpause von 10 Millisekunden auftritt

Sobald eine ausgedehnte Zeitperiode von beispielsweise 15 Sekunden ermittelt wird, während welcher kein Niederfrequenz-Nutzsignal oder kein Statustor, von der Auswahlschaltung 28 zu empfangen ist, wird von dem Leitungsfehlerdetektor 66 der Schluß gezogen, daß entweder der Empfänger 21 oder die Übertragungsverbindung 24 gestört ist, und der beendet die Arbeitsweise der Auswahlschaltung 28 durch Abschalten der Vergleichsschaltung 67. Die Fehlerdetektorschaltung 66 wird durch das Auftreten von entweder einem Niederfrequenz-Nutzsignal oder eines Statustons zurückgestellt, und dies führt zu einer Aktivierung der Vergleichsschaltung 67.

Die Zeitsteuerschaltung 102 enthält einen npn-Transistor 104, dessen Basis mit der Klemme 68 über einen Widerstand 105 und über einen Widerstand 106 mit der Masse verbunden ist, dessen Emitter direkt an Masse gelegt ist und dessen Kollektor über einen Widerstand 107 mit der Klemme 1036 verbunden ist. Die Klemme 103Ö ist ebenfalls über einen Zeitsteuerkondensator 108 an Masse gelegt und über einen Widerstand 109 mit der Klemme 636 verbunden. Die Komparatortriggerklemme 103a ist mit der Klemme 1036 über einen Widerstand 110 verbunden, und empfängt dadurch negative Triggerimpulse von den Klemmen 636 und 68. Der Ausgang des Komparator 103 ist über eine Diode 112 mit der Vergleichsschaltung 67 verbunden, und die Anode der Diode 112 ist direkt mit dem Komparator 103 verbunden. Der Leitungsfehlerdetektor 66 weist im wesentlichen alle Bauteile 102 bis 112 auf.

Der Komparator 103 ist identisch mit dem Komparator 94 im Nutzsignalverlustdetektor 64, und beide Komparatoren arbeiten auch in identischer Weise. Nachdem ein negativer Impuls an der Klemme 103a aufgetreten ist, wird eine Ausgangsspannung mit einem hohen logischen Pegel erzeugt, bis die Klemme 1036 eine Gleichspannung aufweist, welche gleich oder größer ist als eine interne Bezugsspannung.

Sobald ein Statuston von dem Dekodierer 63 ermittelt wird, wird an der Klemme 636 eine Spannung mit einem tiefen logischen Pegel erzeugt. Die Erzeugung dieser Spannung triggert den Komparator 103, verhindert jedoch auch das Aufladen des Kondensators 108. Auf diese Weise wird eine tiefe Spannung an der Klemme 103 aufrechterhalten. Dies gewährleistet, daß der Leitungsfehlerdetektor 66 immer einen hohen logischen Ausgangszustand hat, sobald ein Statuston an der Niederfrequenzeingangsklemme 61 vorhanden ist.

Wenn kein Statuston durch den Dekodierer 63 ermittelt wird, wird eine hohe logische Spannung an der Klemme 636 erzeugt, was zu einem Aufladen des Kondensators 108 führt. Sobald eine Aktivität durch den Nutzsignalverlustdetektor 64 ermittelt wird, wird eine hohe logische Spannung an der Ausgangsklemme 68 erzeugt, was zum Einschalten des Transistors 104 führt Dadurch wird ein negativer Impuls an die Triggerklemme 103a geliefert, es wird jedoch auch der Kondensator 108 daran gehindert, daß er auf einen hohen Spannungspegel aufgeladen wird. Somit wird nur dann, wenn ein Statuston an der Eingangsklemme 61 nicht vorhanden ist und eine Niederfrequenz-Nutzsignal durch den Nutzsignalverlustdetektor 64 ermittelt wird,

ίο der Kondensator 108 in die Lage versetzt daß er auf einen hohen Spannungspegel aufgeladen wird. Die Aufladeansprechzeit des Kondensators wird durch den Widerstand 109 und die Kapazität des Kondensators 108 festgelegt Wenn die Spannung an der Klemme 1036 gleich oder größer wird als die interne Bezugsspannung, so erzeugt der Komparator 103 einen tiefen logischen Pegel an seinem Ausgang, der mit der Vergleichsschaltung 67 über die Diode 112 verbunden ist Deshalb erzeugt der Leitungsfehlerdetektor 66 nur eine Veränderung des logischen Pegels, wenn kein Statuston und kein Niederfrequenz-Nutzsignal an der Eingangsklemme 61 während einer vorgegebenen Zeitdauer vorhanden sind.

