DE2411062A1

DE2411062A1 - Dynamisch vorgespannte differentialverstaerkeranordnung

Info

Publication number: DE2411062A1
Application number: DE2411062A
Authority: DE
Inventors: Frederick John Kiko
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1973-03-12
Filing date: 1974-03-08
Publication date: 1974-09-19
Also published as: JPS5527725B2; FR2221864B1; NL7403030A; IT1009265B; DE2411062C3; DE2411062B2; NL164434C; NL164434B; CA997067A; CH570740A5; JPS49127549A; GB1433069A; AU6634474A; FR2221864A1; SE395806B; US3846712A; BE812078A

Description

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PATENTANWÄLTE IN WlESL-- UK'-¹ UND MÜ ^CHEt: 9 A 1 1

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£2 WIESBADEN . SONNEHBtRGtS SIiKSSt 43 ■ TEL. (06121) MS5M3. 5ί19ϊ8 MÖNCHEN

WESTERN ELECTRIC COMPANY Kiko

Incorporated

New York, N. Y., USA

Dynamisch vorgespannte Differentialverstärkeranordnung

Die Erfindung betrifft eine dynamisch vorgespannte Differentialverstärkeranordnung mit einem Differentialverstärker, der ein Transistorpaar aufweist, ferner einen Eingangssignalanschluß, der mit einem der beiden Transistoren des Differentialverstärkers verbunden ist und eine Schaltung zum Vorspannen der beiden Transistoren des Differentialverstärkers.

Bei PCM (PulscodemodulationJ-Nachrichtenübertragungsanlagen können kontinuierliche zeitveränderliche Informationssignale wie etwa elektrische Sprechsignale durch e'ine Folge von EiIN- und AUS-Impulsen dargestellt werden. Die Umwandlung von analogen in digitale Signale erfolgt durch periodisches Abtasten^

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Quantisieren und Codieren der Amplitude jeder der Abtastproben in Binärcodeworte. Beim Quantisieren wird der genaue Pegel des zeitveränderlichen Eingangs signals durch einen aus einer Anzahl von diskreten Werten, die Quantisierungspegel genannt werden, angenähert. Die Differenz zwischen dem Augenblickswert des Eingangs signals und dem tatsächlich übertragenen Quantisierungspegel wird Quantisierungsfehler genannt und verursacht die bekannte Quantisierungsverzerrung. -

Die Quantisierungsverzerrung ist besonders unerwünscht und kann sehr oft nicht hingenommen werden, wenn der Augenblickswert oder die Amplitude des Eingangs signals klein, ist aber gewöhnlich wenig bedeutend oder sogar unbedeutend,, wenn die Amplitude des Augenblickswertes des Eingangssignales hoch ist. Soll eine qualitativ höherwertige und effektivere Übertragung erreicht werden, ist es deshalb wünschenswert, wesentlich mehr Abtastproben von den kleineren Amplituden des Eingangssignals und verhältnismäßig weniger Abtastproben von den größeren Amplituden des Eingangssignals zu nehmen. Die unerwünschten Auswirkungen eines Quantisierungsfehlers können also reduziert werden, wenn man den Quatisierungsfehler im Bereich kleinerer Amplituden des Eingangssigmles, wo eine Quantisierungsverzerrung schwer wiegen würde, um

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den Preis eines höheren Quantisierungsfehlers im Bereich größerer Eingangssignaleämplituden, wo eine größere Verzerrung hingenommen werden kann, verringert.

Weil die zu codierenden eingangsseitigen Analogsignale normalerweise symmetrisch um die Niil- oder Zeitachse liegen, kann der Quantisierungsvorgang noch genauer und einfacher werden, wenn ein Teil· des Eingangs signals ähnlich, wie das bei einem Doppelweggleichrichter geschieht, um die Nullachse umgeklappt wird. Ein solcher Doppelweggleichrichter klappt die negativen Halbwellen eines sinusförmigen Wechselstromeingangssignals um die Null-Achse in die Lücken zwischen den positiven Halbwellen nach oben. Die Vorteile liegen auf der Hand. Z.B. kommt ein Codierer, der bei Signalspitzenwerten von +3 und -3 Volt 256 ungleiche Quantisierungspegel bildet, mit nur 128 Pegeln(Pluspolarität) aus, um ein Signal über einen Bereich von 3 Volt (0 bis +3 V) zu codieren, wenn er die negativen Teile des Eingangssignales umklappt. Auf diese Weise muß der Codierer keine 256 Pegelmehr erzeugen, um das Signal über einen Bereich von 6 V (+3 bis -3 V) zu codieren.

