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Anordnung zur Peilung der Einfallsrichtung
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einer elektromagnetischen Welle Die Erfindung bezieht sich auf eineAnordnung
zur Peilung der Einfallsrichtung einer elektromagnetischen Weller bestehend aus
einer Gruppe von Einzelantennen, die auf einer geschlossenen 1vorzugsweise ellipsenförmigen
oder kreisförmigen Kurve angeordnet sind. Der Ausgang jeder Einzelantenne ist über
eine Zuleitung mit dem Eingang eines allen Einzelantennen gemeinsamen Empfängers
verbunden und jede Zuleitung enthält eine Schalteinrichtung, die durch eine Steuereinrichtung
kurzzeitig durchlässig gemacht wird derartz daß die Ausgangssignale der Einzelantennen
als Kurzzeitsignale in bestimmter zeitlicher Reihenfolge dem Empfänger zugeführt
sind. Die Summe dieser Kurzzeitsignale bildet im Empfänger ein phasenmoduliertes
Signal, das am Ausgang des Empfängers nach einer Phasendemodulation in einer Auswerteeinrichtung
so verarbeitet wird, daß dort eine Anzeige über die Einfall richtung der empfangenen
Welle entsteht.
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Fig.l zeigt schematisch eine solche Peileinrichtung für ein Beispiel
mit 6 Einzelantennen, 6 Schalteinrichtungen und einem Empfänger. Al bis A6 sind
die Einzelantennen1 51 bis S6 die Schalteinrichtungen, die von der Steuereinrichtung
B auf Durchlaß und Sperre des Signals in bestimmter zeitlicher Reihenfolge gesteuert
werden. V ist der Verzweigungspunkt, an dem die Ausgänge der Schalteinrichtungen
zusammengefuhrt werden. Das in V entstehende Summensignal wird dem Empfänger R zugeführt.
Am Ausgang des Empfängers liegt die Auswerteeinrichtung W. W und 3 sind miteinander
verbunden, da ein wechselseitiger Informationsaustausch zwischen diesen beiden Einrichtungen
erfindungsgemäß erforderlich ist.
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C ist die geschlossene Kurve, auf der die Einzelantennen angeordnet
sind. Da die Einzelantennen an verschiedenen Orten aufgestellt sind, haben die Ausgangssignale
der Einzelantennen verschiedene Phasenwinkel, so daß das Eingangssignal des Empfängers
als Ganzes eine Phasenmodulation besitzt. In dieser Phasenmodulation ist eine Information
e;lthalten, die es ermöglicht, mit Hilfe der Auswerteeinrichtung die Linfallsrichtung
der empfangenen Welle festzustellen.
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Bekannt ist durch die Veröffentlichung von F.Steiner, Großbasispeiler
nach dem Dopplerprinzip, Nachrichtentechnische Fachherichte, Band 12, 1958, Seiten
85 - 90, eine Peileinrichtung, bei der gleiche Einzelantennen auf einem Kreis äquidistant
angeordnet sind und bei der die Ausgangssignale der Einzelantennen in gleichbleibenden
Zeitabständen als Kurzzeitsignale dem Eingang des EnpfEngersSc zugeführt sind, daß
dabei jeweils auf das Signal einer Einzelantenne das Signal einer benachbarten Einzelantenne
folgt und dabei die Antennengruppe A1 bis A6 in einen bestimmten Umlaufsinn längs
der Kreiskurve C in vollen Umläufen mit bestimmter Umlauffrequenz durchlaufen wird.
Wenn dabei die Phasenlaufzeiten der Signale von der Einzelantenne zum Empfängereingang
für alle Signale hinreichend gleich sind, enthält das Summensignal des Empfängers
eine nahezu sinusförmige Phasenmodulation w bei der die Grundfrequenz der Phasenmodulation
gleich der Umlauf frequenz der Abtastung ist. Nach der Phasendemodulation im AuswerXgerAt
ergibt sich eine periodische1 nahezu sinusförmige Kurve der hochfrequenten Phase
v des Ausgangssignals des Empfängers, deren Grundfrequenz die Umlauffrequenz ist
und aus deren zeitlichem Verlauf die Richtung der einfallenden Welle entnommen wird.
In dieser Vorveröffentlichung sind die Einzelantennen passive Antennen und die Schaltanordnung
so gestaltet, daß das die Einzelantenne mit dem Verzweigungspunkt jeweils verbindende
Kabel am Eingang und Ausgang dieses Kabels durch Diodenschalter geschaltet wird.
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In der Veröffentlichung von F.Steiner, Wide-Base Doppler Very-High-Frequency
Direction Finder, IRE Transactfons on aeronautical and navigational electronics,
Band ANE-7, Sept. 1960, Seite 98-105 ist eine von der vorher beschriebenen abweichendelzeitliche
Reihenfolge des Abtastvorgangs beschrieben. Hierbei wechselt der momentane Umlaufsinn
der Abtastung der Einzelantennen periodisch, wobei jedoch einer der beiden Umlaufsinne
überwiegt und dadurch insgesamt ein mittlerer Umlaufsinn um die gesamte Antennengruppe
herum mit einer mittleren Umlauffrequenz vorhanden ist.
