DE2441879C3 - Übertragungssystem mit einem Sender und einem Empfänger zum Übertragen von Informationssignalen mit Hilfe eines Pulskodes - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem mit einem Sender und einem Empfänger zum Übertragen von Informationssignalen mit Hilfe eines Pulskodes, wobei im Sender das zu übertragende Informationssignal über einen Abtastkreis einer Anordnung zugeführt wird, die mit einem nicht-uniformen Quantifizierkreis versehen ist, dessen Ausgangssignal mit Hilfe von Pulskodemodulation zum Empfänger übertragen wird, und zugleich einem in den Sender aufgenommenen Ortsempfänger zugeführt wird, welche beiden Empfänger mit einem Prädiktor zum Erzeugen eines PrädiktionssignaJs versehen sind, welches Signal in einem Summenerzeuger mit einem dem Quantifizierkreis entnommenen Signal zur Bildung eines Eingangssignals für den Prädiktor kombiniert wird, und wobei im Sender das Prädiktionssignal zusammen mit dem abgetasteten Informationssignal einem Differenzerzeuger zum Erhalten eines Differenzsignals zugeführt wird, das das Eingangssignal des Quantifizierkreises bildet. Derartige Systeme werden insbesondere bei der Übertragung von Sprachsignalen angewandt.

Bei allen Übertragungssystemen, in denen die Informationssignale mit Hilfe von Pulskodemodulation (PCM) übertragen werden, beeinträchtigt das durch die Amplitudenquantifizierung verursachte Geräusch die Übertragungsqualität. Dieses Quantifizierungsgeräusch läßt sich dadurch verringern, daß eine PCM-Kodierung mit einer größeren Anzahl von Kodebits pro Signalabtastung angewandt wird; dies geht jedoch mit einer Erhöhung der Impulsfrequenz einher und erfordert somit eine größere Bandbreite des Übertragungsweges. Eine andere Möglichkeit zur Verbesserung der Übertragungsqualität besteht in der Anwendung einer nicht-uniformen PCM-Kodierung mit beispielsweise einer gebrochen-linearen Kompressionskennlinie entsprechend der CEPT-Norm. Obschon damit ein nahezu konstantes Verhältnis des Signals zum Quantifizierungsgeräusch über einen großen Signalbereich erhalten wird, ist zum Erhalten einer guten Übertragungsqualität bei Sprachsignalen dennoch eine PCM-Kodierung mit mindestens 8 Kodebits pro Signalabtastung notwendig.

Die Erfindung bezweckt nun, ein Übertragungssystern der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in dem unter Benutzung der Eigenschaften der Informationssignale eine wesentliche Verbesserung der Übertragungsqualität bewerkstelligt wird, weiche Verbesserung es außerdem ermöglicht, bei einer Verringerung der im Übertragungsweg erforderlichen Bandbreite den dynamischen Bereich der Informationssignaie, in dem eine gute Übertragungsqualität erhalten wird, zu vergrößern.

Das erfindungsgemäße Übertragungssystem weist dazu das Kennzeichen auf, daß in den Sender ein Dynaniikregelelement zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quanlifizierungskreises für sein Eingangssignal aufgenommen ist, und in die beiden Empfänger zugleich ein Dynamikregelelement zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quantifizierkreises für das dem Summenerzeuger zugeführte Signal aufgenommen ist, und der Sender sowie der Empfänger einen vom Eingangssignal des Prädiktors gespeisten Steuergeneratür enthalten, der mit einem Speichernetz-

werk und einem Mittelwertnetzwerk zur Erhaltung eines Steuersignals versehen ist, das dem Mittelwert der Absolutwerte des Prädiktoreingangssignals über eine beschränkte Anzahl von Abtastperioden entspricht, welches Steuersignal einem Steuereingang der Dynamikregelelemente zugeführt wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine blockschematische Darstellung des Senders und

F i g. 2 eine blockschematische Darstellung des Empfängers eines erfindungsgemäßen Übertragungssystems,

F i g. 3 eine Kennlinie zur Erläuterung der Übertragungsqualität des Übertragungssystems nach F i g. 1 und F i g. 2,

Fig.4 eine blockschematische Darstellung des Senders und

Fig.5 eine blockschematische Darstellung des Empfängers einer zum digitalen Teil aus digitalenm Bauelementen zusammengestellten Abwandlung des Übertragungssystems nach F i g. 1 und F ig. 2,

F i g. 6 eine blockschematische Darstellung eines im Sender nach F i g. 4 verwendeten Zählkodierkreises,

F i g. 7 eine blockschematische Darstellung eines im Empfänger nach F i g. 5 verwendeten Zählexpandierkreises.

Das in F i g. 1 und F i g. 2 auf blockschematische Weise dargestellte Übertragungssystem ist zur Übertragung von Sprachsignalen mit Hilfe von differentieller Pulskodemodulation (D-PCM) eingerichtet.

Im Sender nach F i g. 1 wird das einer Signalqueiie 1 entnommene Sprachsignal über ein Bandfilter 2 mit einem Durchlaßband von beispielsweise 0,3—4,OkHz einem Abtast- und Haltekreis 3 zugeführt, der von einem Abtastpulsgenerator 4 mit einer Impulsfrequenz von beispielsweise 9 kHz gespeist wird. An den Abtastkreis 3 ist eine Anordnung 5 angeschlossen, die mit einem nicht-uniformen Quantifizierkreis versehen ist, dessen Ausgangssignal in einem PCM-Kodierkreis 7 mit beispielsweise 8 Kodebits je Signalabtastwert kodiert wird. Abgesehen von der nicht-uniformen Quantifizierung kann der Zusammenhang zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Quantifizierkreises 6 linear sein, aber der Allgemeinheit willen wird bei der weiteren Beschreibung vorausgesetzt, daß dieser Zusammenhang nicht-linear ist und daß im Quantifizierkreis 6 in F i g. 1 außer der nichtuniformen Quantifizierung zugleich beispielsweise eine Kompres-5ΪΟΠ 5ΐαΐιιΐΠιι€ι. uCi u£r 3Ut uicSC tv CiSC uCWCrfCSiCiilg- ten nicht-uniformen PCM-Kodierung erfolgt die Signalkompression beispielsweise entsprechend der gebrochen-linearen Kompressionskennliriie nach der CEPT-Norm (Conference Europ6enne de Poste et Telecommunication). Die am Ausgang des PCM-Kodierkreises 7 auftretenden Kodebits werden zum Empfänger nach F i g. 2 übertragen.

Im Sender nach F i g. 1 wird das Ausgangssignal des nicht-uniformen Quantifizierkreises 6 zugleich einem Ortsempfänger zugeführt, der mit einem Prädiktor 8 zum Erzeugen eines Prädiktionssignals aus den vorhergehenden Signalabtastwerten versehen ist Dieses Prädiktionssignal wird in einem Summenerzeuger 9 mit einem nicht-uniformen Quantifjzierkreis 6 entnommenen Signal zum Erhalten des Eingangssignals für den Prädiktor 8 kombiniert Wenn der Quantifizierkreis 6 einen Zusammenhang zwischen dem Eingangs- und Ausgangssignal aufweisen würde, der abgesehen von der Quantifizierung linear ist, so könnte das Ausgangssignal des Quantifizierkreises 6 unmittelbar dem Summenerzeuger 9 zugeführt werden. Da jedoch ■> vorausgesetzt ist, daß das Eingangssignal im Quantifizierkreis 6 im allgemeinen zugleich eine Bearbeitung erfährt, die zu einem nicht-linearen Zusammenhang zwischen dem Eingangs- und Ausgangssignal führt, muß das Ausgangssignal des Quantifizierkreises 6 zunächst noch einer reziproken nicht-linearen Bearbeitung ausgesetzt werden, bevor es im Summenerzeuger 9 mit dem Prädiktionssignal kombiniert wird. Insbesondere muß beim Sender nach Fig. 1, wobei im Quantifizierkreis 6 zugleich eine Kompression stattfindet, das

ts Ausgangssignal des Quantifizierkreises 6 eine gegenüber dieser Kompression reziproke Expansion erfahren, und zwar in einem Expandierkreis 10, bevor es dem Summenerzeuger 9 zugeführt wird.
Weiter wird im Sender das Prädiktionssignal zusammen mit dem abgetasteten Sprachsignal einem Differenzerzeuger 11 zugeführt, und zwar zum Erhalten eines Differenzsignals, das das Eingangssignal für den komprimierenden nicht-uniformen Quantifizierkreis 6 bildet. Im Sender nach F i g. 1 wird auf diese Weise der quantifizierte und kodierte Unterschied zwischen dem abgetasteten Sprachsignal und dem im Ortsempfänger erhaltenen Prädiktionssignal zum Empfänger nach F i g. 2 übertragen.

Der mit dem Sender nach F i g. 1 zusammenarbeitende Empfänger ist der in Fig.2. Die über einen nicht näher bezeichneten Übertragungsweg übertragenen Kodebits werden nach Regeneration in einem Regenerator 12 einem PCM-Dekodierkreis 13 zugeführt, der zum PCM-Kodierkreis 7 im Sender gehört Dadurch wird am Ausgang des PCM-Dekodierkreises 13 ein Signal erhalten, das dem Ausgangssignal des komprimierenden nicht-uniformen Quantifizierkreises 6 im Sender entspricht. Die zur Regeneration erforderliche Kodebitfrequenz sowie die Abtastfrequenz von 9 kHz werden aus den übertragenen Signalen mit Hilfe eines PCM-Synchronisierkreises 14 hergeleitet welcher Kreis auf eine bei PCM-Übertragung übliche Weise ausgebildet werden kann.

Das Ausgangssignal des PCM-Dekodierkreises 13 wird im Empfänger nach F i g. 2 auf dieselbe Art und Weise verarbeitet wie das entsprechende Ausgangssignal des komprimierenden nicht-uniformen Quantifizierkreises 6 im Ortsempfänger des Senders nach Fig. 1. Die dazu erforderlichen Elemente werden im

so Empfänger mit denselben Bezugszeichen angegeben wir die entsprechenden Elemente im Sender, werden aber in Fig.2 mit einem Akzent versehen. Das dem Prädiktor 8' entnommene Prädiktionssignal wird mit dem dem Expandierkreis 10' entnommenen Signal im Summenerzeuger 9' zu einem Signal kombiniert das über ein Bandfilter 15, das das erwünschte Sprachband durchläßt und die darüber liegende Frequenz unterdrückt einem Wiedergabekreis 16 zugeführt wird.
Im Sprachübertragungssystem nach F i g. 1 und 2 sind die Prädiktoren 8 und 8' als Speicherelement ausgebildet das von der Abtastfrequenz von 9 kHz gesteuert wird und das ein ihm zugeführtes Signal während einer Abtastperiode festhält
Die Wirkungsweise des bisher beschriebenen Sprach-Übertragungssystems wird nun untenstehend kurz erläutert Wenn dem Abtastkreis 3 ein Sprachsignal x(t) zugeführt und die Abtastung mit einer Abtastperiode T durchgeführt wird, (T entspricht also nur einer Periode

der Impulsfrequenz von 9 kHz); so treten in den Zeitpunkten r = nT(n ist eine ganze Zahl) am Ausgang des Abtastkreises 3 die Signalabtastwerte x(nT) auf. Im Differenzerzeuger 11 wird nun aus einem Signalabtastwert x(nT) und einem vom Prädiktor 8 erzeugten Prädiktionssignal x(nT) ein Differenzsignal e(nT) gebildet, das durch die untenstehende Gleichung gegeben wird:

/UiT) = .V(D7) - xinT)

Mit Hilfe des Quantifizierkreises 6 wird darauf das komprimierte quantifizierte Differenzsignal e_Cq(nT) erzeugt, das nach Kodierung im PCM-Kodierkreis 7 zum Empfänger übertragen wird.

