DE2460826A1 - Flaechen-fahrzeugradarsystem - Google Patents

Flaechen-fahrzeugradarsystem

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DE2460826A1
DE2460826A1 DE19742460826 DE2460826A DE2460826A1 DE 2460826 A1 DE2460826 A1 DE 2460826A1 DE 19742460826 DE19742460826 DE 19742460826 DE 2460826 A DE2460826 A DE 2460826A DE 2460826 A1 DE2460826 A1 DE 2460826A1
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Peter Michael Jackson
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Joseph Lucas Ltd
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Description

COHAUSZ & FLORACK
PATH NTANWALT S BÜRO D-4 DÜSSELDORF · SCHUMANN STR. 97
PATENTANWÄLTE:
Dipl.-Ing. W. COHAUSZ · Dipl.-Ing. W. FLORACK · Dipl.-Ing. R. KNAUF ■ Dr.-Ing., Dipl.-Wirtsch.-Ing. A. GERBER · Dipl.-Ing. H. B. COHAUSZ
Joseph Lucas Limited
Well Street
GB-Birmingham 20. Dezember 1974
flächen-Fahrzeugradarsystem
Die Erfindung betrifft ein Flachen-Fahrzeugaradarsystem, das hauptsächlich zur Verwendung zur Lieferung von Weiten- und Relativgeschwindigkeitsinformationen vorgesehen ist-, um dem Fahrer des Fahrzeugs oder einem automatischen Steuerungssystem die Möglichkeit zu geben, Maßnahmen zu ergreifen, um zu verhindern, daß das Fahrzeug mit einem beweglichen oder stehenden Objekt in seinem Weg kollidiert.
In allgemeiner Hinsicht ist ein Impulsbetrieb des Radarsystems für Flächenfahrezeuge wirtschaftlich nicht akzeptabel, weil teure hochschnelle Schaltkreise erforderlich sind. Es ist deshalb schon vorgeschlagen worden, mit einer kontinuierlichen Welle zu arbeiten, die durch eine Audiofrequenz-Wellenform frequenzmoduliert wird. Der bekannte Torschlag machte jedoch von einer modulierenden Wellenform Gebrauch, deren Wert sich mit der Zeit in einer Wellenzahnform ändert. Das hat den Effekt, daß getrennte Ausgänge, die der Weite und der Annäherungsgeschwindigkeit entsprechen, nicht in zufriedenstellender Weise erhalten werden konnten und daß Änderungen in den Gewichten dieser beiden Faktoren im Ausgang nur durch Änderung der Form der modulierenden Wellenform erhalten werden konnten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Kraftfahrzeug-Radarsystem zu schaffen, bei dem diese Nachteile vermieden werden.
Ein Flächenfahrzeugradarsystem gemäß der Erfindung ist gekennzeichnet
Wa/Ti - 2 -
50982S/0739
durch einen Sadarsender, der zum Senden eines kontinuierlichen Wellensignals eingerichtet ist, das durch eine Wellenform frequenzmoduliert ist, die Perioden linear anweachsenden, Perioden linear abnehmenden und Perioden konstanten Werts hat, und einen Sadarempfanger mit einem Demodulator und einem Steuergerät dafür zum getrennten Verarbeiten der Teile der empfangenen modulierten Wellenform, die den Perioden entsprechen,und zur Erzeugung unabhängiger Ausgänge, die der Weite und der relativen Geschwindigkeit eines Hindernisses entsprechen.
Die Erfindung ist nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen sind:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Radarsystems gemäß der Erfindung,
Fig. 1a ein Bild, das eine Variante der Ausführung nach Fig. 1 zeigt,
Fig. 2 bis 4 graphische Darstellungen, die die gesendete und emfpangenene Frequenz gegen die Zeit in verschiedenen unterschiedlichen Zuständen des Systems zeigen,
Fig. 5 ein Fließschema eines Computerprogramms zum Ableiten von Weiten- und Relativgeschwindigkeitsinformationen aus dem Radar und
Fig. 6 bis 14 weitere detaillierte Schaltbilder, in denen verschiedene Teile der Anordnung nach Fig. 1 gezeigt sind.