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Die zwischen der Phasenmodulation am Empfängerausgang und dem zu messenden
Einfallswinkel der Welle bestehende Gesetzmäßigkeit enthält die Phasenlaufzeit der
Zuleitung von der Einzelantenne zum Empfänger und die Phasenlaufzeit des Empfängers
und der Auswerteeinrichtung 1 und die Meßgenauig -keit des Einfallswinkels der Welle
hängt daher von der Konstanz diesel Phasenlaufzeiten ab. Daher sind zur Bestim -mung
dieser Laufzeitanteile relativ komplizierte Phasenlaufzeitmessungen und / oder Korrekturmaßnahmen
erforderlich, wenn eine hohe Meßsicherheit erreicht werden soll.
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Insbesondere dann, wenn die Anordnung dazu dient, nacheinander auf
verschiedenen Signalfrequenzen zu peilen und die Einzelantennen ein frequenz abhängiges
Verhalten zeigen und der Empfänger einstellbare, selektive Abstimmittel zur Einstellung
von Resonanzkreisen auf die Signalfrequenz besitzt, ist die Phasenlaufzeit der Zuleitungen
und des Empfängers nur schwer genau zu erfassen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, die Peilanordnung so zu gestalten, daß
die Phasenlaufzeiten in den Zuleitungen und im Empfänger nahezu keinen Einfluß auf
die Bestimmung der Einfallsrichtung der empfangenen Welle haben.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Schalteinrichtungen
der Einzelantennen und die Steuereinrichtung so gestaltet sind, daß die Abtastung
der Einzelantennen nach mindestens zwei verschiedenen Zeitverlaufen erfolgt und
mindestens einer der Abtastvorgänge im Mitte7 einen vollständigen Umlauf um die
Antennengruppe herum in dem einen Umlaufsinn und mindestens ein weiterer Abtastvorgang
im Mittel einen vollständigen Umlauf um die Antennen gruppe heraum in dem entgegengesetzten
Umlaufsinn bewirkt.
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Ferner ist die Auswertevorrichtung so gestaltet, daß Sle den zeitlichen
Verlauf der hochfrequenten Phase des Ausgangssignals des Empfängers für die verschiedenen
Abtastvorgänge getrennt gewinnt und aus der zeitlichen Differenz der Phasenverläufe
von Abtastvorgängen verschledener Umlaufsinne die Richtung der einfallenden Welle
entnimmt Die genannten verschiedenen Abtastvorgänge können zeitlich nacheinander
oder auch gleichzeitig erfolgen. Im Falle des zeitlichen Xachninander erfolgt die
Trennung der Signale der verschiedenen Umlaufsinne durch bekannte zeitseleXtive
Mittel. Da zeitselektive Mittel mit relativ geringen AuE-wand und hoher Präzision
und geringer Beeinflussung der zu messenden Phasen erfolgen können, ist die Methode
des zeitlichen Nacheinanders der verschiedenen Umlaufsinne vorteilhaft hinsichtlich
des Aufwandes und der Meßsicherheit. Der Nachteil eines solchen Verfahrens im Vergleich
zu den Nethoden, bei denen in beiden Umlaufsinnen gleichzeitig aber tastet wird
ist, daß das gleichzeitige Abtasten innerhalb eines bestimmten Zeitraums ein Mehrfaches
an Informationen gibt als das zeitlich aufeinanderfolgende Abtasten.
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Wenn die Abtastvorgänge der verschiedenen Umlaufsinne bei gleicher
Umlaufs frequenz zeitlich nacheinander verlaufen, erhält man Einschwingvorgänge
im Empfänger in dem Mo@ent, in dem von einem Abtastvorgang zum anderen umgeschaltet
wird, wenn dabei das Signal im Umschaltmoment eine unstetige Anderung erleidet.
Dieser Einschwingvorgang läßt sich weitgehend
vermeiden, wenn
man in einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung den jeweils laufenden Abtastvorgang
in einem Moment beendet, in dem die hochfrequente Phase f am Empfängerausgang ein
Maximum oder Minimum durchläuft und der nachfolgende Abtastvorgang mit entgegengesetztem
Umlaufsinn bei der gleichen Einzelantenne beginnt, die dann auch beim neuen Umlauf
ein Maximum oder Minimum der t - Kurve ergibt.
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In einem solchen Maximum oder Minimum ist dann bei Wechsel des Umlaufsinns
der Abtastung keinerlei Unstetigkeit des ersten Differentialquotienten der Kurve
vorhanden, und es treten praktisch keine Einschwingvorgänge auf. Hierzu muß die
Auswerteeinrichtung auf Grund der tp- Messung die Steuereinrichtung so beeinflussen,
daß der Wechsel des Umlaufsinns der Abtastung im richtigen Moment erfolgt.
