DE2527053A1

DE2527053A1 - Frequenz/phasenvergleicher

Info

Publication number: DE2527053A1
Application number: DE19752527053
Authority: DE
Inventors: Thomas H Perszyk
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1974-08-05
Filing date: 1975-06-18
Publication date: 1976-02-19
Also published as: US3902128A; GB1519491A; JPS5119954A; CA1021030A

Description

PATENTANWALT
DiHL-ING.

HFLMUT GÜRTI

Ä" ■ 2 577053

Frequenz/Phasenvergleicher 16. Juni 1975

Die Erfindung betrifft einen Frequenz/Phasenvergleicher, der in großer Vielfalt bei elektronischen Schaltkreisen verwendet wird, z. B. bei phasenstarren Schleifen u. dgl. Phasenvergleicher, obwohl sie extrem genau sind, können auf Oberwellen der gewünschten Frequenz ansprechen und müssen daher zusätzliche Sicherheitsvorkehrungen aufweisen, um dies zu verhindern. Frequenzvergleicher, die nicht dazu neigen, auf Oberwellen der gewünschten Frequenz anzusprechen, liefern nicht die für die meisten Anwendungen geforderte Genauigkeit. Somit ist es wünschenswert, einen einzigen Schaltkreis zu schaffen, der die Frequenz vergleicht, um das richtige Signal auszuwählen und dann die Phase des richtigen Signals mit der Phase des Bezugssignals vergleicht.

Bei allen bekannten Phasen- und Frequenzvergleichern, oder einfach bei Phasenvergleichern, wird eine analoge Ausgangsspannung geliefert, die fortlaufend die Phasenbeziehung zwischen den dem Vergleicher zugeführten zwei Signalen anzeigt, oder es werden Abtastungen einer Spannung geliefert, die der Phasenbeziehung entspricht, wobei diese Abtastungen erfolgen, während die Spannung erzeugt wird. Da sich die Ausgangsspannung des Vergleichers verändert, während sie verwendet oder

609808/0678

abgetastet wird, neigen die bekannten Schaltkreise dazu, internes Rauschen zu erzeugen und die Genauigkeit des Vergleichers zu verschlechtern, wenn nicht ausreichende Entkopplung vorgesehen wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Frequenz/Phasenvergleicher zu schaffen, der nicht nur weniger internes Rauschen verursacht, sondern dessen Phasenmeßempfindlichkeit einstellbar ist und der zusätzliche SicherheitsVorkehrungen aufweist, so daß der Vergleicher, wenn er in phasenstarrem Betrieb verwendet wird, sich nicht an eine Harmonische anhängt.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Kennzeichenteils des Hauptanspruchs gelöst.

Die vorliegende Erfindung betrifft also einen Frequenz/Phasenvergleicher, der eine Logikschaltung umfaßt, die Impulse an einen ersten, zweiten und dritten Ausgang liefert, die an die Steueranschlüsse von ersten, zweiten und dritten Verknüpfungseinrichtungen angeschlossen sind. Die erste Verknüpfungseinrichtung steuert die der Spannungs-Speichereinrichtung zugeführte Spannungshöhe, die zweite Verknüpfungseinrichtung tastet die Spannung in der Spannungs-Speichereinrichtung ab, nachdem die erste Verknüpfungseinrichtung gearbeitet hat, und die dritte Verknüpfungseinrichtung entfernt die Spannung aus der Speichereinrichtung, nachdem deren Spannung abgetastet wurde. Die logische Schaltung steuert die Verknüpfungsglieder so, daß die Spannung in der Speichereinrichtung Null ist, wenn die Frequenz des mit dem Bezugssignal verglichenen Signals höher ist als die Frequenz des Bezugssignals, außerhalb des Phasenvergleichsbetriebs, und daß die Spannung ein Maximum ist, wenn die Frequenz des verglichenen Signals niedriger ist als die Frequenz des Bezugssignals außerhalb des Phasenvergleichsbetriebs. Die logische Schaltung stellt auch die -Phase von nachfolgenden Impulsen des Bezugssignals ein, so daß diese in einen vorbestimmten Zeitabschnitt fallen, um so

€1)9808/0678

den Vergleicher daran zu hindern, Oberwellen des Signals zum Vergleich heranzuziehen.