Gemäß der Darstellung in Fig. 1 weist das System einen Computer 10 auf, der durch eine logik-Steuerschaltung 11 die Arbeitsfolge in dem System steuert und auch die erforderlichen Digitalausgangssignale errechnet. Diese Signale werden in einen Mehrfach-Digital/AneLog-Wandler 12 geschickt, dessen Ausgänge jeweils Brems- und Drosselstelltriebe 13» 14 unter Zwischenschalten von Komparatoren 15 bzw. 16 steuern, in die Rückkopplungssignale von Potentiometern 17» 18 eingespeist werden, die den Stelltrieben zugeordnet sind.
Das Radar 19 besteht aus einem Oszillator 20, der zum Schwingen mit » einer mittleren Frequenz von 34»6 GHz eingerichtet ist, und aus einem Modulator 21 zur Frequenzmodulierung bis hinauf zu 200 MHz, und zwar des Ausgangs des Oszillators. Die Modulation, mit der gearbeitet wird,
S09826/0789 ■--3 - .
ist in Pig. 2 am "besten dargestellt, in der die Yollinie den Ausgang des Oszillators 20 darstellt. Ein Audiofrequenzsignal, das sich mit der Zeit ändert, und das durch diese Linie dargestellt ist, wird damit verwendet, um die Frequenz des Oszillators zu modulieren, dier mit der Sendeantenne 22 verbunden ist.
Das Radar weist ferner einean Mischer 25 auf, der Echosignale von der Empfangsantenne 24 und auch von einem Koppler 25 erhält, der dem Oszillator 20 folgt. Der Ausgang des Mischers ist lediglich ein Audiofreaquenzsignal, dessen Frequenz zu irgendeiner bestimmten Zeit die Differenz zwischen den Frequenzen des gesendeten und empfangenen Signals ist.
An dieser Stelle ist eine Erklärung der graphischen Darstellungen in Fig. 2 bis 4 wünschenswert, um ein Verständnis der Steuerungsphiloaph&ie zu erhalten. Wie vorstehend erläutert, stellt die Yollinie in Fig. 2 (wie sie in Fig. 3 und 4 zu sehen ist) die modulierte Frequenz der gesendeten Welle dar. Die Hülle dieser modulierten Frequenz weist sukzessive steigende und fallende Partien mit einer flachen Partie zwischen jeder fallenden Partie und der sich daran anschließenden steigenden Partie auf. Jede Partie der Wellenform hat die gleiche Dauer. Die unterbrochene Linie stellt die modulierte Frequenz der empfangenen Echowelle dar. Fig. 2 gibt die Situation wieder, in der ein mit dem Radarsystem ausgerüstetes Fahrzeug hinter einem anderen Fahrzeug mit der gleichen Geschwindigkeit herfährt. Damit ist die empfangene Wellenform identisch mit der gesendeten Wellenform, hängt dieser aber um eine gewisse Zeit hinterher»
Dabei ist t die Verzögerung bzw. der Nachlauf h die Weite (Abstand zwischen den Fahrzeugen) c die Lichtgeschwindigkeit.
Ein Vergleich der gesendeten und empfangenen Frequenzen der dreieckigen Partie der Wellenform in irgendeinem Augenblick ergibt eine Differenzfrequenz f , die der Weite entspricht, und diese ist gegeben durch:
-4-
509826/0789
-A-
* 4
r ^ζ h HZ
Dabei ist Lf die Differenz zwischen der größten und kleinsten gesendeten Frequenz,
tp die Länge des dreieckigen Teils der Wellenform.
Wie jedoch zu sehen ist, verringert sich diese Differenzfrequenz auf Hull während der flachen Partie der Wellenform und auch an jedem anderen Punkt, bei dem die Frequenzdifferenz sich in ihrem Vorzeichen ändert.