Die Zeitsteuerschaltung 102 und der Komparator 103 werden automatisch zurückgestellt, sobald ein Nutzsignal erneut von dem Nutzsignalverlustdetektor 64 festgestellt wird. Dies rührt daher, daß sine Ermittlung eines Nutzsignals zu einer hohen Spannung an der Klemme 68 führt, welche den Transistor 104 einschaltet und dadurch den Kondensator 108 entlädt. Das Einschalten des Transistors 104 liefert einen negativen Impuls an die Klemme 103a, um den Komparator 103 zurückzustellen.

In der F i g. 8 ist eine praktische Ausführungsform des schaltbaren Statuskerbtonfilters 69 (innerhalb gestrichelter Linien) veranschaulicht. Das Filter 69 weist einen Kondensator 115 auf, der parallel zu einer Spule 116 geschallet ist, die ihrerseits parallel zu den Durchgangsstromklemmen einer Halbleiterrelaiseinrichtung 117 angeordnet ist, beispielsweise eines Feldeffekttransistors. Eine Steuerklemme 117a der Relaiseinrichlung nimmt die logischen Ausgangspegel von de;n Nutzsignalverlustdetektor 64 auf, insbesondere von der Klemme 68. Die Einrichtung 117 erzeugt einen Kurzschluß zwischen ihren Stromdurchgangsklemmen in Reaktion auf einen hohen logischen Pegel, der an ihrer Steuerklemme vorhanden ist, und sie erzeugt in umgekehrter Weise eine Trennung zwischen ihren Stromdurchgangsklemmen in Reaktion auf einen tiefen logischen Pegel, der an ihrer Steuerklemme vorhanden ist. Somit ist das schaltbare Kerbfilter 69 eingefügt, sobald der Nutzsignalverlustdetektor 64 anzeigt, und zwar durch einen aktiven logischen Pegel, daß eine Pause in dem Niederfrequenz-Nutzsignal der an der Klemme 61 empfangenen Signale vorhanden ist.

Die Bauteile 115 und 116 sind derart gewählt, daß sie einen Parallelresonanzschwingkreis bilden, dessen Resonanz bei der Statustonfrequenz auftritt und der dadurch den Durchgang dieses Tons verhindert, sobald ein tiefes logisches Signal durch die Steuerklemme 117a festgestellt wird. Deshalb verhindert das schaltbare Kerbfilter 69 das Auftreten eines Signalstatustons an der ausgewählten Ausgangsklemme 28a der Auswahlschaltung 28.

In der Fig. 9 ist ein Schaltschema der Vergleichsschaltung 67 (innerhalb der gestrichelten Linien) veranschaulicht. Bauteile und Anschlüsse, welche entsprechende Stellen in den vorhergehenden Figuren

entsprechen, sind mit identischen Bezugszeichen bezeichnet Die Grundfunktion der Vergleichsschaltung 67 besteht darin, das die Rauschbasis anzeigende Signal, welche von der Rauschbasisschaltung 70 empfangen wird, mit dem Dezugsrauschspannungspegel zu vergleichen, der an der Klemme 26b vorhanden ist Sobald die Gleichspannung, welche von der Rauschbasisschaltung 70 empfangen wird, um einen hmreichenden Betrag unterhalb des Rauschbezugsspannungspegels liegt wird die Vergleichsschaltung 67 aktiviert und erzeugt einen tiefen logischen Pegel, welcher das Niederfrequenzgatter 62 öffnet Die Vergleichsschaltung 67 erzeugt dann einen neuen Rauschbezugsspannungspegel an der Klemme 286 und liefert auch eine Anzeige darüber, welche Auswahlschaltung (28, 29 oder 30) eine Vergleichsschaltung hat die aktiviert wurde.

