DE2512870A1 - Resonanzkreis mit einem element mit veraenderbarer kapazitaet - Google Patents
Resonanzkreis mit einem element mit veraenderbarer kapazitaetInfo
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Description
Ito 3173
SONY CORPORATION Tokyo / Japan
Resonanzkreis mit einem Element mit veränderbarer Kapazität
Die Erfindung betrifft allgemein einen Resonanzkreis mit einem Varicap-Halbleiterelement, und insbesondere einen
Resonanzkreis mit einer Varicapdiode.
Für einen sogenannten elektronischen Kanalwähler wurde
die Verwendung eines Varicap-Halbleiterelements bereits vorgeschlagen. Jedoch kann die Nichtlinearität des Varicapelements
eine Abstimmfrequenzabweichung, die ein Grund
für einen Nachlauffehler sein kann, infolge des Betriebs des Überlagerungsoszillators in einem Kanalwähler eines
Fernsehempfängers mit großer Amplitude/verursachen. Auch
können eine gegenseitige Modulation, eine Kreuzmodulation usw. in einem FM-Kanalwähler auftreten und aus diesen
Gründen ist die Verwendung von elektrischen Kanalwählern derzeit noch nicht stark verbreitet.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Resonanzkreis zu schaffen, der von den Nachteilen des Standes der
Technik frei ist und der ein Kapazitätselement wie ein
B09841/0663
Vari c ape leinen t aufweist, bei dem das Problem der Nichtlinearitat
der bekannten Varicapelemente gelöst ist.
Gelöst wird diese Aufgabe durch eine induktive Einrichtung und eine kapazitive Einrichtung, die ein Element mit einem
Halbleiterübergang hat, das die Gleichung
r. d2C 4 dC >
2
dv2 - 3 ( dV
>
erfüllt, wobei C die Kapazität des Elements ist, wenn eine
Spannung V angelegt wird und der übergang des Elements in Sperrichtung vorgespannt istr wobei C eine Konstante ist,
die induktive und die kapazitive Einrichtung in Reihe geschaltet sind und Einrichtungen vorgesehen sind, um ein
Signal an das Element anzulegen»
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis 15 beispielsweise erläutert. Es zeigt:
Figur 1 ein Schaltbild zur Erläuterung der Theorie der Erfindung,
Figur 2 ein Schaltbild zur Erläuterung der Kreuzmodulation,
Figur 3 ein Diagramm, aus dem die C-V-Kennlinien hervorgehen
,
Figur 4 einen vergrößerten Querschnitt eines Beispiels eines Varicapelements,
Figur 5 ein Diagramm, aus dem Störstellenprofile hervorgehen ,
Figur 6A bis 6E Diagramme, aus denen Schritte zur Herstellung von Varicapelementen hervorgehen, die
bei der Erfindung verwendet werden können,
5098A1/0663
Figur 7 ein Diagramm, aus dem der Klirrabstand von Vari cape leinen ten hervorgeht,
Figur 8A bis 8E und Figur 9A bis 9E Diagramme, aus denen die Schritte zur Herstellung
anderer Arten von Varicapelementen hervorgehen, die bei der Erfindung verwendet werden können,
Figur 10 bis 13 Schaltbilder von kapazitiven Schaltungsanordnungen,
die in dem Resonanzkreis der Erfindung verwendet werden,
Figur 14 ein Schaltbild eines Beispiels eines Serienresonanzkreises
der Erfinduna, und
Figur 15 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung der
Erfindung.
Figur 1 zeigt eine Grundschaltung der Erfinduna, die aus einem Serienresonanzkreis besteht, der eine Induktivität
L, einen Widerstand R und eine Kapazität C enthält. Die Kapazität C hängt von der angelegten Spannung ab bzw. ist
eine nichtlineare Kapazität. Die Spannung über der Kapazität C ist V und ihr Änderungswert bzw. ihre Signalkomponente
6V ist ausreichend klein in Vergleich zu einer an die Kapazität C angelegten Spannung V . Die nichtlineare
Kapazität kann in Form einer Taylor-Reihe wie folgt ausgedrückt werden:
C (V0 + SV) = C (V0) + dC SV + 1 Λ (5V)2 + ... (D
υ dV * ,jy^
Wenn die ersten und zweiten Glieder der obigen Taylor-Reihe
(1) als Näherungswert angenommen werden, wird der folgende Ausdruck erhalten:
0 9841/0663
C (V + SV) £- (1 + -^r SV +
wobei
Bei der Erfindung wird angenommen, daß der Einfluß der Nichtlinearität klein ist, und es wird weiterhin angenommen,
daß die folgenden Bedingungen gelten:
ξ- Sv^i, ^-
<6v)
(4)
Wenn der in Fig. 1 gezeigte Kreis mit einem Signal E sin (u't + Φ) erregt wird, und wenn der Strom, der durch den
Kreis fließt, I ist, erhält man die folgende Differentialgleichung (5) :
L H + RI + f—dt = E sin {ωχ. + φ) ... (5)
dt ) C
Da die Kapazität C von der Spannung abhängt, ist die Gleichung (5) eine nichtlineare Differentialgleichuna.
Eine Gleichung (29), die eine Näherungslösung ergibt, wird
später beschrieben. Wenn die Gleichung (29) auf die Kapazität C angewandt wird, um die Gleichung (5) linear zu
machen, und wenn die lineare Gleichung, die so erhalten wird, mit der linearen Gleichung verglichen wird, die erhalten
wird, wenn die Kapazität C in der ursprünglichen Gleichung (5) als konstant angesehen wird, dann wird eine
Verzerrungskomponente berücksichtigt, und die durch die nichtlineare Gleichung (5) ausgedrückte Erscheinung ist
5 0 9 8 4 1/0663
näherungsweise linear. Somit wird das Varicapelement, das
die gesamte Kapazität sein oder das einen Teil der Kapazität C bilden kann, mit besonderen Parametern entworfen,
um die oben erwähnte unerwünschte Erscheinung im wesentlichen
zu beseitigen, die in dem nichtlinearen Kreis auftritt und die Kapazität umfaßt, die in dem Serienresonanzkreis
von der Spannung abhängt.
Es wird zunächst die nichtlineare Differentialgleichung
(5) betrachtet.