Fig. 3 zeigt den Effekt, der auftritt, wenn das mit dem Radarsystem ausgerüstete Fahrzeug sich dem Fahrzeug (oder irgendeinem anderen Hindernis) vor sich nähert (d.h. Innäherungsgeometrie). Die empfangene Wellenform wird nun gleichföermig auf eine ingesamt höhere Frequenz verlagert und hat einen Zeitnachlauf, der ihr auferlegt ist, und diese Frequenzverlagerung ist die Folge des Doppler-Effekts. Die Frequenzverlagerung fd, die vom Doppler-Effekt hervorgerufen wird, wird durch dien folgenden Ausdruck wiedergeben?
_- 2f Y
*f 2
Dabei ist f die Trägerfrequenz, und V ist die relative Geschwindigkeit.
Als Folge davon wird die Frequenzdifferenz f, während der fallenden Partie der Wellenform durch die Doppler-Frequenz f, vergrößert, während eine Frequenzdifferenz, die gleich f, ist, während der flachen Partie der Wellenform eingeführt wird.
Fig. 4 zeigt den Effekt, wenn die Weite zwischen den Fahrzeugen größer wird (d.h. Entfernungsgeometrie), so daß der Dopplereffekt eine verringerte Frequenz entstehen läßt. In diesem Falle wird die Frequenzdifferenz f während der steigenden Partie der Wellenform durch die Doppler-Frequenz f, erhöht, während eine Differenzfrequenz, die gleich f -, ist, erneut während der flachen Partie der Wellenform eingeführt wird.
Für eine Entferaungs- oder Ann&herungsgeometrie ist also f, direkt durch
5098 26/.0 789
2460828
die Ufferenzfrequenz während der flachen Partie der Vellenform gegeben,
während f dadurch ermittelt werden kann, daß f, von f oder f, subr 'du .do
trahiert wird, welcher Viert größer ist. Das in Fig. 5 gezeigte Fließschema veranschaulicht die Operationen, die im Computerprogramm vonstattengehen, um die f - und f,-Ausgänge abzuleiten.
TJm den Computer 10 zu adressieren, wird der Ausgang des Mischers 23 durch einen Uullkreuzungs-Detektor 26 und einen Zähler 27 verarbeitet, die von der Logik-Steuerungsschaltung 11 gesteuert werden. Die Signale werden jedoch zunächst durch einen Verstärker 28 verstärkt, wobei eine nicht lineare Frequenzcharakteristik einen steigenden Verstärkungsfaktor bis zu 23 kHz ergibt, um einen Ausgleich für Kiederwert-Signale abei großen Weiten zu schaffen und Amplitudenmodulationseffekte zu verringern, und ein ITiederpaßfilter 29 dient dazu, das Hochfrequenzgeräusch in dem Signal zu verringern. Der Zähler 27 ist ein Zwölf-Bit-Binärzähler, der dem Computer einen Ausgang in 3 ~ 4 -Bit-Bytes zuleitest. Eine Zählperiode von 10 us wird üblicherweise verwendet.
Der Computer 10 muß ferner ein Anfordersignal aus der folgenden Gleichung ableiten:
= G
((H + kv) - as} + A Γί (h + kv) - as] dti
wobei G = Systemverstärkungsfaktor
h = tatsächliche Weite (abgeleitet von f )
ν = relative Geschwindigkeit (abgeleitet von f^)
k = Relativgeschwindigkeitsgewicht
s = Fahrzeuggeschwindigkeit
a = Geschwindigkeits/Abstandsgewicht
A = Integratorkonstante.
Die Gewichte k und a und die Konstante A erhält man durch eine Analyse einer bestimmten Fahrzeugcharakteristik, um die erforderliche Ansprechung und im Falle von A die SteuerungssetabiIitat zu liefern.
Das BGeschwindigkeitseingangssignal s ist von einem Wechselstromgenerator 30 abgeleitet, dessen Ausgang durch eine Begrenzung 3I begrenzt £
509826/0789 _6_
und durch eine monostabile Schaltung 32 in Rechteckform gebracht ist. Ein Geschwindigkeitseingangszähler 33 verarbeitet das Geschwindigkeitssignal, und es handelt sich dabei um einen Acht-bit-Zähler miteinem 2x-4-Bit-Bytes-Ausgang zum Computer 10. Der Wechselstromgenerator wird von dem Fahrzeuggetriebe angetrieben, um eine Frequenz zu liefern, die typischerweise in der Größenordnung von 30 Hz pro Meter pro Sekunde beträgt, und es kann eine Zähldauer von 1o0 us eingesetzt werden.