Die Erfindung wird anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeicheivgleiche Teile bedeuten, näher erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockdiagrainm eines die vorliegende Erfindung enthaltenden Frequenz-/Phasenvergleichers; und

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Darstellung des Auftretens der verschiedenen Signale, die in dem Vergleicher gemäß Fig. 1 vorkommen, wobei die unterschiedlichen Phasen zwischen den dem Vergleicher der Fig. 1 zugeführten Eingangssignale dargestellt sind.

Aus Fig. 1 wird deutlich, daß ein erster Eingangsanschluß 10 ein Bezugssignal aufnimmt, wie z. B. den Ausgang eines Bezugsoszillators o. dgl. Der Eingangsanschluß 10 ist mit dem einen Eingang eines Flipflopkreises 11 verbunden. Die Flipflopkreise 11 bis 16 sind mit dem Ausgang des vorangehenden Flipflopkreises verbunden, der dem Eingang des nachfolgenden Flipflopkreises zugeführt wird, um einen Teiler-Schaltkreis zu bilden, der das dem Anschluß 1O zugeführte Bezugssignal durch 64 teilt. Beispielsweise wird bei der vorliegenden Ausführungsform ein Signal von 1,6 MHz dem Eingangs ans chluß 10 zugeführt, wodurch am Ausgang des Flipflopkreises 16 ein Signal von 25 kHz zur Verfugung steht. Jeder einzelne der Flipflopkreise 11 bis 16 besitzt einen Setz- und einen Rückstellanschluß, die mit S11-S16 bzw. R11-R16 bezeichnet sind, Die invertierten Ausgänge der Flipflopkreise 14, 15 und 16 werden den drei Eingängen eines Koinzidenz-Schaltkreises oder NAND-Verknüpfungsgliedes 17 zugeführt, dessen Ausgang Bezugsimpulse für die logische oder binäre Schaltung 20 liefert.

609808/0678

Ein zweiter Eingangsanschluß 21 kann ein veränderliches Frequenzsignal aufnehmen, z. B. ein Signal eines spannungsgesteuerten Oszillators o. dgl. Die Mittelfrequenz des Signals mit variabler Frequenz, das dem Anschluß 21 zugeführt wird, wird im allgemeinen ungefähr gleich sein der am Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 17. Das dem Eingangsanschluß 10 zugeführte Bezugssignal ist als Kurve A in Fig. 2 dargestellt, während die Ausgänge der Flipflopkreise 11 bis 16 als Kurven B bis G in Fig. 2 wiedergegeben sind. Die der binären Schaltung 20 vom Ausgang des NAND-Verknüpfungsgliedes 17 zugeführte Wellenform ist als Kurve J in Fig. 2dargestellt, während das zweite der binären Schaltung 20 über den Anschluß zugeführte Signal als Welle H in Fig. 2 wiedergegeben ist.

Der Anschluß 21 ist mit dem Eingang einer Reihe von drei Invertern 25, einem Eingang eines Koinzidenz-Schaltkreises 26, dem Eingang einer Reihe von vier Invertern 27 und dem Eingang eines Inverters 28 verbunden. Der Ausgang der Reihe von drei Invertern 25 ist mit einem zweiten Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 26 verbunden und liefert diesem einen verzögerten Impuls, so daß die Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 26 eine feste Impulsbreite aufweisen. Der Ausgang des Inverters 28 (in Fig. 2 als ΪΪ dargestellt) ist mit einem Eingang eines ersten Koinzidenz-Schaltkreises 29, einem Eingang eines zweiten Koinzidenz-Schaltkreises 30 und einem Eingang eines Flipflopkreises 31 verbunden. Die Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 17 sind über einen Inverter 32 mit einem zweiten Eingang eines Flipflopkreises 31 verbunden, weiterhin mit einem Eingang eines Koinzidenz-Schaltkreises 33 und einem Eingang eines Koinzidenz-Schaltkreises 34. Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Koinzidenz-Schaltkreise 17, 26, 29, 30, 33 und 34 als NAND-Verknüpfungsglieder dargestellt, die bei Bedarf als integrierter Schaltkreis auf einem .einzigen Halbleiterplättchen zusammen mit der verbleibenden binären Schaltung angeordnet werden ko.nnen.Der Ausgang der Serie von vier Invertern 27