Diese Vergleichsschaltung 67 weist einen pnp-Transistor 120 auf, der die Rauschpegelanzeigespannung von der Rauschbasisschaltung 70 an seiner Basis über einen Widerstand 121 aufnimmt Der Emitter des Transistors 120 ist mit der Rauschspannungsbezugsklemme 286 über eine Diode 122 verbunden, deren Anode direkt mit der Klemme 286 verbunden ist Der Transistor 120 hat seine Basis mit der Masse über einen Widerstand 123 verbunden und seinen Kollektor mit der Masse über einen Widerstand 124 und mit der Basis eines npn-Transistors 125 über einen Widerstand 126 verbunden. Der Emitter des Transistors 125 ist an Masse gelegt, und sein Kollektor ist über einen Widerstand 127 mit der Basis eines pnp-Transistors 128 verbunden. Der Emitter des Transistors 128 ist mit dem Kollektor des Transistors 125 über einen Widerstand 129 verbunden. Der Kollektor des Transistors 128 ist über einen Widerstand 130 mit der Masse verbunden, er ist mit der Basis eines npn-Transistors 131 über einen Widerstand 132 verbunden, und er ist mit der Basis eines npn-Transistors 133 über einen Widerstand 134 verbunden. Der Transistor 131 hat seine Basis mit der Masse über einen Widerstand 135 verbunden, der parallel zu einem Kondensator 136 angeordnet ist, während sein Emitter direkt mit der Masse verbunden ist, und sein Kollektor mit B+ über eine Licht emittierende Diode 137 verbunden ist, die mit einem Widerstand 138 in Reihe liegt. Der Kollektor des Transistors 131 ist ebenfalls mit dem Niederfrequenzgatter 62 verbunden. Der Transistor 133 hat seine Basis mit der Masse über einen Widerstand 139 verbunden, während sein Emitter über einen Widerstand 140 mit der Masse vrrbunden ist, wobei sein Kollektor mit der Basis des Transistors 120 verbunden ist.

Der logische Eingang von dem Fehlerdetektor 66 ist mit der Basis eines npn-Transistors 141 über einen Widerstand 142 verbunden, während der logische Eingang vom Tondekodierer 63 mit der Basis des Transistors 141 über einen Widerstand 143 verbunden ist, der mit dem Widerstand 142 in Reihe liegt. Die Basis des Transistors 141 ist über einen Widerstand 144 an Masse gelegt, und der Kollektor dieses Transistors ist mit B+ über einen Widerstand 145 und mit der Basis eines pnp-Transistors 146 über einen Widerstand 147 verbunden. Der Transistor 146 hat seine Basis mit B+ über einen Widerstand 148 verbunden, während sein Kollektor mit dem Emitter des Transistors 128 verbunden ist, wobei sein Emitter mit B+ über eine Diode 149 verbunden ist, deren Anode direkt mit ß+ verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 141 ist mit der Basis des Transistors 120 über eine Diode 150 verbunden, deren Kathode direkt mit der Basis des Transistors 120 verbunden ist Die Bauteile 120 bis 150 bilden die Vergleichsschaltung 67.

Die Vergleichsschaltung 67 nimmt ein Gleichspannungsrauschanzeigesignal von der Rauschbasisschaltung 70 auf und vergleicht dieses Spannungssignal mit der von der Bezugsrauschquelle 286 empfangene Spannung. Der Transistor 120 liefert einen tatsächlichen Spannungsvergleich, und wenn seine Basisspannung ausreichend unterhalb seiner Emitterspannung liegt wird dieser Transistor eingeschaltet was anschließend zum Einschalten der Transistorer. 125,128,131 und 133 führt Die Betätigung des Transistors 131 bewirkt daß die Licht emittierende Diode 137 eingeschaltet wird und ebenfalls eine tiefe Kollektorspannung liefert welche mit dem Niedeifrequenzgatter 62 zu dessen Betätigung verbunden wird. Wenn somit der Transistor 120 betätigt •wird, wird durch die Vergleichsschaltung 67 eine Auswahl getroffen, welche dazu führt, daß ein Niederfrequenzsignal von der Eingangsklemme 61 zu der ausgewählten Ausgangsklemme 28a der Auswahlschaltung 28 geführt wird. Das Auftreten einer Auswahl wird durch das Einschalten einer Licht emittierenden Diode 137 angezeigt wodurch eine Anzeige dafür geliefert wird, welcher Empfänger, im vorliegenden Falle der Empfänger 21, den ausgewählten tiefsten Niederfrequenzrauschpegel liefert, der von dem Signalwählsteuerzentrum 27 empfangen wird.