Das in einem bestimmten Zeitpunkt / = nT erwünschte Prädiktionssignal x(nT) müßte eigentlich aus den Signalabtastwerten des Sprachsignals x(t) zu vorhergehenden Abtastzeitpunkten t = (n— \)T, (n—2)T,...hergeleitet werden. Da jedoch das Prädiktionssignal im Sender und Empfänger auf genau dieselbe Art und Weise erhalten werden muß und im Empfänger nur quantifizierte Werte verfügbar sind, wird das Prädiktionssignal x(nT)aus den vorhergehenden quantifizierten Signalabtast werten x_q \(n-1)7), x_q\(n-2)1),... hergeleitet, und zwar bei dem in diesem Fall verwendeten Prädiktor 8 ausschließlich dadurch, daß der unmittelbar vorhergehende quantifizierte Signalabtastwert x,j](/7—1)7] während einer Abtastperiode T festgehalten wird, also:

Das Eingangssignal des Prädiktors 8 wird dann durch die quantifizierten Signalabtastwerte Xq(nT) gebildet, wodurch auf Grund der Formel (1) gilt:

\l/i7

<·,,(ιι7 :

so daß Xq(nT) dadurch erhalten wird, daß im Summenerzeuger 9 das Prädiktionssignal x(nT)mh dem quantifizierten Differenzsignal e^nT) kombiniert wird. Das Differenzsignal e(nT) erfährt jedoch im Quantifizierkreis 6 eine nicht-uniforme Quantifizierung sowie eine Kompression, so daß das komprimierte quantifizierte Differenzsignal c_cq(nT) am Ausgang des Quantifizierkreises 6 im Expandierkreis 10 eine zu dieser Kompression reziproke Expansion erfahren muß, um das quantifizierte Differenzsignal eq(nT)zu erhalten.

Im Empfänger wird am Ausgang des PCM-Dekodierkreises 13 das komprimierte quantifizierte Differcnzsignal c_cq(nT) zurückerhalten, das auf genau dieselbe Art und Weise wie im Ortsempfänger des Senders verarbeitet wird. Am Ausgang des Summenerzeugers 9' treten dann die quantifizierten Signalabtastwerte Xq(nT) auf, die nach Filterung im Bandfilter 15 ein Sprachsignal ergeben, das, abgesehen vom Quantifizierungsgeräusch und etwaigen Störungen in der Übertragungsstrecke, dem Sprachsignal x(t) am Eingang des Abtastkreises 3 im Sender entspricht

Im beschriebenen Übertragungssystem werden sehr einfache Signalprädiktoren 8 und 8' verwendet, die eine Signalextrapolation der Ordnung Null bewerkstelligen mit Hilfe eines Speicherelementes, das den zuletzt vorhergehenden Signalabtastwert während nur einer Abtastperiode T festhält Bei der Übertragung von Sprachsignalen wird mit diesem einfachen System bereits eine gute Übertragungsqualität erhalten.

Die Prädiktoren 8 und 8' können auch für eine Signalextrapolation höherer Ordnung eingerichtet werden, wobei mehrere vorhergehende Signalabtastwerte bei der Signalprädiktion einbezogen sind. Aus der statistischen Kommuniaktionstheorie ist es bekannt, wie eine derartige Signalprädiktion optimal gemacht werden kann, es sei denn, daß die betreffenden Signale stationär sind. Es ist jedoch bekannt, daß Sprachsignale dieser Bedingung nicht entsprechen. Da eine Signalextrapolation höherer Ordnung Prädiktoren 8 und 8' eines wesentlich verwickeiteren Aufbaues erfordern und da es sich für die Anmelderin außerdem aus vorhergehenden Versuchen gezeigt hat, daß damit für Sprachsignale keine wesentliche Verbesserung der Signalprädiktion erwartet werden kann, wird die beschriebene Signalextrapolation der Ordnung Null bevorzugt, mit der wie bereits erwähnt, eine Sprachübertragung guter Qualität erhalten wird.

Nach der Erfindung wird nun eine wesentliche Verbesserung der bereits guten Übertragungsqualität der Sprachsignale dadurch erhalten, daß in den Sender ein Dynamikregelelement 20 zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quantifizierkreises 6 für sein Eingangssignal aufgenommen ist, und sowohl in den Ortsempfänger sowie in den Empfänger zugleich ein Dynamikregelelement 21, 2V zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quantifizierkreises 6 für das dem Summenerzeuger 9, 9' zugeführte Signal aufgenommen ist, und daß der Sender sowie der Empfänger einen vom Eingangssignal des Prädiktors 8, 8' gespeisten Steuergenerator 17, 17' enthalten, der mit einem Speichernetzwerk 18,18' und einem Mittelwertnetzwerk 19, 19' zur Erhaltung eines Steuersignals versehen ist, das dem Mittelwert der Absolutwerte des Eingangssignals für den Prädiktor 8, 8' über eine beschränkte Anzahl von Abtastwertperioden entspricht, welches Steuersignal einem Steuereingang des Dynamikregelelementes 20 bzw. der Dynamikregelelemente 21,21' zugeführt wird.

Die im Sender nach F i g. 1 und im Empfänger nach Fi g. 2 verwendeten Steuergeneratoren 17,17' sind auf dieselbe Art und Weise aufgebaut, wobei entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben sind, die in Fig.2 mit einem Akzent versehen sind. Die beiden Steuergeneratoren 17,17' sind derart eingerichtet, daß das Steuersignal s in einem Abtastzeitpunkt 1 — nTdem Mittelwert der Absolutwerte des Eingangssignals Xq der Prädiktoren 8, 8' in einer beschränkten Anzahl N vorhergehende Abtastzeitpunkte t = (n—\)T,... t = n—N)T entspricht, so daß gilt:

Im Übertragungssystem nach F i g. 1 und F i g. 2 ist A/ = 4 gewählt worden. Die Speichernetzwerke 18,18' enthalten dazu je vier reihengeschaltete Speicherelemente 22—25, 22'—25', die durch die Abtastfrequenz

«ι von 9 kHz gesteuert werden und die je ein ihnen zugeführtes Signal während einer Abtastperiode T speichern. Die Absolutwerte werden mit Hilfe von Zweiweggleichrichtung erhalten, und zwar in F i g. 1 und Fig.2 dadurch, daß von den Speichernetzwerken 18,

b5 18' ein Zweiweggleichrichter 26 bzw. 26' angeordnet wird. Die Mittelwertnetzwerke 19,19' sind auf bekannte Weise mit Hilfe von vier Widerständen ausgebildet, die die Speicherelemente 22—25, 22'—25' mit einem

Summenwiderstand koppeln, dem das Steuersignal s entsprechend der Formel (4) entnommen wird.

Weiter sind die Dynamikregelelemente 20 und 21, 2Γ zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quantifizierungskreises 6 für das dem Differenzerzeuger 11 entnommene Signal bzw. das den Summenerzeugern 9, 9' zugeführte Signal als Verstärker mit einstellbarem Verstärkungsfaktor ausgebildet. Der Verstärker 20 ist an den Eingang des Quantifizierungskreises 6 angeschlossen, während die Verstärker 21, 2Γ an den Ausgang der Expandierkreise 10, 10' angeschlossen sind, so daß die Kompressionsbearbeitung im Quantifizierkreis 6 erst durch eine reziproke Expansionsbearbeitung in den Expandierkreisen 10, 10' aufgehoben wird, bevor an dem den Summenerzeugern 9, 9' zugeführten Signal eine Dynamikregelung angewandt wird. Diese Verstärker sind derart eingerichtet, daß mit zunehmenden Werten des Steuersignals der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 20 abnimmt und der der Verstärker 21, 21' zunimmt. Dabei stellt das Steuersignal den Verstärkungsfaktor der Verstärker 21, 2Γ immer auf einen inversen Wert \/A des Verstärkungsfaktors A des Verstärkers 20 ein. Die Einstellung der Verstärker 20, 21, 2V hat dann keinen Einfluß auf das quantifizierte Differenzsignal, das den Summenerzeugern 9,9' zugeführt wird, insofern im Quantifizierkreis 6 keine Begrenzung stattfindet.

Da in der Praxis der eingestellte Verstärkungsfaktor 4 bzw. MA während langer Zeit genau reproduzierbar sein muß, werden die Verstärker 20, 21, 2Γ nicht kontinuierlich sondern schrittweise einstellbar ausgebildet. Dazu erhalten diese Verstärker beispielsweise eine Anzahl Stufen mit festem Verstärkungsfaktor, die mit Hilfe einer entsprechenden Anzahl Schalter derart verbunden sind, daß ein dem Verstärkereingang zugeführtes Signal unmittelbar bzw. über eine oder mehrere Stufen zum Ausgang weitergegeben wird. Der Aufbau derartiger Verstärker ist allgemein bekannt und bedarf keiner näheren Erläuterung. Wegen dieser schrittweisen Einstellung wird das Steuersignal einem Bewertungskreis 27, 27' zugeführt, der feststellt, in welchem Teilintervall des Gesamtstcucrsignalsbereichs dieses Steuersignal liegt, und der bei jedem Tcilintervall den Verstärkern 20, 21, 2Γ zur Betätigung der Schalter ein bestimmtes Einstcllsignal gibt. Diese Bewerlungskrcise 27, 27' können beispielsweise als parallclgeschaltete Schwellenkreise ausgebildet werden, deren jeweilige Schwellenwerte auf die Grenzen von zwei anschließenden Teilintervallen eingestellt sind, wobei jeder Schwciienkrcis einen einzelnen Schalter beiäiigi.

In der beschriebenen Ausführungsform wird der Gesanitsteuersignalbercich zwischen dem Minimulwcrt 5=0 und dem Maximalwert s = s,„.„ in vier Teilintervalle aufgeteilt, so daß vier unterschiedliche Einstellsignale und folglich auch vier unterschiedliche Werte der Verstärkungsfaktoren A und MA für die Verstärker 20,21 bzw.21' erhalten werden.

Zum Erhalten eines Aufbaues, der sich für digitale Technik eignet, werden die Verstärkungsfaktoren A und MA in Schritten eingestellt, die je eine Änderung um einen Faktor 2 herbeiführen. Bei einem vom Wert s=0 zunehmenden Steuersignal nimmt dann der Verstärkungsfaktor A des Verstärkers 20 nacheinander die Werte 8,4,2,1 an und folglich die Verstärkungsfaktoren IM der Verstärker 21,2Γ die Werte 1/8,1/4,1/2,1.