Der Strom I, der durch den in Fig. 1 gezeigten Kreis fließt,
wenn ein Signal E sin (u?t + φ) angelegt wird, kann wie
folgt ausgedrückt werden:
T _ r dV ... (6)
1 " C dt
Die Spannung V über der Kapazität C kann wie folnt ausgedrückt
werden:
Es wird angenopimen, daß bei dieser Schwingunqsbedinrruna
die Spannung V durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:
V = E1 sin u/t + V1 cos ^t + c>2 sin 2u)t + ν cos 2uJt +
Dies bedeutet, daß alle Kombinationen der Grundwellenkomponente die gleichen sind wie das Eingangssignal und Wellenkomponenten
unter Berücksichtigung von Frequenzen mal Cj . in den Kombinationen sind Wellen, die effektive
Schwingungswellen sind, vorhanden, und höhere Harmonische
zweiter Ordnung sind in der Gleichung (8) berücksichtigt.
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Wenn der Kürze halber sin u>t, cos LJt, sin 2c0t und
cos 2 CJt im folgenden als s(l), c(l), s(2) und c(2) ausgedrückt werden, erhält man die folgende Gleichung (9):
V=E s(l) + e9s(2) + ν c(2) ... (9)
X jL
£*
Da in diesem Falle das Erregungssignal (LJ t + Φ) einen
Phasenfaktor hat, ist bei dem Kreis der Fig. 1 das Glied c(l) nicht notwendig.
Die Gleichungen (6) und (7) werden dadurch erhalten, daß eine Spannung V angelegt wird, die durch die später beschriebene
Gleichung (12) ausdrückt wird.
Durch Differentiation von V nach t erhält man:
^ = Oi(E1 C(I) + 2 e2 c(2) = 2 V2 s(2)) ... (10)
Wenn die Gleichung (10) in die Gleichung (2) als Faktor 6V eingesetzt wird, erhält man die folgende Gleichuna (11):
£ E - £ E V2) S(D + ( 4- V2 - ^E1 2) c(2)
+ ( £. E1 - _£. E1 2) (D 4
2x ι 2 25Γ 1 i
{v + o9| s(4) -Lf2_ c(4)) ... (ii,
2<x- L 2 2 3 2
Der Strom I kann durch Einsetzen der Gleichungen (10) und (11) in die Gleichung (6) erhalten werden. Wenn hierbei die
Nichtlinearität klein ist, können die folgenden Bedingungen experimentell erwartet werden:
e2 ^ l' V2 ^~ 1
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Die dem Glied 3 cJ folgenden Glieder werden daher ausreichend
klein, so daß sie vernachlässigt werden können. Der Strom I wird dann:
- v,e,))v s(2)j ... (13)
Wenn auf der Grxondlage der Gleichung (12) die Glieder der
2 2
Gleichung (13) , die die Faktoren e2 und ν enthalten, aufgrund
der Annahme vernachlässigt werden, daß sie im Vergleich
2
zu E klein sind, wird die folgende Gleichung (14) erhalten:
zu E klein sind, wird die folgende Gleichung (14) erhalten:
Ye
1 + d
5Te1
f\ T
Man erhält nun das erste Glied -?r in der Differentialalei
ch ung (5) :
cv ρ 2 5Te
/e2 J_IO__) E C(I) + 2 (2 +---J-) e s(2)
2(2 ^E1
2( " "2*-V0
Wenn nun die Gleichung (9) in die Gleichung (7) eingesetzt wird und die sich ergebende Gleichung und die Gleichungen
(14) und (15) in die Gleichung (5) eingesetzt werden, werden die Faktoren bezüglich der jeweiligen Frequenzen festgelegt.
Außerdem wird die folgende Gleichung (16) angenommen:
r .509841/0663
2 _ 1
Lc! ... (16)
o LC
Dann wird Cu als in der Nähe der oder auf der Resonanzfrequenz
O angenommen.
Außerdem werden die folgenden Ausdrücke (17) bis (20) in Betracht gezogen.
K Ξ
Q
ω <
~f - D 2Q = Δ
... (18)
Aus dem Ausdruck (18) erhält man den folgenden Ausdruck (21):
( vü ) = l + Λ
"' ^21^
1
ωο
Q
Daher können die Gleichungen (19) und (21) wie folgt ausgedrückt werden:
f l Λ 7 9
eo i 3 + i + -±L>
+ _i_v = 0 i22)
2 L 2c*L Q J Q 2 **· ( '
Aus den Gleichungen (22) und (23) können e2 und v-, wenn die
ersten kleinen Glieder vernachlässigt werden, erhalten werden;
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2 3oL ... (25)
In diesem Falle können e2 = —— ν und damit e2 vom praktischen
Standpunkt aus vernachlässigt werden. Daher ist e2 = O.
Es werden nun die Faktoren von betrachtet. Wenn hierbei die Werte, die durch die Gleichungen (2 4) und (25) erhalten
werden, in die Gleichung (5) eingesetzt werden, und wenn ihre zweiten und höheren Glieder vernachlässigt werden, erhält
man die folgende Gleichung (26):
2 ^v
YE
= E sin («;t + 0) #_ (26)
Diese Gleichung (26) stellt die Wirkung der Grundwellenkomponente dar.
Wenn die Differentialgleichung (5) mit der Annahme, daß die
Kapazität nicht von der Amplitude abhängt, in gleicher Weise berechnet wird, erhält man die folgende Gleichung (27):
1 _ (J^)2Ze1 S(I) + i E1 cd) = E sin (ujt + 0) ... (27)
Wie durch das Einsetzen von V2 = — in die Gleichung (26)
und durch Vergleich der Ergebnisse mit der Gleichung (27) ersichtlich ist, kann die nichtlineare Differentialgleichung
(5) in dem Falle als lineare Gleichung angenommen werden, wenn eine Kapazitätsänderung J\c, wie sie wie folgt ausgedrückt
wird, für eine lineare Kapazität vorhanden ist:
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-ιυ-
-9) E 2 ... (28)
C " v 4*
Wenn daher für die Kapazität C die folgende Kapazität C verwendet wird, kann eine lineare Differentialgleichung, die
für die nichtlineare Differentialgleichung gilt, näherunqsweise erhalten werden:
C - C (1 + £1 H 2J ... (29)
Dies bedeutet, daß sich aus den Gleichungen (28) oder (29) ergibt, wenn E klein ist, daß die Nichtlinearität nahezu
keinen Einfluß hat. Wenn jedoch die folgende Gleichung (31) oder (32) aufgestellt wird, kann der Einfluß der Nichtlinearität
auf den in Fig. 1 gezeigten Serienresonanzkreis vernachlässigt werden:
P* = V _ 2/^=0 *·· (32)
Λ 3tfC2
f dC2 = 4 (dC)2
^~ 3 dV ... (32)
(wobei C = C).
