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Schaltungsanordnung für einen mindestens zwei zueinander phasenverschobene
Taktfolgen gleicher Frequenz liefernden Takt generator Die Erfindung betrifft eine
Schaltungsanordnung für einen mindestens zwei zueinander phasenverschobene Taktfolgen
gleicher Frequenz liefernden, einen niederohmigen Ausgangswiderstand und einen geringen
Beistungsverbrauch aufweisenden Taktgenerator. Bekannte Takt generatoren liefern
meistens nicht die erforderliche Flankensteilheit, die immer dann notwendig ist,
wenn die Belastung nur während der einzelnen Schaltphasen des Generators wirksam
werden soll, wobei dann noch besondere Schwierigkeiten auftreten, wenn der Leistungsverbrauch
des Generators bei hohen Ausgangsspannungen sehr klein gehalten werden soll.
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Es ist bereits vorgeschlagen worden, (Patentanmeldung P 23 45 837.9)
den mit der gewünschten Frequenz taktgesteuerten Ausgang eines mit einer gegenüber
der gegewünschten Ausgangsspannung wesentlich niedrigeren Versorgungsspannung betriebenen
Multivibrators über ein dynamisches Widerstandsnetzwerk mit den Basiselektroden
zweier eine bipolare Gegentaktstufe bildenden Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps
zu koppeln, wobei die Versorgungsspannung dieser Stufe der gewünschten Ausgangsspannung
entspricht und die Verbindung der Koliektorwiderstände dieser beiden Transistoren
sowohl mit dem eine der Taktfolgen liefernden Ausgang als auch über eine Verzögerungsstufe
mit dem Steuereingang eines fremdgesteuerten, jedoch in gleicher Weise aufgebauten,
ebenfalls mit einer bipolaren Gegentaktstufe
zusammenarbeitenden
Multivibrators verbunden ist, so daß am Ausgang dieser Gegentaktstufe eine weitere
Taktfolge gleicher Frequenz abnehmbar ist.
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Da bei dieser Anordnung das dynamische Widerstandsnetzwerk unmittelbar
mit einem jeweils zugeordneten eigen-oder fremdgesteuerten Multivibrator verbunden
ist, wirken die einzelnen Bauelemente des Widerstandsnetzwerkes auf die betreffenden
Multivibratoren zurück und bei der Bemessung der einzelnen Bauteile dieser Multivibratoren
muß das jeweils zugeordnete dynamische Widerstandsnet zwerk mit berücksichtigt werden.
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Die Erfindung löst die der genannten Schaltungsanordnung zugrundeliegende
Aufgabe dadurch, daß ein mit einem Vielfachen der gewünschten Frequenz taktgesteuerter
Ausgang eines mit einer gegenüber der gewünschten Ausgangsspannung wesentlich niedrigeren
Versorgungsspannung betriebenen Multivibrators über die mit der jeweils gewünschten
Frequenz der Taktfolgen aktivierten Ausgänge einer nachgeschalteten Zählkette und
je ein einer Taktfolge zugeordnetes dynamisches Widerstandsnetzwerk mit den Basiselektroden
jeweils zweier je eine Gegentaktstufe bildender Transistoren gekoppelt ist, die
Versorgungsspannung der Netzwerke und Gegentaktstufen der gewünschten Ausgangsspannung
der Taktfolgen entspricht und diese an den Kollektorwiderständen der erwähnten Transistoren
abgenommen werden. Zweckmäßig ist jedes Widerstandsnetzwerk über je eine Gatterschaltung
mit den bei der gewünschten Frequenz aktivierten Ausgängen der Zählkette so verbunden,
daß die taktmäßige Steuerung der einzelnen Widerstandsnetzwerke und Gegentaktstufen
mit der jeweils gewünschten Phasenverschiebung erfolgt.
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In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt.
Es zeigen: Fig. 1 die Schaltungsanordnung eines elektronischen Taktgenerators zur
Bildung zweier zueinander phasenverschobener Taktfolgen und Fig. 2 eine Darstellung
der an den verschiedenen Baugruppen der Fig. 1 auftretenden Taktfolgen.
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Der Multivibrator MV in Fig. 1 ist aus zwei C .-MOS-Gattern G1 und
G2 aufgebaut. Die Zählkette ZK besteht aus den beiden bistabilen Speichern SPI und
SP2, deren Ausgänge über zwei Gatterschaltungen G3 und G4 an die Widerstandsnetzwerke
RS1 und RS2 geschaltet sind. Über diese dynamischen Widerstandsnetzwerke erfolgt
die Ansteuerung der Transistoren T1 und T2 bzw. T3 und T4 der Gegentaktstufen GT1
und GT2. Die dieselbe Frequenz, jedoch die in Fig. 2 ersichtliche Phasenverschiebung
besitzenden Taktfolgen stehen an den Ausgängen t1 und t2 zur Verfügung.
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Die Stromversorgung des Multivibrators MVI erfolgt mit der Versorgungsspannung
U2, die wesentlich niedriger ist als die Ausgangsspannung U, mit der das Widerstandsnetzwerk
und die Gegent akt stufen versorgt werden.
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Kippt der Ausgang des Gatters G1 des Multivibrators MV von logisch
"0" auf logisch "1", so schaltet sich der Ausgang des Gatters G2 auf logisch" O".
Über den Kondensator C1 gelangt dieses Potential dynamisch an den Eingang des Gatters
G1, das in dem beschriebenen Zustand verharrt.