Wenn der komprimierende nicht-uniforme Quantifizierkreis 6 für sein Eingangssignal einen eigenen dynamischen Bereich D aufweist und folglich die Expandierkreise 10, 10' für ihr Ausgangssignal einen eigenen dynamischen Bereich D aufweisen, bedeutet die Einstellung des Verstärkers 20 auf einen Verstärkungsfaktor A, daß die Kombination des Verstärkers 20 mit dem Quantifizierkreis 6 für das dem Differenzerzeuger 11 entnommene Differenzsignal e(nT) einen wirksamen dynamischen Bereich D_ea aufweist, was gegeben wird durch:

D₁-Ii ■-- DjA (5)

Die zugehörende Einstellung der Verstärker 21, 2Γ auf den Verstärkungsfaktor l/A hat dann zur Folge, daß die Kombination des Expandierkreises 10 mit dem Verstärker 21 bzw. des Expandierkreises 10' mit dem Verstärker 21' für das dem Summenerzeuger 9 bzw. 9' zugeführte quantifizierte Differenzsigr.al eqfnT) ebenfalls einen durch die Formel (5) gegebenen wirksamen dynamischen Bereich aufweist. Bei der obenstehend erwähnten Reihe von Werten für den Verstärkungsfaktor A nimmt dieser wirksame dynamische Bereich D_en also bei einem vom Wert s = 0 zunehmenden Steuersignal nacheinander die Werte D/8, D/4, D/2, D an.

Die Grenzen der Teilintervalle des Gesamtsteuersignalbereiches, bei welchen Grenzen der Verstärkungsfaktor A und folglich der wirksame dynamische Bereich D_cff eine Änderung um einen Faktor 2 erfährt, werden nun derart gewählt, daß:

— die Varianz des Differenzsignals e(nT) für die jeweiligen Teilintervalle verschieden ist. wobei diese Varianz im Teilintervall mit s = 0 als untere Grenze den kleinsten Wert aufweist und mit zunehmenden Werten s immer in einem nachfolgenden Teilintervall einen größeren Wert als im vorhergehenden aufweist;

— die Auftrittswahrscheinlichkeit von Begrenzungsfehlern, die infolge einer Überschreitung des in einem bestimmten Teilintervall eingestellten Wertes Dadurch das Differenzsignal e(nT)entstehen, einen bestimmten sehr kleinen, für jedes der Teilintervalle gleichen Wert nicht überschreitet.

Auf Grund eingehender Untersuchungen an einem Sprachsignal mit einer Bandbreite von 4 kHz und einer Dauer von J Minuten sind für die Grenze der Teilintervalle im vorliegenden Übertragungssystem die nachfolgenden Werte gewählt worden: s„,.-„/64, x,„.,,/16, Aii.i%/8. Diese Wahl ist auch durch das Bestreben eines Aufbaues bestimmt worden, der zum Gebrauch von digitalen Techniken geeignet ist.

In der untenstehenden Tabelle sind die erwähnten Daten zusammengefaßt. Die erste Spalte enthält die Teilintervalle als Bruchteile des Maximalwertes s,„.„, während die zweite und die dritte Spalte die zugehörigen Werte des Verstärkungsfaktors Λ bzw. des wirksamen dynamischen Bereiches D,»darstellen.

(> - 1/64	X	/V8
1/64 - 1/16	4	D/4
1/16 - l/S	2	D/2
1/8 - 1	I	D

Überraschenderweise hat es sich aus den bereits obenstehend erwähnten eingehenden Untersuchungen

herausgestellt, daß durch Verwendung der Steuergeneratoren 17,17' nach der Erfindung ein Steuersignal s(nT) erhalten wird, das ein gutes Maß für die zu erwartende Größenordnung des Differenzsignals e(nT)am Ausgang des Differenzerzeugers 11 ist. Auf Grund dieses Steuersignals s(nT) kann der wirksame dynamische Bereich D_ea der Kombination aus dem Verstärker 20 und dem nicht-uniformen Quantifizierkreis 6 nun in jedem Zeitpunkt t — nTderart eingestellt werden, daß einerseits der eigene dynamische Bereich D des Quantifizierkreises 6 zur Verarbeitung des dann auftretenden Differenzsignals e(nT) immer vollständig benutzt wird, während andererseits die Wahrscheinlichkeit von Begrenzungsfehiern durch Überschreitung dieses eigenen dynamischen Bereiches D einen sehr geringen Wert beibehält. Auf diese Weise wird im vorliegenden Übertragungssystem über einen großen dynamischen Bereich der zu übertragenden Sprachsignale eine wesentliche Vergrößerung des Signal-Quantifizierungsgeräuschverhältnisses bewerkstelligt, die eine wesentliche Verbesserung der Übertragungsqualität herbeiführt.

Zur Erläuterung ist in Fig. 3 für das Sprachübertragungssystem nach F i g. 1 und 2 das durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen erhaltene Signal-Quantifizierungsgeräuschverhältnis S/N_q als Funktion der Ansteuerung des Systems durch die zu übertragenden Sprachsignale (Kurve a) aufgetragen., Als Maß für die Aussteuerung ist der genormte Effektivwert o,/x,_7U% des Sprachsignals gewählt worden. Dieser Effektivwert (»root-mean-square value«) entspricht für Sprachsignale der Quadratwurzel aus der Varianz <5,², weil der Mittelwert ja gleich Null ist; weiter ist der Effektivwert auf die maximale Amplitude *„,.,, des Sprachsignals, wobei noch gerade keine Begrenzung stattfindet, genormt. Die beiden Größen S/N_q und o,/x„_ux sind in dB dargestellt. Zugleich ist in F i g. 3 der Verlauf von S/N_q für ein System aufgetragen, in dem eine nicht-uniforme PCM-Kodierung mit einer gebrochen-linearen Kornprcssionskennlinie nach der CEPT-Norm auf das Sprachsignal selbst angewandt worden ist, und zwar eine PCM-Kodierung, wobei die Anzahl Kodebits je Signalabtastwert ebenso wie im vorliegenden System 8 beträgt (Kurve 6Jt

Ein Vergleich der beiden Kurven a und b zeigt, daß mit dem vorliegenden System ein wesentlicher Gewinn im Signal-Quantifizierungsgeräuschverhältnis gegenüber dem bekannten System erhalten wird und zugleich, daß dieser Gewinn größer wird, je nachdem die Aussteuerung des Systems abnimmt. Dieser Gewinn kann dazu verwendet werden, im vorliegenden Übertragungssystem die erforderliche Bandbreite in der Übertragungsstrecke — d. h., die Anzahl Kodebits je Signalabtastwert — zu verringern und dennoch eine mit dem bekannten System vergleichbare Übertragungsqualität zu erzielen. Im vorliegenden System wird dabei der wesentliche Vorteil erhalten, daß trotz der Verringerung der erforderlichen Bandbreite der Aussteuerbereich mit einer guten Übertragungsqualität gegenüber dem beim bekannten System in wesentlichem Maße vergrößert wird.

Vollständigkeitshalber sind in Fig.3 zugleich die gestrichelten Kurven a'und ^'aufgetragen, die den aus den genannten Untersuchungen errechneten Verlauf von S/Nq im vorliegenden und im bekannten System darstellen für den physikalisch nicht zu verwirklichenden Fall, daß die nicht-uniformen Quantifizierkennlinien unbegrenzt fortgesetzt werden würden.

Wie obenstehend bereits erwähnt wurde, ist im vorliegenden Übertragungssystem die Wahrscheinlichkeit von Begrenzungsfehiern infolge einer Überschreitung des eingestellten dynamischen Bereiches sehr gering und bereits aus diesem Grunde ist ihr Einfluß auf die Übertragungsqualität äußerst klein. Außerdem stellt es sich aus den bereits obengenannten eingehenden Untersuchungen heraus, daß überraschenderweise ein Begrenzungsfehler im vorliegenden Übertragungssystem praktisch nicht zu einer Fehlerfortpflanzung führt, obschon eine derartige Fehlerfortpflanzung auf Grund der Art und Weise der Erzeugung des Prädiktionssignals zu erwarten wäre.

Ein Begrenzungen ier im Zeitpunkt ι = nT verursacht ja nicht nur im Sender und im Empfänger einen Fehler in dem quantifizierten Signalabtastwert x.,(nT) und folglich eine momentane Zunahme des Quantifizierungsgeräusches, sondern auch verursacht dieser Begrenzungsfehler im nächstfolgenden Abtastzeitpunkt t = (n + 1)7 ein zwar im Sender und Empfänger gleiches, jedoch fehlerhaftes Prädiktionssignal \\(n + 1)7]. Im ungünstigsten Fall kann dadurch im bekannten Übertragungssystem im Zeitpunkt t = (n + 1)7wieder ein Begrenzungsfehler verursacht werden, der seinerseits einen Begrenzungsfehler im Zeitpunkt t = (n + 2)7verursachtusw.

Aus den obengenannten eingehenden Untersuchungen stellt es sich nun jedoch heraus, daß nach einem Begrenzungsfehler im Zeitpunkt t = nTder dynamische Bereich im vorliegenden Übertragungssystem automatisch auf den darauffolgenden größeren Wert eingestellt wird, wodurch die Wahrscheinlichkeit einer Überschreitung dieses größeren dynamischen Bereiches so drastisch verringert wird, daß bereits im nächstfolgenden Abtastzeitpunkt t = (n + 1)7 praktisch keine Begrenzungsfehler mehr auftreten. Durch diese selbstkorrigierende Eigenschaft des vorliegenden Übertragungssystems wird auch im ungünstigsten Fall eine Fehlerfortpflanzung nach einem Begrenzungsfehler äußerst schnei! unterbrochen oder sogar vöiiig vermieden. Es stellt sich heraus, daß die bereits mit geringer Wahrscheinlichkeit auftretenden Begrenzungsfehler auf diese Weise in der Praxis keinen spürbaren Einfluß auf die Übertragungsqualität haben, die durch Anwendung der erfindungegemäßen Maßnahmen erhalten worden ist.

Dadurch, daß im vorliegenden Übertragungssystem in jedem Teilintervall des Gesamtsteuersignalbereiches der wirksame dynamische Bereich auf einen optimalen Wert eingestellt wird wird auch infolge des sdbstkorngierenden Verhaltens des Systems nach Begrenzungsfehiern gerade für geringe Werte der Aussteuerung eine wesentliche Verbesserung der Übertragungsqualität bewerkstelligt. Durch die günstigen Eigenschaften kann die Übertragungsqualität noch weiter verbessert werden, und zwar dadurch, da'ß in jedem Teilin'tervall des Gesamtsteuersignalbereiches nicht nur der optimale wirksame dynamische Bereich eingestellt wird, sondern auch der nicht-lineare Zusammenhang zwischen dem Eingangs- und Ausgangssignal des nicht-uniformen Quantifizierkreises an die Wahrscheinlichkeitshäufigkeitsfunktion des zu übertragenden Differenzsignals in dem Teilintervall optimal angepaßt wird.