Die obige Beschreibung erfolgte unter der besonderen Berück sichtigung des Nachlauffehlers, es werden jedoch nun die
Probleme der Kreuzmodulation betrachtet.
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Die Kreuzmodulation ist auf die nichtlineare Kapazität in einem Serienresonanzkreis zurückzuführen, der aus einer Induktivität
L, einem Widerstand R und einer Kapazität C besteht und auf den ein gewünschtes Signal (Jd und ein Störsignal
(Ju gegeben werden. Hierbei wird eine Überlegung wie für den Nachlauffehler angestellt. Hinsichtlich der
Freguenzkomponenten der an die Kapazität C angelegten
Spannung ist es ausreichend, wenn die Glieder 2Qd, 2tfu, CJd + Ou und (Od - (Ju zusätzlich zu (Jd und Qu in Betracht gezogen
werden. Außerdem werden im folgenden sin OD dt mit s(l), cos Q dt mit c(l) , cos 2QdX. mit c(2) , sin G?ut mit
s(I) , cos iOnt mit c(I) , cos 2 Ont mit C(II)7 cos (Ud -Üu)t
mit c(l-I) und cos (Qd + Ou)t mit c(l+I) bezeichnet.
Außerdem wird die angelegte Spannung V wie folgt definiert: V·= E1 sin u^dt+v2 cos 2uJdt + W sin u>
ut + ω cos 2cuut
+ e cos ((Jd - o.'u)t + eo cos (vü d + uJ u)t
ο ^
= E1 s(l) + vo c(2) + W1 s(I) = w C(II) + e c(l - I)
— 1 ^ 1 2 ο
eo c(l I)
2 ... (IGO)
1 c(l) - 2v2 s(2)j + ω u ^Εχ c(D - 2u>2
- (lud - ων) e s(l - I) -(iod + uJu) e2 s(l + I) ... (101)
C k^ii +4-\έ>λ S(I) + W1 S(I) + V2 c(2) + W C(II)
+ eo c(l -D+e2 C(I + I)J + £ {*x + W J
+ 2E1W ^c(I - I) - c(l + I)/ + 2E1V2 £-s(l) + s(2>)J
+ 2W w ^-S(I) + S(IlY)J + E1 2 c(2) + W^ccdD
+ 2Ew [s(l + II) -S(II - 1^+ 2E^ ^ s(2 - I) + s(I) + s(T)j
+ 2W1V2 {_s(2 + I) -s(2 - DJ + 2W^0 £s(l) + s(II - I)]
+ 2Ee is(2 + I) -s(I)j + 2We ^s(I + II) -s(l^ ... (1O2)
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2 2 2 2
wobei die Faktoren v„ , w2 , e2 und e und ihre gegenseitigen
Produkte vernachlässigt werden.
dt
τετ c(1)
+ \-2v + __L C si2) + teuc.C (W (1 + L + L)
SEcn S E e "·" 2
··· (103)
Durch Einsetzen der Gleichung (103) in die Gleichung (2) für den Faktor §V werden Gleichungen für die jeweiligen Freouenzkomponenten
erhalten. Hierbei wird angenommen, daß COd und Üu ausreichend nahe CJ sind und Ad und Au werden wie folgt
angenommen:
Ad (^- - 1) 2Q ... (104)
4u (Idf" - 1) 2Q
ωο ... (105)
Ad "Q"
Δ u
-Q- ^- 1V ... (106)
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e~ wird aus der Komponente (cJ d + Un) erhalten, wobei O ^>
1
angenommen und das erste kleine Glied vernachlässiat wird.
angenommen und das erste kleine Glied vernachlässiat wird.
V, ... (1O7,
J(JL
e wird aus der Komponente ( '..: ä -Ou) erhalten
3ϊ·:, w
] ± crL 0 ··' (108)
Aus der Komponente 2 (Jd wird v2 wie folgt erhalten:
ν =
ι ··· (109)
Aus der Komponente 2Qn wird w„ wie folrrt erhalten:
Av1 2
wo ... (no)
Es ist ersichtlich, daß die Gleichungen (1O9) und (110) im
wesentlichen die gleiche Form wie'.die Gleichung (25) haben.
wesentlichen die gleiche Form wie'.die Gleichung (25) haben.
Aus den Komponenten Üd und On werdeiV/die folgenden Gleichungen
abgeleitet:
fl E1 2H-KJL -
(^) i+L(r_lfl) E1HKJL
vl
C(I) = Ed sin (ujt + 0) ^ (iii)
+ "l c(I) = Eu sin (u>t + fl # _ (112)
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Aus den Gleichungen (111) und (112) und der Gleichung (29) erhält man die folgenden Gleichungen (113) und (114).
1 L ι +Ad ^ v
1 ^ 16 2Q 2 JJ 2
Die Komponenten i. mit d in dem Strom I wird wie folgt ausgedrückt:
cos ujdt ··· (115)
Aus der Gleichung (114) ergibt sich, daß ein kleiner Änderungsfaktor
^u in Eu vorhanden ist, ein Änderungsfaktor
•w von von W wird erhalten wenn Eu (1 + tu) ist, ein
Änderungsfaktor εν von E. wird aus der Gleichung (113) erhalten
und ein Änderungsfaktor ε, von I, wird aus der Gleichung
(115) erhalten. Die Kreuzmodulation K ist durch das Verhältnis von ε, und ε gegeben. Hierbei können c , ε
-<^ 1 und £j, £v<^£wf £u angenommen werden. Aus der
Gleichung (114) wird die folgende Gleichung (116) abgeleitet.
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Q2P+W1 2 ( P* W 2
- 1 J
L_ + P*E
Λ
Q
^2
Q E
2 2
W1 (1 +4
(lie)
Aus der Gleichung (116) wird ε wie folgt ausgedrückt:
u... U17)
W ^P*\V λ
<
.
P*W
ι + _j L_ j Ah + ι + p*e
2R2 (Q 4
Aus der Gleichung (113) wird die folgende Gleichunq (118) abgeleitet:
Q 4 4J £ ... (118)
(1 +4d2)
ε wird daher wie folgt erhalten
Aus der Gleichung (115) wird ε^ wie folgt ausgedrückt:
2 ^
^d " ^v "* L "1 "0W ... (120)
Aus den Gleichungen (117), (119) und (120) wird K wie folgt
ausgedrückt:
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Wenn außerdem das Verhältnis K in dem Falle berücksichtigt wird, in dem p*£ 2 ? p*\y 2 Z^ ^-. -^ lstf erhält
man näherungsweise die folgenden Gleichungen (122) und (123):
er ··· (122>
Eu 2 1 +au2 ... (123)
" " r ο2 2
Außerdem wird angenommen, daß —-^ 2 P*W
1 +Au 1
was bedeutet, daß die Amplitude der Störwelle relativ klein ist. Im allgemeinen ist,'wenn die Kreuzmodulation berücksichtigt
wird, die Amplitude im Vergleich zu dem Fall klein, in dem der Nachlauffehler berücksichtigt wird. Daher gilt die
obige Annahme.