808/0678

wird dem Rückstellanschluß des Flipflopkreises 31 zugeführt und liefert diesem Kreis einen verzögerten Rückstellimpuls. Der nicht-invertierte Ausgang des Flipflopkreises 31 (Kurve K in Fig. 2) wird einem zweiten Eingang des Koin2idenz-Schaltkreises 29 und einem zweiten Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 33 zugeführt. Der invertierte Ausgang des Flipflopkreises 31 (Kurve K in Fig. 2) wird einem zweiten Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 30 und einem zweiten Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 34 zugeführt. Die Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 29 werden von einem Inverter invertiert und erscheinen an einem ersten Ausgangsanschluß als Welle L, die in Fig. 2 dargestellt ist. Die Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 26 werden durch den Inverter 44 invertiert und erscheinen als Weile N (Fig. 2) an einem zweiten Ausgangsanschluß 43. Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 30 werden durch einen Inverter 42 invertiert und erscheinen als Welle M (Fig. 2) an einem dritten Ausgangsanschluß 45.

Die invertierten Ausgangsimpulse des Inverters 44 werden einem dritten Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 33 und einem dritten Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 34 zugeführt. Die Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 33 werden von einem Inverter 50 invertiert und dem einen Eingang eines NOR-Verknüpfungsgliedes 51 zugeführt. Die invertierten Impulse des Inverters 50 werden auch den Eingängen S11, S12, S13,S15 und S16 der Flipflopkreise 11, 12, 13, 15 und 16 zugeführt. Die Ausgangsimpulse des Koinzidenz-Schaltkreises 34 werden durch einen Inverter 52 invertiert und einem zweiten. Eingang des NOR-Verknüpfungsgliedes 51 und einem Eingang einer Serie von vier Invertern 53 zugeführt. Die Ausgangsimpulse des Inverters 52 werden auch den Anschlüssen R12, R13, RI5 und R16 der Flipflopkreise 12, 13, 15 und 16 zugeführt. Die verzögerten Impulse der Serie von vier Invertern 53 werd/dem Anschluß R11 des Flipflopkreises 11 zugeführt. Der Ausgang des NOR-Verknüpfungsgliedes 51

809808/0678

wird durch einen Inverter 54 invertiertyünd dem Eingang S14 des Flipflopkreises 14 zugeführt.

Eine erste Verknüpfungseinrichtung 60, die in dieser Ausführungsform als Halbleiter-übertragungsverknüpfungsglied dargestellt ist, besitzt einen Steueranschluß, der mit dem ersten Ausgangsanschluß 41 der binären Schaltung 20 verbunden ist. Ein Eingangsanschluß der Verknüpfungseinrichtung 60 ist über den Senken-Quellenübergang eines Feldeffekttransistors 61 mit einem Anschluß V„ verbunden, der mit einer geeigneten Leistungsquelle verbunden werden kann. Die Steuerelektrode des Transistors 61 ist auch mit dem Anschluß V„ verbunden, so daß der Transistor 61 stets leitet und als Konstant-Stromquelle dient. Eine Spannungs-Speichereinrichtung, in dieser Ausführungsform ein Kondensator 62, ist zwischen einem Ausgangsanschluß der Verknüpfungseinrichtung 60 und einem Bezugspotential angeschlossen, bei dieser Ausführungsform Massepotential. Eine zweite Verknüpfungseinrichtung 6 3 besitzt einen Steueranschluß, der mit dem zweiten Ausgangsanschluß 43 der binären Schaltung 20 verbunden ist, einen Eingangsanschluß, der mit dem Verbindungspunkt vom Kondensator 62 mit Ausgangsanschluß der Verknüpfungseinrichtung 60 verbunden ist, und einen Ausgangsanschluß, der mit einem Ausgangsanschluß 64 des Vergleicher-Schaltkreises und über eine Serienschaltung von Kondensator 65 und Widerstand 66 mit dem Bezugspotential (Massepotential) verbunden ist. Dritte Verknüpfungseinrichtungen besitzen einen Steueranschluß, der mit dem dritten Ausgangsanschluß 45 der binären Schaltung 20 verbunden ist, einen Eingangsanschluß, der mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 62 mit dem Ausgangsanschluß der Verknüpfungseinrichtung 60 verbunden ist, sowie einen Ausgangsanschluß, der mit dem Bezugspunkt (Masse) verbunden ist.

