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Schaltungsanordnung zur Demodulation eines phasenmodulierten Signals
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Demodulation eines phasenmodulierten
Signals, das durch Modulation eines Trägers oder durch Modulation mehrerer Träger
gewonnen wird, deren Frequenzen Vielfache einer Grundfrequenz sind. Dabei besteht
das phasenmodulierte Signal aus einander folgenden Modulationsabschnitten und wird
einem Multiplikator zugeführt, wobei ein Impulsgenerator vorgesehen ist, der eine
Folge von Rechteckimpulsen erzeugt, von denen je einer innerhalb eines Modulationsabschnittes
auftritt und deren Dauer gleich dem reziproken Betrag der Grundfrequenz ist.
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Außerdem ist im Übertragungsweg - über den ein empfangsseitig erzeugter
Träger dem Multiplikator zugeführt wird eine Schaltstufe eingeschaltet, die mit
den Rechteckimpulsen gesteuert wird. Unter Verwendung des Multiplikators wird durch
Multiplikation des phasenmodulierten Signals mit dem durch die Schaltstufe hindurchgelassenen
Signal ein multiplikatives Signal erzeugt, das einem Integrator zugeführt wird,
der ein demoduliertes Signal abgibt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Multiplikator als Schalter
auszubilden und derart zu schalten, daß er ein günstiges Ansteuerverhalten zeigt.
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Erfindungsgemäß enthält der Multiplikator einen elektronisch steuerbaren
Schalter, dem über eine Steuerelektrode das von der Schaltstufe hindurchgelassene
Signal zugeführt wird und der in Abhängigkeit von diesem hindurchgelassenen Signal
eine
leitende Verbindung eines ersten und eines zweiten Kontaktes herstellt bzw. unterbindet.
Dabei wird das phasenmodulierte Signal über einen ohmschen Widerstand dem ersten
Kontakt des steuerbaren Schalters zugeführt und als Integrator ist der ohmsche Widerstand
und ein über einen Kondensator gegengekoppelter Operationsverstärker vorgesehen.
Der zweite Kontakt des steuerbaren Schalters ist dabei direkt an den Eingang des
invertierenden Kanals des Operationsverstärkers angeschlossen.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und der als Multiplikator
arbeitende Schalter hat ein günstiges Ansteuerverhalten, weil der zweite Kontakt
des steuerbaren Schalters über den relativ kleinen Eingangswiderstand des gegengekoppelten
Operationsverstärkers an einen Schaltungspunkt konstanten Potentials angeschlossen
ist.
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Es ist zweckmäßig als steuerbaren Schalter einen Feldeffekttransistor
zu verwenden. Ein derartiger steuerbarer Schalter zeichnet sich dadurch aus, daß
über die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors ein vernachlässigbar kleiner
Steuerstrom fließt, der sich daher auch nicht dem multiplikativen Signal überlagert,
wodurch eine Neutralstellung (Nullabgleich) des Integrators überflüssig wird. Ferner
ergeben sich günstige Schalteigenschaften durch hohe Grenzfrequenz sowie ein großes
Verhältnis von Sperrwiderstand zu Durchlaßwiderstand.
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Als steuerbarer Schalter kann auch eine Transistorschaltung verwendet
werden, die zwei komplementäre Transistoren enthält, denen über je eine Diode und
über die Basis das durch die Schaltstufe hindurchgelassene Signal bzw. ein dazu
komplementäres Signal zugeführt wird, deren Kollektoren das phasenmodulierte Signal
zugeführt wird und deren Emitter miteinander verbunden und direkt an den Eingang
des Operationsverstärkers angeschlossen sind. Eine derartige Transistorschaltung
zeichnet sich dadurch
aus, daß größere Ströme des phasenmodulierten
Signals als unter Verwendung eines Feldeffekttransistors verzerrungsarm schaltbar
sind.
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Wenn gleichzeitig mehrere Demodulatoren betrieben werden, denen parallel
das phasenmodulierte Signal zugeführt wird, ist es vorteilhaft, wenn der Multiplikator
einen zweiten elektronisch steuerbaren Schalter enthält, dem über eine Steuerelektrode
das zum hindurchgelassenen Signal komplementäre Signal zugeführt wird und der in
Abhängigkeit vom komplementären Signal eine leitende Verbindung eines ersten und
eines zweiten Kontaktes herstellt. Dabei sind die ersten Kontakte des steuerbaren
Schalters und des zweiten steuerbaren Schalters leitend miteinander verbunden und
der zweite Kontakt des zweiten steuerbaren Schalters ist an Masse angeschlossen.