Folglich erhält man die folgende Gleichung (12 4):
Q2E2 P*
1 +Au
2AdQ3E1 2P*
u ..v (124)
u ..v (124)
(1+AU2) (l+Δ
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Wenn Nu = (QE )2P*, wird K wie folgt ausgedrückt:
... (125)
Um das Kreuzmodulationsverhältnis K zu verringern, wird P* auf Null verringert.
Gemäß der Erfindung wird auf der Grundlage der obigen Überlegungen
P* = O erhalten bzw. die Beziehung zwischen C und v, die Lösungen der Differentialgleichung (32), nämlich
dV = 4 ,de v2
dV2 * o
darstellen, und dann wird ein Varicaphalbleiterelement,
das die C - V-Kennlinie hat, die die obige Beziehung erfüllt, gebildet.
Dies bedeutet, daß ein Varicaphalbleiterelement konstruiert
wird, das die Verunreinigungskonzentration hat, die die C - V-Kennlinie zeigt.
Zunächst wird C wie folgt angenommen:
C = CD (Vo + VD)n ... (200)
wobei CD und V_ Integralkonstanten darstellen.
Wenn die Gleichung (200) in die Gleichung (32) einaesetzt wird,
wird die folgende Gleichung 201) abgeleitet:
n(n-l) = -| η2 η = -3 ... (201)
Die Gleichung (200) kann daher wie folgt neu geschrieben werden:
C = CD (V0 + VD)~3 ... (202)
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Wenn der gewünschte Spannungsbereich und die Kapazitätsänderung durch die Gleichung (202) gegeben sind, werden die Konstanden
C_ und VQ erhalten und es wird ein Varicaphalbleiterelement
mit P* = 0 gebildet. Wenn z.B. angenommen wird, daß, wenn VQ = 2 Volt, C = 15 pF, und daß, wenn VQ = 25 Volt,
C = 2,25 pF, werden C und VD wie folgt:
CD = 2,66 X 1015 (pFV3)
VD = 24,1 (Volt)
VD = 24,1 (Volt)
Die C - V-Kennlinie des Varicapelements wird in diesem Falle
durch die Kurve 300 in dem Diagramm der Fig. 3 gezeigt.
Es wird nun überlegt, wie man eine Verunreinigungskonzentration erhält, um ein Varicapelement mit der obigen C - V-Kennlinie
zu erzeugen. Es wird nun angenommen, daß bei einem Varicaphalbleiterelement mit einem PN-Übergang J die Lage des
PN-übergangs J als 0 und die Erstreckung der Verarmungsschicht von der Lage 0 aus als χ angenommen wird, wie Fig. 4
zeigt. Es wird auch angenommen, daß die Verunreiniqungskonzentrationsverteilung
in der Erstreckungsrichtung der Verarmungsschicht
N(x) ist. Eine an das Varicapelement angelegte Spannung V wird wie folgt ausgedrückt:
m N(x) dx dx' - φ
wobei 0D eine Erstreckungs-Potentialdifferenz, 6 die Dielektri
zitätskonstante des Halbleiters und q eine elektrische Ladung sind.
V erhält man nun aus der Gleichung (202).
Wenn die Fläche des Übergangs J als S angenommen wird, wird C wie folgt ausgedrückt:
xm
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Daher erhält man die folgende Gleichung (205):
r 1 l
V+V= ( Γ x ··. (205)
ο D £s m
Eine ausreichende Lösung ist vorhanden, wenn die Gleichungen (203) und (205) die gleiche Form haben.
Es wird die folgende Gleichung (206) angenommen und in die Gleichung (203) eingesetzt:
n(x) = Ax~n ... (206)
-(2O7)
Aus den Gleichungen (205) und (207) wird A wie folgt ausgedrückt:
Daher wird N(x) wie folgt ausgedrückt:
— 4 Wenn in dem obigen Beispiel die Fläche S als 3,9 χ 10 cm
— 4 2
(S = 3,9 χ 10 cm ) angenommen wird, wird die Verunreinigungskonzentrations
verteilung N(x) wie folgt ausgedrückt:
9 Λ N(χ) = 4,16 χ 10 xm 3
Diese Verunreinigungskonzentrationsverteilung ist durch
die Kurve 301 in dem Diagramm der Fig. 5 wiedergegeben.
50 98 4 1/0663
Die ideale Verunreinigungskonzentrationsverteilungskurve 301 hat ihren Spitzenwert bei einer Tiefe von etwa 0,2 η
ausgehend von dem Übergang (x = O) und die Erstreckungs-
breite χ der Verarmung entsprechend V=O tritt gleich
mo
dem Spitzenwert bei etwa 0,2 u auf. Dies bedeutet, daß,
wenn die externe Spannung Null ist, die Verarmungsschicht
infolge der Diffusionspotentialdifferenz bis zu dieser Stelle erweitert werden muß. Die C - V-Kennlinie und die
Verunreinigungskonzentrationsverteilung eines Beispiels von Varicapelementen, die derzeit auf dem Markt sind, sind
durch die Kurve 302 in Fig. 3 und die Kurve 303 in Fig. 5 gezeigt.
Aus dem Vergleich der Kurven 301 und 303 ist ersichtlich, daß die ideale Kurve 301 das Maximum bei der Tiefe von 0,2 u hat
und der Spitzenwert ihrer Verunreinigungskonzentration beträgt etwa 1,2 χ 10 Atome/cm , während diejenige des
Standes der Technik etwa 6 χ 10 Atome/cm beträgt. Wenn die C - V-Kennlinienkurven 300 und 302 verglichen werden,
besteht eine große Differenz zwischen diesen bei niedrigen Spannungen. Dies zeigt die Tatsache, daß Kanalwähler, die
die bekannten Varicaphalbleiterelemente verwenden, insbesondere bei niedrigen Spannungen große Nachlauffehler haben.