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Wenn die Einzel antennen gleichzeitig mehrfach in verschiedenem Umlaufsinn
abgetastet werden, vorzugsweise je einmal in beiden Umlaufsinnen, so kann man die
verschiedenen Abtastvorgänge beispielsweise mit verschiedenen Umlauffrequenzen ablaufen
lassen und die Verläufe der hochfrequenten Phasen am Empfängerausgang nach der Demodulation
durch frequenzselektive Mittel, d.h. durch an sich bekannte passive oder aktive
Filter trennen, im Auswertenetzwerk die Phasenkurven der verschiedenen Abtastvorgänge
getrennt auswerten und durch Vergleich der Resultate derverschiedenen Auswertevorgänge
die Richtung der einfallenden Welle bestimmen.
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Fig.2 erläutert das Prinzip der auswertung von zwei Phasenkurven der
Abtastungen mit zwei verschiedenen Umlaufsinnen nach der Erfindung für das Beispiel
der Fig.l mit 6 Antennen, die auf einen Kreis angeordnet sind und mit jeweils konstanter
Umlaufgeschwindigkeit nacheinander abgetastet werden. Fig.2 zeigt den zeitlichen
Verlauf der hochfrequenten Phase P am Empfängerausgang. Um die Darstellung unabhängig
von der jeweiligen Umlauffrequenz fU der Abtastung zu machen und die Ergebnisse
der verschiedenen Abtastvorgänge auch bei verschiedenen Umlauffrequenzen direkt
vergleichbar zu machen, ist an der
waacerechten Koordinatenachse
nicht die Zeit t, sondern die dimensionslose Größe fUt aufgetragen. Der Nullpunkt
t = 0 der Zeit ist in Fig.2 für jeden Abtastvorgang so festgelegt, daß t = 0 dann
ist, wenn das abgetastete Signal der Einzelantenne Al im Auswertegerat erscheint.
Tastet man die Antennengruppe gegen den Uhrzeigersinn mit konstanter Umlaufsgeschwindigkeit
ab, so erfolgt bei 6 Einzelantennen die Abtastung der Antenne A2 zur Zeit fut =
1/6, der Antenne A3 zur Zeit fUt = 2/6, der Antenne A4 zur Zeit fUt = 3/6, der Antenne
A5 zur Zeit fUt = 4/6, der Antenne A6 zur Zeit f t = 5/6 und schließlich wieder
die Antenne U A1 zur Zeit f t = 6/6 = 1. In dieser Darstellung ist also U die relative
Periodendauer der Phasenkurve gleich 1. rastet man die Antennengruppe im zweiten
Abtastvorgang im Uhrzeigersinn ab mit fUt = 0 für die Antenne Al, so tastet man
die Antenne A6 bei fUt = 1/6, die Antenne A5 bei fUt = 2/6, die Antenne A4 bei fut=
3/6, die Antenne A3 bei fut = 4/6, die U Antenne A2 bei fUt = 5/6 und schließlich
wieder die Antenne A1 bei fUt = 6/6 = 1.
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Aufgetragen ist in Fig.2 der hochfrequente Phasenwinkel Y mit dem
das jeweils empfangene Signal der Einzelantennen am Eingang der Auswerteeinrichtung
auftritt. Bei fUt = 0, also bei der Abtastung der Antenne A1 hat dieser Phasenwinkel
den Wert 91 bei der Abtastung der Antenne An den Phasenwinkel çn. . In dem n sind
neben dem Phasenwinkel der von der Antenne An empfangenen Welle auch die Phasenverschiebung
in der Zuleitung von der Antenne An zum Verzweigungspunkt V und die Phastverschiebung
im Empfänger vom Verzweigungspunkt V an und im Demodulator enthalten. Setzt man
voraus, daß die letzgenannten Phasenverschiebungen für alle Einzelantennen gleich
sind, so liegen die Meßwerte #n, die bei der Abtastung der Einzelantennen gewonnen
werden, auf einer sin-Kurve, falls die einfallende Welle eine ebene Welle ist und
daher einen definierten Einfallswinkel hat. Nimmt man in Fig. 1 beispielsweise an,
daß die zu messende Welle in derjenen Richtung einfällt, in der die Einzelantenne
A2 liegt,
so hat der Phasenwinkel Y2 bei Abtastung der Antenne
A2 den größten Wert des gemessenen, hochfrequenten Phasenwinkels, der im Beispiel
bei Abtastung gegen den Uhrzeigersinn im Zeitpunkt fut fit =1/6 auftritt. Den kleinsten
Phasenwinkel 9 5 ergibt die der Antenne A2 gegenüberliegende Antenne A5. Insgesamt
erhält man beim Umlauf gegen den Uhrzeigersinn nach Aus filterung der Umlauf-Grundfrequenz
aus den 6 Meßwerten t1 bis 96 die Kurve 1 der Fig.2.