Zusätzlich zum Demodulieren des Radarausgangssignals und zum Berechnen des Anforderungssignals ist der Computer auch so programmiert, daß er die Radarinformation gegen zuvor abgeleitete Radarinformation prüft, um sicherzustellen, daß die neue Information ^vernünftig11 ist und damit das Anforderungssignal zum Brems- oder Drosselstelltrieb geleitet wird, wie das erforderlich ist.
Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel wird nun im einzelnen im Zusammenhang mit Fig. 6 bis 14 beschrieben.
Computer (10)
Der Computer 10 (von dem keine Zeichnung vorgesehen ist) ist ein Mehrzweck-Mikrocomputer, beispielsweise ein Intel MCS-4· Dieser besteht aus einer zentralen Verarbeitungseinheit, vier 256x8 bit großen programmierbaren Nurlesespeichern (PROMs), um das Programm zu speichern, und vier 80x4 Mt großen Scratch-pad-random-access-Speichern (RAMs). Ein Löschen der PROMs wird durch Verwendung von Ultraviolettlicht erreicht. Ein Programmieren wird wait einem Spezial-ferngesteuerten Programmierer vorgenommen. Die Maschine arbeitet in 4-bit-Parallelwörtem, und die Instruktionszykluslänge beträgt 10,8 us.
Steuerungslogik (11).
Die in Fig. 6 gezeigte Steuerungßlogik 11 erzeugt die Steuerungsimpulse für die Grenzfläche zum Verarbeiter.
Die Modulator-Treibwellenform ist eine Rechteckwelle mit einem Impulstastverhältnis von 1:1 und mit einer Periode von 10,8 ms. Sie ist von
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dem Computer-Synchronismusantrieb abgeleitet, der eine Periode von 10,8 as hat, und zwar durch drei aufeinanderfolgende Zehn-Teiler-Zähler (T.i SN749ON) 34» 35 und 36.
Die Radarlast- und Rückstellimpulse für den Eadarzähler, jeweils mit einer Dauer von 0,4 ms, werden in Intervallen von 10,8 us durch zwei kaskadenförmig angeordnete monostabile Schaltungen (T.I SN74121U) 37» 38 erzeugt, die von der Modulatortreibwellenform getriggert werden.
Last- und Rückstellimpulse sind ferner für die Eingabe der Fahrzeuggeschwindigkeit erforderlich. Die Teilung der Modulatortreibwellenform durch 16 unter Verwendung eines Zählers 39 (T.I SH7493N) läßt eine Rechteckwelle mit einer Periode von 1872,8-^is entstehen. Diese wird dazu verwendet, zwei weitere kaskadenförmig angeordnete monostabile Schaltungen (SN7412I) 40, 41 zu triggern, um die erforderlichen Impulse entstehen zu lassen, die jeweils eine Dauer von 6,4 us haben.
Die Steuerungswellenform werden durch eine Pufferstufe (T.I SN7417N) A2-ausgegeben.
Der Radarrückstellimpuls wirkt auch als ein Informationsbereitstellungsimpuls, um den Computer mit dem Radarinput zu synchronisieren.
Digital/Analog-Wandler (12) - (siehe Fig. 7)
Der Ausgang des Computers wird in der Form eines 8-bit-WÖrts ausgegeben. 7 bits stellen den Modul der Ausgangsanforderung dar, und das achte, m.s.b., stellt das Torzeichen darf der 7~fci"fc-Modul wird in eine Analogspannung durch einen Stochastic-Digital/Analog-Wandler (DAC) (General Instruments AT-6-5053) umgewandelt. Ein aktives Filter 44 zweiter Ordnung mit einem Funktionsverstärker (T.I SF72741P) glättet den Ausgang. Das Polaritäts-bit betätigt zwei FET-Schalter 45, 46, die das Analogsignal der Bremse oder der Drossel zuleiten.