Es ist zweckmäßig als zweiten steuerbaren Schalter einen Feldeffekttransistor vorzusehen.
Durch diese Maßnahmen werden Verfälschungen des phasenmodulierten Signals vermieden,
weil die Signalqu#lle, welche das phasenmodulierte Signal abgibt, gleichmäßig belastet
wird.
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Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der
Figuren 1 bis 8 beschrieben, wobei in mehreren Figuren dargestellte gleiche Gegenstände
mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind.
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Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Datenübertragungsanlage
für phasenmodulierte Signale, Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung
für zeitaifferentielle Phasenmodulation, Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung
für frequenzdifferentielle Phasenmodulation, Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung
zur Demodulation eines phasenmodulierten Signals in prinzipieller Darstellung, Fig.
5 Darstellungen von Signalen, die im Bereich des in
Fig. 2 dargestellten
Demodulators auftreten, Fig. 6 eine Schaltungsanordnung zur Demodulation phasenmodulierter
Signale, bei der im Multiplikator p-Kanal Feldeffekttransistoren verwendet werden,
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zur Demodulation phasenmodulierter Signale, bei
der als Multiplikator zwei parallel geschaltete komplementäre Transistoren verwendet
werden und Fig. 8 eine Schaltungsanordnung zur Demodulation phasenmodulierter Signale,
bei der im Multiplikator n-Kanal Feldeffekttransistoren verwendet werden.
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Gemäß Fig. 1 werden von der Datenquelle DQ Daten an den Sender S abgegeben,
von dem aus ein phasenmoduliertes Signal zum Empfänger EM übertragen wird. Der Empfänger
EM verstärkt das empfangene Signal und gibt das phasenmodulierte Signal A an den
Demodulator DEM ab. Vom Demodulator DEM wird das demodulierte Signal G an die Dåtensenke
DS abgegeben. Als Datensenke DS kann beispielsweise ein Fernschreiber oder ein Datensichtgerät
oder eine Datenverarbeitungsanlage vorgesehen sein.
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Im Sender S könnte ein sinusförmiger Träger erzeugt werden, dessen
Phase in zeitlichen Abständen von Modulationsabschnitten verändert wird, so daß
ein phasemoduliertes Signal dem Empfänger EM zugeleitet wird. In den meisten Fällen
wird das vom Sender S zum Empfänger EM übertragene phasenmodulierte Signal durch
Modulation mehrerer Träger gewonnen, deren Frequenzen Vielfache einer Grundfrequenz
sind. Dem Empfänger EM wird somit ein Signalgemisch zugeleitet, dort verstärkt,
so daß auch als phasenmoduliertes Signal A ein Signalgemisch an den Demodulator
DEM abgegeben wird.
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Die Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung für die zeitdifferentielie
Phasenmodulation, bestehend au den Demodulatoren
DEM1, DEM2, aus
der Verzögerungsstufe ~, ferner aus der Differenzstufe DIF. Die Verzögerungsstufe
~ verzögert das Signal A um einen Modulationsabschnitt.
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Die Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung für die frequenzdifferentie1le#Phasenmodulation,
bestehend aus den Demodulatoren DEM1, DEM2, DEM3, DEM4, ferner aus den Differenzstufen
DIF1, DIF2. Die phasenmodulierten Signale Al, A2, A3, A4 haben verschiedene Frequenzen,
die ein Vielfaches einer Grundfrequenz f sind. Uber die Ausgänge der Differenzstufen
DIF1 bzw. DIF2 werden din demodulierten Signale Gl bzw. G2 an die Datensenken DS1
bzw. DS2 abgegeben.
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Die Fig. 4 zeigt ein Prinzipschaltbild der in den Fig. 1, 2, 3 schematisch
dargestellten Demodulatoren DEM1, DEM2, DEM3, DEM4. Dieser Demodulator DEM besteht
aus dem Multiplikator M, der Schaltstufe SCH, dem Trägergenerator TG, den Impulsgeneratoren
IG1, In2 und aus dem Integrator INT. In Fig. 4 sind auch die Bezugszeichen der in
Fig. 5 dargestellten Signale eingezeichnet. Pro Träger ist je ein Demodulator DEM
vorgesehen. Der Multiplikator M gibt ein multiplikatives Signal ab, dessen Amplitude
gleich dem Produkt der eingangs zugeführten Signalamplituden ist.
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Fig. 5 zeigt das Signal A, das dem Multiplikator M zugeführt wird.
