DE2518637A1 - Gleichphasige hybridkopplerschaltung - Google Patents

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BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER

ZWIRNER · HIRSCH ο c ι ο e Q η

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

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Seidel, H. 96

Western Electric Company, Ltd.
New Tork, N.Y. 10007/USA

Gleichphasige Hybridkopplerschaltung

Die Erfindung betrifft gleichphasige Hybridkoppler mit Signalteilungsverhältnissen, die sich in einem gegebenen interessierenden Frequenzband nach einer vorgeschriebenen frequenzabhängigen Funktion ändern, wobei eine Kaskadenanordnung gleichphasiger Hybridkoppler vorgesehen ist.

Ein gleichphasiger Hybridkoppler hat typischerweise eine flache Frequenzcharakteristik. D.h., er weist ein Signalteilungsverhältnis auf, das im interessierenden Arbeitsfrequenzbereich im wesentlichen frequenzunabhängig ist. Um einen Hybridkoppler mit frequenzabhängigem Signalteilungsverhältnis zu erhalten, wird ein Paar identischer

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~ ² ~ / ο i ^Q ο J

flacher Koppler mit einem Signalteilungsverhältnis 1 mittels eines Paares umgekehrt verbundener antimetrischer Netzwerke miteinander verbunden. Diese antimetrischen Netzwerke sind beschrieben z.B. in "Synthesis of Linear Communication Networks", W. Cauer, KcGraw-Hill Book Company, Inc., 1958» Seite 577· Obgleich die einzelnen Koppler frequenzunempfindlich sind, erzeugt deren Kombination mit frequenzselektiven, antimetrischen Netzwerken somit einen Hybridkoppler, der eine vorgeschriebene Frequenzkennlinie aufweist.

Unter dem Ausdruck "Hybridkoppler", wie er hier verwendet wird, soll entweder (1) ein einziger, flacher Hybridkoppler verstanden werden oder (2) die Kombination zweier flacher Koppler, die mittels eines Paares antimetrischer Netzwerke miteinander verbunden sind und zusammengenommen einen frequenz empfindlichen oder frequenz abhängigen Hybridkoppler bilden. In federn Fall können die Kopplerschaltungen vereinfacht werden, wie es weiter unten im einzelnen erläutert werden wird.

Theoretisch kann man die antimetrischen Netzwerke so aufbauen, daß sie irgendein gewünschtes Gesamt-Signalteilungsverhältnis (t/k) als Funktion der Frequenz erzeugen. Ein

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Xb 16 6 37

praktisches Problem tritt jedoch "bei der tatsächlichen Verwirklichung der Schaltung auf und dabei, die für die jeweiligen, die antimetrischen Netzwerke bildenden Schaltungselemente abgeleiteten Nennwerte im interessierenden Band aufrechtzuerhalten. In der Praxis findet man, daß cLe Schaltungen kompliziert sein können und daß parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten zu einer Abänderung der Nenn-Schaltungsparameter führen, was die effektive Bandbreite eines frequenzabhängigen Kopplers begrenzt.

Dieses Problem wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Kaskadenanordnung gleichphasiger Hybridkoppler, die dadurch gekennzeichnet ist, daß wenigstens einer der Koppler ein Signalteilungsverhältnis aufweist, das sich in dem interessierenden Frequenzband nach einer frequenzabhängigen Funktion ändert und vom vorgeschriebenen Gesamt-Signalteilungsverhältnis verschieden ist. Das vorgeschriebene Gesamt-Signalteilungsverhältnis erhält man durch die gemeinsame Wirkung aller Koppler in der Anordnung.

Der Vorteil, zum Zusammensetzen einer vorgeschriebenen Kennlinie eine Kopplerkaskadenanordnung anstelle eines einzigen frequenzabhängigen Kopplers zu verwenden, beruht darauf, daß in der Anordnung sehr stark vereinfachte antimetrische

6098^6/0408 ordinal inspected

Netzwerke verwendet werden können, die für weite Frequenzbänder leichter realisiert werden können.

Ein v/eiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß die vereinfachten antimetrischen Netzwerke so ausgelegt werden können, daß sie bedeutsame parasitäre Schaltungsgrößen in das Jeweilige Netzwerk eingliedern, so daß der nutzbare Arbeitsbereich der resultierenden Signalteiler weiter ausgedehnt wird.

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 als Blockdiagramm einen gleichphasigen Hybridkoppler;

Fig. 2 einen frequenzempfindlichen oder frequenzabhängigen Hybridkoppler mit einem Paar flacher 3db-Koppler, die durch ein Paar dualer Netzwerke miteinander verbunden sind;

Fig. 3 ein antimetrisches Netzwerk;

Fig. 4· eine Kaskadenanordnung zweier gleichphasiger Koppler;

Fig. 5 ein spezielles antemetrisch.es Netzwerk;

ORIGINAL SNSFECTSO

Fig. 6 einen speziellen gleichphasigen frequenzempfindlichen Hybridkoppler;

Fig. 7» 8 und 9 verschiedene Modifikationen des in Fig. 6 dargestellten Kopplers;

Fig.10 einen flachen gleichphasigen Hybridkoppler;

Fig.11 die Überkreuz-Umsetzung von Anschlüssen, um Äquivalenz zwischen Kopplern herzustellen, deren jeweilige Imagi-• närteile um 180° verschieden sind;

Fig.12 eine spezielle erfindungsgemäße Ausführungsform zur Erzeugung eines Signalteilungsverhältnisses 1 + ρ ;

Fig.13 einen vereinfachten Koppler, bei welchem die Parallelspulen mit der Kernreaktanz der Übertrager vereinigt sind; und

Fig. 14 eine Alternativausführungsform eines gleichphasigen Kopplers, für welchen ein unterschiedliches antimetrisches Netzwerk verwendet wird.

Fig. 1 zeigt als Blockdiagramm einen gleichphasigen Hybrid-

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_₆_ 251863?

koppler 10 mit zwei Paar konjugierten Toren a-b und c-d. Es ist eine Eigenschaft solcher Koppler, daß ein Eingangssignal ν.,, das einem Tor a eines Paars konjugierter Tore a-b zugeführt wird, am anderen Paar konjugierter Tore c und d Ausgangssignale v.t und v^k erzeugt, wobei t der übertragungskoeffizient und k der Kopplungskoeffizient des Kopplers ist und beide reale Zahlen sind. Andererseits erzeugt ein dem Tor b zugeführtes Eingangssignal v~ an den Toren c und d Ausgangssignale -v~k bzw. v~t.