Beim Betrieb des Frequenz-ZPhasenvergleichers werden die veränderlichen Frequenzimpulse in der Η-Welle mit der Frequenz der Impulse der J-Welle verglichen. Aus Fig. 2 ist zu erkennen, daß die Breite der Impulse in der Η-Welle etwas geringer

609808/0678

ist, als die Hälfte der Breite der Impulse der J-Welle. Immer dann, wenn die Impulse der Η-Welle innerhalb des gleichen Zeitbereichs erscheinen wie die Impulse der J-Welle (in der vorliegenden Ausfuhrungsform ^- Radian der Bezugsfrequenz), arbeitet der Vergleichs-Schaltkreis im Phasenvergleichsbetrieb. Zur Erläuterung des Phasenvergleichsbetriebs des Vergleichs-Schaltkreises sei insbesondere auf den Teil I des Diagramm der Fig. 2 verwiesen.

Im Phasenvergleichsbetrieb erscheint ein J-Impuls zuerst am Eingang des Flipflopkreises 31, so daß die K-Welle nach oben und die K-Welle nach unten verläuft. Da die Η-Welle immer noch hoch liegt, fällt der Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 29 auf einen niedrigeren Wert, der vom Inverter 40 auf einen hohen Wert invertiert wird. Diese hohe Wert wird dem Steueranschluß der Verknüpfungseinrichtung 60 zugeführt, um das Verknüpfungsglied so zu steuern, daß der Kondensator 62 beginnt, sich auf die Amplitude der Versorgungsspannung V (siehe Welle V_g2 injä Fig. 2) aufzuladen beginnt. Wenn der Η-Impuls am Anschluß 21 erscheint, fällt der H-Impuls auf einen niedrigen Wert und der Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 29 nimmt einen hohen Wert an, wobei diese Veränderung von dem Inverter 40 invertiert und der Verknüpfungseinrichtung 60 zugeführt wird, um die Ladung des Kondensators 62 zu beenden. Das Erscheinen des negativ laufenden H-Impulses veranlaßt auch den Flipflopkreis 31, seinen Zustand zu verändern und die K-Welle fällt auf einen niedrigen Wert, während die K-Welle auf einen hohen Wert ansteigt. Gleichzeitig erzeugt das Erscheinen des positiv laufenden Impulses in der H-Welle einen kurven negativen Impuls am Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 26, der als kurzer positiver Impuls am Steueranschluß der zweiten Verknüpfungseinrichtung erscheint, nachdem die Verknüpfungseinrichtung 60 geöffnet hat (nachfolgend dem ins Positive verlaufende Impuls der L-Welle). Der kurze ins Positive verlaufende Impuls in der N-Welle schließt die Verknüpfungseinrichtung 63, damit eine Abtastung der in dem Kondensator 62 gespeicherten Spannung zum Kondensator 65 und zum Ausgangsanschluß 6 4 übertragen wird. Diese Abtastung oder

609808/0678

2577053

Übertragung wird durch die Welle V_fit. in Fig. 2 illustriert. Es sollte bemerkt werden, daß eine Spannung, die im wesentlichen zwischen Null und V„ liegt, am Ausgangsanschluß 64 zur Verfügung steht, wenn die Frequenzen des Bezugssignals am Anschluß 10 und die veränderliche Frequenz am Anschluß 21 in Phase sind.

Da sowohl die H- als auch K-Welle, die dem Koinzidenz-Schaltkreis 30 zugeführt werden, ins Negative verlaufende Impulse aufweisen, ist der invertierte Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 30 (M) niedrig, solange Impulse einem der Eingänge des Koinzidenz-Schaltkreises 30 zugeführt werden. Somit steigt die M-Welle auf einen hohen Wert und die Verknüpfungseinrichtung 70 schließt, um den Kondensator 62 zu entladen, nachdem ein J-Impuls am Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 17 und ein Η-Impuls am Anschluß 21 erschienen sind. Wenn der nächste Impuls entweder am Anschluß 21 oder am Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 17 erscheint, fällt die M-Welle auf einen niedrigen Wert und die Verknüpfungseinrichtungen 70 öffnen sich, so daß der Kondensator 62 für den nächsten Zyklus bereit ist. Die Abtastung der im Kondensator 62 gespeicherten Spannung, die am Ausgang 6 4 erscheint, wird also nur nachfolgend auf die Ladung des Kondensators 62 genommen und stellt daher eine Abtastung einer festen Gleichspannung dar, und da eine feste Gleichspannung abgetastet wird, werden Rauschen, Spannungsspitzen u. dgl., die bei bekannten Abtastverfahren auftreten, beseitigt.