Im einfachsten Fall besteht das Signal A aus einem sinusförmigen Träger, der zu
den Zeitpunkten tl und t2 Phasensprünge aufweist. Mit diesen Phasensprüngen werden
in an sich bekannter Weise die Daten übertragen. Der zeitliche Abstand zwischen
den beiden Phasensprüngen und den Zeitpunkten tl und t2 wird als Modilationsabschnitt
a bezeichnet. Die zu den Zeitpunkten tl und t2 auftretenden Phasensprünge vollziehen
sich in der Praxis meist über einen größeren Zeitraum, was in Zusammenhang mit der
vorliegenden Erfindung gegenstandslost ist, so daß wir nicht näher darauf eingehen.
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Im Impulsgenerator IG1 wird das Signal C erzeugt, das aus einer Folge
von rechteckförmigen Impulsen besteht. Die Impulsdauer c dieser rechteckförmigen
Impulse ist gleich dem reziproken Betrag der Grundfrequenz f. Somit ist c = 1/f
Im Trägergenerator TG wird ein Träger B erzeugt, der hinsichtlich seiner Impulsfolgefrequenz
und hinsichtlich seiner Phasenlage jenem Träger gleicht, der im Sender S gemäß Fig.
1 moduliert wird. Die Synchronisierung#dieser beiden Träger ist nicht Gegenstand
der vorliegenden Erfindung und wird daher nicht näher beschrieben. Der im Trägergenerator
TG erzeugte Träger kann sinusförmige oder auch rechteckförmig sein.
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Im Ubertragungsweg zwischen dem Trägergenerator TG und dem Multiplikator
M ist die Schaltstufe SCH angeordnet, die bei der voll eingezeichneten Schaltstellung
eine direkte Verbindung zwischen dem Trägergenerator TG und dem Multiplikator M
herstellt. Wenn der in der Schaltstufe SCH eingezeichnete Schalter die gestrichelt
dargestellte Schaltstellung einnimmt, dann wird die Verbindung vom Trägergenerator
TG zum Nultiplikator M unterbrochen. Die Schaltstufe SCH wird mit dem Binärsignal
C gesteuert. Die beiden Binärwerte dieses Signals C und auch weiterer Binärsignale
werden mit den Bezugszeichen 0 und 1 bezeichnet. Mit dem Signal C=l wird die voll
eingezeichnete Schaltstellung und mit dem Signal C=O wird die gestrichelt dargestellte
Schaltstellung der Schaltstufe SCH eingestellt. Über den Ausgang der Schaltstufe
SCH wird somit das Signal D an den Multiplikator M abgegeben.
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Im Multiplikator M wird das multiplikative Signal E erzeugt, das dem
Produkt der Signale A und D entspricht. Dieses multiplikative Signal E wird dem
Integrator INT zugeführt und integriert, so daß sich das Signal G ergibt. Im Impulsgenerator
1G2
wird das Löschsignal F erzeugt, mit dessen Hilfe die integrierten Beträge kurz nach
den Zeitpunkten t1 und t2 gelöscht werden. Dabei ist r1 = a 2 c Die Integrationszeit
des Integrators INT wird nicht durch einen Analogschalter festgelegt, der beispielsweise
im Ubertragungskandl zwischen dem Multiplikator M und dem Integrator INT angeordnet
sein könnte. Der Integrätor INT würde während der Dauer r2 integrieren. Während
der Zeiten ei und e2 enthält das multiplikative Signal E jedoch keine bei der Integration
benötigten Bestandteile. Es wird also nur während der Zeit c integriert, d.h. während
der Dauer der Impulse des Signals C.
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Fig. 6 zeigt Ausführungsbeispiele der Schaltstufe SCH, des Multiplikators
M und des Integrators INT. Die Schaltstufe SCH besteht aus den Gattern 11 und 12.
Sie gibt das Signal D und das dazu komplementäre Signal fl ab. Der Multiplikator
M besteht aus den beiden Feldeffekttransistoren 13 und 14. Der Integrator besteht
aus dem Feldeffekttransistor 15, aus dem Kondensator 16, dem Operationsverstärker
17 und aus dem Widerstand 18. Die Feldeffekttransistoren 13, 14, 15 haben je einen
Steuereingang g, je einen ersten Schaltkontakt d und je einen zweiten Schaltkontakt
s. In Abhängigkeit von dem am Steuerkontakt g anliegenden Signal wird entweder eine
leitende Verbindung der Schaltkontakte d und s hergestellt oder unterbunden.
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Zur multiplikativen Mischung der Signale D und A wäre im Prinzip nur
der als Schalter wirkende Feldeffekttransistor 14 erforderlich, der mit dem Signal
fl=o die in Fig. 5 dargestellten Signalanteile des Signals E hindurchläßt und mit
dem Signal D=i das Signal A sperrt. Die Verwendung zweier Feldeffekttransistoren
13 und 14 hat jedoch einige Vorteile, auf die im folgenden näher eingegangen wird.