Man möge beachten, daß für ein Eingangssignal, das dem Tor a zugeführt wird, die beiden Ausgangssignale gleichphasig sind, wohingegen für das andere Eingangssignal, das dem Tor b zugeführt wird, die' beiden Ausgangs signale eine Phasenverschiebung von 180° aufweisen. Trotzdem werden solche Koppler als "gleichphasige" Koppler oder "Hybridkoppler¹¹ bezeichnet, um sie von den eine Phasendrehung von 90° aufweisenden Kopplern zu unterscheiden, bei welchen die Ausgangssignale untereinander immer eine Phasenverschiebung von 90 aufweisen.

Die Koeffizienten k und t eines gleichphasigen Kopplers, wie dem magischen T oder Hybridübertrager, sind in einem breiten S"requenzbereich relativ frequenzunabhängig. Um einen gleichphasigen Hybridkoppler mit irgendeiner vorgeschriebenen

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9 u ι ο £ ο

_ ο _ (.-Ji U u v3 /

frequenzcharakteristik zu erhalten, werden deshalb getrennte frequenzempfindliche Netzwerke, die außerhalb des Kopplers liegen, vorgesehen. Eine solche Anordnung ist in Fig. 2 dargestellt, welche einen verallgemeinerten Hybridkoppler 20 darstellt, der ein Paar flacher 3db-Hybridkoppler 11 und 12 aufweist, die durch ein Paar frequenzempfindlicher dualer Netzwerke 13 und 14· miteinander verbunden sind.

Jeder der Hybridkoppler 11 und 12 ist ein gleichphasiger Koppler mit zwei Paaren konjugierter Tore 1-2 und 3-4-, wobei die Tore 1 und 2 die antisymmetrischen und die Tore 3 und 4- die symmetrischen Tore sind. D.h., ein dem Tor 1 zugeführtes Signal wird gleichmäßig aufgeteilt und erzeugt zwei gleichphasige Ausgangssignale an den Toren 3 und 4-. Ein dem Tor 2 zugeführtes Eingangssignal wird ebenfalls gleichmäßig aufgeteilt. Die resultierenden Ausgangssignale an den Toren 3 und 4- weisen jedoch eine Phasenverschiebung von 180° auf. Wie in Fig. 1 bilden in Fig. 2 Tore a und b ein Paar konjugierter Tore des Gesamtkopplers 20, und Tore c und d bilden das zweite Paar konjugierter Tore. In Fig. 2 ist Tor b als mit einem wellenwiderstandsmäßig angepaßten Widerstand 19 abgeschlossen dargestellt.

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Im Betrieb wird ein dem Tor 1 des Eingangskopplers 11 zugeführtes Eingangssignal E in zwei gleiche, gleichphasige Komponenten E/V 2 an den Toren 3 und 4 aufgeteilt. Da es sich bei den Fetzwerken 13 und 14 um duale Netzwerke handelt, haben sie denselben Übertragungskoeffizienten t. Demzufolge übertragen sie gleiche Signalkomponenten Et/V 2, die sich im Tor 1 des Ausgangskopplers 12 vereinigen und ein erstes Ausgangssignal Et erzeugen.

Aufgrund ihrer dualen Eigenschaften sind die Reflexionskoeffizienten der Netzwerke 13 und 14 betragsmäßig gleich, unterscheiden sich jedoch um 180°. Demzufolge ist das reflektierte Signal von Netzwerk 13 gleich Ek/V 2, wohingegen das reflektierte Signal vom Netzwerk 14 gleich -Ek/V 2~ist. Aufgrund der genannten Eigenschaften der gleichphasigen Koppler vereinigen sich die reflektierten Signale in Tor 2 des Eingangskopplers 11 und erzeugen ein zweites Ausgangssignal Ek. Auf Tor 2 des Kopplers 12 wird kein Signal gekoppelt.

Aus Obigem ist ersichtlich, daß die in Fig. 2 dargestellte Schaltung ein Hybridkoppler ist, dessen Übertragungskoeffizient t und dessen Kopplungskoeffizient k vollständig durch die Netzwerke 13 und 14 definiert sind. Da die relativen Phasen von k und t beliebig sind, handelt es sich beim

Koppler 20, soweit er "bisher definiert ist, weder um einen Koppler mit 90° Phasenverschiebung noch um einen gleichphasigen Koppler. Um in eine dieser "beiden speziellen Kopplerklassen zu fallen, ist es erforderlich, die Netzwerke 15 und. 14 weitergehend zu definieren.

Bekanntlich kann irgendein Blindkomponenten aufweisendes Zweitor definiert werden durch eine Übertragungsmatrixgleichung der Form

	A dB 3 C D	E2
=

(D

wobei A, B, C und D real und im allgemeinen ungleich sind und E., Iy. und Ep, Ip Eingangs spannung und Eingangsstrom bzw. Ausgangsspannung und Ausgangsstrom darstellen.

Das Verhältnis von Reflexionskoeffizient zu Übertragungskoeffizient ist für dieses Netzwerk

k _ (A-D)+ .1(B-C) t - 2

(2)

809846/0408

Io I H ο ό ι

Wie man sehen kann, kann dieses Verhältnis irgendeine relative Phase aufweisen, die von den Beträgen von A, B, C und D abhängt. Damit Koppler 20 ein gleichphasiger Koppler ist, werden die Zweitor-Hetzwerke 13 und 14- so gewählt, daß B=C ist. In diesem Pail ist k/t real und gleich

A-D

Um zu erkennen, ob es sich um ein Zweitor handelt, bei dem B = C ist, und das somit zu einem gleichphasigen Koppler führt, sei folgendes beachtet:

(a) Wenn ein Zweitor dargestellt it durch

(3)

ist sein duales Netzwerk (*) gegeben durch

B A

d.h., bei der Übertragungsmatrix des dualen Netzwerkes sind die Terme A-D und B-C vertauscht.

ORiQiNAL

2b !8637

Cb) Venn ein Zweitor durch die Matrix (3) dargestellt ist, ist das dazu umgekehrte Netzwerk («—-) gegeben durch

(5)

D.h., wenn ein Zweitor umgekehrt wird, werden die Terme A und D der Ubertragungsmatrix vertauscht.