Wenn die Förderkante des Η-Impulses erscheint, nachdem die Hinterkante des J-Impulses aufgetreten ist, sind beide Eingänge des Koinzidenz-Schaltkreises 29 für die gesamte Dauer des K-Impulses positiv und die Verknüpfungseinrichtung 60 ist demzufolge ausreichend lange geschlossen, um dem Kondensator 62 zu ermöglichen, sich auf die Amplitude der Versorgungsspannung aufzuladen. Somit ist der Ausgang am Anschluß 64 ein Maximum, wie in der Welle V,,- dargestellt.

609BG8/0678

2577053

Gleichzeitig sind die Wellen K, J und N für eine kurze Zeitperiode auf einen hohen Wert, wodurch in der R-Welle, die den Setzanschlüssen der Flipflopkreise 11, 12, 13, 15 und 16 und über das NOR-Verknüpfungsglied 51 und den Inverter 5 4 dem Flipflopkreis 14 zugeführt werden, einen kurzen Impuls liefern. Das Setzen aller Flipflopkreise 11 bis 16 zu dieser Zeit läßt den nächsten Impuls in der J-Welle zu einer Zeit erscheinen, wenn der nächste Η-Impuls ungefähr in der richtigen Phase liegt, wenn die Η-Welle die richtige Frequenz aufweist. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist beispielsweise die richtige Frequenz der J- und der H-Impulse 25 kHz und infolgedessen sollte die Entfernung zwischen den Vorderkanten der Η-Impulse und der J-Impulse 40 us betragen. Da der R-Impuls zu Beginn eines Η-Impulses auftritt, werden alle Flipflopkreise 11 bis 16 durch den R-Impuls gesetzt, um zu bewirken, daß die Vorderkante des nächsten J-Impulses 35 ns hinter der Vorderkante des Η-Impulses auftritt. Wenn also die Vorderkante des nächsten Η-Impulses ungefähr bei 40 ns erscheint, wird er ungefähr in richtiger Phase zum J-Impuls liegen und damit ungefähr bei 25 kHz. Durch eine derartige Einstellung der Phase der Bezugsimpulse kann sich der Vergleicher nicht auf eine Harmonische einstellen.

Wenn die Vorderkante der Η-Impulse auftritt, bevor die Vorderkante der J-Impulse auftreten (siehe den Teil III der Fig. 2), ist dies eine Anzeige dafür, daß die Frequenz der Η-Welle angestiegen ist. Da die Η-Impulse den Flipflopkreis 31 veranlassen, seinen Zustand zu verändern, liefert der Koinzidenz-Schaltkreis 29 keinen Impuls (L) und die Verknüpfungseinrichtung 60 wird nicht betätigt. Somit verbleibt die Ladung auf dem Kondensator 62 bei Null und diese Spannung von Null wird abgetastet, wenn die Verknüpfungseinrichtung 63 arbeitet. Selbstverständlich ist eine Spannung von Null am Ausgang die maximale Spannung, die von dem Vergleicher-Schaltkreis erzeugt wird, wenn die Frequenz der veränderlichen Frequenzwelle H sich vermindert. Weiterhin ist zu bemerken, daß der

6 09808/0678

2577053 - ίο -

N-Impuls, der J-Impuls und der K-Impuls, die dem Koinzidenz-Schaltkreis 34 zugeführt werden, einen Impuls in der P-WeHe erzeugen, der die Flipflopkreise 11, 12, 13, 15 und 16 zurückstellt und den Flipflopkreis 14 setzt. Dieses Rückstellen und Setzen der verschiedenen Flipflopkreise 11 bis 16 läßt den nächsten J-Impuls zu einer Zeit auftreten, zu der der H-Impuls, wenn er sich an der richtigen Frequenz befindet, ungefähr in der richtigen Phase liegt. Bei der dargestellten Ausführungsform veranlaßt das Setzen des Flipflopkreises 14 und das Zurückstellen der übrigen Flipflopkreise 11, 12, 13, 15 und 16, daß die Vorderkante des nächsten J-Impulses 40 us nach dem Auftreten des P-Impulses erscheint. Wenn also der nächste H- und J-Impuls zusammenfallen, vergleicht der Vergleicher die richtigen Frequenzen, statt daß er irgendwelche Oberwellen vergleicht.