Eine Schaltung zur Realisierung dieses Umklapp- und Codie-

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rungs verfall ν ens würde eine Vorspannungsschaltung als Quelle eines konstanten Stromes, einen Differentialverstärker, einen Differentialschalter und ein angepaßtes, aus Widerständen aufgebautes Gewichtungsnetzwerk aufweisen, die sämtlich in Reihe geschaltet sind. Das zu codierende Eingangssignal würde an den Differentialverstärker angelegt und das einem Comparator und einer logischen Schaltung zugeführte Ausgangssigna] .vom Gewichtungsnetzwerk hergenommen. Das Gewichtungsnetzwerk könnte ein Widerstands-Leiternetzwerk sein, das von der logischen Schaltung gesteuert wird, um Spannungsstufen oder Strombezugswerte zu bilden, mit denen die Signale über den angepaßten Widerständen für Codierungszwecke verglichen werden. Der Differentialschalter wird von einem Netzwerk betätigt, das entsprechend der Polarität und Frequenz des Eingangssignals synchronisiert und nullgesetzt wird, um die gewünschte Umklappwirkung zu erreichen. Weil der Strom durch das Gewichtungsnetzwerk, den Differentialschalter und Differentialva· stärker immer konstant ist, führen irgendwelche Veränderungen zwischen den angepaßten Bauelementen, z. B. Widerstandsänderungen zwischen den angepaßten Widerständen des Codierungsnetzwerkes, zu einem Fehler im Umklappverfahren, der konstant ist (das soll heißen, daß der konstante Betriebs- oder Ruhestrom (biasing current) mal den

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Änderungen All in den Widerständen eine Fehlerspannung A V erzeugt). Dieser konstante Fehler ist für Eingangssignale größerer Amplitude unproblematisch, bei denen die Verzerrung toleriert werden kann, wiegt aber außerordentlich schwer, wenn die Eingangs signale kleinere Amplituden haben, wie das bereits zuvor in Verbindung mit dem Quantisierungsfehler dislaitiert wurde.

Damit auch kleinere Eingangssignalamplituden codiert werden können, ist es unbedingt erforderlich, daß der durch das Umklapp- und Codierungsverfahren eingeführte Fehler auf Spannungsamplituden begrenzt wird, die wesentlich kleiner als die Amplitude des niedrigsten Quantisierungspegels sind. Beispielsweise ist für 256 ungleiche Quantisierungspegel ein Umklappgenauigkeitsgrad von 4000 : 1 vonnöten. Wenn man diese Genauigkeit fordert, dann steht dem hauptsächlich der durch die Widerstandsänderungen im Codiorungsnetzwerk entstehende konstante F ehler entgegen. Um 256 Quantisierungsstufen darzustellen, wäre eine Widerstandsgenauigkeit von 0, 01 % oder besser zu fordern, um die gewünschte Codierungsgenauigkeit zu erreichen. Eine solche Genauigkeit ist beim derzeitigen Stande der Technik praktisch weder zu erreichen noch aufrecht zu erhalten. Verwendet man derzeit erhältliche Bauelemente,.

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dann besteht das Ergebnis darin, daß ungenau codiert wird, wodurch dann wiederum eine Signalverzerrung in den NuIldurchgüngen uad ein starkes Leerlaufrauschen entsteht.

Die erfindungsgemäße Aufgabe besteht darin, diese Nachteile zu beheben. Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art aus und ist gekennzeichnet, durch

eine Schaltung zum dynamischen Steuern der Vorspannung mit Hilfe einer Vorrichtung von variabler Impedanz, die mit dem Emgangssignalanschluß verbunden ist, auf Amplitudenänderungen des Eingangssignals anspricht und in Reihe mit den Kdlektor-Emitterstrecken. der Transistoren des Differentialverstärkers geschaltet ist, um den Ruhestrom des Differentialverstärkers dynamisch zu steuern.

Eine Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zum dynamischen Steuern der Vorspannung einen Gleichrichter aufweist, dessen Ehgangsanschluß mit dem Emgangssignalanschluß des Differentialverstärkers verbunden ist ₍und

daß die Vorrichtung mit variabler Impedanz ein Transistor ist, dessen Kollektor-Emitterstrecke in Reihe mit den Kollektor-

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Emitterstrecke in Reihe mit den Kollektor-Emittcrstrccken der Transistoren dos Differentialverstärkers geschaltet ist und dessen Basis an einen Ausgangsanschluß eines Gleichrichters angeschaltet ist.