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Hierbei sind alle Yn als nacheilende Phasenwinkel negativ.
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Tastet man die Antennengruppe im Uhrzeigersinn ab, so erhält man aus
den Meßwerten t1' bis Y6 t die Kurve 2 der Fig.2. Die relative Zeitdifferenz t zwischen
den IIöchwerten der beiden Phasenkurven 1 und 2 zeigt, aus welcher Richtung die
Welle einfällt. 9 ist die relative Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt, in dem
der eine Abtastvorgang die Antenne A2 abtastet, und dem Zeitpunkt, in dem der zweite
Abtastvorgang die Antenne A2 abtastet, wobei der bereits definierte Zeitnullpunkt
jeder Abtastung der Auswerteeinrichtung aus der Steuereinrichtung zugeführt ist,
beispielsweise als derjenige Zeitpunkt, in dem die Antenne A1 abgetastet wird. Ändert
sich die Richtung der einfallenden Welle, so verschieben sich die Kurven 1 und 2
gegeneinander, und es ändert sich t . Es ist t = 0, also beide Kurven gleich, wenn
die Welle aus der Richtung A1 oder der Richtung A4 einfällt. Um eine eindeutige
Aussage über die Einfallsrichtung der Welle zu erhalten, muß auch das Vorzeichen
des bekannt sein, d.h. man muß wissen, ob in Fig.2 das Maximum der Kurve 1 rechts
oder links vom Maximum der Kurve 2 liegt. Die Messung des t ist eine Methode, die
entsprechend der Aufgabe der Erfindung unabhängig ist von den Phasenlaufzeiten zwischen
dem Empfangsvorgang in der Einzelantenne und dem Ausgang des hochfrequenten Empfangsteils,
so daß diese Laufzeiten nicht genau bekannt zu sein brauchen und sich auch langsam
ändern können.
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Unternimmt man mehr als zwei gleichzeitige Abtastumläufe mit verschiedenen
Umlaufsfrequenzen, so wächst entsprechend die Anzahl der Informationen, die die
Antennengruppe pro Zeiteinheit an den Empfänger abliefert und es wächst bei gegebener
Gesamtmeßzeit die -Ießsicherheit für den Einfallswinkel der Welle.
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Fig.2 erläutert lediglich das Grundprinzip der in dem Verfahren enthaltenen,
mathematischen GesetzmaS4keiten. Es gibt mehrere technische Wege zur Gestaltung
der Auswerteeinrichtung, die beispielsweise an sich bekannte Verfahren der Phasendemodulation
verwenden.
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Die gleichzeitige Abtastung der 9.inzelantennen in zwei verschiedenen
Umlaufs innen kann auch mit gleichem Umlaufsfrequenzen erfolgen, wobei man die frequenzselektiven
Mittel einspart und dementsprechend die durch die Filter verursachten Phasendrehungen
nicht auftreten. Dann treffen im Verzweigungspunkt die urzzeitsignale beider Abtastvorgänge
gleichzeitig und untrennbar zusammen. Im Summensignal ist dann eine Phasenmodulation
enthalten, in der sich die Phasenverläufe beider Abtastvorgänge vermischen. In einer
vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung werden in der Steuereinrichtung die
Zeitverläufe der beiden Abtastvorgänge solange gegeneinander verschoben, bis die
Phasenmodulation im Summensignal verschwindet, d.h. die beiden Phasenkurven der
Fig.2 um eine halbe Periode der Umlaufsfrequenz gegeneinander verschoben sind. IIierzu
erfolgt eine Beeinflussung der Steuereinrichtung durch das Auswertegerät, in dem
die resultierende Phasenmodulation festgestellt wird und daraus ein Steuerbefehl
für die Steuereinrichtung abgeleitet wird. Die Steuereinrichtung stellt die zeitliche
Verschiebung der beiden Abtastvorgänge bis zum Verschwinden der Phasenmodulation
des Summensignals ein und die Auswerteeinrichtung gewinnt aus der -zeitlichen Verschiebung
eine Anzeige für die Richtung der einfallenden Welle.
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Die folgenden Ausführungen betreffen die vorteilhafte Gestaltung der
Schalteinrichtungen. Zwischen der Einzelantenne und dem Verzweigungspunkt liegt
jeweils ein Verbindungskabel, das durch seine Anwesenheit die Gestaltung der Schaltanordnungen
SN wesentlich mitbestimmt. Durch die Arbeit von F.Fischer, Vollektronische Experimentieranlage
eines Grossbasis-Dopplerpeilerst Zeitschrift für Flugwissenschaften, Band 10(1962),
S.191-2o2, ist bekannt, daß das Schalten der Signale der Einzelantennen so erfolgt,
daß an beiden Enden jedes Kabels je ein Diodenschalter liegt. Der zwischen dem Verzweigungspunkt
und dem einen Kabelende liegende Schalter schaltet nur das zu der jeweils abgetasteten
Einzelantenne führende Kabel an den Verzweigungspunkt an, ms den Verzweigungspunkt
impedanzmäßig nicht mit den jeweils unbenutzten Kabeln zu belasten.