Bremsstelltrieb (15)
Der Bremsstelltrieb (der im einzelnen nicht dargestellt ist) besteht aus
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einem modifizierten Standard-Eremsservoantrieb, der zwischen dem vorhandenen Fahrzeugbremsservoantrieb und den I'ahrzeugzylindern sitzt. Ein Hubmagnetventil verbindet normalerweise beide Seiten des Servoantriebs mit der Motorsammelleitung. Ein Schließen des Ventils läßt Luft in eine Seite des Servoantriebs einströmen, um damit eine Ausbiegung der Servomembrane und .eine entsprechende Erhöhung des Bremsleitungsdrucks zu bewirken. Die maximal erreichbare Verzögerung wird dadurch erhöht, daß ein kleiner Luftkompressor zwischen Atmosphäre und dem Servoantrieb verwendet wird, der das verfügbare Differenzvakuum an dem Servoantrieb effekt erhöht. Der Kompressor wird nur für eine Anforderung von mehr als der Hälfte des Maximums benötigt.
Drosselstelltrieb (I4)
Die Drosselkopplung (nicht dargestellt) des Fahrzeugs wird von einem sich zusammenziehenden !Faltenbalg aufgezogen, der zwischen die Motorsammelleitung und diese Kopplung durch einen Saugschlauch und eine Drosselstelle in einer Größe von 1,57 n™ geschaltet ist. Ein Eubmagnetventil steuert den Grad des Yakuums im Faltenbalg durch Einströmenlassen von Luft in das System. Wenn das Hubmagnetventil geschlossen wird, saugt der Unterdruck in der Sammelleitung den Faltenblag frei, um ihn damit zusammenwandern zu lassen und die Drosselbetätigung zu betätigen.
Gomparatoren (15 und- 16)
Beide, der Bremsstelltrieb als auch der Drosselstelltrieb, werden von den Comparatoren 15» 16 (die in Fig. 8 gezeigt sind) angetrieben, wobei jeweils eine lineare integrierte Schaltung (T.I SN727413?) 47» 48 verwendet wird, ferner eine Darlington-Transistor-Ausgangsstufe 49» 50. Venn die Singangsaiforderung zum Comparator von DAC das Eückkopplungssignal vom Stelltrieb überschreitet, bewirkt der Comparatorausgang ein Erregen des Stelltriebhubmagneten. Das Bückkopplungssignal steigt dann, bis es den Bedarf ausgleicht, und daraufhin wird der Hubmagnet abgeschaltet. Das Rückkopplungssignal fällt dann, und der Hubmagnet wird wieder eingeschaltet. Dasmit schwingt das System in einer Grenzperiodenweise als Folge des Vorhandenseins des Hubmagneten und der Zeitnachläufe um dien Kreis herum, und damit wird ein mittlerer Wert der Drosselöffnung oder des Bremsleitungsdrucks aufrechterhalten, der proportional zum Bedarf ist.
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Bremsirückkopplungspoetentiometer (I7) (nicht im einzelnen aargestellt)
Ein Membran-Differenzdruckmanometer, das mit einem linearen Potentiometer verbunden ist, ist* an den Bremsservoantrieb angeschlossen und liefert eine Hückkopplungsspannung, die etwa proportional zum Bremsleitungsdruck ist.
Drosselrückkopplungspotentiometer (18) (nicht im einzelnen dargestellt)
Die Rückkopplung· der Drosselposition ist von einem Potentiometer abgeleitet, das ämit der Drosselwelle verbunden ist. Das Potentiometer ist mit einem Widerstand versehen, um die Beziehung zwischen der Eückkopplungsspannung und der S'ahrzeuggeschwindigkeit zu linearisieren.
Oszillator (2p)
Der Oszillator ist/Q-Band-Gunn-Dioden-Varactor-Abstiminungs-Mikro-/eine wellenquelle. Sie ist über einen Bereich von 4OO MHz (von 34» 6 bis 35,0 GHz) mit einer Ausgangsleistung von 25 mW abstimmbar. Die Ausgangsfrequenz wird durch die Spannung eingestellt, die an den Varactor angelegt wird.