(c) Nimmt man nun das durch die Matrix (3) dargestellte Netzwerk, formt dessen duales Netzwerk und kehrt dieses dann um (oder alternativ dazu: kehrt es um und bildet dann dessen duales Netzwerk), erhält man folgende Matrixfolge:

oder

A	B	*	D	C	<r~	A	C
C	D		B	A		B	D

A	B	D	B	*	A	C
C	D	G	A		B	D

(6)

(7)

6Ö9S46/CHQ8

Man beachte, daß in beiden Fällen (6) oder (7) die Terme A und D in der endgültigen Matrix dieselben Positionen wie in der ursprünglichen Matrix einnehmen, wohingegen die Terme B und C vertauscht sind. Ist jedoch B=C, was die Bedingung für einen gleichphasigen Koppler darstellt, ist die Netzwerkmatrix nach einer Umkehrung und einer Dualbildung dieselbe wie die des ursprünglichen Netzwerks. Solche Netzwerke werden "antimetrische" Netzwerke genannt.

Obiges stellt eine einfache Prüfung für die Netzwerktypen dar, die zur Bildung von gleichphasigen Hybridkopplern verwendet werden können. Kurz ausgedrückt: Wenn ein Zweitor-Netzwerk gleich der Umkehrform seiner Dualform ist (oder gleich der Dualform seiner Umkehrform), dann ist B=C. In der Tat ist dies eine ausreichende und notwendige Bedingung für B=C.

Als Beispiel sei das in Fig. 3 dargestellte Zweitor-Netzwerk betrachtet, das eine Serienspule L und einen Parallelkondensator C aufweist, dessen Kapazität gleich L ist. Die Dualform dieses Netzwerks bezüglich einer auf 1 normierten Impedanz ist ein Parallelkondensator C, welcher die Serienspule L ersetzt, und eine Serienspule L, die den Parallelkondensator C ersetzt. In der Umkehrform des dualen Netz-

2 b 1 8 5 3 7

Werkes sind die Positionen von Spule und Kondensator ver-

tauscht,was zum ursprünglichen Netzwerk führt. Daß die Terme B und C für dieses Netzwerk tatsächlich dieselben sind, ergibt sich einfach aus der Übertragungsmatrix des ursprünglichen Netzwerkes, die gegeben ist durch

(8)

1+pTJO pL
pC 1

Für L=C ist pL = pC, wie erforderlich.

Somit weist die Schaltung der Fig. 2 bei Verwendung geeigneter Netzwerke (d.h. antimetrischer Netzwerke) die Eigenschaft eines gleichphasigen Kopplers auf, dessen Frequenzverhalten durch die Netzwerke 13 und 14 definiert ist. Insbesondere kann der Koppler durch folgende Matrixgleichung definiert werden:

-k.

(9)

dabei bedeuten: k und t die Netzwerkkoeffizienten, die Funktionen der Frequenz sind;

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2 b 1 8 6 3 7

und Vy., Vp, u^ und Up die Signal spannungen an den Kopplertoren a, b, c bzw. d.

Drückt man jeden Netzwerkkoeffizienten ty, und X. als Verhältnis von Polynomen aus, erhält man

₁ _ ^{1=Δ =}

do)

0 2 4-

(11)

dabei ist ρ = ira, und n, m und s sind ganze Zahlen.

Die Ausgangs signale u^, und Uo sind dann gegeben durch

P₁

(12)

Dabei ist A₁ der gemeinsame Kenner der Funktionen t^ und

2 Γ- ^l Λ ·Λ Λ Π b 1 b ο 3 /

Sind die Eingangsspannungen ν. und V₂ am Koppler 20 ihrerseits von einem vorausgehenden gleichphasigen Koppler 30 abgeleitet, wie es in JTig. 4- dargestellt ist, ist die Beziehung zwischen den Eingangssignalen g^, -, go am Koppler 30 und den Ausgangssignalen u,, und Up am Koppler 20 gegeben durch

wobei

-Q

Q₂ P₂

S₁

S₂

(13)

^"^en K°PP3.^er 30 definieren.

Pur eine Kaskadenanordnung einer Vielzahl von ζ Kopplern ist die Beziehung zwischen den Eingangssignalen x,,, Xo und den Ausgangssignalen U_x, und U₂ allgemein gegeben durch

^U1

Δ1Δ2

	...	Q2 Pz
P2 -Q2 Q2 P2

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Zum Zweck der Diskussion seien lediglich die "beiden Koppler der Figur 4- betrachtet, wie sie durch Gleichung (13) gegeben sind. Führt man die angegebene Matrixmultiplikation durch, erhält man eine äquivalente Kopplermatrix

,Q₂₊P₂Q₁

1 2~" π 2

(15)

Venn jeder Koppler anstatt durch eine Matrixdarstellung durch die komplexe skalare Buchstabendarstellung P₁₊IQ₁ und Po+iQp charakterisiert wird, bleibt die gesamte indi viduelle Information über die Koppler erhalten. Wenn man überdies die Kaskadenanordnung durch das Produkt (P₁₊IQ₁ (Pp+iQ₂) darstellt und die angegebene Multiplikation aus führt, erhält man

₂+i(P₁Q₂₊P₂Q₁)

(16)

worin alle Terme der äquivalenten Kopplermatrix (15) enthalten sind. Man sieht somit, daß die skalare komplexe Buchstabendarstellung ebensogut verwendet werden kann, um individuelle Koppler und eine Kaskadenanordnung von 2 oder mehr Kopplern zu definieren, wenn man in Betracht zieht, daß der

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Realteil des Produktes den Hauptdiagonaltermen und der Imaginärteil den Nebendiagonaltermen entspricht. Allgemeiner ausgedrückt kann eine Kaskadenanordnung von ζ Kopplern dargestellt werden, durch die skalare Buchstabenformel

(P₁₊IQ₁)(P₂₊IQ₂)...(P_z+iQ_z). (17)

Dies zeigt, daß die gewünschte Gesamt-Prequenzfunktion irgendeines gleichphasigen Kopplers durch Paktorenzerlegung in eine Vielzahl von ζ Termen aufgegliedert und dann mittels einer Kaskadenanordnung von ζ gleichphasigen Kopplern zusammengesetzt werden kann. Der Vorteil dieses Verfahrens liegt darin, daß das frequenzempfindliche Netzwerk in Jedem der abgeleiteten ζ Koppler ein viel einfacheres Netzwerk sein kann und als Folge davon leichter realisiert werden kann als ein einziges Netzwerk, das erforderlich wäre, um das gewünschte G-esamt-Signalteilungsverhalten in einem Koppler zu erzeugen.