Wenn der nicht-uniforme Quantifizierkreis 6 in F i g. 1 auf die übliche Weise eingerichtet ist, so daß der nicht-uniformen Verteilung der Entscheidungspegel für das Eingangssignal eine uniforme Verteilung der zugehörenden repräsentativen Pegel für das Ausgangs-

signal entspricht, können die unterschiedlichen nicht-linearen Kennlinien auf einfache Weise dadurch verwirklicht werden, daß für jedes Teilintervall des Steuersignals eine geeignete nicht-uniforme Verteilung der Entscheidungspege! gewählt wird und die uniforme Verteilung des zugehörenden repräsentativen Pegels ungeändert gelassen werden. Wird nun im Quantifizierkreis 6 das Netzwerk, dem die Entscheidungspegel entnommen werden, einstellbar ausgebildet, so können mit Hilfe des Steuersignals außer der bereits genannten gebrochen-linearen Kompressionskennlinien nach der CEPT-Norm noch andere gebrochen-lineare Kompressionskennlinien und gewünschtenfalls auch Expansionskennlinien eingestellt werden. Auf ähnliche Weise können die zugehörenden reziproken nichtlinearen Kennlinien in den Expandierkreisen 10,10' in F i g. 1 und F i g. 2 verwirklicht werden.

Auf diese Weise kann das durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen erhaltene Steuersignal dazu verwendet werden, nicht nur den verfügbaren dynamischen Bereich zur Verarbeitung des zu übertragenden Differenzsignals immer vollständig zu benutzen, sondern auch dazu, die in diesem dynamischen Bereich anzuwendenden Kompressions- und Expansionskennlinien immer an die Wahrscheinlichkeitshäufigkeitsfunk- 2> tion dieses Differenzsignals anzupassen. Unter Anwendung dieses zusätzlichen Freiheitsgrades kann dann ein zusätzlicher Gewinn im Signal-Quantifiziergeräuschverhältnis in der Größenordnung von 6 bis 8 dB erhalten werden und folglich die bereits besonders gute j» Übertragungsqualität des Übertragungssystems nach der Erfindung noch im wesentlichen Maße weiter verbessert weiden.

Bei dem bisher beschriebenen Übertragungssystem ist vorausgesetzt worden, daß im Übertragungskanal r, keins Fehler auftreten. Obschon in den üblichen PCM-Übertragungskanälen die Wahrscheinlichkeit von Übertragungsfehlern äußerst gering ist und dadurch ihr Einfluß auf die Übertragungsqualität in der Praxis ebenfalls sehr klein ist, können diese Fehler unter besonders ungünstigen Umständen in Empfängern zu einer Fehlerfortpflanzung führen, die die Übertragungsqualität beeinträchtigen kann.

Ein Übertragungsfehler hat zur Folge, daß die entsprechenden quantifizierten Signalabtastwerte j-, X(J^nT) im Sender und im Empfänger voneinander abweichen, wodurch das Prädiktionssignal x((n +1)7] im Empfänger ebenfalls falsch ist. Im ungünstigsten Fall kann diese fehlerhafte Prädiktion im Empfänger früher oder später eine fehlerhafte Einstellung des dynami- -,0 sehen Bereiches herbeiführen, wonach im Sender und im Empfänger unterschiedliche Prädiktionssignale erzeugt werden und der Zusammenhang zwischen dem zu übertragenden Differenzsignal und den quantifizierten Signalabtastwerten im Empfänger verlorengeht. ■-,--,

Im Übertragungssystem nach F i g. 1 und F i g. 2 kann das Fortbestehen einer fehlerhaften Prädiktion im Empfänger nach dem Auftritt von Übertragungsfehlern dadurch unterbrochen werden, daß in regelmäßigen Zeitpunkten statt des Differenzsignals e(nT) der w> Signalabtastwert x(nT)selbst übertragen wird.

Dazu enthält das vorliegende Übertragungssystem zwei synchron arbeitende Maximallängenschieberegisterfolgengeneratoren 28 und 28', die im Sender nach F i g. 1 bzw. im Empfänger nach F i g. 2 angeordnet sind, ni Diese Generatoren 28, 28' haben die Form eines Schieberegisters mit ρ Stufen, die im Sender vom Abtastimpulsgenerator 4 und im Empfänger von einem im PCM-Synchronisierkreis 14 vorhandenen Ortsabtastimpulsgenerator 29 gesteuert werden, welches Schieberegister mit einem Modulo-2-Rückkopplungskreis versehen ist Wie allgemein bekannt, kann ein derartiger Generator 28, 28' eine pseudo-beliebige Folge binärer Impulse erzeugen mit einer Periode: L = (2P - 1)7; wobei Tdie Abtastperiode ist An diesen Generator 28, 28' ist ein Zustandsdetektor 30, 30' angeschlossen, der in jeder Periode mit der Länge L einmal einen Impuls abgibt bei einem bestimmten Inhalt des Schieberegisters, beispielsweise wenn alle Stufen sich im »1 «-Zustand befinden. Der Ausgangsimpuls des Zustandsdetektors 30, 30' bringt einerseits den Inhalt sämtlicher Speicherelemente 22—25, 22'—25' im Speichernetzwerk 18, 18' auf seinen Maximalwert und andererseits den Inhalt des Prädiktors 8,8' auf den Wert Null. Das Steuersignal nach der Formel (4) wird dann auf seinen Maximalwert s_m„ gebracht und folglich wird der wirksame dynamische Bereich im Sender und im Empfänger ebenfalls auf den Maximalwert D eingestellt. Weiter hat dann das Prädiktionssignal im nächstfolgenden Abtastzeitpunkt den Wert Null, so daß in diesem Zeitpunkt statt des Differenzsignals der Signalabtastwert selbst übertragen wird. Wenn diese Übertragung nicht gestört wird, funktioniert das vorliegende Übertragungssystem in dem darauffolgenden Abtastzeitpunkt wieder normal. Auf diese Weise wird das Fortbestehen einer fehlerhaften Prädiktion im Empfänger infolge eines Übertragungsfehlers unterbrochen.

Für die erforderliche Synchronisation der Generatoren 28, 28' können mit Vorteil die in dem Artikel »Common bandwidth transmission of information signals and pseudo-noise synchronization waveforms«, IEEE transactions on Communication Technology, Heft COM. 16, Nr. 6, Dezember 1968, Seiten 796-807 beschriebenen Techniken angewandt werden, weil dann für die Synchronisationsübertragung keine zusätzliche Bandbreite oder zusätzliche Zeit erforderlich ist. Im Sender nach F i g. 1 wird dazu in einem Summenerzeuger 31 zum Ausgangssignal des PCM-Kodierkreiscs 7 das Ausgangssignal des Generators 28 mit beispielsweise einem 20 dB niedrigeren Pegel ohne Frequenz- und Zeittrennung addiert. Im Empfänger nach Fig.2 werden das übertragene Ausgangssignal des Summenerzeugers 31 und das Ausgangssignal des Generators 28' einem Kreuzkorrelator 32 zur Erzeugung eines Regelsignals zugeführt, das über ein Glättungsfilter 33 dem Ortsabtastimpulsgenerator 29 in Form eines spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt wird. Mit Hilfe dieser geschlossenen Regelschltifc wird eine genaue und schnelle Synchronisation des Generators 28' bewerkstelligt. Zur weiteren Verringerung des bereits geringen Einflusses des Synchronisationssignals auf die Übertragung des Ausgangssignals des PCM-Kodierkreises 7 wird das Ausgangssignal des Generators 28' in einen Differenzerzeuger 34 vom Eingangssignal des Empfängers subtrahiert.

Es sei noch bemerkt, daß im vorliegenden Übertragungssystem die Maßnahmen zur Unterbrechung der fehlerhaften Prädiktion nach einem Übertragungsfehler gegebenenfalls auch nach dem Auftritt eines Begrenzungsfehlers angewandt werden können. So kann beispielsweise ein Begrenzungsfehler im Sender und im Empfänger auf einfache Weise mit Hilfe eines Kodedetektors 35, 35', der an den PCM-Kodierkreis 7 bzw. den PCM-Dekodierkreis 13 angeschlossen ist und der beim Auftritt eines Begrenzungsfehlers im Sender und im Empfänger einen Stellimpuls abgibt, auf einfache

Weise festgestellt werden. Dieser Stellimpuls bringt die in den Generatoren 28, 28' vorhandenen Schieberegister in denjenigen Zustand, in dem die Zustandsdetektoren 30,30' einen Ausgangsimpuls abgeben. Wie bereits obenstehend erläutert wurde, hat letzteres zur Folge, daß im nächstfolgenden ALtastzeitpunkt der Signalabtastwert selbst statt des Differenzsignals übertragen wird. In der Praxis stellt sich jedoch heraus, daß die Anwendung dieser Maßnahmen nach einem Begrenzungsfehler nicht notwendig sind, und zwar wegen des bereits erwähnten selbstkorrigierenden Verhaltens des Übertragungssystems, wodurch die Fehlerfortpflanzung nach dem Auftritt eines Begrenzungsfehlers auch im ungünstigsten Fall automatisch unterbrochen oder sogar völlig vermieden wird.

Auf diese Weise haben die Begrenzungsfehler praktisch keinen spürbaren Einfluß auf die Übertragungsqualität des Sprachübertragungssystems infolge der selbstkorrigierenden Eigenschaften, während der bereits geringe Einfluß der Übertragungsfehler dadurch noch weiter verringert wird, daß der Signalabtastwert selbst in regelmäßigen Zeitpunkten übertragen wird. Ein Vorteil der dabei angewandten Synchronisationsmethode ist, daß die richtige Wirkung des Übertragungssystems gewährleistet ist, sogar nach Unterbrechungen des PCM-Übertragungskanals.

Die Maßnahmen, die im Empfänger nach F i g. 2 zur Synchronisation des Generators 28' angewandt worden sind, führen zugleich dazu, daß eine genau synchronisierte Ortsabtastfrequenz von 9 kHz verfügbar ist. Daraus wird mit Hilfe eines Frequenzmultiplikators 36, der an den Ortsabtastimpulsgenerator 29 angeschlossen ist, die im Regenerator 12 erforderliche Kodebitfrequenz hergeleitet. Auf sehr einfache Weise wird dann ein zweckdienlicher PCM-Synchronisierkreis 14 erhalten, der eine minimale Anzahl von Elementen enthält.

Im Rahmen der Erfindung sind viele Abwandlungen des in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellten Übertragungssystems möglich. So können in Fi g. 1 die Frequenzen des komprimierenden nicht-uniformen Quantifizierkreises und des PCM-Kodierkreises 7 in Kombination durchgeführt werden, und zwar durch einen nicht-uniformen PCM-Kodierkreis mit einer gebrochen-linearen Kompressionskennlinie beispielsweise entsprechend der CEPT-Norm, während auf gleiche Weise in Fig. 2 die Funktionen des PCM-Dckodierkreises 13 und des Expandierkreises 10' in Kombination durch den zugehörenden nicht-uniformen PCM-Dekodierkreis durchgeführt werden können. Ein gleicher nicht-uniformer PCM-Dekodierkrcis erfüllt dann in Fig. 1 die Funktion des Expandierkreises 10 und zugleich die der notwendigen PCM-Dekodierung des komprimierten und quantifizierten Differenzsignals, das nun ja ausschließlich in Form eines PCM-Wortes verfügbar ist. Der Aufbau derartiger nicht-uniformen Kodier- und Dekodierkreise für PCM ist allgemein bekannt und bedarf keiner weiteren Erläuterung.