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Der zwischen der Einzelantenne und dem anderen Kabelende liegende
Schalter ist so gestaltet, daß der Ausgang der jeweils unbenutzten Einzelantennen
nicht mit der Kabelimpedanz belastet ist, so daß diese Einzelantennen im Leerlauf
arbeiten und in ihnen nur die sehr geringen Leerlaufströme fließen. Es ist also
nur die jeweils abgetastete Einzelantenne stromführend und die als Fehlerquelle
in Peilanordnungen bekannte Strahlungskopplung zwischen den Einzelantennen entfällt.
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Zwei Schalter pro Einzelantenne sind ein gewisser Aufwand, insbesondere
hinsichtlich der extremen Anforderungen an die Gleichzeitigkeit der beiden Schaltvorgänge
an den beiden Enden des gleichen Kabels, die auch noch mit zeitlichen Vorgängen
in der Auswertevorrichtung W synchronisiert werden müssen. Mangelnde Gleichzeitigkeit
führt zu störenden Einschwingvorgängen und falscher Bewertung der Kurzzeitsignale.
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In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung entfällt daher
der zwischen der Einzelantenne und dem zugehörigen Kabel liegende Schalter und wird
ersetzt durch eine elektronische Verstärkerschaltung, die nicht geschaltet wird,
sondern so gestaltet ist, daß die Eingangsimpedanz der an die passive
Einzelantenne
angeschalteten Verstärkerschaltung so hoch ist, daß die Einzelantenne praktisch
im Leerlauf arbeitet.
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Die Strahlungskopplung der Einzelantennen entfällt auch in diesem
Fall dauernd in hinreichendem Ausmaß und die genannte elektronische Verstärkerschaltung
E1 braucht nicht mehr geschaltet zu werden, weil das am Ausgang von E1 befindliche
Kabel die Vorgänge am Eingang von E1 nicht beeinflußt.
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Ist die elektronische Schaltung E1 mit der passiven Einzelantenne
integriert, so wird diese Kombination von passiver Einzelantenne und Verstärkerschaltung
im Folgenden als aktive Einzelantenne bezeichnet. Zur Definition der aktiven Antenne
vgl. die Aufsätze von .einke inner Nachrichtentechnischen Zeitschrift, Band 23 (1970),
S.179-180 und Band 29 (1976), S.55. Aktive hinzelantennen, in denen die Eingangsimpedanz
des elektronischen Verstärkerteils so hochohmig sind, daß die passive Antenne nahezu
im Leerlauf arbeitet, sind in der deutschen OS 21 15657 und der deutschen OS 24
38672 beschrieben, wobei die bei aktiven Empfangs antennen im allgemeinen erforderlichen
Linearisierungsmaßnahmen ebenfalls dort beschrieben sind. Man vermeidet dann auch
weitgehend jene frequenzabhängigen Phasendrehungen des Peilsystems, die in vorbekannten
Anordnungen dann entstehen, wenn die frequenzabhängige Impedanz der passiven Einzelantenne
über Diodenschalter direkt an das Kabel angeschlossen ist.
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Bei aktiven Antennen, die eine ausreichende Entkopplung zwischen dem
Eingang und dem Ausgang der elektronischen Verstärkerschaltung E1 besitzen, kann
man die Ausgangsimpedanz der Verstärkerschaltung E1 weitgehend frei gestalten und
in einer vorteilhaften Ausbildung der Erfindung diese Ausgangsimpedanz derart schaffen,
daß sie im gesamten Betriebsfrequenzbereich hinreichend genau gleich dem Wellenwiderstand
des nachfolgenden Kabels ist. Hierzu kann jeder bekannte Dreipol aus Wirkwiderständen
dienen, der unter Berücksichtigung des Innenwiderstandes des Transisbrs Tl die gewünschte
Ausgangsimpedanz des Verstäjer,is erzeugt.