Obiges macht alle Beziehungen verfügbar, die erforderlich sind, um irgendein gegebenes Signalteilungsverhältnis durch eine Anordnung von phasengleichen Kopplern zusammenzusetzen. Pur weiter unten zu erläuternde Zwecke wird als grundlegendes Zweitor für diesen Zweck ein in Pig. 5 dargestelltes Netzwerk 40 gewählt, das in Kaskadenschaltung aufweist: einen Übertra-

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ger 50 mit dem Wicklungsverh.altn.is 11:1; einen Serienkondensator 51» eine Parallelspule 52; und einen zweiten Übertrager 53 mit dem Uicklungsverhältnis N:1. Macht man die Kapazität des Kondensators 51 gleich, der Induktivität L der Spule 52, erhält man für dieses Netzwerk die Übertragungsmatrix

N	0	1	1 PL	1	0	N	0
0	1 N	0	i	1 PL	1	O	1 N

(18)

Führt man die angegebene Matrixmultiplikation aus, erhält man

pL
(1 +

(19)

Da die Terme B und C der Matrix (19) gleich sind, ist das gegebene Netzwerk antimetrisch, und das Verhältnis Ts.-/t,. ist real und gegeben durch

A-D

(20)

2 b 18637 - 19 -

Aus den Gleichungen (10) und (11) ist "bekannt, daß das Signalteilungsverhältnis k^/t. eines das Netzwerk 40 verwendenden Kopplers gegeben ist durch

P,

^k-i ST P,,

wobei P^, Q_x. und Δ,, gerade Funktionen der Frequenz sind. Wie bereits erwähnt, kann die Kopplermatrix dargestellt werden durch (P,- + iQ.). Zur Ermittlung der Netzwerkparameter L und N setzt man

P₁ + iQ = 0 (22)

und löst auf

- -i · (23)

Substituiert man P.*AL aus den Gleichungen (20) und (21), erhält man

N²P²L² N ² 1+ L²(N⁴-1)

2NL

²L²

(24)

8098^6/0^08

mit S = —1. Löst man Gleichung (24-) nach ¹S auf, erhält man

P
als Ergebnis der Gleichung (22)

i2N²L², (25)

wobei S einen Realteil

Ee (5) = L²O^-I) (26)

und einen Imaginärteil

Im (S) = 2N²L² (27)

umfaßt.

Die Werte der Komponenten N und L im Netzwerk 40 sind dann gegeben durch

^1/2

[2 (HeW-+ I3| )J

(29)

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2b 18637

Somit sind die Werte von N und L für jedes Netzwerk eines jeden Kopplers in der Koppleranordnung eindeutig definiert durch die Wurzeln eines jeden Faktors (P + IQ_x) in Gleichung (17).

Bevor ein spezielles Beispiel betrachtet wird, sei noch anhand von Gleichung (24·) daran erinnert, daß für das besondere Basisnetzwerk die Wahl getroffen worden ist, daß der Term P. hinsichtlich S einen Grad höher als der Term ist. Das heißt, das Verhältnis "B./SL· hat die Form

₍₅₀₎

Es erhebt sich dann die Frage, was getan werden kann, wenn P_x, und CL gleicher Ordnung sind, wie

¹ -S^ä" . (3D

Um diese Situation zu meistern, wird der Koppler betrachtet als gegeben durch

I = CC₊ e5 · (32)

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Dabei bedeuten: o6 eine Konstante

6 einen variablen Parameter und

$ - Vp².

Löst man nach ξ auf, erhält man

3=f + i i . (33)

Aus den Gleichungen (28) und (29) ergeben sich dann F und L zu

L «

1 1

Γ 2<fc)

(54)

Geht € im Grenzwert gegen KuIl, geht L gegen Unendlich und das Netzwerk 40 reduziert sich auf einen Übertrager mit dem Wicklungsverhältnis N :1, wobei Έ =ν^Ωί' + 1 -⁰^ ist. Dies ist das Äquivalent eines flachen Kopplers mit konstantem Signalteilungsverhältnis oi/, das gegeben ist durch

N²- ¹

= oC, (35)

für welches P + iQ =ol+ i ist.

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Nimmt man dasselbe reduzierte Netzwerk, kehrt aber den Übertrager um, erhält man einen zweiten Koppler

N .
2 Ξ -<*Ί

für den P + iQ = -oL + i ist.

Verwendet man nun diese beiden flachen Koppler in Kaskadenschaltung, ist der vereinigte Koppler gegeben durch

(<** + i)(-oC + i) = -(1 + öl²). (37)

Da der resultierende Ausdruck -(1 +cO ) in (37) real ist, tritt keine Signalteilung auf, und das dem ersten Koppler zugeführte Eingangssignal erscheint vollständig an einem gemeinsamen Tor des zweiten Kopplers. Somit beeinflußt die Hinzufügung dieser zwei Koppler das resultierende Signalteilungsverhältnis der Anordnung nicht. Es erlaubt jedoch, die Funktion der Anordnung in die gewünschte Form zu bringen. Zur Erläuterung sei angenommen, daß die gewünschten Funktionen P_n(S) und Q_n(S) beide Polynome sind, die hinsichtlich % den gleichen geraden Grad aufweisen. Es sei jedoch an die Bemerkung erinnert, daß für das bevorzugte Grundnetzwerk die P- und Q-Funktionen hinsichtlich J

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2 b 18 6 3 7 - 24 -

■ungleichen Grades sind. Fügt man nun zur Anordnung die beiden oben beschriebenen flachen Koppler hinzu, ergibt sich als Funktion der Anordnung

.(38)

Multipliziert man den zweiten mit den dritten Term von (38), erhält man

(α+1)[αΡ_η(£)+0_η(δ)]+1[ά0_η(£)-Ρ_η(δ)].