Weiter ist es möglich, die erforderliche Regelung des dynamischen Bereiches intern in den nicht-uniformen PCM-Kodier- und PCM-Dekodierkreisen zu bewerkstelligen statt extern mit Hilfe der einstellbaren Verstärker 20, 21, 21', wie in Fig. 1 und Fig. 2. Dabei können mit Vorteil nicht-uniforme Zählkodierkreise und Zähldekodierkreise von dem in der niederländischen Offenlegungsschrift 71 02 557 beschriebenen Typ angewandt werden.

Fig.4 und Fig.5 zeigen eine blockschematische Darstellung einer Abwandlung des erfindungsgemäßen

Übertragungssystems, wobei die Elemente in F i g. 4 und F i g. 5, die denen aus F i g. 1 und F i g. 2 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben worden sind. Das Übertragungssystem nach F i g. 4 und F i g. 5 weicht im wesentlichen von dem nach F i g. 1 und F i g. 2 durch die Anwendung der obengenannten Zählkodier- und Zähldekodierkreise und die Anwendung von digitalen Bauelementen für die Ausbildung der Prädiktoren 8 und 8', der Summenerzeuger 9, 9' und der Steuergeneratoren 17,17'ab.

Im Sender nach F i g. 4 wird das dem Differenzerzeuger 11 entnommene Differenzsignal e(nT) einem nicht-uniformen PCM-Kodierkreis 37 zum Erzeugen eines PCM-Wortes mit 8 Kodebits, das für das komprimierte, nicht-uniforme quantifizierte Differenzsignal e„HnT) repräsentativ ist und in Reihenform dem Empfänger nach Fig.5 übertragen wird, zugeführt. Dieser nicht-uniforme PCM-Kodierkreis 37 enthält dazu einen Kreis 38 zur einzelnen Bestimmung der Polarität sgn\efnT)J und der Größe | efnT)} dieses Differenzsignals efnT). Das Polaritätssignal wird unmittelbar einem der 8 Eingänge eines Parallel-Serienwandlers 39 zugeführt, während in einem Zählkodierkreis 40 aus dem Größensignal ein PCM-Wort mit 7 Kodebits in Parallelform erzeugt wird, das für die Größe des komprimierten nicht-uniformen quantifizierten Differenzsignals e„/nT) repräsentativ ist. Dieses PCM-Wort in Parallelform — in Fig.4 durch [\e„j(nT)\] bezeichnet — wird den übrigen 7 Eingängen des Parallel-Serienwandlers 39 zugeführt.

Der Aufbau und die Wirkungsweise des Zählkodierkreises 40 in F i g. 4 wird noch näher an Hand der F i g. 5 erläutert. Wie aus dieser Erläuterung hervorgehen wird, bietet ein derartiger Zählkodierkreis den wesentlichen Vorteil, daß darin zugleich ein PCM-Wort in Parallelform verfügbar ist, das für die Größe des quantifizierten aber nicht komprimierten Differenzsignals e^fnT) repräsentativ ist, so daß kein gesonderter Zählkodierkreis zum Erhalten dieses Signals notwendig ist.

Das auf diese Weise im Zählkodierkreis 40 erhaltene PCM-Wort - in F i g. 4 durch [ | eJnT) | ] bezeichnet wird nun zusammen mit dem Polaritätssignal sgn{efnT/i unmittelbar dem Summenerzeuger 9 zugeführt, der als binärer Volladdierer mit Parallelstruktur ausgebildet ist, Diesem Volladdierer 9 wird zugleich ein PCM-Wort in Parallelform zugeführt, das für das Prädiktionssignal xfnT) repräsentativ ist - durch [xfnTJ] bezeichnet —, und am Ausgang wird dann ein PCM-Wort in Parallelform erhalten, das für die quantifizierten Signalabtastwerte xJnT)- durch [V⁷TIbezeichnet repräsentativ ist. Der Prädiktor 8 ist als digitales Verzögerungsglied mit Parallelstruktur ausgebildet, in dem zum Erhalten des PCM-Wortes [xfnT)\ entsprechend der Formel (2) das PCM-Wort [xjnT)\ während einer Abtastperiode Tgespeichert wird.

Der Steuergenerator 17 in Fig. 4 ist ebenfalls völlig aus digitalen Bauelementen zusammengestellt. Die Speicherelemente 22—25 des Speichernetzwerkes 18 sind ebenso wie der Prädiktor 8 als digitale Verzögerungsglieder mit Parallelstruktur ausgebildet, wobei in jedem dieser Glieder ein ihm zugeführtes PCM-Wort während einer Abtastperiode Γ gespeichert wird. Im Steuergenerator 17 wird nun entsprechend der Formel (4) ein PCM-Wort in Parallelform erzeugt, das für das Steuersignal s(nT) - durch [s(nT)\ bezeichnet repräsentativ ist, indem dem Speichernetzwerk 18 das PCM-Wort [ I i//irj|/4] zugeführt wird und indem an das Speichernetzwerk 18 ein digitaler Addierkreis mit

Pyramidenstruktur angeschlossen wird, indem die Ausgänge der digitalen Verzögerungsglieder 22,23 bzw. 24,25 mit einem binären Volladdierer 41 bzw. 42 und die Ausgänge derselben ebenfalls mit einem binären Volladdierer 43 verbunden werden. Das PCM-Wort [ I χJnT) I /4] Ω /4] wird aus dem PCM-Wort [xqfnTfi am Eingang des Prädiktors 8 über einen Einschreibekreis 44, der mit Hilfe von Selektionstoren sowohl das Polaritätsbit unterdrückt (Bildung des Absolutwertes) sowie die übrigen Kodebits über zwei Positionen nach niedrigeren Gewichten verschiebt (diese Gewichtsverschiebung entspricht der zur Mittelung erforderlichen Teilung durch 4), wobei die zwei am wenigsten signifikanten Kodebits unterdrückt werden, abgeleitet Dadurch können die Verzögerungsglieder 22—25 für PCM-Worte mit 3 Kodebits weniger als das PCM Wort am Eingang des Prädiktors 8 eingerichtet werden. Der Einschreibekreis 44 und die Volladdierer 41—43 erfüllen also in Kombination die Funktionen des Mittelwertnetzwerkes 19 und des Zweiweggleichrichters 26 in F i g. 1.

Der Bewertungskreis 27 ist als Kodedetektor für das PCM-Wort [s(nTJ\ am Ausgang des Volladdierers 43 ausgebildet, welches Wort ein Kodebit weniger enthält als das PCM-Wort [xjnTJ\ am Eingang des Prädiktors 8. Dieser Kodedetektor 27 detektiert, in welchem der 4 Kodebereiche, die mit den bereits erwähnten Teilintervallen

(0, w/64),(s„,„/64, w/16),
(im,* 16,5_m„/8 und (i_m„»/8, s_max)

des Steuersignalbereiches übereinstimmen, das PCM-Wort [s(nTJ\ liegt und gibt das zugehörende Detektionsresultat s/in Parallelform an seinem Ausgang ab, beispielsweise für die genannte Folge von Teilintervallen als binäre Zahlen (00), (01), (10) und (11).

Weiter enthält der Sender in Fig.4 noch ein Widerstandsdekodiernetzwerk 45 zum Erzeugen des analogen Prädiktionssignals x(nT) aus dem PCM-Wort [x(nTJ[ Dieses Dekodiernetzwerk 45 ist auf bekannte Weise mit Hilfe von Gewichtungswiderständen aufgebaut, von denen die aufeinanderfolgenden Werte sich als aufeinanderfolgende ganze Potenzen von 2 verhalten und einen Summenwiderstand mit einem Wert, der gegenüber dem kleinsten Gewichtungswiderstand klein ist.

In dem mit dem Sender in F i g. 4 zusammenarbeitenden Empfänger kann ein zum nicht-uniformen PCM-Kodierkreis 37 gehörender nicht-uniformer PCM-Dekodierkreis verwendet werden. Im Empfänger nach F i g. 5 findet jedoch eine Aufspaltung dieses nicht-uniformen PCM-Dekodierkreises in einen PCM-Kodewandler in Form eines digitalen Expandierkreises 46 und einen uniformen PCM-Dekodierkreis 47 statt.

Das serienförmig empfangene PCM-Wort, das für das komprimierte, nicht uniform quantifizierte Differenzsignal e_cq(nT)repräsentativ ist, wird in F i g. 5 dem digitalen Expandierkreis 46 zum Erzeugen des PCM-Wortes in Parallelform [e^nT)\, das für das quantifizierte, aber nicht komprimierte Differenzsignal repräsentativ ist, zugeführt. Dieser Expandierkreis 47 enthält dazu einen Serien-Parallelwandler 48 mit einem Zwischenspeicher, wobei die in Reihenform empfangenen PCM-Worte in die Parallelform umgewandelt und im Zwischenspeicher gespeichert werden. An einem der 8 Ausgänge des Serien-Parallelwandlers 48 tritt dann das Polaritätssignals sgn\e(nT^ auf und an den übrigen 7 Ausgängen das PCM-Wort [\βη{ηΤ)\] in Parallelform. In einem Zählexpandierkreis 49 wird aus dem PCM-Wort [ ] CcJnT)I ] das PCM-Wort [ | eJnT) | ] erzeugt, das für die Größe des quantifizierten aber nicht komprimierten Differenzsignals e^nT^repräsentativ ist

Die Aufspaltung in dem Expandierkreis 46 und dem ί uniformen PCM-Dekodierkreis 47 bietet nun den Vorteil, daß am Ausgang des Expandierkreises 46 das Polaritätssignal sgn{e(nT} und das PCM-Wort [ I eJnT) I ] verfügbar sind, die zusammen das PCM-Wort [eJnTJl bilden, das im Empfänger nach F i g. 5 auf

ίο genau dieselbe Weise verarbeitet werden kann wie im Sender nach F i g. 4. Die dazu erforderlichen Elemente sind in F i g. 5 mit denselben Bezugszeichen angegeben, wie die entsprechenden Elemente in Fig.4, jedoch in F i g. 5 mit einem Akzent versehen. Auch in F i g. 5 wird

π das dom Prädiktor 8' entnommene PCM-Wort [i(nTJ\ mit dem Expandierkreis 46 entnommenen PCM-Wort [eJnTJ\ im binären Volladdierer 9' zu dem PCM-Wort [xq(nf)\ kombiniert, das dem Prädiktor 8' sowie dem Steuergenerator 17' zugeführt wird.