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Die folgenden Ausführungen betreffen die Schalter, die zwischen dem
Ausgang des Kabels Kn und dem Verzweigungspunkt liegen müssen und von der Steuereinrichtung
geschaltet werden. Diese Schalter können wie in vorbekannten Anordnungen Diodenschalter
sein. Da die Eingangsimpedanz des Empfängers nie genau gleich dem Wellenwiderstand
des Kabels K ist und Diodenschalter eine störende Impedanz besitzen, ist die Übertragung,
der Phase über ein Kabel mit Diodenschalter etwas undefiniert. Solange man passive
Einzelantennen ohne Verstärker E1 verwendet, muß man gut durchgängige Diodenschalter
verwenden, damit die empfangene Signalleistung möglichst vollstandiq an den Empfängereingang
geliefert wird. Nur so erreicht man ein gutes Signal-Rauschverhältnis. Bei Verwendung
aktiver Antennen mit ausreichendem Verstärkungsfaktor ist das Signal-Pauschverhältnis
bereits durch die aktive Antenne festgelegt und daher ist es bei Verwendung aktiver
Antennen nach der Erfindung nicht mehr erforderlich, die von der Einzelantenne an
ihr Zuleitungskabel abgegebene Empfangs leistung über gut durchgängige Schalter
an den Empfängereingang zu betragen. Sobald die elektronische Verstärkerschaltung
der aktiven Antenne einen ausreichenden Verstärkungsfaktor besitzt, kann man Übertragungsverluste
hinnehmen und gewinnt dadurch neue Möglichkeiten der verbesserten Gestaltung des
zwischen dem Kabelende und dem Verzweigungspunkt V liegenden Schalters. Diese Möglichkeiten
kann man beispielsweise dazu nutzen, diesen Schalter so zu gestalten, daß eNeiDIeektronische,
schaltbare Verstärkerschaltung ist, die so gestaltet ist, daß sie eine Entkopplung
zwischen dem Kabelausgang und dem Verzweigungspunkt schafft. In einer vorteilhaften
Ausführungsform der Erfindung ist dieser Schalter ferner so gestaltet, daß er unabhängig
von seinem Schaltzustand im Betriebsfrequenzbereich eine Eingangsimpedanz annähernd
gleich dem Wellenwiderstand des Kabels Kn hat, so daß das Kabel eine sehr genau
definierte Phasendrehung erzeugt und eine nahezu frequenzunabhängige Spannungsübertragung
ergibt.
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Fig.3 zeigt ein Beispiel einer Anordnung mit aktiver Einzelantenne,
bestehendaus einem passiven Antennenteil A und ein ner an sie angeschlossenen ersten
elektronischen Verstärkerschaltung E1, einem Kabel Kn und einer zweiten elektronischen
Verstärkerschaltung E2 am Kabelausgang. Der Ausgang von E2 führt zum Verzweigungspunkt
V. Die erste elektronische Verstärkerschaltung E1 hat einen hochohmigen Eingang.
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E1 enthält zumindest einen Feldeffekttransistor Tell der aber auch
jede andere bekannte Transistorkombination mit hochohmigem Eingang sein kann. Im
Ausgang des T1 kann eine aus Widerständen bestehende Impedanzschaltung liegen1 schematisch
dargestellt durch den Widerstand Z1, die so gestaltet ist, daß die Ausgangsimpedanz
der Verstärkerschaltung E1 im ganzen Betriebsfrequenzbereicn nahezu gleich dem Wellenwiderstand
des angeschlossenen Kabels ist. Am Ausgang des Kabels liegt die zweite elektronische
Verstärkerschaltung E2, die ein schaltbares Element besitzt und so gestaltet ist,
daß ihre Eingangsimpedanz nahezu unabhängig vom Schaltzustand des schaltbaren Elerients
ist und mit Hilfe einer die Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung E2 bestimmenden
Impedanzschaltung, schematisch dargestellt durch die Impedanz Z2, die Eingangsimpedanz
der Verstärkerschaltung E2 im ganzen Betriebs frequenzbereich nahezu gleich dem
Wellenwiderstand des Kabels macht.
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Wenn man in E2 einen Transistor T2 mit hochohmiger Eingangsimpedanz'
z.B. einen Feldeffekttransistor verwendet, liegt die Eingangsstrecke des T2 wie
in Fig.3 parallel zu den Eingangsanschlüssen der elektronischen Verstärkerschaltung
E2.
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Wenn man in E2 einen Transistor T3 mit niedriger Eingangsimpedanz
verwendet, z.B. einen bipolaren Transistor in Basisschaltung, liegt die Eingangsstrecke
des T3 wie in Fig.4 in Serie zu einem Widerstand R3, der so gewählt ist, daß die
Eingangsimpedanz des E2 nahezu gleich dem Wellenwiderstand des Kabels ist. Statt
des in Fig.3 oder 4 gezeichneten Einzeltransistors kann man jede bekannte Transistorkombination
verwenden, die gleichartiges Verhalten zeigt.
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Am Ausgang des Eingangstransistors T2 bzw. T3 liegt eine elektronische
schaltbare Schaltung D1, , die mit Hilfe einer von der Steuereinrichtung gelieferten
Spannung so gesteuert wird, daß am Ausgang von L2 das für das Peilverfahren erforderliche
Kurzzeitsignal der betreffenden Einzelantenne im Verzweigungspunkt entsteht. Diese
schaltbare Schaltung kann ein Diodenschalter bekannter Art sein.