(39)

Schreibt man die polynome P (S) und Q_n(^) in. ihrer expliziten Form

P_n(S) = P_nS" + P_n.₂Sⁿ'². . . (40)

aus, stellt man fest, daß der Term η-ten Grades des imaginären Teils der Gleichung (40) verschwindet für

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ORIGHNÄL INSPECTED

und die Gleichung reduziert sich auf die gewünschte Form

wobei die !Funktion Q eine andere Ordnung aufweist als die Funktion P .

Die resultierende Koppleranordnung hat nun die reduzier te Form

und umfaßt eine Kaskadenanordnung eines flachen Kopp1ers und eines frequenzempfindlichen Kopplers, der dasselbe Signalteilungsverhalten aufweist, wie es der ursprünglichen Kopplerfuhktion geraden Grades entspricht.

Bevor mit einem numerischen Beispiel fortgefahren wird, wird eine spezielle Kopplerschaltung betrachtet, die das in Fig. 5 dargestellte Netzwerk enthält. Insbesondere wird ein Paar Standard-Sdb-Hybridkoppler vom Übertragertyp als Eingangs- und Ausgangskoppler verwendet. In Fig. werden dieselben Bezugsziffern verwendet, wie sie zur Identifizierung von Elementen des Kopplers 20 in Fig. 2 benutzt

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2518537

worden sind. Der Eingangshybridkoppler 11 weist ein Paar Übertrager 60 -und 61 mit dem Wicklungsverhältnis v/2~:1 auf, die in dargestellter Weise verbunden sind. Der Ausgangskoppler 12 weist in gleicher Weise ein Paar Übertrager 70 und 71 mit einem Wicklungsverhältnis von \/2:1 auf, die gleichermaßen verbunden sind. In jedem Koppler bilden Tore 1-2 und Tore 3-4· die beiden Paare konjugierter Tore.

Ein Paar antimetrischer Netzwerke 13 und 14- verbindet die konjugierten Tore 3 und 4- des Kopplers 11 mit einem Paar konjugierter Tore 4- und 3 des anderen Kopplers. Das erste Netzwerk 13> das Tor 3 des Kopplers 11 mit Tor 4- des Kopplers 12 verbindet, weist in Kaskade auf: einen Übertrager 66 mit einem Wicklungsverhältnis N:1; eine Parallelspule mit einer Induktivität L; einen Serienkondensator 68 mit einer Kapazität L; und einen Übertrager 69 mit einem Wicklungsverhältnis 11:1.

Das zweite Netzwerk 14- stellt eine Umkehrung des Netzwerks 13 dar und weist in Kaskade auf: einen Übertrager 76 mit einem Wicklungsverhältnis von 1:N; einen Serienkondensator mit einer Kapazität L; eine Parallelspule 7ß mit einer Induktivität L; und einen Übertrager 79 mit einem Wicklungsverhältnis 1 :N.

Die resultierende Schaltung umfaßt vier Paar in Kaskadenschaltung verbundene Übertrager. Durch geeignete Neueinstellung der Wicklungsverhältnisse können diese acht Übertrager ersetzt werden durch vier Übertrager, wie es in Fig. 7 dargestellt ist, wobei: Übertrager 60 und 66 ersetzt sind durch einen Übertrager 80 mit einem Wicklungsverhältnis N\/2:1; Übertrager 61 und 76 ersetzt sind durch einen Übertrager 81 mit einem Wicklungsverhältnis 1 :N \/2.\ Übertrager 69 und 71 ersetzt sind durch einen Übertrager 82 mit Wicklungsverhältnis N\/2:15 und Übertrager 79 und 70 ersetzt sind durch einen Übertrager mit Wicklungsverhältnis 1:N\/2.

Es werden nun zu jedem der Netzwerke 13 und 1A- Identitätsabschnitte hinzugefügt, die ein Paar Übertrager mit umgekehrtem Wicklungsverhältnis aufweisen. Beispielsweise wird zu Netzwerk 30 in Kaskadenschaltung ein Übertrager 90 mit einem Wicklungsverhältnis N \/2.'Λ und ein Übertrager 91 mit Wicklungsverhältnis 1 :N \/2 zugefügt. Gleichermaßen wird dem Netzwerk 14- in Kaskadenschaltung ein Übertrager 93 mit Wicklungsverhältnis N V/2:1 und ein Übertrager 94- mit Wicklungsverhältnis 1:N\/2 zugefügt. In jedem Fall beträgt das ■resultierende Wicklungsverhältnis eines jeden Übertragerpaars 1:1, und die Netzwerke bleiben durch deren Hinzufügung unbeeinflußt. Deren Zufügung erlaubt jedoch eine

6098A6/0408

weitere Schaltungsvereinfachung, wenn man betrachtet, daß durch Verringern der Impedanzwerte der Spule 67 und des Kondensators 68 um das Quadrat der Wicklungsverhältnisse der Übertrager 91 und 82 letztere weggelassen werden können. Gleichermaßen können durch Verringern der Impedanzwerte der Spule 78 und des Kondensators 77 um das Quadrat der Wicklungsverhältnisse der Übertrager 81 und 93 die letzteren beiden Übertrager ebenfalls eliminiert werden. Zusätzlich können die Übertrager 80 und 90 durch einen einzigen Übertrager mit modifiziertem Wicklungsverhältnis ersetzt werden, was auch für die Übertrager 94- und 83 gilt. Die in Fig. 9 gezeigte resultierende vereinfachte Kopplerschaltung umfaßt: Zwei Übertrager mit einem Verhältnis von Primär- zu Sekundärwicklung von 2N :1; zwei Parallelspulen 102 und 105 mit einer Induktivität L/2IT ; und zwei Serienkondensatoren

ο
und 104 mit einer Kapazität 2NL. Der Kondensator 104 ist zwischen eine Mittelanzapfung der Primärwicklung 110 des Übertragers 100 und ein Ende der Sekundärwicklung 112 des Übertragers 101 geschaltet. Das andere Ende der Wicklung 112 ist geerdet. Die Spule 105 ist parallel zur Wicklung 112 geschaltet.

Gleichermaßen ist der Kondensator 103 zwischen eine Mittelanzapfung der Primärwicklung 111 des Übertragers 101 und

δ 0 9'8 £ 8 / 0 4 Ö 8

_₂₉_ 2518S37

ein Ende der Sekundärwicklung 113 des Übertragers 100 geschaltet. Das andere Ende der Wicklung 113 ist geerdet. Die Spule 102 ist parallel zur Wicklung 113 geschaltet.