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Der Schaltkontakt s des Feldeffekttransistors 14 ist direkt über den
Schaltungspunkt 10 mit dem invertierenden Kanal des Operationsverstärkers 17 verbunden.
Dabei ist der Eingang des invertierenden Kanals bzw. des nichtinvertierenden Kanals
mit einem Minuszeichen bzw. mit einem Pluszeichen gekennzeichnet. Der Eingang des
nichtinvertierenden Kanals ist direkt an Masse angeschlossen. Über die Schaltungspunkte
19 bzw.
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20 ist der Operationsverstärker 17 mit dem positiven bzw. negativen
Pol einer nicht dargestellten Spannungsquelle verbunden, wogegen die Masse an ein
Potential angeschlossen ist, das zwischen dem Potential dea positiven und des negativen
Poles liegt. Das Signal A wird über den Widerstand 18 dem Kontakt d des Feldeffekttransistors
14 zugeführt. Bei leitendem Feldeffekttransistor 14 wird durch den Widerstand 18
und durch den Eingangswiderstand des mit dem Kondensator 16 gegengekoppelten Operationsverstärkers
17 eine Serienkombination gebildet, an der einerseits das Signal A anliegt und die
andererseits an Masse angeschlossen ist. Das Signal A wird somit nicht direkt dem
Kontakt d des Feldeffekttransistors zugeführt. Wenn das Signal A direkt dem Kontakt
d und bei durchgeschaltetem Feldeffekttransistor 14 auch direkt dem Kontakt s zugeführt
würde, dann wäre die an dem Steuereingang g und an dem Kontakt s des Feldeffekttransistors
14 anliegende Spannung von der Amplitude des Signals A abhängig und wäre somit nicht
konstant, wodurch der Feldeffekttransistor 14 evtl. in unerwünschter Weise als variabler
Widerstand wirken würde.
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Da im vorliegenden Fall der Kontakt s des Feldeffekttransistors 14
direkt an den invertierenden Kanal des Operationsverstärkers 17 angeschlossen ist,
und da ein sehr geringer Eingangswiderstand des mit dem Kondensator 16 gegengekoppelten
Operationsverstärkers 17 anzunehmen ist, liegt am Kontakt s des Feldeffekttransistors
14 ein weitgehend konstantes Potential und dadurch liegt an der Steuerelektrode
g und an dem Kontakt s eine weitgehend konstante Spannung, die nahezu unabhängig
von der Amplitude des Signals A ist, so daß eine
verläßliche Arbeitsweise
des Feldeffekttransistors 14 gewährleistet ist.
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In der Praxis wird das Signal A gleichzeitig und parallel meist mehreren
Modulatoren zugeführt. Da der Innenwiderstand der Signalquelle, die das Signal A
abgibt, größer als Null angenommen werden muß, ist zu befürchten, daß sich Rückwirkungen
der Modulatoren auf die Signalquelle vom Signal A ergeben und das Signal A verfälscht
wird. Derart#ige Signalverfälschungen des Signals A werden unter Verwendung der
in Fig. 6 dargestellten Schaltungsanordnung dadurch vermieden, daß abwechselnd einer
der beiden Feldeffekttransistoren 13 oder 14 gegen Masee kurzgeschlossen ist. Wenn
beispielsweise der Feldeffekttransistor 14 sperrt, dann wird mit dem zum Signal
D komplementären Signal D der Feldeffekttransistor 13 leitend, so daß der Kontakt
d über den Kontakt s leitend mit Masse verbunden ist. Der Schaltungspunkt 21 liegt
somit praktisch auf Massepotential. Wenn dagegen der Feldeffekttransistor 13 sperrt,
dann leitet der Feldeffekttransistor 14, so daß der Schaltungspunkt 21 über die
Kontakte d und s des Feldeffekttransistors 14 und über den Operationsverstärker
17 an Masse angeschlossen ist. Da der Eingangswiderstand des gegengekoppelten Operationsverstärkers
17, wie bereits erwähnt, als sehr klein anzunehmen ist, liegt am Schaltungspunkt
21 auch in diesem Fall praktisch Massepotential. An den Schaltungspunkten 21 aller
Multiplikatoren M liegt somit immer das gleiche Potential, so daß über die Widerstände
18 jeweils der gleiche Strom fließt und die Signalquelle des Signals A gleichmäßig
belastet wird. Es sind somit keine Verfälschungen dieses Signals A zu befürchten.