Das tatsächlich an der Basis des Transistors 120 empfangene Rauschpegelsignal ist ein Teil des Rauschpegelanzeigesignals von der Schaltung 70, und zwar aufgrund der Spannungsteilerwirkung der Widerstände 121 und 123. Sobald die Vergleichsschaltung 67 betätigt ist, verringert der Transistor 133 die Spannung, welche er durch die Basis des Transistors 120 empfängt. Dies erzeugt einen hystereseartigen Effekt, indem nunmehr die Basisspannung niedriger liegt als sie vor der Betätigung der Vergleichsschaltung 67 lag. Der Hystereseeffekt verhindert ein dauerndes Umschalten zwischen verschiedenen Vergleichsschaltungen in verschiedenen Auswahlschaltungen, wenn kleinere Unterschiede zwischen den tatsächlichen Rauschpegelsignalen vorhanden sind, die von verschiedenen Rauschbasisschaltungen empfangen werden. Nachdem der Transistor 120 eingeschaltet wurde, wird die Rauschpegelspannung an der Bezugsklemme 286 tiefgelegt und um zwei Diodenabfälle oberhalb der Spannung an der Basis des Transistors 120 gehalten. Dies rührt von dem vorwärts vorgespannten Diodenabfällen der Diode 122 und der Basisemitterstrecke des Transistors 120 her.

Wenn kein Statuston empfangen wird, wird eine hohe logische Spannung von dem Dekodierer 63 durch die Vergleichsschaltung 67 empfangen. Diese logische Spannung schaltet den Transistor 141 ein, der dann den Transistor 146 einschaltet der wiederum eine Gleichspannungsenergie an den Transistor 125 und an den Transistor 128 liefert. Wenn ein Leitungsfehler ermittelt wird, solange kein Statuston empfangen wird, wird ein tiefer logischer Spannungspegel durch den Leitungsfehlerdetektor 66 erzeugt. Dieser tiefe logische Spannungspegel schaltet den Transistor 141 ab und verhindert die Betätigung der Transistoren 125 und 128, so daß dadurch die Vergleichsspannung 67 wirksam abgeschaltet wird. Wenn ein Statuston empfangen wird, erzeugt der Tondekodierer 63 einen tiefen logischen Pegel, der auch zu einem Abschalten des Transistors 141 führt, weil die logische Ausgangsspannung des Detektors 66 nicht ausreicht, um den Transistor 141 einzuschalten.

Sobald der Transistor 141 abgeschaltet ist, wird der Kollektor dieses Transistors auf eine hohe Spannung gebracht, durch welche wiederum der Spannungspegel an der Basis des Transistors 120 angehoben wird, und zwar wegen der Wirkung der Diode 150. Wenn somit die Vergleichsscha 11 ng 67 abgeschaltet wird, und zwar entweder durch einen Statuston, der durch den Dekodierer 63 ermittelt wird, oder durch einen Leitungsfehler, der durch den Detektor 66 ermittelt wird, wird die Spannung an der Basis des Transistors 120 auf einen neuen höheren Pegel gebracht. Diese erhöhte Basisspannung stellt nicht langer die Rauschpegelanzeigespannung dar, welche durch die Schaltung 70 erzeugt wird. Außerdem wird die Spannung an der Rauschbezugsklemme 286 nicht mehr auf einem Wert gehalten, der um zwei Diodenabfälle oberhalb der Basis des Transistors 120 liegt, da die Diode 122 und die Basisemitterstrecke des Transistors 120 rückwärts vorgespannt sind. Die Spannung an der Klemme 286 wird jetzt durch eine Auswahlschaltung beendet, die nicht die Auswahlschaltung 28 ist. Zusätzlich wird der Transistor 120 abgeschaltet, was zu einem Abschalten des Transistors 131 führt, und zu einem Abschalten der Licht emittierenden Diode 137 führt, und schließlich wird demgemäß auch das Niederfrequenzgatter 62 geöffnet. Somit wird die Auswahlschaltung 28 wirksam daran gehindert, das Niederfrequenzsignal vom Empfänger 21 auszuwählen, sobald ein gültiger Statuston oder ein Leitungsfehler auftreten.