Damit wird ein verbesserter Frequenz-/Phasenvergleicher geschaffen, der eine Halte-Abtast-Halte-Eigenschaft aufweist, die die Genauigkeit verbessert und das Rauschen am Ausgang des Vergleichers vermindert. Wenn außerdem ein Kondensator als Spannungs-Speichereinrichtung verwendet wird, kann die Empfindlichkeit des Vergleichers eingestellt v/erden, indem die Größe des Kondensators geändert wird. Wenn z. B. die Größe des Kondensators 62 vermindert wird, wird er sich bis zur Amplitude der Versorgungsspannung schneller aufladen und die schnellere Ladungszeit wird eine höhere Spannungsdifferenz für eine kürzere Zeitperiode liefern. Das bedeutet, daß eine Verminderung der Größe des Kondensators 62 eine höhere Ausgangsspannung für eine kleinere Phasendifferenz zwischen dem H- und dem J-Impuls erzeugt. Die beschriebene Ausführungsform kann leicht als integrierter Baustein ausgeführt werden, und da der Vergleicher-Schaltkreis CMOS-Bauelemente verwenden kann, wird er weniger Betriebsleistung benötigen.

Patentansprüche:

609808/0678

Claims

2577053

Patentansprüche ;

π.) Frequenz-VPhasenvergleicher, gekennzeichnet durch

(a) einen ersten Eingangsanschluß (10) zur Aufnahme eines Bezugssignals mit vorbestimmter Frequenz;

(b) einem zweiten Eingangsanschluß (21) zur Aufnahme eines Signals veränderlicher Frequenz mit einer Mittenfrequenz, die im wesentlichen die gleiche ist wie die vorbestimmte Frequenz;

(c) eine binäre Schaltung (20), die mit dem ersten und zweiten Eingangsanschluß (10 bzw. 21) verbunden ist und erste, zweite und dritte Impulsfolgen aufgrund des Bezugssignals und des Signals mit veränderlicher Frequenz liefert;

(d) erste, zweite und dritte Verknüpfungseinrichtungen (60, 63, 70), die mit der binären Schaltung (20) verbunden sind, um auf Impulse der ersten, zweiten bzw. dritten Impulsfolge zu reagieren;

(e) Spannungs-Speichereinrichtungen (62), die über die erste Verknüpfungseinrichtung (60) mit einem Spannungsversorgungseingang (V_) verbunden ist, wobei die Impulse der ersten Impulsfolge die erste Verknüpfungseinrichtung (60) derart steuern, daß die Spannungs-Speichereinrichtung (62) mit der Spannungs-Versorgung (Vg) für eine Zeit verbunden wird, die proportional ist zu der Phasenvoreilung des Bezugssignals gegenüber dem Signal mit veränderlicher Frequenz;

(f) wobei die zweite Verknüpfungseinrichtung (63) mit der Spannungs-Speichereinrichtung (62) verbunden

609808/0678

2577053

ist und auf Impulse der zweiten Impulsfolge reagiert, um die Amplitude der in der Spannungs-Speichereinrichtung (62) bespeicherten Spannung abzutasten; und

(g) wobei die dritten Verknüpfungseinrichtungen (70) mit der Spannungs-Speichereinrichtung (62) verbunden sind und aufgrund der Impulse der dritten Impulsfolge reagieren, um die in der Spannungs-Speichereinrichtung (62) gespeicherte Spannung zu beseitigen.
2. Frequenz-/Phasenvergleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

(a) die binäre Schaltung (20) einen ersten Eingang (J) zur Aufnahme der Bezugsimpulse von vorbestimmter Frequenz und einen zweiten Eingang (21) zur Aufnahme der Impulse mit variabler Frequenz mit einer Mittenfrequenz von im wesentlichen der gleichen Frequenz wie die vorbestimmte Frequenz aufweist, außerdem einen ersten Ausgang (41), der Impulse von einer Breite liefert, die proportional ist zur Phasenvoreilung der Bezugsimpulse gegenüber den Impulsen der veränderlichen Frequenz, sowie einen zweiten Ausgang (43), der einen Impuls für jeden Impuls der veränderlichen Frequenz liefert, die dem zweiten Eingang zugeführt wird, und außerdem einen dritten Ausgang (45), der einen Impuls nachfolgend zu jedem Impuls am zweiten Ausgang (43) liefert;