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Unter Verwendung der Feldeffekttransistoren 13 und 14 wird einerseits
auch ein günstiges Temperaturverhalten und andererseits eine weitgehende Unabhängigkeit
von Betriebsspannungsschwankungen erzielt. Die über die Steuerelektroden g fließenden
Steuerströme
sind sowohl von der Temperatur als auch von der Betriebsspannung abhängig. Da diese
Steuerströme vernachlässigbar klein sind, können sich jedoch weder Temperaturänderungen
noch Änderungen der Betriebsspannung nachteilig auf das Arbeitsverhalten des Integrators
auswirken.
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Fig. 7 zeigt weitere Ausführungsbeispiele des Schalters SCH, des Multiplikators
M und des Integrators. Gemäß Fig. 7 besteht der Schalter SCH aus dem Gatter .11,
den Widerständen 22, 23, 24, 25, 30, aus den Transistoren 26, 27 und aus dem Potentiometer
28. Dabei wirkt dßs Gatter 11 hauptsächlich als Schalter und unter Verwendung der
Transistoren 26 und 27 werden die beiden komplementären Signale D und D abgeleitet.
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Der Multiplikator M gemäß Fig. 7 besteht aus den Widerständen 31,
32, 33, 34, aus den Dioden 35, 36 und aus den Transistoren 37, 38. Die Transistoren
37 und 38 entsprechen in ihrer Wirkung dem in Fig. 6 dargestellten Feldeffekttransistor
14 und stellen somit wieder einen Schalter dar, der in Abhängigkeit vom Signal D
und mit Hilfe des dazu komplementären Signals D gesteuert wird. Mit den Signalen
D=1 und #=O werden die positiven bzw. negativen Halbwellen des Signals A über den
Transistor 37 bzw. über den Transistor 38 hindurchgelassen. Mit den Signalen D=O
und D=I sperren beide Transistoren 37 und 38, so daß eine Weiterleitung des Signals
A zum Operationsverstärker 17 verhindert wird.
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Gemäß Fig. 7 besteht der Integrator aus den Widerständen 40, 41, 42,
aus dem Feldeffekttransistor 15, dem Kondensator 16, dem Operationsverstärker 17
und dem Widerstand 18. D#r Schaltungspunkt 43 ist bei leitenden Transistoren 37,
38 über für beide Halbwellen gleiche Widerstände mit dem invertierenden Kanal des
Operationsverstärkers 17 verbunden und entspricht somit dem Schaltungspunkt 21 gemäß
Fig. 6. Auf diese Weise erhält der Schaltungspunkt 44, wie im Fall des Schaltungspunktes
10 ein definiertes Potential, so daß der im wesentlichen
aus den
Transistoren 37 und 38 gebildete Schalter stabil arbeitet.
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Fig. 8 zeigt weitere Ausführungsbeispiele eines Schalters SCH, eines
Multiplikators M und eines Integrators. Der Schalter SCH besteht aus den Gattern
11 und 12, aus den Widerständen 45, 46, 47, 48, 52, 53, 54, 55 und aus den beiden
Transistoren 49 und 50. Die beiden Transistoren 49 und 50 dienen zur Gewinnung der
beiden komplementären Signale D und D. Der Multiplikator M besteht aus den beiden
Feldeffekttransistoren 56, 57.
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Der Integrator besteht aus dem Feldeffekttransistor 15, dem Kondensator
16, dem Operationsverstärker 17 und dem Widerstand 18. Die Feldeffekttransistoren
56, 57, 15 sind n-Kanal-Sperrschichtfeldeffekttransistoren und haben je eine Steuerelektrode
g, je einen ersten Kontakt d und je einen zweiten Kontakt s.
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In Abhängigkeit vom Steuersignal an der Elektrode g wird entweder
eine leitende Verbindung der Kontakte d und s hergestellt oder unterbrochen. Der
Feldeffekttransistor 57 entspricht dem in Fig. 6 dargestellten Feldeffekttransistor
14, der ebenfalls mit seinem zweiten Kontakt s direkt an den invertierenden Kanal
des Operationsverstärkers 17 angeschlossen ist. Die Schaltungspunkte 59 bzw. 60
entsprechen somit den Schaltungspunkten 21 bzw. 10 und durch die unmittelbare Verbindung
des Kontaktes s mit dem invertierenden Kanal des Operationsverstärkers 17 ergeben
sich die gleichen Vorteile, wie sie anhand der Fig. 6 bereits beschrieben wurden.
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Die Verwendung von Sperrschichtfeldeffekttransistoren im Gegensatz
zu MOS-Feldeffekttransistoren ist vorteilhaft wegen ihren günstigeren Rauscheigenschaften.
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5 Patentansprüche 8 Figuren