Eine zusätzliche Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß eine Vorspannungsschaltung als Konstantstromregler in Reihe mit der Vorrichtung von variabler Impedanz vorgesehen ist und daß die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung eine zweite Vorrichtung mit variabler Impedanz aufweist, die auf Amplitudenänderungen des Eingangs signals anspricht und parallel an die erste Vorrichtung angeschaltet ist derart, daß die Summe der Ströme in der ersten und zweiten Vorrichtung mit variabler Impedanz gleich dem Strom der Vorspannungsschaltung ist.

Die vorgeschlagene Differentialverstärkeranordnung wird entsprechend der Amplitude des am Differentialverstärker anliegenden Eingangssignales dynamisch vorgespannt. Weil der Vorspannungs- oder Ruhestrom, der die Ilauptcodierungswege der Umklapp- und Codienmgsschaltungsanordnung durcMließt, für kleinere Eingangssignalamplituden ebenfalls kleiner wird, schwankt der stromabhängige Fehler, der beispielsweise auf

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den durch Widerstandsänderungen bewirkten Spannungsabfall I A R zuriickzuführeii ist, entsprechend der Eingangssignaiamplilude. Der Fehler bleibt also für große Eingangssignalamplituden, für die er toleriert werden kann, ungefähr gleich dem Fehler, der bei Schaltungen auftritt, die mit einem konstanten Strom vorgespannt sind. Aber anders als im Falle dieser konstantstromvorgespannten Schaltungen wird er für kleinere Eingangssignalamplituden so reduziert, daß er ebenfalls ohne weiteres toleriert werden kann. Aufgrund des kleineren Fehlers für kleinere Eingangssignale ist es möglich, die erforderlichen Bauteiltoleranzen wesentlich einzuengen und Dünnschichtbauelemente so gut wie im Handel leicht erhältliche Bauelemente zu verwenden.

Der in der Zeichnung dargestellte Difierentialverstärker weist zwei gleichspannungsmäßig vorgespannte Transistoren auf. An einem dieser beiden Transistoren liegt das Eingangssignal an. Die Kdlektor-Emitterwege beider Transistoren liegen über einen Differentialschalter und ein Gewichtungsr und Codierungsnetzwerk, welch letzteres mit einer Vorspamnngsquelle verbunden ist, parallel. Die bezeichneten Transistoren sind emitterseitig zusammengeschaltet und über den dabei gebildeten Knotenpunkt mit einem Netzwerk zum Steuern der .

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dynamischen Vorspannung verbunden, an dem das Eingangssignal ebenfalls anliegt, um den Stromfluß durch die bezeichneten Transistoren des Differentialverstärkers entsprechend der Amplitude des Eingangs signals, das am Differentialverstärker anliegt, zu steuern.

Die anschließend noch detailliert zu erläuternde Stromumklapp- und Codierungsschaltung weist also ein Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk, einen Differentialschalter, einen Differentialverstärker, einen Transistor, der zu einer Schaltung gehört, die die Vorspannung dynamisch steuert, und eine Vorspannungsschaltung auf, die aJle in Reihe geschaltet sind und einen Hauptcodierungsweg bilden, der von einer Vorspannungsquelle abgeschloßen wird. Der Kollektor-Emitterweg des Transistors des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung ist in Reihenschaltung in den Hauptcodierungsweg einbezogen. Die Basis des bezeichneten Transistors ist mit dem Differentialverstärker verbunden, um das Eingangssignal aufzunehmen. Der Kollektor- Emitterweg eines zweiten Transistors des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung verbindet die Vorspannungsquelle mit der Vorspannungsschaltung und bildet für den konstanten Strom, der von der Vorspannungsschaltung für Eingangssignalamplitudenwerte, sofern sie keine

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Amplitudenspitzenwerte sind, aufrechterhalten wird, einen zum Codierungsweg alternierenden Pfad. In diesem Zusammenhang wird das Eingangssignal an die Basis des zweiten Transistors angelegt, um den Strom des alternierenden Weges, der zugleich der Strom durch die Kollektor-Emitterstrecke des bezeichneten Transistors ist, entsprechend der Eingangssignalamplitude invers zu steuern.