-·'· Im Empfänger nach Fig.5 wird dieses PCM-Wort [xq(nTJ\ ebenfalls dem uniformen PCM-Dekodierkreis 47 zum Erzeugen des analogen quantifizierten Signalabtastwertes Xq(nT) zugeführt, das zum Bandfilter 15 weitergoleitet wird. Dieser PCM-Dekodierkreis 47

r> enthält dazu ein Widerstandsdekodiernetzwerk 50, das auf dieselbe Weise aufgebaut ist wie das Dekodiernetzwerk 45 in Fig.4 und einen Abtast- und Haltekreis 51, der vom Ortsabtastimpulsgenerator 29 im PCM-Synchronisierkreis 14 gesteuert wird.

in Der Aufbau und die Wirkungsweise des Zählexpandierkreises 49 entsprechen in großen Zügen denen des Zählkodierkreises 40 in F i g. 4 und werden an Hand der F i g. 7 näher erläutert.
Fig.6 zeigt detailliert den in Fig.4 verwendeten

r> Zählkodierkreis 40, der für eine nicht-uniforme Kodierung mit 7 Kodebits je Abtastwert des Eingangssignals eingerichtet ist. Die darin verwendete gebrochen-lineare Kompressionskennlinie entspricht der CEPT-Norm und enthält auf diese Weise 7 Segmente, wobei für ein

κι zunehmendes Eingangssignal in jedem folgenden Segment die Quantifizierungscinheit um einen Faktor 2 größer wird.

Der Zählkodierkreis in Fig.6 enthält einen vom Abtastimpulsgenerator 4 in Fig.4 synchronisierten

r> Taktimpulsgcncralor 52, der Taktimpulse mit einer Frequenz entsprechend der I28fachen Abtastfrequen/. liefert. Diese Taktimpulse werden über ein Tor 53 einem ersten binären Impulszähler 54 mit 11 in Kaskade verbundenen binären Zählstufen 55—65 zugeführt,

>(i deren Ausgänge an ein Widerstandsdekodiernetzwerk 66 angeschlossen sind, das auf dieselbe Weise wie die Dekodiernetzwerke 45 und 50 in F i g. 4 bzw. F i g. 5 aufgebaut ist. Weiter enthält der Zählkodierkreis in Fig. 6 einen Komparator 67, dem einerseits das zu

V₁ kodierende Signal | c(nT)\ des Kreises 38 in Fig.4 und andererseits das quantifizierte Ausgangssignal des Dekodiernetzwerkes 66 als Bczugssignal zugeführt wird. Wenn letzteres Signal größer wird als das zu kodierende Signal gibt der Komparator 67 über einen

mi Verstarker 68 dem Tor 5} ein Sperrsignal ab und unterbricht auf diese Weise die Zufuhr von Taktimpulsen zum Impulszähler 54.

Entsprechend der bereits erwähnten Offenlegungsschrift ist jeder der ersten 7 Zählstufen 55—61 des

h'i npulszählers 54 ein Kopplungselement 69 zugeordnet, und zwar zum Entkoppeln der betreffenden Zählstufe von den vorhergehenden Zählstufen und /um unmittelbaren Koppeln des Taktimpulsgenerators 52 mit der

betreffenden Zählstufe, so daß diese als erste Zählstufe wirksam ist Die Kopplungselemente 69 werden durch einen Steuerkreis 70 entsprechend eiaem festen Programm gesteuert Dieses Programm ist derart eingerichtet, daß beim Anfang der Kodierung die Taktimpulse der ersten Zählstufe 55 des Impulszählers 54 zugeführt werden. Erreicht der Impulszähler 54 die Zählstellung, die dem Anfangspunkt des zweiten Segmentes der genannten gebrochen-linearen Kompressionskennlinie entspricht, so wird die erste Zählstufe 55 entkoppelt, und die zweite Zählstufe wird mit dem Taktimpulsgenerator 52 gekoppelt jeder nun dieser zweiten Zählstufe 56 zugeführte Taktimpuls erhöht die Zählstellung des Inipulszählers 54 um einen Schritt zur Größe von 2, was gerade der Quantifizierungseinheit für dieses zweite Segment entspricht Nach dem Erreichen de·; Anfangspunktes des dritten Segmentes wird die zweite Zählstufe 56 entkoppelt, und die drit'e Zählstufe 57 wird mit dem Taktimpulsgenerator 52 gekoppelt, so daß jeder Taktimpuls die Zählstellung um einen Schritt zur Größe von 4 erhöht, und zwar entsprechend der Quantifizierungseinheit für dieses dritte Segment und so weiter für die anderen Segmente. Wird das Programm auf diese Weise durchgeführt, so entsteht am Ausgang des Dekodiernetzwerkes 66 ein quantifiziertes Signal, dessen Amplitude die Reihe von Quantifizierungswerten der nicht-uniformen Quantifizierungsskala für das zu kodierende Eingangssignal durchläuft

Das PCM-Wort [ | e„/nT)\ \ das mit 7 Kodebits die Größe des komprimierten nicht-uniform quantifizierten Differenzsignals e^nT) darstellt, wird nun auf besonders einfache Weise mit Hilfe eines zweiten binären Impulszählers 71 mit 7 in Kaskade verbundenen binären Zählstufen erhalten, welcher zweite Impulszähler 71 die Auswahl dem ersten binären Impulszähler 54 zugeführter Taktimpulse linear zählt Jeder Taktimpuls erhöht ja die Zählstellung des ersten Impulszählers 54 in nur einem Schritt bis zur Zählstellung, die dem nächstfolgenden Wert der nicht-uniformen Quantifizierungsskala für das zu kodierende Eingangssignal entspricht. Wird vom Anfang der Kodierung an die Anzahl Schritte gezählt mit Hilfe des zweiten Impulszählers 71, so entspricht die Zählstellung dieses Impulszählers 71 gerade dem Wert der uniformen Quantifizierungsskala für das komprimierte Ausgangssignal. Am Ende der Kodierung ist also das gewünschte PCM-Wort [| e_ig(nTJ|] in Parallelform an den 7 Ausgängen des zweiten Impulszählers 71 verfügbar.

Der betreffende Zählkodierkreis bietet den Vorteil, daß das PCM-Wort [\e^nT)\\ das die Größe des nicht-uniform quantifizierten aber nicht komprimierten Differenzsignals e^nT) darstellt, am Ende der Kodierung ebenfalls in Parallelform verfügbar ist, und zwar an den 11 Ausgängen des ersten Impulszählers 54.

Der Steuerkreis 70 wird in F i g. 6 durch ein an den Impulszähler 71 angeschlossenes Zählstellungsdekodiernetzwerk 72 zum Dekodieren der Zählstellungen, die die Anfangspunkte der 7 Segmente der genannten gebrochen-linearen Kompressionskennlinie markieren, gebildet. An das Zählstellungiii'x.diernetzwerk 72 ist ein Wahlkreis 73 angeschlossen mit ebenso vielen Eingängen wie es Segmente gibt und mit ebenso vielen Ausgängen wie es unterschiedliche Quantifizierungseinheiten gibt. Im vorliegenden Fall hat jedes Segment eine eigene Quantifizierungseinheit, so daß der Wahlkreis 73 also 7 Paare zusammengehörender Eingänge und Ausgänge aufweist. Beim Anfangspunkt beispielsweise des dritten Segmentes steuert das Zählstellungsdckodiernetzwerk 72 den Wahlkreis 73 an seinem dritten Eingang an, und der Wahlkreis 73 wählt dann seinen dritten Ausgang, wodurch ein Signal am Steuereingang des Koppelelementes 69 abgegeben wird, das der dritten Zählstufe 57 des Impulszählers 54 zugeordnet ist, und diese dritte Zählstufe 57 wird unmittelbar mit dem Taktimpulsgenerator 52 gekoppelt Wird danach der Anfangspunkt des vierten Segmentes erreicht, so wählt der Wahlkreis 73 den vierten Ausgang und beendet das

ι (i Signal an seinem dritten Ausgang.

Im betreffenden Zählkodierkreis werden die Abtastimpulse des Abtastimpulsgenerators 4 zugleich dazu verwendet die beiden Impulszähler 54, 71 und den Wahlkreis 73 beim Anfang jedes Kodierungszyklus in ihre Ausgangsstellung zurückzubringen.

Der Aufbau des Zählkodierkreises in Fig.6 eignet sich besonders zum Bewerkstelligen der im Sender nach F i g. 4 erforderlichen Regelung des wirksamen dynamischen Bereiches D_en im Zählkodierkreis selbst Dazu wird der erste Impulszähler 54 dadurch ausgebaut, daß von der ersten Zählstufe 55 drei zusätzliche Zählstufen 74, 75, 76 mit zugehörenden Koppelelementen 69 angeordnet werden, während zugleich ein dazugehörender Ausbau des Widerstandsdekodiernetzwerkes 66

ι > stattfindet Weiter wird im Steuerkreis 70 zwischen dem Wahlkreis 73 und den Koppelelementen 69 ein Schaltungsnetzwerk 77 angeordnet mit 7 Eingängen, die au die Ausgänge des Wahlkreises 73 angeschlossen sind und mit 10 Ausgängen, die an die Steuereingänge der

in Koppelelemente 69 der Zählstufen 74—76, 55—61 im Impulszähler 54 angeschlossen sind. Dieses Schaltungsnetzwerk 77 ist derart eingerichtet, daß die 7 Eingänge immer mit 7 aufeinanderfolgenden Ausgängen verbunden sind. Diesem Schaltungsnetzwerk 77 wird zugleich

r. das Ausgangssignal Sj des Bewertungskreises 27 in F i g. 4 zum Einstellen auf eine der vier Verbindungsmöglichkeiten zugeführt

Wenn das Schaltungsnetzwerk 77 auf die in F i g. 6 durch gezogene Pfeile dargestellte Stellung eingestellt

in ist, in der die Ausgänge des Wahlkreises 73 mit den Steuereingängen der Koppelelemente 69 der Zählstufen 55—61 im Impulszähler 54 verbunden sind, ist der Zählkodierkreis auf dieselbe Art und Weise wirksam wie im bereits beschriebenen Fall, in dem der Ausbau

r. noch nicht stattgefunden hat. Der Zählkodierkreis hat dann für das zu kodierende Signal einen dynamischen Bereich D, der durch den Maximalwert der nicht-uniformen Quantifizierungsskala gegeben ist. Dieser Wert wird in einem Kodierungszyklus nach 127 Schritten, also

iii nach 127 Taktimpulsen des Taktimpulsgenerators 52 erreicht.