Daher hat ein Varicaphalbleiterelement, das in dem Resonanzkreis
der Erfindung verwendet wird, eine Halbleiterschicht mit einer ausreichend niedrigen Verunreinigungskonzentration,
die auf der Oberfläche eines Halbleitersubstrats gebildet ist, in dem ein übergang gebildet ist, und die Verarmungsschicht
des Übergangs ist bis zu einer Stelle erweitert, die zu dem Spitzenwert einer bestimmten Verunreinigungskonzentration
führt, wenn V=O ist.
Ein Beispiel des Verfahrens zur Herstellung des obigen Varicapelements
der Erfindung wird nun anhand der Fig. 6A bis 6E beschrieben. Wie Fig. 6A zeigt, wird ein Halbleitersubstrat eines Leitfähigkeitstyps, z.B. ein Einkristall-Silizium-
5 0 9 8 4 1/0663
Substrat 1 mit einer N-Verunreinigunqskonzentration von etwa
19 3
10 Atome/cm hergestellt.
Wie Fig. 6B zeigt, wird eine Halbleiterschicht 2 mit hoher
Verunreinigungskonzentration und dem gleichen Leitfähigkeitstyp wie das Substrat 1, die dazu dient, den ohmschen Kontakt
einer Elektrode (wird später beschrieben) zu tragen, an der Fläche la des Substrats 1 z.B. durch Diffusion gebildet, und
eine Verunreinigung des gleichen Leitfähigkeitstyps wie das Substrat 1 wird darin von seiner Oberfläche Ib aus selektiv
diffundiert, um eine Diffusionszone 3 zu bilden. Hierbei wird
die Diffusions zone 3 so gebildet, daß ihre Verunreinigungskonzentrations
verteilung in der Richtung von der Oberfläche Ib des Substrats 1 aus nach innen größer als χ der Kurve
mo
301 in Fig. 5 ist. In Fig. 6B bezeichnet 4 eine Diffusionsmaske z.B. aus SiO2 1 die verwendet wird, um die Diffusionszone. 3 zu bilden, und ihr Diffusionsfenster wird mit einer
ähnlichen Oxidschicht gebildet, wenn die Zone 3 durch Diffusion gebildet wird.
Dann werden, wie Fig. 6C zeigt, die Diffusionsmaske 4 auf
der Fläche Ib und die darauf gebildete oxidierte Schicht entfernt,
und danach wird auf der Fläche Ib z.B. durch ein Epitaxialverfahren
eine Eigenhalbleiterschicht bzw. eine Halbleiterschicht mit dem gleichen oder einem anderen Leitfähigkeitstyp
wie die des Substrats 1 gebildet. Z.B. wird eine eigenleitende Siliziumschicht 5 gebildet, die eine Basis 6
ist.
Wie Fig. 6D zeigt, wird auf der Oberfläche der Basis 6 durch eine bekannte Technik eine Isolierschicht 7 z.B. aus SiO2
gebildet, die eine Diffusionsmaske sein kann. Ein Diffusionsfenster wird in der Isolierschicht 7 an der Stelle gegenüber
der Zone 3 selektiv gebildet, und dann wird eine Verunreinigung mit einer unterschiedlichen Leitfähigkeit von der Zone
aus durch das Fenster in die Schicht 5 mit einer hohen Ver-
5 09841/0663
unreinigungskonzentration diffundiert, um darin eine Diffusionszone
8 z.B. vom P-Leitfähigkeitstyp und damit einen gleichrichtenden Übergang J zu bilden. Hierbei wird der
Übergang J in der eigenleitenden bzw. eine niedrige Verunreinigungskonzentration
aufweisenden Halbleiterschicht 5 gebildet und die Tiefe der Zone 8 und die Dicke der Schicht
5 werden so gewählt, daß der Abstand d zwischen dem fibergang J und der Zone 3 der vorbestimmten Verunreinigungskonzentrationsverteilung
so gewählt wird, daß er in dem Bereich zwischen 0,1 und 0,5 ία liegt und z.B. 0,2 u beträgt.
Wie Fig. 6E zeigt, werden Elektroden 9 und 10 in ohmschen
Kontakt mit den Zonen 8 und 2 gebildet. Auf diese Weise wird ein Varicaphalbleiterelement gebildet. Bei solch einem Varicapelement
ist die Zone 3 in das Substrat 1 von der Fläche Ib aus diffundiert und hat ihre maximale VerunreinigungskonzenT
tration an der Fläche Ib, während der Übergang J in der eigenleitenden bzw. eine ausreichend niedrige Verunreinigungskonzentration
aufweisenden Halbleiterschicht 5 gebildet ist und der Übergang J ist von der eine hohe Verunreinigunqskonzentration
aufweisenden Zone 3 bzw. der Fläche Ib 0,1 bis 0,5 u, z.B. 0,2 Ii entfernt. Daher reicht seine Verarmungsschicht
bis zu der.Fläche Ib, die eine maximale Verunreinigungskonzentration
hat, wenn V=O. Wenn daher von der Fläche Ib aus eine Spannung an den Übergang J angelegt wird,
um die Sperrspannung zu erhöhen, und wenn die Verunreinigungskonzentrations
verteilung der Zone 3 die durch die Kurve 301 in Fig. 5 gezeigte Verteilung ist, hat das Varicap^lernent
eine Kennlinie, die die maximale Konzentration bei χ = χ
hat, um das ideale Profil zu erhalten.
Fig. 7 zeigt ein Diagramm, aus dem die gemessenen Ergebnisse der an das Varicap angelegten Spannungen in Abhängigkeit von
seinem Kapazitätsverhältnis —pr- hervorgehen. In dem Diagramm
der Fig. 7 ist die Linie 400 eine ideale Kennlinie, die Kurve 401 die Kennlinie des Varicapelements der Erfindung und die
Kurve 402 diejenige eines bekannten Varicapelements. Wie aus Fig. 7 ersichtlich ist, hat das Varicapelement der Erfindung
509841 /0663
eine Kennlinie, die der idealen Kennlinie nahe kommt.
Bei dem in den Fig. 6A bis 6E gezeigten Varicapelement wird
der gleichrichtende Obergang J von dem PN-Übergang gebildet. Es ist jedoch möglich, daß die Diffusionszone 8 weggelassen
und eine Metallschicht auf die Halbleiterschicht 5 gegenüber der Zone 3 aufgebracht wird, um eine Schottky-Sperrschicht
und damit eine Schottky-Grenzschicht-Varicapdiode zu bilden.