Eine Längskompensation kann auch in der Stromumklappschaltung vorgenommen werden, um große Spannungsunterschiede auszugleichen, die von Längs- auf Transversalzweigspannungen innerhalb des Gewichtungs- und Codierungsnetzwerkes übertragen werden können. Das Kompensationsnetzwerk liegt zwischen dem Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk und der Quelle für positive Vorspannung, um die großen Spannungsunterschiede auszugleichen, die über dem Codierungsnetzwerk wegen einer abrupten Änderung des dieses Netzwerk durchfließenden Stromes auftreten wurden. Eine solche Änderung könnte beispielsweise dadurch entstehen, daß plötzlich ein Eingangssignal großer Amplitude auftritt.

Das bereits angesprochene Ausführungsbeispiel einer Stromumklappschaltung wird in der Zeichnung durch fünf gestrichelt

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umrandete Einzelbaugruppen dargestellt, die als Grundnetzwerke zu verstellen sind. Diese fünf Einzelbaugruppen sind: das Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk, die Längskompensationsschaltung, der Differentialverstärker, die Schaltunng zum Steuern der dynamischen Vorspannung und die Vorspannungsschaltung.

In der Zeichnung ist dargestellt, daß eine eingangsseitige Quelle ein umzuklappendes und zu codierendes Eingangssignal über einen Kondensator 2 sowohl an den Eingang des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung als auch an den Eingang des Differentialverstärkers anlegt. Das bezeichnete, von der Quelle 1 ausgehende Eingangssignal liegt ferner direkt an einer Treiberschaltung 3 an, die dann wiederum an den Differentialschalter angeschaltet ist.

Das über den Kondensator 2 in die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung eingekoppelte Signal gelangt dort zum Eingang des Verstärkers 4. Der bezeichnete Verstärker ist ausgangsseitig mit einem Eingangsanschluß eines Doppelweggleichrichters 5 verbunden. Der andere Eingangsanschluß des Doppelweggleichrichters liegt an Erde. Die beiden Gleichrichterausgangsanschlüße werden durch einen Widerstand 14 überbrückt.

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Der eine Ausgangsanschluß ist mit der Basis eines Transistors 6 und der andere Ausgangsanschluß mit der Basis eines Transistors 7 verbunden. Der Emitter des Transistors 6 liegt an einem Widerstand 8, der eine Vorspannung erzeugt. Der Emitter des Transistors 7 liegt an einem Widerstand 9, der ebenfalls eine Vorspannung erzeugt. Zwischen den Widerständen 8 und 9 ist der Kollektor eines Transistors 10 der Vor spannungs schaltung angeschaltet. Die Wide rstände 8 und 9 sind entsprechend dem gewünschten Ruhestrom durch jeden der beiden Transistoren 6 und 7 gewählt.

Die Vorspannungsschaltung hält einen konstanten Strom durch diese Widerstände aufrecht. Innerhalb dieser Vorspannungsschaltung ist der Emitter des Transistors 10 über den strombegrenzenden Widerstand 11 mit einer Quelle verbunden, die eine negative Vorspannung liefert. Die Basis des Transistors 10 liegt über einen strombegrenzenden Widerstand 12 an einer Quelle mit positivem Potential. Die Basis des T-ransistors 10 liegt ferner über eine Zenerdiode 13 an der Quelle für negative Vorspannung. Diese Zenerdiode leitet von der Basis des Transistors 10 aus einen Rückstrom zu der Quelle mit negativem Vorspannungspotential.

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Das der Umklappschaltung von der Quelle 1 her zugeführte Eingangssignal wird über den Koppelkondensator 2 auch an die Basis eines Transistor 15 des Differentialverstärkers angelegt. Ein gleichstrommäßig vorgespannter Widerstand 16 verbindet die Basis des bezeichneten Transistors mit Erde und ein anderer Vorspannungswiderstand 17 den Emitter des Transistors 15 mit dem Kollektor des Transistors 6 der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung. In dem Differentialverstärker, der unsymmetrisch ist, ist noch ein zweiter Transistor, der Transistor 18 vorgesehen. Die Basiselektrode des Transistors 18 liegt über den gleichstrommäßig vorgespannten Widerstand 19 an Erde. Der Emitter des bezeichneten Transistors ist über einen Widerstand 20 mit dem Kollektor des Transistors 6 der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung verbunden. Die Widerstände 17 und 20 können normalerweise gleich groß wie die Widerstände 16 und 19 sein. Diese vier Widerstände sind so ausgewählt, daß gerade der Ruhestrom fließt, der erforderlich ist, um in Abwesenheit eines Eingangssignales ein Ausgangssignal, das im wesentlichen null ist, zu erhalten.