Die Enden a-b und c-d der Primärwicklungen der Übertrager 100 und 101 bilden die beiden Paare konjugierter Tore des resultierenden Hybridkopplers.

Fig. 10 zeigt den flachen Koppler, den man erhält, wenn L unendlich wird. Wie bereits erläutert, kann man durch Ändern der Wicklungsverhältnisse der beiden Umformer einen gleichphasigen Hybridkoppler mit beliebigem Signalteilungsverhältnis erhalten, wie durch Gleichung (34·) gegeben.

Beispiel:

Zur Erläuterung der oben beschriebenen Methode soll eine. Koppleranordnung zusammengesetzt werden mit einem Aufteilungsverhältni s

- 1 + Ρ⁴·

Durch Einsetzen von ο für 1/p und Umformen erhält man

60984 67 0408

2b18637 - 50 -

P S² + 1

woraus man die skalare Darstellung

P + iQ = (S² + 1) + iS² (4-7)

erhält.

Unter dem Hinweis, daß dies ein Fall ist, in welchem P und Q gleichen Grades hinsichtlich ξ sind, wird der skalare Ausdruck mit dem realen Faktor (oL + i) (/λ - i) multipliziert, wobei in diesem FaIIoC= 1 ist, da der Koeffi- zient von X sowohl im Real- als auch im Imaginärteil des skalaren Ausdrucks gleich 1 ist.

Als resultierender Ausdruck ergibt sich nun

(1 + i) (2$² + 1 - i). (48)

Durch Zerlegung dieses Ausdrucks in Faktoren (d.h. Auflösung der wurzeln nach ¹S) und Entfernen des gemeinsamen Vielfachen erhält man

(0.3218+i0.7769)I g + (O.3218+iO.7769^ (4-9) 6098 U/0408

_ 31 - 2 b i β 6 3

Der erste Faktor (1 + i) repräsentiert einen flachen Koppler, für welchen

2N² = 4.828

Der zweite Faktor, für Vielehen

% = 0,3218 + i 0.7769 ist, entspricht einem Koppler mit

N = 1.223 L = 0.5095 2N² = 2.9932 2N²L = 1.5249 L/2N² = 0.1702.

Der dritte Faktor, für welchen

3 - -0.3218 - iO.7769 ist, entspricht einem Koppler mit

6098*6/0408

Ή =

2Ν

L 2

0.8174 0.7625 1.3364·

1.0189 L/2N² = 0.5706.

Vie man sieht, ist für eine der Wurzeln von S sowohl der Real- als auch der Imaginärteil negativ. Ein negativer Realteil deutet einfach auf ein N<1 hin, was zu einem negativen Reflexionskoeffizienten, d.h. -k, führt.

Ein negativer Imaginärteil bezieht sich auf die Art, in welcher die Kopplerschaltung formuliert worden war. Es sei daran erinnert, daß die Kopplermatrix gegeben war durch

-Q

Wenn eine Wurzel einen negativen Imaginärteil aufweist, ist sie äquivalent zu einer Kopplermatrix der Form

-Q

■D

609ÖU/

wobei die Terme Q und -Q vertauscht sind. Um das Äquivalent letzterer mit einem Netzwerk zu erhalten, dem die erste Matrixdarstellung entspricht, braucht man nur eine kreuzweise Umsetzung der Tore vorzunehmen. Diese Äquivalenz ist in Pig. 11 erläutert.

Nachdem nun jeder der drei Einzelkoppler in der Anordnung vollständig definiert ist, ist der resultierende Aufbau zur Erzeugung eines äquivalenten gleichphasigen Kopplers mit dem angenommenen Signalteilungsverhältnis in Fig. 12 dargestellt. Der Einzelkoppler 1 in der Anordnung ist ein flacher 3^b-Koppler mit zwei Paaren konjugierter Tore 1-2 und 3-4-· Ein Paar konjugierter Tore 3 und 4· ist mit einem Paar konjugierter Tore 1 bzw. 2 eines Einzelkopplers 2 in der Anordnung in direkter Kaskadenschaltung verbunden. Das zweite Paar konjugierter Tore 3 und 4· des Kopplers 2 ist wiederum mit einem Paar konjugierter Tore 2 bzw. 1 eines Einzelkopplers 3 in kreuzweise umgesetzter Kaskadenschaltung verbunden.

Tor 1 des Kopplers 1 und Tor 3 Öles Kopplers 3 bilden ein Paar konjugierter Tore a-b des resultierenden äquivalenten Hybridkopplers. Tor 4- des Kopplers 3 und Tor 2 des Kopplers 1 bilden das zweite Paar konjugierter Tore c-d des äquivalenten Kopplers.

ΐΌ ι bb j- - 34 -

In jedem der Koppler 2 und 3 liegt die Spule parallel zu einem Übertrager. Außerdem weist der äquivalente Koppler ein angenommenes Verhältnis P zu Q auf, das durch. 1 + ρ gegeben ist. Somit soll dieser Koppler also bei tiefen Irequenzen arbeiten. Insbesondere bei ρ = 0 ist er ein 3db-Koppler. D.h., die Übertrager müssen so ausgelegt werden, daß sie bei sehr tiefen Frequenzen eine große Kernreaktanz haben.Dies ist ersichtlich schwer zu erreichen. Die vorliegende Erfindung vermeidet dieses Problem vollständig dadurch, daß die Parallelspule mit dem Übertrager verschmolzen wird. Wie in Pig. 13 gezeigt, sind speziell die Übertrager 14-0 und 14-1 so ausgelegt, daß sie eine Kernreaktanz aufweisen, die gleich derjenigen der Parallelspule ist. Dies macht das Problem der Üb ertrager aus legung viel leichter, und die Parallelspule als diskretes Element ist eliminiert. Somit kann die Koppler schaltung weiter vereinfacht werden, wie es in Fig. 13 dargestellt ist. (Ein flacher Koppler, der lediglich aus Übertragern besteht, kann also derart ausgelegt werden, daß existierende parasitäre Größen kompensiert werden. Diese Methoden können jedoch nicht so einfach im Fall eines frequenzempfindlichen Kopplers angewendet werden, der andere Komponenten als Übertrager einschließt.)