Obenstehend wurde erläutert, wie bei dem in F i g. 1 dargestellten Sender der wirksame dynamische Bereich D_eff für das zu kodierende Signal dem Wert D/2

v> entsprechend gemacht werden kann, wenn nach der Formel (5) der Verstärkungsfaktor A des Verstärkers 20 in Fig. 1 auf den Wert 2 eingestellt wird, mit anderen Worten, wenn das zu kodierende Signal um einen Faktor 2 verstärkt wird. Beim Zählkodierkreis in F i g. 6

mi wird eine gleiche Regelung des wirksamen dynamischen Hcreiches D_cn dadurch bewerkstelligt, daß nicht das zu kodierende Signal um einen Faktor 2 verstärkt wird, sondfti das dem Komparator 67 als rSe/ugssigiial /(!geführte quantifizierte Ausgangssignal ilrs I ickodiei

h'i nelzwerkes 66 um einen Faktor 2 gedampft vmkI. Dazu wird das Schaltungsnetzwerk 77 auf cIh-h-Im»· MiHiing eingestellt, in der die Ausgänge des Wahlkreises 7 J mit den Koppelelement^!! b9 der Zählstufen 76. 55—60 im

24 4ί 879

Impulszähler 54 verbunden sind. Dadurch fängt das durch das Zählstellungsdekodiernetzwerk 72 und den Wahlkreis 73 festgelegte Steuerprogramm der Koppelelemente 69 um eine Zählstufe früher an als die Zählstufe 55. Wird die Zählstellung des Impulszählers 54 auf dieselbe Weise wie obenstehend ausgedrückt, wobei jeder der Zählstufe 55 zugeführte Taktimpuls die Zählstellung um einen Schritt zur Größe 1 erhöht, so bedeutet diese Änderung des Anfangspunktes des Steuerprogramms, daß nun der Zählstufe 76 zwei Taktimpulse zugeführt werden müssen, um die Zählstellung um einen Schritt zur Größe 1 zu erhöhen. Jeder der Zählstufe 76 zugeführte Taktimpuls erhöht also die Zählstellung um einen Schritt entsprechend 1/2 und da der Zusammenhang zwischen der Zählstellung und dem Ausgangssignal des Dekodiernetzwerkes 66 nicht geändert ist, wird die Quantifizierungseinheit für das erste Segment halbiert. Das Steuerprogramm selbst ist ebenfalls nicht geändert, so daß die Quantifizierungseinheit für jedes der anderen Segmente ebenfalls halbiert wird, ebenso wie der in einem Kodierungszyklus maximal erreichbare Wert des Ausgangssignals des Dekodiernetzwerkes 66. Dadurch ist also der wirksame dynamische Bereich D_etrn\m gleich D/2.

Auf dieselbe Art und Weise kann im Zählkodierkreis nach F i g. 6 der wirksame dynamische Bereich D_crr dem Wert D/4 bzw. D/8 entsprechend gemacht werden, indem das Schaltungsnetzwerk 77 auf diejenige Stellung eingestellt wird, in der das Steuerprogramm bei der Zählstufe 75 bzw. 74 anfängt; die letztere Stellung des Schaltungsnetzwerkes 77 ist in F i g. 6 durch gestrichelte Pfeile dargestellt. Die Einstellung des Schaltungsnetz Werkes 77 wird durch das Ausgangssignal sj des Bewertungskreises 27 in F i g. 4 bewerkstelligt

Wie bereits erwähnt, muß der wirksame dynamische Bereich D_cn bei einem vom Wert s = 0 zunehmenden

κι Steuersignal in den aufeinanderfolgenden Teilintervallen die Werte D/8, D/4, D/2 bzw. D annehmen. Bei dieser Folge von Teilintervallen durchläuft das Signal
in Fig.6 die Reihe binärer Zahlen (00), (01), (10) und (11). Weiter entspricht die Folge der Werte D/8, D/4,

r> D/2 und D der Einstellung des Schaltungsnetzwerkes 77 auf diejenigen Stellungen, in denen das Steuerprogramm bei der Zählstufe 74, Zählstufe 75, Zählstufe 76 bzw. Zählstufe 55 anfängt.
Vollständigkeitshalber sind die erwähnten Daten in

2(i der untenstehenden Tabelle zusammengebracht. Die erste Spalte gibt die Teilintervalle als Bruchteile des Maximalwertes Sma*. die zweite Spalte die zugehörenden Werte Sd, die dritte Spalte die zugehörende Stellung ρ des Schaltungsnetzwerkes 77 ausgedrückt in den beim

2) Programm bezogenen Zählstufen des Impulszählers 54 und die vierte Spalte den zugehörenden wirksamen dynamischen Bereich D_cn-

■" S>na\	- 1/16	OO	/.	76	SS	56	57	58	59	60	A«
	- 1/8	01	74, 75,	76	SS	S6	57	58	59	60, 61	ß/8
O - 1/64	1	10	75,	76	SS	S6	57	58	59	D/4
1/64		11			SS	56	57	58		D/2
1/16								D
1/8 -

Wenn auf diese Weise der Zählkodierkreis in F i g. 6 mit den zur linken Seite der vertikalen strichpunktierten Linien liegenden Teilen des Impulszählers 54 und des Widerstandsdekodiernetzwerkes 66 und mit dem Schaltungsnetzwerk 77 im Steuerkreis 70 ausgebaut wird, wird auf einfache Weise bewerkstelligt, daß die Regelung des wirksamen dynamischen Bereiches im Zählkodierkreis selbst erfolgen kann, und zwar durch eine Änderung des Anfangspunktes des Steuerprogramms. Vollständigkeitshalber sei erwähnt, daß die auf diese Weise bewerkstelligte Regelung des dynamischen Bereiches für das Differenzsignal e(nT) gleichzeitig zu der gewünschten Regelung des dynamischen Bereiches für das nicht komprimierte quantifizierte Differenzsignal e,{nT}iührt.

Außer der beschriebenen Möglichkeiten, den wirksamen dynamischen Bereich um jeweils einen Faktor 2 zu verringern, besteht auch die Möglichkeit, diesen Bereich um jeweils einen Faktor 2 zu vergrößern. Beispielsweise um den Wert 2D erhalten zu können wird in F i g. 6 der Zählstufe 62 ebenfalls ein Koppelelement 69 zugeordnet, der Impulszähler 54 um eine der Zählstufe 65 nachgeschaltete zusätzliche Zählstufe und ein Widerstandsdekodiernetzwerk 66 auf entsprechende Weise ausgebaut und wird weiter dem Schaltungsnetzwerk 77 eine zusätzliche Verbindungsmöglichkeit geboten, wodurch die Zählstufen 56—62 beim Steuerprogramm einbezogen sind.

Das bisher beschriebene Programm des Steuerkreises 70 ist ein festes Programm, das durch das Zahlstellüngsdekodiernetzwerk 72 und den Wahlkreis 73 bestimmt ist und das zum Verwirklichen einer gebrochen-linearen Kompressionskennlinie entsprechend der CEPT-Norm eingerichtet ist. Es ist jedoch auch möglich, für die unterschiedlichen Teilintervalle des Steuersignalbereiches unterschiedliche Programme zu wählen, indem das

.π Dekodiernetzwerk 72 und/oder der Wahlkreis 73 einstellbar ausgebildet wird Dadurch kann in jedem Teilintervall nicht nur der optimale wirksame dynamische Bereich eingestellt werden, sondern auch eine Kompressionskennlinie oder gewünschtenfails eine

-,ο Expansionskennlinie, die auf optimale Weise an die Wahrscheinlichkeitshäufigkeitsfunktion des Differenzsignals e(nT)'m diesem Teilintervall angepaßt ist.

fcs sei erwähnt, daü im Zählkodierkreis nach F i g. 6 der Quantifizierungsfehler, der höchstens der Quantifizierungseinheit im betreffenden Segment der Kompressionskennlinie entspricht, immer dieselbe Polarität hat Wenn nun zwischen den Ausgängen des Schaltungsnetzwerkes 77 und dem Ausgang des Widerstandsdekodiernetzwerkes 66 ein in F i g. 6 nicht näher dargestell-

eo tes Widerstandsnetzwerk angeordnet wird, dessen unterschiedliche Widerstände derart gewählt sind, daß für jedes Segment die halbe Quantifizierungseinheit zum Ausgangssignal des Widerstandsdekodiernetzwerkes 66 addiert wird, wird bewerkstelligt, daß der Quantifizierfehler nach Dekodierung eine positive oder negative Polarität aufweist und einen Maximalwert entsprechend der halben Quantifizierungseinheit im betreffenden Segment der Konipressionskennlinie.

Weiter sei bemerkt, daß im Zählkodierkreis nach F i g. 6 immer alle Ausgänge des ersten Impulszählers 54 zum Erhalten des PCM-Wortes [ | e</nT)\ ] verwendet werden, damit bei der Erzeugung der PCM-Worte [x(nTJ\ und [s(nTJ\ im Sender nach Fig.4 immer die erforderliche Genauigkeit gewährleistet wird, auch für den kleinsten Wert des wirksamen dynamischen Bereiches. Im beschriebenen Fall hat dieses PCM-Wort 11 e^nT) I ] also immer 14 Kodebits.

Fig. 7 zeigt detailliert den in Fig.5 verwendeten Zählexpandierkreis 49, der im Aufbau und in Wirkungsweise dem Zählkodierkreis nach Fig.6 weitgehend entspricht Entsprechende Elemente in Fig.6 und F i g. 7 sind daher mit denselben Bezugszeichen angegeben, die in Fig.7 jedoch mit einem Akzent ι·> versehen sind. Der Zählexpandierkreis in F i g. 7 weicht nur darin vom Zählkodierkreis in Fig.6 ab, daß das Widerstandsdekodiernetzwerk 66, der" Komparator 67 und der Verstärker 68 in F i g. 7 fehlen und daß weiter in F i g. 7 ein PCM-Wortvergleicher aufgenommen ist, dessen Ausgangssignal das Tor 53' steuert Dieser PCM-Wortvergleicher 78 hat eine erste Gruppe von 7 parallelen Eingängen, denen das zu expandierende PCM-Wort [ I εφΤ)\ ] des Serien-Parallelwandlers 48 in F i g. 5 zugeführt wird, und eine zweite Gruppe von 7 parallelen Eingängen, denen das PCM-Wort an den 7 Ausgängen des zweiten Impulszählers 71' als Bezugssignal zugeführt wird

Beim Anfang jedes Expansionszyklus stellt ein Abtastimpuls des Ortsabtastimpulsgenerators 29 in Fig.5 die beiden Impulszähler 54', 71' und den Wahlkreis 73' in ihre Ausgangsstellung zurück. Danach werden die Taktimpulse des Taktimpulsgenerators 52' den beiden Impulszählern 54', 7V zugeführt, bis der PCM-Wortvergleicher 78 zwischen dem PCM-Wort [\ecq(nT)\] des Serien-Parallelwandlers 48 in Fig.5 und dem PCM-Wort an den Ausgängen des Impulszählers 7V eine Gleichheit spürt und ein Sperrsignal zum Tor 53' zur Unterbrechung der Zufuhr von Taktimpulsen zu den beiden Impulszählern 54', 71' abgibt