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Über den Widerstand R1 wird die dynamische negative Flanke bei der
Entladung des Kondensators C1 nach dem positiven Ausgang des Gatters G1 abgebaut,
bis der Eingang des Gatters G1 so positiv wird, daß der Ausgang des Gatters G1 von
logisch "1" auf logisch "O" kippt. Dies wirkt in der Weise auf das Gatter G2, daß
dessen Ausgang nun auf logisch "1" übergeht. Dieser Übergang wird wieder vom Kondensator
C1 übertragen und dem Eingang des Gatters G1 mitgeteilt. Zugleich aber entlädt sich
die positive Flanke wieder über den Widerstand R1 nach dem Ausgang des Gatters G1,
das logisch "0" ist, solange bis das Gatter G1 wieder umkippt. Damit ist der vorher
beschriebene Ausgangszustand wieder erreicht. Die Grundfrequenz dieser Schaltungsanordnung
bestimmt sich aus den Werten des Widerstandes R1 und des Kondensators C1 sowie des
Produkts dieser beiden Werte und ist so gewählt, daß die Grundfrequenz dem Vierfachen
der jeweils gewünschten Ausgangsfrequenz entspricht.
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Die auf die vorbeschriebene Weise gewonnene Grundfrequenz liegt an
den dynamischen Eingängen C der Speicher SPI und SP2, die als Zählkette ZK geschaltet
sind. Am Ausgang Q des Speichers SP1 erscheint die halbe Grundtaktfrequenz und an
den Ausgängen Q und Q des Speichers SP2 erscheint ein Viertel dieser Grundtaktfrequenz.
Die Eingangs - und Ausgangsspannungen der Speicherglieder SP1 und SP2 können der
Fig. 2 entnommen werden.
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Aus der erwähnten halben und geviertelten Grundtaktfrequenz wird über
die Gatterschaltungen G3 und G4 das gewünschte Taktschema ausgeschlüsselt. Steht,wie
in Fig.
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2 gezeigt ist, zum Zeitabschnitt 1 der Ausgang Q des Speichergliedes
SP1 auf logisch "0" und der Ausgang Q
des Speichergliedes SP2 auf
logisch "0", so wird der Ausgang des Gatters G4 logisch "1", Zur gleichen Zeitspanne
ist auch der Taktausgang T2 logisch "1".
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Zur Zeitspanne 2 ist der Ausgang Q des Speichers SP1 logisch "1",
so daß keines der beiden Gatter G3 und G4 wirksam werden kann. Die Ausgänge T1 und
T2 sind infolgedessen auf logisch "0". Zur Zeitspanne t3 wirken die Ausgänge Q des.
Speichergliedes SP1 und Q des Speichergliedes SP2 gemeinsam auf das Gatter G3 ein,
dessen Ausgang logisch "1" wird. in der folgenden Zeitspanne t4 sind wiederum die
Ausgänge t1 und t2 logisch "0", da in dieser Zeitspanne der Ausgang Q des Spe-ichergliedes
SPI logisch "1" ist.
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Durch dieses Taktschema kann infolgedessen eine stets gleichbleibende
Lauffolge im Viertaktrhythmus erreicht werden,; ohne daß besondere Abgleichmaßnahmen
notwendig sind Steht am Ausgang des Gatters G3 logisch "1",so wird dieses am Kreuzungspunkt
der Kondensatoren G2, C3 und der Widerstände R?3,' R4 wirksam. Bedingt durch das
Teilerverhältnis der Widerstände R2 und R3, R4 und R5 wird der Transistor T2 leitend
und legt das Potential - U an den Ausgang t1. Die Kodensatoren C2 und C3 dienen
zur Flankenversteilerung. Der Widerstand R10 verhindert, daß in der Umschalteflanke
der' gegenläufig arbeitenden Transistoren 1 und T2 ein zu hoher Strom fließt.
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Steht anschließend am Ausgang des Gatters G3 logisch "0", so wird
bedingt durch das Verhältnis der Widerstande R2, R3, R4 und R5 der Transistor T1
leitend, so daß an seinem Ausgang Erdpotential erscheint. Der Ausgang t1 verhält
sich somit synchron zu dem am Ausgang des Gatters G3 erscheinenden Impulsbild, wenn
man von der Gegenphasigkeit absieht.
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Die Beeinflußung des Widerstandsnetzwerkes RS2 mit den Kondensatoren
C4 und C5 sowie den Widerständen R6, R7, R8 und R9 über den Ausgang des Gatters
G4 erfolgt in der gleichen Weise, jedoch mit der aus Fig. 2 ersichtlichen Phasenverschiebung.
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Die Erzeugung der eigenen, speziell für die C-MOS-Bausteine des Multivibrators
MV benötigten Spannung, erfolgt über die Dioden Dl und D2 der Fig. 2. Zwischen diesen
Dioden ist ein Kondensator C6 geschaltet, wobei die Speisung der Anordnung, durch
die die Ausgangsspannung der Anordnung darstellende Versorgungsspannung -U erfolgt,.
Diese Versorgungsspannung wird symmetrisch aufgeteilt, und zwar durch die erwähnte
Anordnung zweier gleichwertiger Zener-Dioden D1 und D2 in Reihe mit dem Kondensator
GG. Die Potentialsprünge an den beiden Eingängen der Gegentaktendstufen erscheinen
hierbei vollkommen symmetrisch und mit gleichhoher Amplitude, was zu einer wesentlich
einfacheren Dimensionierung der Eingangsteiler führt und den präzisen Übertrag der
Sprunginformation mit hoher Störfestigkeit gestattet.