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ORlQN INSPECTBD

Wie "bereits erwähnt, liegt ein Vorteil der Verwendung eines gleichphasigen Kopplers als frequenzformendes Element in einem Verstärker, der übertragungsleitungsverluste kompensieren soll, darin, daß die Notwendigkeit für einen getrennten Entzerrerverstärker (pedestal amplifier) mit irgendeiner endlichen Verstärkung bei niedrigen Frequenzen ausgeschaltet wird. Warum ein 90°-Koppler bei der Frequenz Null eine Verstärkung Null erzeugt, sieht man leicht, wenn man die k/t-Funktion für einen 90°-Koppler untersucht, welche die Form

k ^aiP¹ + ^a2p³ — ^an

t "

₀ ο _O2m (50)

° ^P

hat, wobei η und m ganze Zahlen sind.

Damit k/t-imaginär ist, wie es in einem 90 -Koppler erforderlich ist, muß der Zähler der Gleichung (50) ein ungerades Polynom hinsichtlich ρ und der Nenner ein gerades Polynom hinsichtlich ρ sein, oder umgekehrt. Folglich ist das Verhältnis bei ρ = 0 entweder Null oder Unendlich.

Im Gegensatz dazu ist die k/t-Funktion für einen gleichphasigen Koppler das Verhältnis zweier Polynome gerader Ordnung,

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ORIGINAL INSPECTiD

_ a_oP + a.p a p

" ο S Hi

V ⁺ V — V

wobei η und m ganze Zahlen sind. In diesem Fall ist k/t bei p=0 gleich a_Q/b und kann jeden gewünschten Wert bekommen. Somit kann ein Verstärker, für welchen ein gleichphasiger Koppler verwendet wird, so ausgelegt werden, daß er bei den niedrigeren Frequenzen irgendeine endliche Verstärkung aufweist, wodurch das Erfordernis für einen getrennten Entzerrerverstärker eliminiert ist.

Wie obige Diskussion zeigt, hängt die resultierende Form, welche die Einzelkoppler schließlich annehmen, von der Konfiguration des gewählten antimetrischen Basis-Netzwerks ab. Wenn beispielsweise an Stelle des Netzwerks der Fig. das einen Serienkondensator und eine Parallelspule aufweist, das Netzwerk der Fig. 3 verwendet wird, das eine Serienspule und einen Parallelkondensator umfaßt, ergäbe sich als eine mögliche Form des resultierenden Einzelkopplers die in Fig. 14 dargestellte. Eine solche Schaltungskonfiguration kann vorteilhaft verwendet werden, um ein Kopplernetzwerk für hohe Frequenzen zusammenzusetzen» Da Materialien mit

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') κ i ■ .^ ί '7 - 37 -

geringen Verlusten und hoher Permeabilität für höhere Frequenzen nicht ohne weiteres verfügbar sind, haben die "übertrager 130 und 131 in Fig. 14 eine große Windungszahl. Dies bringt seinerseits eine beträchtliche Streukapazität über den Übertragerwicklungen 142, 143, 144 und 145 mit sich, was die Wirkungsweise am oberen Ende des interessierenden Frequenzbandes ungünstig beeinflußt. Da die Netzwerkkondensatoren 1J2 und 133 ü'edoch parallel zu den Übertragern liegen, kann die Streukapazität als Teil der Netzwerkkapazität einbegriffen werden. Gleichsam befinden sich die Netzwerkspulen 134- und 135 in Reihenschaltung mit der Übertragerstreuinduktivität, und diese kann als Teil der Netzwerkinduktivität einbegriffen werden. In der Tat können die Übertrager speziell so ausgelegt werden, daß sie eine Parallelkapazität gleich L/2N und eine Streuinduktivität gleich

L/2N aufweisen. Dadurch wird jegliches Erfordernis für diskrete Netzwerk-Kondensatoren und -spulen eliminiert. Allgemeiner ausgedrückt heißt dies jedoch: die parasitären Übertragerkomponenten werden als Teil der Netzwerkkomponenten ausgenutzt und die Werte der Netzwerkkomponenten werden entsprechend reduziert.

Es ist gezeigt worden, daß jegliches vorgeschriebene

Signalteilungsverhältnis k/t eines gleichphasigen Hybridkopplers, das sich in einem gegebenen, interessierenden Frequenzband als Funktion der Frequenz ändert, mit Hilfe einer Kaskadenanordnung von gleichphasigen Hybridkopp lern zusammengesetzt werden kann. Die einfachste Kaskadenanordnung umfaßt zwei Koppler, von denen einer ein Signalteilungsverhältnis aufweist, das in dem interessierenden Band konstant ist, und von denen der andere in dem interessierenden Band ein frequenzempfindliches oder frequenzabhängiges Signalteilungsverhältnis aufweist, das sich vom vorgeschriebenen Verhalten unterscheidet.

Eine kompliziertere Anordnung umfaßt zwei oder mehr frequenzempfindliche Koppler und kann ebenfalls einen frequenzunempfindlichen Koppler einschließen.

Die einzelnen Koppler in der Anordnung sind in einer von einem ersten Koppler zu einem letzten Koppler führenden geordneten Reihenfolge angeordnet, indem die Tore eines Paares konjugierter Tore eines jeden Kopplers mit den entsprechenden Toren eines Paares konjugierter Tore des nächstfolgenden Kopplers in der Anordnung verbunden sind.

Durch geeignete Auswahl des antimetrischen ITetzwerkes können

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den Schaltungskomponenten zugeordnete parasitäre Größen innerhalb des Netzwerkes absorbiert werden, womit sich der Arbeitsfrequenzbereich erweitert. Zwei spezielle antimetrische Netzwerke sind dargestellt.

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ORIGINAL INSPECTED

Claims (14)

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ZWIRNER . HIRSCH , r , o ,: j '7 PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN Postadresse München: Patentconsult 8 München 60 Radeckestraße 43 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Patentansprüche

1. Gleichphasige Hybridkoppl er schaltung mit einem vorgeschriebenen Gesamt-Signalteilungsverhältnis, das sich in einem gegebenen, interessierenden Frequenzband nach einer frequenzabhängigen Funktion ändert, mit einer Kaskadenanordnung gleichphasiger Hybridkoppler, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der Koppler (2) ein Signalteilungsverhaltnis aufweist, das sich in dem interessierenden Frequenzband nach einer frequenzabhängigen Funktion ändert und beim vorgeschriebenen Signalteilungsverhältnis verschieden ist (Fig. 12).

2. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß jeder Koppler (z.B. 2, 3; Fig. 12) ein Signalteilungsverhaltnis aufweist, das sich in dem interessierenden Frequenzband nach einer frequenzabhängigen Funktion ändert und vom vorgeschriebenen Signalteilungsverhaltnis verschieden ist.

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ORDINAL INSPECTED

7 s i i< ^) Ί 7

3. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Anordnung einen Koppler (1) umfaßt, dessen Sxgnalteilungsverhältnis in dem interessierenden Frequenzband konstant ist.

4-, Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß jeder der Koppler (Fig. 6) ein sich nach einer frequenzabhängigen Funktion änderndes Signalteilungsverhältnis aufweist und einen ersten und einen dazu identischen zweiten Hybridkoppler Oll» 12) umfaßt, deren Signalteilungsverhältnisse in dem interessierenden Frequenzbereich im wesentlichen konstant sind und die je zwei Paare konjugierter Tore (1-2, 5-4) aufweisen,

sowie ein erstes und ein dazu identisches zweites antimetrisches Zweitor-Netzwerk (13» 14·)» wobei das erste antimetrische Netzwerk zwischen ein Tor (3) eines Paares konjugierter Tore (3-4-) des ersten Kopplers (11) und ein Tor (4-) eines Paares konjugierter Tore (3-4-) des zweiten Kopplers (12) geschaltet ist, wobei außerdem das zweite antimetrische Netzwerk (14-) zwischen das andere Tor (4-) des einen Paares konjugierter Tore (3-4·) des ersten Kopplers (11) und das andere Tor (3) des einen Paares konjugierter Tore (3-4-) des zweiten Kopplers (12) geschaltet ist, und wobei

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ORlQfNAL INSPECT«)

ferner die antimetrischen Netzwerke (13, 14) derart zwischen erste und zweite Koppler geschaltet sind, daß jedes relativ zum anderen umgekehrt angeschlossen ist.

5. Hybridkoppler schaltung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet , daß die antimetrischen Netzwerke (Fig. 3) eine Serienspule (L) und einen Parallelkondensator (C) umfassen.

6. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet , daß die antimetrischen Netzwerke (13» 14-, Fig. 6) einen Serienkondensator (68, 77) und eine Parallelspule (67, 78) umfassen.

7. Hybridkopplerschaltung nach einem der Ansprüche 1 "bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Koppler (Fig. 9) einen ersten und einen zweiten, je zwei Wicklungen aufweisenden Übertrager (100, 101) mit je einer Primär- und einer Sekundärwicklung (110, 111 bzw. 112, 113) aufweist, daß

ein Ende der Sekundärwicklung (112, 113) eines jeden Übertragers (101, 100) über einen Serienkondensator (103, 104) mit einer Mittelanzapfung der Primärwicklung

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AL i^SPEGTSD

(110, 111) des anderen Übertragers gekoppelt ist; das andere Ende einer jeden Sekundärwicklung an eine gemeinsame Verbindung angeschlossen ist; eine erste Spule (102) parallel zur Sekundärwicklung (113) des ersten Übertragers (100) und eine zweite Spule (105) parallel zur Sekundärwicklung des zweiten Übertragers (109) geschaltet ist; und daß die vier Enden (a-b, c-d) der beiden Primärwicklungen (110, 111) und die gemeinsame Verbindung die vier Tore des Kopplers bilden.

8. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 7j dadurch gekennzeichnet , daß es sich bei der ersten und der zweiten Spule (102, IO5) um diskrete Bauelemente handelt (Fig. 9).

9. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet , daß es sich bei der ersten und der zweiten Spule um die äquivalenten Kerninduktivitäten der Übertrager (140, 141) handelt (Fig. 13)·

10. Hybridkopplerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Koppler (Fig. 14) einen ersten und einen zweiten, je zwei Wicklungen aufweisenden Übertrager (130, 131)

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ORlQiNAL INSPECTED

2 b Ί 8 6 3 7

mit je einer Primär- und einer Sekundärwicklung 144 bzw. 143, 145) aufweist, daß ein Ende der Sekundärwicklung (143 145) eines jeden Übertragers (130, 131) über eine Serienspule (134, 135) mit einer Mittelanzapfung der Primärwicklung (142, 144) des anderen Übertragers (130, 131) gekoppelt ist,

das andere Ende einer jeden Sekundärwicklung an eine gemeinsame Verbindung angeschlossen ist, und ein erster Kondensator (132) parallel zu einer Wicklung (z.B. 142) des ersten Übertragers (142) und ein zweiter Kondensator (133) parallel zu einer Wicklung (z.B. 144)des zweiten Übertragers (131) geschaltet ist,

und daß die vier Enden (1-2, 3-4) der beiden Primärwicklungen (142, 144) und die gemeinsame Verbindung die vier Tore des Kopplers bilden.

11. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Spulen (134, 135) und die Kapazitäten (132, 133) diskrete Bauelemente sind.

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12. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 10, dadurch

gekennzeichnet , daß die Übertragerwicklungsstreukapazität des jeweiligen Übertragers (13O₅ 131) wenigstens einen Teil der Kapazität des ersten und des zweiten Kondensators (132, 133) bilden.

13. Hybridkopplerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Streuinduktivität des jeweiligen Übertragers (130, 131) wenigstens einen Teil der Induktivität der ersten und der zweiten Spule (d.h. 134-, 135) bildet.

14. Hybridkopplerschaltung (Fig. 12) nach einem der Ansprüche 1 bis 13» niit einer Anordnung von η einzelnen Hybridkopplern (z.B. 1, 2, 3)» wobei η größer als 2 ist, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Koppler in der Anordnung in einer von einem ersten Koppler (1) zu einem letzten Koppler (3) führenden geordneten Reihenfolge angeordnet sind dadurch, daß die Tore (3, 4-) eines Paares konjugierter Tore (1-2, 3-4) eines jeden Kopplers (z.B. 1) mit den jeweiligen Toren (1, 2) eines Paares konjugierter Tore (1-2, 3-^) Q-ös nächstfolgenden Kopplers (z.B. 2) in der Anordnung verbunden sind,und daß das Signalteilungsverhältnis eines jeden Kopplers in den interessierenden

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Frequenzband vom vorgeschriebenen Signalteilungsverhältnis verschieden ist.

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