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In einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung enthält die schaltbare
Schaltung einen Transistor, dessen Vorspannung durch die Steuereinrichtung verändert
wird. Dieser Transistor macht es möglich, die Kurzzeitsignale in ihrem zeitlichen
Verlauf zu formen, beispielsweise derart, daß die durch das Schalten verursachten
inschwingvorgänge im Empfänger sehr gering werden. Beispielsweise kann man mit an
sich bekannten Mitteln glockenförmig verlaufende Kurzzeitsignale erzeugen und auch
eine zeitliche Uberlappgung der Kurzzeitsignale benachbarter Einzelantennen so herbeiführen,
daß die durch die sprungförmige Veränderung der Phase fn verursachten Einschwingvorgänge
im Empfänger beim Ubergang von einem Kurzzeitsignal zum nächsten sehr gering sind.
Diese Formung der Kurzzeitsignale erfolgt vorzugsweise in bekannter Weise dadurch,
daß D1 eine Multiplizierschaltung ist, in der das von der Einzelantenne gelieferte
Signal mit einem von der Steuereinrichtung gelieferten Funktionsverlauf multipliziert
wird.
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Die folgenden Ausführungen betreffen die Gestaltung der Ausgänge der
Verstärkerschaltungen i32 und ihr Zusammenschalten im Verzweigungspunkt. Vorteilhaft
sind diese Ausgänge so gestaltet, daß die Ausgangsimpedanzen der Verstärkerschaltungen
weitgehend unabhängig vom Schaltzustand der Verstärker sind, damit die im Verzweigungspunkt
bestehende Summenimpedanz weitgehend zeitlich konstant ist und keine Einschwingvorgänge
durch Impedanzänderungen entstehen.
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Da die elektronischen Schaltungen E2 jede für sich einpolig alle an
den Außenleitern der Kabel K liegen und auch der Empfängereingang einseitig an Masse
liegt, müssen die Ausgänge aller Verstärkerschaltungen im Verzweigungspunkt V parallelgeschaltet
werden. Der Verzweigungspunkt kann der Eingang des Empfängers sein, wobei gegebenenfalls
vom Verzweigungspunkt auch ein längeres Kabel zum Empfängereingang führen kann.
Um die Vorgänge im Verzweigungspunkt von Zufälligkeiten der Eingangsimpedanz des
Empfängers und von zufälligen Kabellängen unabhängig zu machen, ist in einer vorteilhaften
Ausführung der Erfindung der Verzweigungspunkt die Steuerstrecke eines Transistors,
an dessen Ausgang die Zuleitung zum Empfänger angeschlossen ist.
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Eine Möglichkeit besteht darin, die Verstärkerausgänge so zu gestalten,
daß ihre Ausgangsimpedanzen hochohmig sind und dir Eingangsimpedanz deS den Verwzeigungspunkt
darstellenden Transistor ebenfalls hochohmig ist. Falls die Eingangsimpedanz des
den Verzweigungspunkt darsteliedtTransistors niederohmig ist, so besteht eine bevorzugte
Gestaltung des Verzweigungspunkts darin, daß
wie im Beispiel der Fig.5 an den Ausgängen aller Schaltungen E2 gleiche Serienwiderstände
R liegen, deren zusammengeschaltete Enden an die Steuerelektrode des den Verzweigungspunkt
darstellen Transistors geschaltet sind. Falls zwischen den Schaltungen E2 und dem
Verzweigungspunkt aus Konstruktiven Gründen räumliche Abstände bestehen, die durch
Kabel überbrückt werden müssen, sind die Widerstände R der Fig.5 die Abschlußwiderstände
der Kabel und gleich dem Wellenwiderstand dieser Kabel.
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Beispielsweise liegt am Ausgang des T4 eine Impedanz Z4, an der die
Spannung des Summensignals so entsteht, daß diese Summenspannung mit Hilfe des T4
von allen Zuführungen der Einzelantennen entkoppelt ist. Eine Schaltung wie in Fig.S
erweist sich in der Praxis bei höheren Frequenzen als besonders stabil und definiert
hinsichtlich der fehlerfreien Übertragung aller Phasenbeziehungen der zu verarbeitenden
Einzelsignale.Z4
kann die Eingangsimpedanz der nachfolgenden Empfängerschaltung oder des zum Empfänger
führenden Kabels sein.
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Wenn man ein Peilverfahren nach der Erfindung verwendet, bei dem mehrere
Abtastvorgänge mit verschiedenen Umlaufsinn und verschiedener Umlauffrequenz gleichzeitig
vorgenommen werden, werden zur gleichen Zeit manchnal mehrere Einzelantennen abgetastet.