Außerdem wird bei der in den Fig. 6A bis 6E gezeigten Ausführungsform
die eigenleitende bzw. eine niedrige Verunreinigungskonzentration aufweisende Halbleiterschicht 5 durch
ein epitaxiales Aufwachsverfahren gebildet, jedoch kann die
Schicht 5 auch durch ein Ioneninjektionsverfahren gebildet werden. Ein das Ioneninjektionsverfahren anwendendes Beispiel
wird nun anhand der Fig. 8A bis 8E beschrieben.
Wie Fig. 8A zeigt, wird ein Halbleiterkörper, z.B. ein Siliziumkörper
6 mit einem Leitfähigkeitstyp, z.B. mit N-Leitfähigkeit
und einer Verunreinigungskonzentration von etwa
19 3
10 Atome/cm hergestellt.
Wie Fig. 8B zeigt, wird z.B. eine Verunreinigung mit dem gleichen Leitfähigkeitstyp wie diejenige des Körpers 6 z.B.
in den Körper 6 von seiner einen Fläche 6a aus mit einer hohen Verunreinigungskonzentration diffundiert, um eine Halbleiterschicht
2 mit hoher Verunreinigungskonzentration zu bilden. Eine Verunreinigung des Leitfähigkeitstyps des Körpers
6 wird z.B. in den Körper 6 von seiner anderen Fläche 6b aus selektiv diffundiert, um eine Diffusionszone 3 und
damit eine Substratzone 1 zwischen der Zone 3 und der Halbleiterschicht
2 zu bilden. In Fig. 8B bezeichnet 4 eine Diffusionsmaske,
deren Diffusionsfenster durch eine Oxidschicht
bedeckt ist, die während der Diffusion der Zone 3 gebildet wird.
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Dann wird, wie Fig. 8C zeigt, ein Loch durch die Diffusionsmaske 4 gegenüber der Zone 3 gebohrt und Verunreinigungsionen mit einer Leitfähigkeit, die von derjenigen der Zone
verschieden ist, bzw. mit P-Leitfähigkeit werden durch das Injektionsverfahren in die Zone 3 injiziert, um die N-Verunreinigung
an der. Oberfläche der Zone 3 zu beseitigen und damit eine Halbleiterschicht 5 zu bilden, die im wesentlichen
eigenleitend ist bzw. eine niedrige Verunreinigungskonzentration hat.
Wie die Fig. 8D und 8E zeigen, wird der PN-Übergang J in einer Weise gebildet, die der anhand der Fig. 6D und 6E
beschriebenen gleich ist, bzw. die Schottky-Sperrschicht wird gebildet, um das Varicaphalbleiterelement zu erzeugen.
In den Fig. 8D und 8E bezeichnen die gleichen Bezugsziffern wie diejenigen, die in den Fig. 6D und 6E verwendet sind,
gleiche Elemente und ihre Beschreibung unterbleibt daher. Bei der in den Fig. 8A bis 8E gezeigten Ausführungsform ist
der Abstand d zwischen dem übergang J und der Zone 3 zwischen 0,1 u und 0,5 ία gewählt und beträgt vorzugsweise 0,2 u.
Bei dem Varicaphalbleiterelement der Erfindung, das in der oben erwähnten Weise erzeugt wird, ist der übergang J ebenfalls
in der eigenleitenden bzw. eine niedrige Verunreinigungskonzentration aufweisenden Halbleiterschicht 5 gebildet,
der Abstand d zwischen dem Übergang J und der Zone 3 beträgt z.B. 2 Ii und die Verarmungsschicht ist bis zu der Stelle erweitert,
an der die Zone 3 die Halbleiterschicht 5 berührt, so daß die Stelle χ der erweiterten Verarmungsschicht
bei V = 0 an der höchsten Verunreinigungskonzentration auftritt.
Bei der in den Fig. 6A bis 6E gezeigten Ausführungsform wird
die epitaxiale bzw. eigenleitende bzw. eine ausreichend niedrige Verunreinigungskonzentration aufweisende Halbleiterschicht 5 auf der Oberfläche des Substrats gebildet, es ist
509841/0663
jedoch möglich, daß ein polykristalliner Halbleiter, z.B. eine polykristalline Siliziumschicht auf der Oberfläche des
Substrats als Halbleiterschicht 5 gebildet wird. Ein Beispiel eines solchen Aufbaus wird nun anhand der Fig. 9A bis 9E beschrieben.
Wie die Fig. 9A und 9B zeigen, werden Vorgänge, die die gleichen sind, wie diejenigen, die anhand der Fig. 6A und 6B beschrieben
wurden, durchgeführt. Danach wird, wie Fig. 9C zeigt, eine Halbleiterschicht 5 aus polykristallinem Silizium
ohne Dotierung, nahezu keiner Verunreinigung und einem hohen Widerstand auf dem Substrat 1 durch eine bekannte
Technik gezogen. Danach werden, wie die Fig. 9D und 9E zeigen, die gleichen Vorgänge durchgeführt, wie diejenigen, die
anhand der Fig. 6D und 6E durchgeführt wurden. In den Figuren 9A bis 9E bezeichnen die gleichen Bezugsziffern wie diejenigen,
die in den Fig. 6A bis 6D verwendet wurden, die gleichen Elemente.
Da bei der Ausführungsform der Fig. 9A bis 9D der Zustand
des elektrischen Feldes in dem polykristallinem Silizium im wesentlichen der gleiche ist wie derjenige in Einkristall-Silizium,
hat dieses Varicaphalbleiterelement die gleichen Eigenschaften wie das anhand der Fig. 6A bis 6E beschriebene
Varicaphalbleiterelement.
Die oben beschriebenen Varicapelemente werden als Kapazität
in dem in Fig. 1 gezeigten Serienresonanzkreis verwendet. In einer in der Praxis verwendeten Schaltung wird das ^aricapelement
jedoch in verschiedenen Arten geschaltet. Hierbei ist das Kapazitätssystem eine nichtlineare Kapazität und
B γ
—-fr-, —-V oder P werden aus den Faktoren der Taylor-Reihe für die Kapazität erhalten.
—-fr-, —-V oder P werden aus den Faktoren der Taylor-Reihe für die Kapazität erhalten.