Modulator (21) - (siehe Pig. 9)
Die Modulatorausgangswellenform besteht aus einer dreieckigen Funktion, modifiziert durch die Einführung einer flachen Partie zwischen sukzessiven fallenden und steigenden Partien. Jede Partie der Wellenform ist von gleicher Dauer.
Die Modulatoreingänge sind von einem Modulo-J-Synchron-Zähler 5"! abgeleitet, der Impulse zählt, die von der Steuerungslogik (11) abgeleitet sind. Ein Ausgang von diesem Zähler ist durch ein BC-iTetzwerk 52 der Zeitkonstanten 56 us integriert, und er liefert die dreieckigen Partien der Wellenform. Der andere Ausgang betätigt einen FET-Schalter 53» 1^Id zwar durch gemeinsame Steuerelektroden- und gemeinsame Emissionselektroden-Transistorstufen, um ein Halten am Integrator zu schaffen. Der Integrator ist einem Punktionsverstärker-Spannungsnachfolger 54 nachgeschaltet, der eine Wechselstromkopplung vom Eingang liefert. Die Wahl der Integrator-Zeitkonstanten stellt eine Uichtlinearität von weniger-
5098 26/0789 _ 10 _
2460828
als 1O$&£> der dreieckigen Wellenform sicher.
Die Amplitude der Wellenform wird auf 30V Spitze zu Spitze durch einen ■ Funktionsverstärker (T.I 727^1?) 55 erhöht, gefolgt von gemeinsamen Smissionselektroden- und Bmissionselektrodenfolge-Transistorenstufen 56. Der Verstärkungsfaktor ist definiert durch die Hückkopplung vom Ausgang der gemeinsamen Emissionselektrode zum Eingang des Funktionsverstärkers. Die Ausgangswellenform wird auf eine Schräge zwischen OV und 30V durch eine Gleichstromvorspannung gehalten, die an die Steuerelektrode des Integrators und an den Wechselstromkoppler am Eingang der kompletten Schaltung darch einen weiteren Funktionsverstärker-Spannungsnachfolger 57 angelegt.
Antennen (22,24) (nicht im einzelnen dargestellt)
Die Sende- und Smpfangsantennen sind gleich. Es handelt sich dabei um Flachplattenantennen, die aus Polyführungsmaterial bestehen, auf das ein Antennenfolgemuster geätzt ist.
Mischer (23) (nicht im einzelnen dargestellt)
Der abgeglichene Mischer arbeitet mit Stahlenführungs-Schottky-Mischerdioden, die mit einer integrierten Mikrowellenschaltung auf einem geschmolzenen Siliziumoxidsubstrat aufgeschmolzen sind.
Koppler (25) (nicht im einzelnen dargestellt)
Der Richtungskoppler liefert eine Kopplung von 6 dB von der Energiequelle zu dem abgeglichenen Mischer, zum Virken als der örtliche Oszillator. Der umgekehrte gekoppelte Ausgangsanschluß des Kopplers ist mit einer passenden Last fversehen, um ungewollte Reflexionen vom Mischer und von der Sendeantenne zu absorbieren.
Eullkreuzungsdetektor (26) (siehe Fig. 1o)
Der Nullkreuzungsdetektor 26 erzeugt Impulse, die jeder Nullkreuzung des Hadarausgangs entsprechen. Der Radarausgang speist zwei integrierte monostabile Schaltungen (T.I SN74123N) 58, 59 über eine Schmitt-Trigger-Grenzfläche (T.I SN7413E0 60. Diese beiden monostabilen Schal-
509826/0789 . - n -
tungen 58» 59 liefern Ausgangsimpulse an dem positiven und negativen Flanken der Eingangswellenform. Die beiden Impulsketten werden durch eine NODER-Torschaltung (Q?'.I. SN74O2N) 61 »und einen Inverter 62 zusammengefaßt, um daritit eine positive Flanke für jede Nullkreuzung der Eingangswellenform zu schaffen. Diese Flanken triggern eine weitere integrierte Schaltung/, die monostabil ist (T.I SET74121U), um Ausgangsimpülse/63 mit einer Breite von I65 »s entstehen zu lassen.