In der Fig.9 ist ein Konstantstromgenerator 151 außerhalb der Vergleichsschaltung 67 dargestellt, und er dient allgemein dazu, einen Strom an die Klemmen 286, 296 und 306 der Auswahlschaltungen 28, 29 bzw. 30 in dem Signalwählsteuerzentrum 27 zu liefern. Wenn somit keine Auswahlschaltung ein geeignetes Signal von ihrem entsprechenden Empfänger bekommt, werden die Rauschbezugsklemmen 286, 296 und 306 auf einem gemeinsamen hohen Spannungspegel gehalten. Sobald eine Auswahlschaltung betätigt wird, werden die Rauschbezugsklemmen auf einer gemeinsamen tieferen Spannung gehalten, welche mit dem Hintergrundrauschpegel des gewählten Niederfrequenzsignals in einer bestimmten Beziehung besteht, welches dem

!5 lautsprecher 32 zugeführt wird. Der Konstantstromgenerator 151 gewährleistet, daß nur eine Vergleichsschaltung eingeschaltet wird, weil der Generator 151 nur ausreichend Strom zum Einschalten einer Vergleichsschaltung wie der Vergleichsschaltung 67 liefern kann.

Während die Erfindung anhand der Arbeitsweise einer einzelnen Auswahlschaltung 28 beschrieben wurde, ist die Arbeitsweise der Auswahlschaltungen 29 und 30 damit identisch, und es kann eine beliebige Anzahl solcher Auswahlschaltungen mit einer beliebigen Anzahl von Empfängereingängen kombiniert werden, um ein variables Empfängerwählsystem zu bilden, welches alle oben beschriebenen Vorteile aufweist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Signalauswahl- und Fernmelde-Dekodiersystem zur Auswahl von wenigstens einem aus mehreren s Signalen, die zu überwachen sind, mit einer Mehrzahl von Empfängern, von denen jeder eine Einrichtung aufweist, um Eingangssignale zu empfangen und ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches im wesentlichen den Eingangssignalen entspricht, wenn diese eine Amplitude mit einem vorgegebenen Minimalpegel haben, und welches einem vorgegebenen Statussignal entspricht, wenn die Amplitude der Eingangssignale unterhalb des vorgegebenen Pegels liegt, mit einer Mehrzahl von Übertragungsleitungen, welche dazu dienen, die Ausgangssignale von jedem aus der Mehrzahl der Empfänge/· mit einer Vergleichsstelle zu verbinden, mit einer Signalauswahlschaltung, welche an der Vergleichsstelle angeordnet ist, um die Ausgangssignale von jedem der Empfänger aufzunehmen und zu Überwachungszwecken dasjenige der Ausgangssignale auszuwählen, welches von allen empfangenen Ausgangssignalen, die den Eingangssignalen entsprechen, die optimale Signalqualität aufweist, wobei die Signalauswahlschaltung folgende Teile aufweist: Eine Einrichtung, um jedes der Ausgangssignale aufzunehmen und daraus solche Signale zu erzeugen, welche zu dem Hintergrund-Rauschpegel von jedem der Ausgangssignale in einer Beziehung stehen, eine Einrichtung zur Ermittlung eines Verlustes des Nutzsignalanteils in jedem der empfangenen Ausgangssignale und eine Leitungsfehler-Überwachungseinrichtung (66, 67, 62), welche eine Vergleichseinrichtung (67) aufweist und mit der Einrichtung (64) verbunden ist, um über wenigstens eine vorgegebene Zeitdauer zu verhindern, daß eines der Ausgangssignale ausgewählt wird, in welchem ein Verlust des Nutzsignalanteils vorhanden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (64) zur Erzeugung eines für den Verlust des Nutzsignalanteils repräsentativen Signals mit der Einrichtung (60, 65, 70) für den Rauschpegel verbunden ist, um die Ermittlung des Verlustes des Nutzsignalanteils in jedem der empfangenen Ausgangssignale dadurch herbeizuführen, daß jedes der Ausgangssignale mit demjenigen zugehörigen Signal verglichen wird, welches zu dem Rauschpegel des Ausgangssignals in einer Beziehung steht.

2. Signalauswahl- und Fernmelde-Dekodiersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichseinrichtung (67) mit der zur Erzeugung von Rauschpegel-Signalen dienenden Einrichtung (70) verbunden ist, welche Signale an die Einrichtung (64) zur Ermittlung eines Verlustes des Nutzsignalanteils liefert, um die für den Rauschpegel repräsentativen Signale zur Ermittlung des Ausgangssignals mit der optimalen Signalqualität miteinander zu vergleichen.