Es wird nun ein typisches Beispiel des Kapazitätssystems betrachtet. Zuerst wird das Kapazitätssystem betrachtet,
bei dem ein Varicapelement C in Reihe zu einer Kapazität Cg
509841/0663
geschaltet ist, wie Fig. 10 zeigt. Wenn angenommen wird, daß
eine Wechselspannung V. an das kombinierte Kapazitätssystem
angelegt wird, wird eine Wechselspannung ν an das Varicapelement C angelegt, die wie folgt ausgedrückt werden kann:
ν = ... (400)
Die Kennlinie des Varicapelements kann wie folgt ausgedrückt
werden, wenn die Spannung über dem Varicapelement ν ist:
C = Cn (1 + _£_ v + _r_ V2 ... (401)
° a
a
Daher wird die Kapazität C des Kapazitätssystems der Fig. 10
wie folgt ausgedrückt:
CC
ct = "C-Tc- ··· <4O2>
ct = "C-Tc- ··· <4O2>
Ct<V) = Cto(l +-£- V1 + ^ V1 2) ... (403)
β» γ»
Es werden nun die Erstreckungsfaktoren -Hf- und —V- erhalten
f%i ^/ %3V!? ... (4O4)
cs } co
... (405) ··· (4O6)
Cs ,3 2*2 Cs 4 _ {4O7)
509841 /0663
Die Differentialgleichung, für die P*1 zu Null wird, lautet
wie folgt:
£1_. JL = Ii?- ... (408)
g- = 4- ( «f )2 ... (409,
co + Cs
wobei C=C,
wobei C=C,
Cs
Man erhält die Funktionsbeziehung zwischen C und v, die Lösungen
der obigen Differentialgleichung sind, und dann genügt es, ein Varicapelement zu konstruieren, das die C-V-Kennlinie
hat, die diese Beziehung erfüllt.
Es wird nun ein Kapazitätssystem betrachtet, bei dem das Varicapelement
C parallel zu einer Kapazität C geschaltet ist, die Fig. 11 zeigt. Hierbei wird die Kapazität C des gesamten
Kapazitätssystems wie folgt ausgedrückt:
Ct = C + C ... (410)
ct<v>
= cto <* + l^vi + -h- vi2)
Dann können in oben beschriebener Weise die folgenden Gleichungen abgeleitet werden:
Ct(V) = Cto (1 + -4- V1 + -X- V1 2)
vi2
C0 + C
··· <413)
... (414)
SO 98 41 /0663
ρ* = JL- „ co 2a2 C0 2
a 0
cp 3(L2 \CO + cp)2 '·· <4l5>
Die Differentialgleichung, für die P* zu Null wird, lautet wie folgt:
3d
d°2 - 4 ,dc
T" {"~W) '" (417)
wobei C=C + C .
ο ρ
ο ρ
Man erhält dann die Funktionsbeziehung zwischen C und v, die Lösungen der Differentialgleichung sind, und dann wird ein
Varicapelement konstruiert, das die gewünschte C-V-Kennlinie
hat.
Es wird nun ein Kapazitätssystem betrachtet, bei dem die Kapazität
Cs in Reihe zu dem Varicapelement C und die Kapazität C
parallel zu der Serienschaltung von C5 und C geschaltet ist, P
wie Fig. 12 zeigt. Hierbei wird die Kapazität' Cfc des gesamten
Kapazitätssystems wie folgt ausgedrückt:
ccs
:t " Cp + C + C * ··· (440)
Das Kapazitätssystem der Fig. 12 kann als eine Kombination der in den Fig. 10 und 11 gezeigten angesehen werden, und man erhält
die folgenden Gleichungen:
^ + ) 51+77.
K w S ^ ... (441)
5 0 9 8 4 1 /0663
cc
(CoCp + CsCp + CoCg)
(C0 + Cs>4 <CoCp + CsCp + 0O0S) ·.. (442)
Die Differentialgleichung, für die P* zu Null wird, lautet
wie folgt:
C _X - 2ß ... (443)
1ST' d 3a2
C d°2 - -i- ( -^S-)2 (444)
d2v 3 dv
(C +C) (C C +CC +CC) wobei C = —2 s-£ 2-äi
C
S
Man erhält dann die Funktionsbeziehung zwischen C und V, die
Lösungen der obigen Differentialgleichung sind, und es wird ein Varicapelement konstruiert, das die gewünschte C-V-Kennlinie
hat.
Es wird nun eine Schaltung mit dem Varicapelement C, den Kapazitäten
C und C besc
s ρ
s ρ
Weise geschaltet sind.
zitäten C und C beschrieben, die in der in Fig. 13 gezeigten
Wenn die Kennliniendes Varicapelements C wie folgt ausgedrückt werden:
C = C0 (1 +-^-v + -~- v2) ... (418)
wird die Kapazität Ct der gesamten, in Fig. 13 gezeigten Schaltung
wie folgt ausgedrückt:
0 9 8 4 1 /0663
1 + 3.2
C*>°<C0 + <y ί ' ...(419)
^' _ # ^-s (420)
ar~ Cn (Cn 4 cs + cvt (Cn + cp) "· *-
r _ r ,
v
3
^-0O (C0 + Cp + C8) (C0 + Cp) ... (421)
C3
T : (C0 + Cp + C3)0 (co +
Ίτ~·
C + CS (C +CJ ... (422)
Die Differentialgleichung, für die P* zu Null wird, lautet wie folgt:
| C | 2 V |
Y | _ | as | + | Cs | ?f>2 | dc dV |
2 | |
| "Co" | Co | a | 3d2 | (C + | ||||||
| C | dc | —|— ( | ||||||||
| η1 | + Cp} | |||||||||
| LJ | cs | |||||||||
... (423) ... (424)
wobei
Man erhält dann die Funktionsbeziehung zwischen C und V, die
Lösungen der obigen Differentialgleichung sind, und es wird ein Vari cape leinen t konstruiert, das die gewünschte C-V-Kennlinie
hat.
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Wie sich aus dem Vorhergehenden ergibt, wird bei dem Resonanzkreis
der Erfindung ein Varicapelement verwendet, das die C-V-Kennlinie
hat, die die Differentialgleichung
3 l dV '
erfüllt, wobei C eine Konstante ist, die durch die Art der Schaltung des Kapazitätssystems und C bestimmt wird. C1 = C,
wenn das Kapazitätssystem aus einem einzigen Varicapelement besteht. Die Lösung der Differentialgleichung macht die
Grundverzerrung P*" bzw. p* _ · y __ 2£ zu Null.
' oL 3d2
Der Resonanzkreis der Erfindung kann Nachteile wie den Nachlauffehler,
die Kreuzmodulation usw. vermeiden, die durch Nichtlinearität verursacht werden, so daß der Resonanzkreis
der Erfindung zur praktischen Verwendung elektronischer Abstimmkreise erheblich beiträgt und sie zweckmäßig ausbildet.