Radareingangszähler (27) - (siehe Fig. 11)
Der Radareingangszähler ist ein 12-bit-Binärzähler (3 χ Q?.I SN7493N) 64 und zählt jede Nullkreuzung des Radareingangssignals. Fu, fd und f werden in sukzessiven Perioden von 10 na gezählt. Am Ende jeder Zählperiode wird der Ausgang des Zählers in bistabile Verriegelungen (0?.I SF7475N» SCT741OOF) 65 und 66 eingegeben, und der Zähler wird zurückgestellt. Die Verriegelungen werden mit zwei Vierfach-2-line-to-i-line-Datenwähler (T.I SN74157N) 67,68 verbunden. Jeder Wähler wird von einem Signal gesteuert, das vom Computer kommt, uni damit besteht die Möglichkeit, das komplette 12-bit-Wort vom Zähler in drei 4-bit-Bytes einzuspeisen.
Verstärker (28) - (siehe Fig. 12)
Der Radarkopfverstäker 28 sitzt nahe an der Radareinheit. Eine Symmetrierschaltung 69 nimmt zwei abgeglichene Ausgänge vom Mischer und wandelt sie in einen einzigen Ausgang um. Die Symmetrierung kann getrimmt werden, um den Mischeruasgang abzugleichen, und damit erfolgt eine genauere Löschung von Rauschen. Ein aktives Hochpaßfilter zweiter Ordnung, bestehend aus zwei ffiederrausch-Funktionsverstärkern (Burr Brown BB 3500) 70, führt eine Verstärkungs:Frequenz-Charakteristik ein, die mit der Rate von 12 dB/Oktave steigt, und zwar bis zur maximalen Differenzvfrequenz von 23 EHz. Ein dritter Efiederrausch-Funktionsverstärker 7I liefert eine zusätzliche Verstärkung, und das entstehende Signal wird einem Schmitt-Q?rigger zugeleitet, bestehend aus einem Funktionsverstärker (!Peledyne IM HI H) 72 mit positiver Rückkopplung. Der Triggerschwellenwert wird so eingestellt, daß Niederraushhsignale als Folge von Geräuschen und als Folge von Mdoiulationsfretquenz abgewiesen werden.
Niederpaßfilter (29) (nicht im einzelnen dargestellt)
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Das Filter 29 ist ein dreipoliges Butterworth-Niederpaßfilter mit einer Abrollfrequenz, die der maximalen Differenzfrequenz entspricht. Es arbeitet mit zwei Funktionsverstärkern (T.I
Wechselstromgenerator (50) (nicht im einzelnen dargestellt)
Der Wechselstromgenerator ist eine J2-polige Maschine, die vom Tachomeier-Antriebskabel des Fahrzeugs über ein 5s1~übersetzungs-Zwischengetriebe angetrieben wird.
Begrenzung (31) (siehe Fig. 15)
Ein Lastwiderstand 73 lind eine Zenerdiode 74 begrenzen die Wechselstrom genera tor-Ausgangspspannung auf ein Maximum von 5»OV.
Monostabile Schaltung (52) - (siehe Fig. 15)
Ein Comparator mit veränderlichem Schwellenwert (T.I SN7274IP) 75 ermöglicht, daß Ausgänge niedriger Frequenz und niedriger Spannung eine nionostabile Schaltung (T.I SN74121N) 76 triggern, die einen Ausgangsimpuls mit einer Breite von 0,5 l*s für jede Periode des Wechselstromausgangs liefert.
Drehzahleingangszähler (55) - (siehe Fig. I4)
Die Drehzahleingangszähler- und Wähleranordnung ist ähnlich der des Radareingangs. Jedoch sind nur ein 8-bit-Zäheler (2 χ T.I 3ϊΓ7495Ν) 77 und eine Verriegelung (T.I SN741001) 78 und ein einziger Wähler (T.I SF741 erforderlich.