Dann ist die Verwendung von nahezu stromlosen, aktiven Einzelantennen und von entkoppelnden
Verstärkerschaltungen besonders vorteilhaft, weil bei der vorbekannten Verwendung
passiver Einzelantennen mit durchlässigen Diodenschaltern dann einerseits eine Strahlhngskopplung
zwischen den jeweils gleichzeitig eingeschalteten und daher gleichzeitig stromführenden
Einzelantennen stattfindet, andererseits über die durchlässigen Diodenschalter auch
am Verzweigungspunkt V gleichzeitig jeweils mehrere Kabel angeschaltet sind und
sich gegenseitig durch ihre Impedanzen und ihre im Verzweigungspunkt direkt miteinander
gekoppelten Signale frequenzabhängig stören können Wenn im Fall zweier gleichzeitiger
Abtastumläufe zu bestimmten Zeitpunkten die gleiche Einzelantenne für zwei Abtastvorgänge
gleichzeitig eingeschaltet ist und das Summensignal im Empfänger in solchen Momenten
keinen unstetigen Amplitudensprung machen soll, muß das Ausgangssignal der betroffenen
Einzelantenne im Verzweigungspunkt in diesem Moment die doppelte Amplitude besitzen.
Dies kann in den Beispielen nach Fig.3 und Fig.4 dadurch geschehen, daß die Steuereinrichtung
in einem solchen Moment die Verstärkung der betreffenden Schaltung E2 so steuert,
daß der Ausgang dieser Schaltung die doppelte Signalamplitude liefert. Da jedoch
eine Änderung des VerstärkungsfAtors einer elektronischen Schaltung bei höheren
Frequenzen manchmal nicht ohne Änderung der Phasendrehung des Signals erfolgt, ist
es in einem solchen Fall vorteilhaft, keine Änderung des Verstärkungsfaktors vorzunehmen,
sondern jeder Schaltung E2 zwei voneinander entkoppelte Ausgänge über 2 Ausgangs
transistoren
T5 und T6 wie im Beispiel der Fig.6 zu geben und diesen
je einen gesonderten Schalter, D2 und D3, bisher beschriebener Art nachfolgen zu
lassen und die Ausgänge dieser Schalter an den Verzweigungspunkt V anzuschließen,
vorzugsweise nach der in Fig.5 dargestellten Methode mit Vorwiderständen R und einem
nachgeschalteten Transistor T4 mit niederohmigem Eingang. Der Schalter D2 wird dann
durch die Steuereinrichtung für die Abtastung in dem einen Umlaufsinn und der Schalter
D3 für die Abtastung in dem zweiten Umlaufsinn verwendet und bei gleichzeitigem
Einschalten beider Ausgänge entsteht die doppelte Amplitude.
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Man kann aber auch bei Vorhandensein mehrerer entkoppelter Ausgänge
jeder Schaltung E2 die verschiedenen Ausgänge verschiedenen Verzweigungspunkten
zuführen und an jedem dieser Verzweigungspunkte gesonderte Abtastvorgänge zuführen
und jeden dieser Verzweigungspunkte einen gesonderten Empfänger anschließen. Beispielsweise
kann man so mehrere Peilungen bei verschiedenen Empfangs frequenzen in verschieden
abgestimmten Empfängern gleichzeitig mit der gleichen Antennengruppe durchführen.
Die verschiedenen Empfänger können allgemein einen Empfang nach verschiedenen Verfahren
bei geeignetem Schalten der entsprechenden Ausgänge der Schaltung gen E2 vornehmen.
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Wenn die Antennenanlage sehr viele Einzelantennen besitzt, kann es
konstruktive Schwierigkeiten geben, wenn man die vielen Ausgänge der Schaltung E2
alle mit exakt gleichen Phasendrehungen an den gleichen Verzweigungspunkt anschließt.
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Es besteht dann eine vorteilhafte Möglichkeit darin, die Gruppe der
Einzelantennen in Untergruppen aufzuteilen und zunächst die Einzelantennen jeder
Untergruppe an einen Untergruppen-Verzweigungspunkt in der Schaltung von Fig.4 anzuschließen
und dann an den Ausgängen 4, 5, 6 der Transistoren T4 der Untergruppen mit Hilfe
in Serie zum Ausgang von T4 geschalteter Widerstände R5alle Untergruppen wie in
Fig.7
(32 einem allen Untergruppen gemeinsamen Verzweigungspunkt V7 gemeinsamem Transistor
T7 zuzuführen. Am Ausgang des T7 liegt dann beispielsweise das Summensignal am Widerstand
R6, der der Eingang des Empfängers sein kann.
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Bei einer Anordnung nach der Erfindung kann auch die Schaltung E1
mehrere, voneinander entkoppelte Ausgänge besitzen.
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Die gesonderten Ausgangskabel können über gesonderte Schaltungen E2
getrennten Verzweigungspunkten oder getrennten Empfängern zugeführt werden, so daR
die gleiche Gruppe von Einzelstrahlern gleichzeitig für mehrere Empfangs zwecke
dienen kann.