Die obigen Beispiele verwenden ein einziges Varicapelement in ihren Kapazitätssystemen der Serienresonanzkreise. Ein
Serienresonanzkreis eines Kapazitätssystems, bei dem zwei Vari cape leinen te C. und C_ gegeneinander geschaltet sind und
das in einem FM-Kanalwähler verwendbar ist, ist in Fig. 14
gezeigt. Bei diesem Beispiel wird eine Vorspannung ν -rf—
an das erste Varicapelement C, und eine Vorspannung V + -——
an das zweite Varicapelement C2 angelegt. Daher kann die
Gesamtkapazität C.des Kapazitätssystems wie folgt berechnet
werden:
··· (425)
... (426)
... (427)
/0663
Wenn angenommen wird, daß 2CQ = ^1 = °(2 =o^' ^i ~ ^2 = ^'
und Y1 = Yp = Y, was bedeutet, daß Varicaps mit dem gleichen
Wert in Reihe geschaltet sind, wird die Kapazität C. wie folgt ausgedrückt:
=o2»--ü-· ι^ί"» P2 v
4 C ( 1 + ^- v2
4O^1 4o(l
... (428)
Wenn in dem obigen Ausdruck die Kapazitätsverschiebung gering
ist, kann die Kapazität C wie folgt ausgedrückt werden:
C =C [ 1 +)* i- (i->2/v2 ] ..· (429)
t * ο |4X Τ" α ^
Daher wird die Verzerrung P, wie folgt ausgedrückt:
Man erhält die folgende Differentialgleichung, für die P*, zu Null wird:
. = 2 ( -*L )2 ... (431)
cV
Wenn daher das Varicapelement so hergestellt wird, daß es eine
C-V-Kennlinie hat, die die Differentialgleichung (431) erfüllt, wird die Verzerrung des Varicapelements auf ein Minimum verringert.
Die obige Gleichung (430) kann wie folgt geändert werden:
/0663
Daher kann durch Verringerung von -rt s- (~r~) auf Null
die Verzerrung P, wesentlich verringert werden. Dies bedeutet, daß, wenn das Varicapelement so ausgebildet wird, daß
es eine C-V-Kennlinie hat, die nahezu
de 4 dC 2
c" ~ -τ '-ar'
erfüllt, die Verzerrung verringert wird.
Wenn zwei Varicapelemente gleichsinnig in das Kapazitätssystem geschaltet werden, kann die Verzerrung P,*1 wie folgt ausgedrückt
werden:
Y 1 , e ,2
= 4 + TT ( Τ }
1 Y
Ein Parallelresonanzkreis ist in Fig. 15 gezeigt. In Fig. bezeichnen 500 überbrückungskapazitäten. Da bei diesem Beispiel
eine Wechselvorspannung ν an die Varicapelemente C. und C2 gegenphasig angelegt wird, können die folgenden Ausdrücke
abgeleitet werden:
C1 = C + ßv + Yv2
C2 « C - ßv + Yv2
Ct = 2C + 2Yv2
= 2C (1+ Yv2)
Daher müssen, um die nichtlineare Verzerrung zu beseitigen, die folgenden Gleichungen erfüllt werden:
=0
aV + b
509841 /0663
Claims (10)
1.j Resonanzkreis, bestehend aus einer Induktiv!täts- und
einer Kapazitätseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätseinrichtung ein Halbleiterelement mit einem
Halbleiterübergang hat, das die Gleichung:
„, d C 4 , dC .2
dv2 3 dv
erfüllt, wobei C die Kapazität des Halbleiterelements ist,
wenn eine Spannung V daran angelegt wird, der Halbleiterübergang des Halbleiterelernents in Sperrichtung vorgespannt
wird und C1 eine Konstante ist, und daß Einrichtungen zum
Anlegen eines Signals an das Element vorhanden sind.
2. Resonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß C1 gleich C ist, und daß C = CD (V + V0)~3 erfüllt ist,
wobei D und V Konstanten sind.
3. Resonanzkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiterelement eine Verunreinigungskonzentration
proportional χ 3 hat, wobei χ der Abstand von dem Halbleiterübergang
ist, und daß das Dotierungsprofil in der Nähe des Übergangs niedrig ist.
4. Resonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Kapazitätseinrichtung wenigstens einen Kondensator aufweist, der in Reihe und/oder parallel zu dem Halbleiterelement
geschaltet ist, und daß C die effektive Kapazität des Halbleiterelements und des Kondensators umfaßt.
5. Resonanzkreis, bestehend aus einer Induktivltäts- und
einer Kapazitätseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätseinrichtung zwei Halb leitere lernen te mit
einem Halbleiterübergang aufweist, die in Reihe und gegen-
5 0 9 8 4 1 /0663
sinnig geschaltet sind und die Gleichung
~ , dC ,2
erfüllen, wobei C die Kapazität der Halbleiterelemente
ist, wenn eine Spannung V daran angelegt wird und der Halbleiterübergang der Halbleiterelemente in Sperrrichtung
vorgespannt wird; und C eine Konstante ist,
und daß Einrichtungen zum Anlegen eines Signals an die HaIbleiterelernente vorhanden sind.
6. Resonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätseinrichtung wenigstens einen zusätzlichen
Kondensator hat, der in Reihe zu dem Halbleiterelement geschaltet ist, und daß C die effektive Kapazität des
Halbleiterelements und des zusätzlichen Kondensators umfaßt.
7. Resonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Kapazitätseinrichtung wenigstens einen zusätzlichen Kondensator aufweist, der parallel zu dem Halbleiterelement
geschaltet ist, und daß C1 die effektive Kapazität des
Halbleiterelements und des zusätzlichen Kondensators umfaßt.
8. Resonanzkreis einer Induktivität und einer mit dieser verbundenen
Kapazitätseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätseinrichtung ein Halbleiterelement mit einem
Halbleiterübergang aufweist, das die Gleichung
erfüllt, wobei C die Kapazität des HalbIelterelements ist,
wenn eine Spannung V daran angelegt wird und der Übergang des Halbleiterelements in Sperrichtung vorgespannt wird,
und C eine Konstante ist.
509841 /0663
9. Resonanzkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
C gleich C ist, und daß C = CD (V + VD)~3 erfüllt ist,
wobei CD und V Konstanten sind.
10. Resonanzkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiterelement eine Verunreiniqungskonzentration
proportional X- ' hat, wobei X der Abstand von dem Halbleiterübergang
ist und das Dotierungsprofil nahe dem Übergang niedrig ist.
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
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