Es versteht sich, daß andere Modulatorwellenformen eingesetzt werden kön nen, außer derjenigen, die vorstehend beschrieben worden ist. Beispielsweise können die konstanten Perioden zwischen die steigenden und fallenden anstelle von zwischen den fallenden und steigenden Partien eingesetzt sein. Alternativ können zusätzliche Konstanzpartien zwischen steigenden und fallenden Partien vorgesehen sein.
In der in Fig. 1a gaezeigten Abwandlung wird der Ausgang des Digitial/ Anlalqg-Wandlerslediglich dazu verwendet, eine Wasrnschaltung anzuterei-
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ben, die Sicht- und/oder Tonalarme in Punktion setzt, anstelle einer direkten Betätigung der Drossel oder der Bremsen. Die Warnschaltung ist zur Hinweisgabe eingerichtet, um den ü'ahrer zu informieren, ob er beschleunigen kann oder ob er bremsen muß.
Ansprüche
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Claims (10)

2460828 Ansprüche
1. Flächenfahrzeugradarsystem, gekennzeichnet durch einen Radarsender, der zum Senden einess kontinuierlichen Wellensignals eingerichtet ist, das durch eine Wellenform frequenzmoduliert ist, die Perioden linear anwachsenden, Perioden linear abnehmenden und Perioden konstanten Werts hat, und einen Radarempfänger mit einem Demodulator und einem Steuergerät dafür zum getrennten Verarbeiten der Teile der empfangenen modulierten Wellenform, die den Perioden entsprechen, und zur Erzeugung unabhängiger Ausgänge, die der Weite und der relativen Geschwindigkeit eines Hinernisses entsprechen.
2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die modulierende Wellenform sukzessive Perioden linear anwachsenden, linear abnehmenden und konstanten Modulationswerts hat.
3· System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein MdduMionswellenformgenerator vorhanden ist, bestehend aus einem Modulo-3-Zähler, der von Eingangsimpulsen von dem Steuergerät angetrieben wird, wobei ein Ausgang von dem Zähler einen Integrator treibt, der mit einer Gleichstromvorspannung versehen ist, derart, daß die Perioden mit anwachsendem und abnehmendem Modulationswert entstehen, und ein anderer Ausgang des Zählers einen Halteschalter zum Halten des Ausgangs des Integrators für die Perioden konstanten Modulationswerts treibt.
4· System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator einen Mischer aufweist, der das gesendete Signal mit dem empfangenen Signal mischt und einen Tonfrequenzausgang mit einer Frequenz erzeugt, die gleich der Differenz zwischen den Frequenzen des gesendeten und des empfangenen Signals ist.
5· System nach Anspruch 4» gekennzeichnet durch Mittel zur Erzeugung eines Digitalsignals, das dem Tonfrequenzsignal entspricht, dadurch, daß wiederholt Eullkreuzungen des Tonsignals für feste Perioden gezähtlt werden.
Wa/Ti - 2 -
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6. System nach einem der .Ansprüche 1 Ms 5» gekennzeichnet durch einen Computer, der einen !Teil des Steuergeräts bildet.
7· System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Computer auch zum Berechnen einer Funktion,der ¥eite, der relaitiven Geschwindigkeit und der Fahrzeuggeschwindigkeit zur Lieferung eines Anforderungsausgangs eingerichtet ist und daß Stelltriebe zur Betätigung der Bremsen und der Drossel des Fahrzeugs entsprechend dem Anforderungsausgang vorgesehen sind.
8. System nach Anspruch 7» dadurchgekennzeichnet, daß der Anforderungsausgang ein Digitalsignal .ist, von dem ein bit anzeigt, ob die Bremsen oder die Drossel betätigt sind.
9· System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Mehrfach-Digital/Analog-Wandler zum Wandeln der verbleibenden bits des Anforderungsansgangs in eine analoge Form vorgesehen ist, wobei das eine bit riehtungsbestimmende Mittel zur Richtungsbestimmung des Analogsignals zum entsprechenden Stelltrieb steuert.
10. System nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Alarmaschaltung zur Betätigung eines Sicht- und/oder Tonalarms entsprechend dem Computerausgang.
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