Da die Programme der Steuerkreise 70 in F i g. 6 bzw. 70' in F i g. 7 einander entsprechen und während eines Kodierungs- bzw, Expansionszyklus auf dieselbe Weise durchgeführt werden, wobei der Anfangspunkt der Programme auf dieselbe Weise durch die Signale sjder Bewertungskreise 27 in F i g. 4 bzw. 27' in F i g. 5 geändert wird, besteht auch am Ende des Expansionszyklus zwischen den Zählstellungen des ersten und des zweiten Impulszählers 54', 71' in Fi g. 7 genau derselbe Zusammenhang wie zwischen den Zählstellungen des ersten und zweiten Impulszählers 54, 71 in F i g. 6 am Ende des Kodierungszyklus. Dadurch ist am Ende des Expansionszyklus das gewünschte PCM-Wort [|e/n7)|] mit 14 Kodebits in Parallelform an den Ausgängen des ersten Impulszählers 54' in F i g. 7 verfügbar.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Übertragungssystem mit einem Sender und einem Empfänger zum Übertragen von Informationssignalen mit Hilfe eines Pulskodes, wobei im Sender das zu übertragende Informationssignal über einen Abtastkreis einer Anordnung zugeführt wird, die mit einem nicht-uniformen Quantisierungskreis versehen ist, dessen Ausgangssignal mit Hilfe von Pulskodemodulation zum Empfänger übertragen wird, und zugleich einem in den Sender aufgenommenen Ortsempfänger zugeführt wird, welche beiden Empfänger mit einem Prädiktor zur Erzeugung eines Prädiktionssignals versehen sind, das in einem Summenerzeuger mit einem dem Quantisierungskreis entnommenen Signal zur Bildung eines Eingangssignals für den Prädiktor kombiniert wird, und wobei im Sender das Prädiktionssignal zusammen mit dem abgetasteten Informationssignal einen Differenzerzeuger zur Erhaltung eines Differenzsignals zugeführt wird, das das Eingangssignal des Quantisierungskreises bildet, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender ein Dynamikregelelement (20) zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quantisierungskreises (6) für sein Eingangssignal enthält und beide Empfänger ein Dynamikregelelement (21, 21') zur Regelung des dynamischen Bereiches des Quantisierungskreises (6) für das dem Summeiierzeuger (9, 9') zugeführte Signal und der Sender sowie der Empfänger einen vom Eingangssignal des Prädiktors (8,8') gespeisten Steuergenerator (17, 17') enthalten, der mit einem Speichernetzwerk (18, 18') und einem Mittelwertnetzwerk (19,19') zur Erhaltung eines Steuersignals versehen ist, das dem Mittelwert der Absolutwerte des Prädiktoreingangssignals über eine beschränkte Anzahl von Abtastperioden entspricht und das einem Steuere.ingang der Dynamikregelelemente (20,21,2V) zugeführt wird (F i g. 1, F i g. 2).

2. Übertragungssystem nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß der Quantisierungskreis (6) im Sender außerdem mit einem Kreis zur Einstellung der Übertragungskennlinie des Quantisierungskreises innerhalb seines dynamischen Bereiches versehen ist, und in den beiden Empfängern das dem Quantisierungskreis (6) entnommene Signal dem Summenerzeuger (9, 9') über einen Kreis zur Einstellung einer Übertragungskennlinie zugeführt wird, die der Übertragungskennlinie des Quantisierungskreises (6) reziprok ist, wobei das Steuersignal des Steuergenerators (17, 17') zusätzlich einem Steuereingang der Einstellkreise zugeführt wird (Fig. 1, Fig. 2).

3. Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Dynamikregelelemente (20, 21, 2Γ) schrittweise einstellbar sind und der Steuergenerator (17,17') einen Bewertungskreis (27, 27') enthält, der für jede Einstellung der Dynamikregelelemente (20, 21, 2Γ) ein gesondertes F.instellsignal aus dem Steuersignal herleitet (Fig. 1, Fig. 2).

4. Übertragungssystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Finstcllkrei.se zur Einstellung der Übertraglingskennlinie und der reziproken Übertragiingskennlinie schrittweise einstellbar sind und der Steuergenerator (17, 17') einen Bewertungskreis (27, 27') enthält, der für jede Einstellung der Einstellkreise ein gesondertes Einstellsignal aus dem Steuei-signal herleitet (Fig. 1, Fig.2).

5. Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, ■-, dadurch gekennzeichnet, daß in den Sender ut.d in den Empfänger ein Impulsfolgegenerator (28, 28') aufgenommen ist zum Erzeugen einer periodischen Impulsfolge, die mit dem zu übertragenden Pulskodemodulationssignal nicht korreliert ist, an welchen

ι ο Impulsfolgegenerator (28,28') ein Zustandsdetektor (30, 30') angeschlossen ist, der in jeder Periode der impulsfolge einen Impuls abgibt, der einerseits als Stellimpuls dem Steuergenerator (17,17') zugeführt wird, um dem Speichernetzwerk (18, 18') seinen

ι -, maximalen Inhalt zu geben, und der andererseits als Rückstellimpuls dem Prädiktor (8,8') zugeführt wird, um seinen Inhalt auf den Wert Null zu bringen, wobei im Sender die Impulsfolge in einem linearen Kombinierkreis (31) ohne Frequenztrennung und

2» ohne Zeittrennung mit dem zu übertragenden Pulskodemodulationssignal zusammengefügt wird und im Empfänger das insgesamt zu übertragende Signal zusammen mit der im Empfänger erzeugten Impulsfolge einem Kreuzkorrelator (32) zugeführt

j-, werden zum Erzeugen eines Regelsignals zur Synchronisation des Impulsfolgegenerators (20') im Empfänger mit dem Impulsfolgegenerator (28) im Sender(Fig. I₁Fig.2).

6. Übertragungssystem nach Anspruch 3 oder 4, in dadurch gekennzeichnet, daß der Quantisierungskreis einen Teil eines im Sender enthaltenen nicht-uniformen PCM-Kodierkreises (37) bildet und in den Empfänger ein zugehörender nicht-uniformer PCM-Dekodierkreis (46, 47) aufgenommen ist

r, (Fig.4,Fig. 5).

7. Übertragungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der nicht-uniforme PCM-Kodierkreis im Sender als Zählkodierkreis (40) mit einem Taktimpulsgenerator (52) ausgebildet ist, der

in mit einem ersten Impulszähler (54), dessen Zählstufen (55—65) an ein Widerstandsdekodiernetzwerk (66) angeschlossen sind zur Erzeugung eines Bezugssignals für das zu kodierende Signal, über eine Anzahl Koppelelemente (69) gekoppelt ist, die

ι i je einer einzelnen Zählstufe (z. B. 57) des ersten Impulszählers (54) zum Entkoppeln der betreffenden Zählstufe (57) von den vorhergehenden Zählstufen (56, 55) und zur direkten Kopplung des Taktimpulsgenerators (52) mit dieser Zählstufe (57), so daß diese

,Ii als erste Zählstufe wirksam ist, zugeordnet sind, welcher Zählkodierkreis (40) einen Steuerkreis (70) enthält zur Programmsteuerung der Koppelelemente (69) und einen zweiten Impulszähler (71) zum linearen Zählen der dem ersten Impulszähler (54)

v. zugeführten Taktimpulse, und der Steuerkreis (70) weiter ein an die Koppelelemente (69) angeschlossenes Schaltnetzwerk (77) zur Einstellung des Anfangspunktes des Steuerprogramms enthält, welchem Schaltnetzwerk (77) das dem .Steuergenerator

hi> (17) entnommene Einstellsignal zugeführt wird, wobei der zweite Impulszähler (71) Ausgänge aufweist, denen das zum Empfänger zu übertragende Signal entnommen wird, und der erste Impulszähler (54) Ausgänge aufweist, denen das dem Summcner-

ι,, zeuger (9) zuzuführende Signal entnommen wird (F ig. 6).

8. Übertragungssystem nach Anspruch 7. dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis (70) eine

zwischen den zweiten Impulszähler (71) und das Schaltnetzwerk (77) aufgenommene iinstellbare Kombination aus einem Zählstellungsdekodiernetzwerk (72) und einen Wahlkreis (73) enthält, welcher Kombination das dem Steuergenerator (17) entnommene Einstellsignal zur Einstellung auf unterschiedliche Steuerprogramme zugeführt wird (F i g. 6).

9. Übertragungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der nichiuniforme PCM-Dekodierkreis im Empfänger als Zähldekodicrkreis (46) mit einem PCM-Kodewandler (49) und einem uniformen PCM-Dekodierkreis (47) ausgebildet ist, wobei der PCM-Kodewandler (49) einen Taktimpulsgenerator (52') enthält, der mit einem ersten Impulszähler (54') Ober eine Anzahl Koppelelemente (59') gekoppelt ist, die je einer einzelnen Zählstufe (z.B. 57') des ersten Impulszählers (54') zum Entkoppeln der betreffenden Zählstufe (57') von vorhergehenden Zählstufen (56', 55') und zum unmittelbaren Koppeln des Taktimpulsgenerators (52') mit dieser Zählstufe (57') so daß diese als erste Zählstufe wirksam ist, zugeordnet sind, welcher PCM-Kodewandler (49) außerdem einen Steuerkreis (70') zur Programmsteuerung der Koppelelemente (69') enthält und einen zweiten Impulszähler (JV) zum linearen Zählen der dem ersten Impulszähler (54') zugeführten Taktimpulse, welcher zweite Impulszähler (71') Ausgänge aufweist, denen ein Bezugssignal für das zum Empfänger übertragene in Kode umzuwandelnde Signal entnommen wird, und der Steuerkreis (70') weiter ein an die Koppelelemente (69') angeschlossenes Schaltnetzwerk (77') enthält zur Einstellung des Anfangspunktes des Steuerprogramms, welchem Schaltnetzwerk (77') das dem Steuergenerator (17') entnommene Einstellsignal zugeführt wird, wobei der erste Impulszähler (54') Ausgänge aufweist, denen das dem Summenerzeuger (9') zuzuführende Signal entnommen wird, und der uniforme PCM-Dekodierkrcis (47) an den Summenerzeuger (9') angeschlossen ist (Fig.5, Fig. 7).

10. Übertragungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis (70') eine zwischen den zweiten Impulszähler (7Γ) und das Schaltnetzwerk (77') aufgenommene einstellbare Kombination aus einem Zählstellungsdekodiernetzwerk (72') und einen Wahlkreis (73') enthält, welcher Kombination das dem Steuergenerator (17') entnommene Einstellsignal zur Einstellung auf unterschiedliche Steuerprogramme zugeführt wird (F ig. 7).

11. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 6—10, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuergenerator (17, 17') ein Speichernetzwerk (18, 18') in Form einer Anzahl reihengeschalteter digitaler Verzögerungsglieder (22—25, 22'—25') mit je einer Verzögerungszeit entsprechend einer Abtastperiode, ein Mittelwertnetzwerk in Form eines an die Ausgänge der ri^.nilen Verzögerungsglieder (22—25, 22'—25') angeschlossenen digitalen Addierkreises (41—43, 4Γ—43') mit einer Pyramidenstruktur und einen an dem Eingang des ersten digitalen Verzögerungsgliedes (22, 22') angeschlossenen Einschreibekreis (44, 44') zum Erhalten des durch die Anzahl digital· r Verzögerungsglieder (22—25, 22'—25') geteilten Absolutwertes des Prädiktoreingangssignals und weiter einen an den Ausgang des digitalen Addierkreises (41—43, 4Γ—43') angeschlossenen Bewertungskreis (27,27') in Form eines Kodedetektors (Fig.4, Fig.5) enthält