(b) das erste Verknüpfungsglied (60) einen Steueranschluß aufweist, der mit dem Ausgang der binären Schaltung (20) verbunden ist, außerdem einen Eingangsanschluß, der mit dem Eingang der Spannungsversorgung (V_g) verbunden ist, sowie einen Ausgangsanschluß, der mit der Spannungs-Speichereinrichtung (62) verbunden ist, um der Spannungs-Speichereinrichtung (62) zu ermöglichen, eine Spannung zu speichern, deren Amplitude proportio-

609808/0678

2577053

nal ist zur Breite der dem Steueranschluß zugeführten Impulse;

(d) die zweite Verknüpfungseinrichtung (6 3) einen Steueranschluß aufweist, der mit dem zweiten Ausgang (43) der binären Schaltung (20) verbunden ist, sowie einen Eingangsanschluß, der mit der Spannungs-Speichereinrichtung (62) verbunden ist, und einen Ausgangsanschluß, der mit einem Ausgang (64) verbunden ist, um eine Abtastung der in der Spannungs-Speichereinrichtung (62) bespeicherten Spannung an den Ausgang zu liefern für jeden Impuls, der dem Steueranschluß der zweiten Koinzidenz-Schaltung (6 3) zugeführt wird; und

(e) die dritte Verknüpfungseinrichtung (70) einen Steueranschluß besitzt, der mit dem dritten Ausgang (45) der binären Schaltung (20) verbunden ist, außerdem einen Eingangsanschluß, der mit der Spannungs-Speichereinrichtung (62) verbunden ist, sowie einen Ausgangsanschluß, der mit einem Bezugspotential verbunden ist, um die in der Spannungs-Speichereinrichtung (62) gespeicherte Spannung jedesmal dann zu entfernen, wenn ein Impuls dem Steueranschluß der dritten Verknüpfungseinrichtung (70) zugeführt wird.
3. Frequenz-/Phasenvergleicher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Speichereinrichtung (62) einen Kondensator umfaßt.
4. Frequenz-/Phasenvergleicher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, zweite und dritte Verknüpfungseinrichtung (60, 63, 70) Halbleiter-tibertragungsverknüpfungsglieder umfassen.
5. Frequenz-/Phasenvergleicher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (64) einen Kondensator (65)

6098 0 8/0678

2577053

aufweist, um die abgetasteten Spannungen zu speichern.
6. Frequenz-yPhasenvergleicher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die binäre Schaltung (20) einen Flipflop (31) umfaßt, der zwei Eingänge, die Bezugsimpulse bzw. die Impulse variabler Frequenz aufnehmen, und einen normalen und einen invertierten Ausgang aufweist, daß die binäre Schaltung erste und zweite Koinzidenz-Schaltkreise (29, 30) umfaßt, die jeweils zwei •Eingänge und einen Ausgang aufweisen, wobei die Eingänge des ersten Koinzidenz-Schaltkreises (29) die Impulse der veränderlichen Frequenz bzw. den normalen Ausgang des Flipflops (31) auf nehmen, während der Ausgang mit dem ersten Ausgang (41) der binären Schaltung (20) verbunden ist, und daß die Eingänge des zweiten Koinzidenz-Schaltkreises (30) die Impulse der variablen Frequenz bzw. den invertierten Ausgang (K) des Flipflops (31) aufnehmen, während der Ausgang mit dem dritten Ausgang (45) der binären Schaltung (20) verbunden ist.
7. Frequenz-ZPhasenvergleicher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Flipflopkreise zusammengeschaltet sind, um einen Teiler zu bilden, der das Bezugssignal aufnimmt und Bezugsimpulse liefert.
8. Frequenz-/Phasenvergleicher nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzliche binäre Schaltkreise (33, 34, 50, 51, 53, 54) vorgesehen sind, um bestimmten Flipflopkreisen aufgrund eines Bezugsimpulses, der einem Impuls der variablen Frequenz vorausgeht, und aufgrund eines Bezugsimpulses, der einem Impuls der variablen

zu Frequenz nacheilt, Setz- und Rückstellimpulse/liefen\, um die Phase des nächsten Bezugsimpulses einzustellen, um die nächsten Bezugsimpulse zu veranlassen, zu ungefähr der richtigen Zeit zu erscheinen, um mit der Mittenfrequenz der Impulse der variablen Frequenz zusammenzufallen.

^{ES/hs 3} 609808/0678-

AS

Leerseite