Der Eingangsanschluß der Treiberschaltung 3 ist mit der Signalquelle 1 verbunden. Die Treiberschaltung hat einen doppelten "

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Ausgang. Der eine Ausgangsanschluß ist an die Basis der Transistoren 21 und 22 und der andere Ausgangsanschluß an die Basis der Transistoren 23 und 24 des Differentialschalters angeschaltet. Die Emitter der Transistoren 21 und 23 sind mit dem Kollektor des Transistors 15 des Differentialverstärkers und die Emitter der Transistoren 22 und 24 mit dem Kollektor des Transistors 18 des Differentialverstärkers verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 21 liegen an dem positiven Eingang und die Kollektoren der Transistoren 22 und 23 an dem negativen Eingang des Comparators 25. Der Comparator 25 ist ausgangsseitig mit der Treiberschaltung 3 verbunden, um diese Schaltung mit der Polarität des verglichenen und zu codierenden Signales zu synchronisieren. Der Comparator 25 ist ausgangsseitig ferner mit der logischen Schaltung 26 verbunden, an deren Ausgang das analoge Eingangssignal in digitaler Form anliegt. Die logische Schaltung 26 ist ihrerseits an das Gewichtimgsnetzwerk 27 angeschaltet, dessen Funktion anschließend erörtert wird. Das Gewichtungsnetzwerk 27 ist ferner über den Widerstand 28 mit dem positiven Eingangsanschluß des Comparators 25 verbunden, wobei der Widerstand den Quellenwiderstand des Gewichtungsnetzwerkes darstellt. Der Widerstand 29, der normalerweise genau so groß wie der Widerstand 48 ist, verbindet den Emitter eines Transistors 30

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der Längskompensätionsschaltung mit dem negativen Eingangsanschluß des Comparators 25. Der Emitter des bezeichneten Transistors ist ferner mit dem positiven Anschluß des Gewichtungsnetzwerkes 27 verbunden. Der Kollektor dieses Transistors liegt an einer Quelle mit positiver Vorspannung. Über einen Widerstand 31 liegt auch seine Basis an dieser Quelle.

Ehe die Funktion jedes dieser Bauelemente detailliert geschildert wird, soll zunächst kurz auf die Funktionen jedes Netzwerkes der gesamten in der Zeichnung dargestellten Stromumklapp- und Codierungs schaltung eingegangen werden. Die Treiberschaltung 3 betätigt den Differentialschalter entsprechend der Polarität des Eingangssignals an der Signalquelle 1. Der Differentialschalter übt eine Umklappfunktion aus, d.h. er liefert an die beiden vorzeichenverschiedenen Eingänge des Comparators ungeachtet der Polarität des von der Signalquelle 1 abgegebenen alternierenden Signals Eingangssignale einer einzigen Polarität. Die Treiberschaltung würde mit dem Signal der Signalquelle 1 und dem Ausgangs signal des Comparators 25 so synchronisiert, daß das Signal, das den Differentialschalter betätigt, sowohl hinsichtlich seiner Polarität als auch hinsichtlich seiner Frequenz gleich dem von der Quelle 1 abgegebenen Signal sein

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würde. Fachleute könnten leicht eine konipa tible Treiberschältung für diesen Zweck entwickeln, die z.B. aus Flipflops besteht, die mit der Frequenz und Polarität des Eingangssignals synchronisiert und nullgesetzt werden.

Der Differentialverstärker verstärkt das Eingangssignal. Die Wirkungsweise dieser Schaltung, die in der Zeichnung als eine unsymmetrische Schaltung dargestellt ist, ist bekannt. Die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung steuert die Vorspannung des Differentialverstärkers in einer noch genau zu beschreibenden Weise entsprechend der Eingangssignalamplitude. Die Vorspannungsschaltung führt der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung einen konstanten Strom zu. Der Betrag dieses Stromes wird in Übereinstimmung mit dem maximalen Vorspannungs strom bestimmt, der für ein Eingangssignal mit Amplitudenspitzenwert erforderlich ist. Die Längskompensationsschaltung kompensiert große Spannungsdifferenzen, die von längs- auf Querzweigspannungen übertragen werden können und dann zu einem Fehler führen, am Eingang des Komparators 25.

Das Codieren des analogen Eingangs signals geschieht durch Vergleichen der zum analogen Eingangssignal proportionalen

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Spannungen oder Ströme mit einer von vielen Bezugs spannungen oder -strömen, die vom Gewichtungsnetzwerk erzeugt werden. Die Vergleichsergebnisse werden dann einer logischen Schaltung zugeführt und dort zu einem Wort im PCM-Code zusammengestellt. Dieses Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk ist einfach ein Digital-Analogkonverter, der bereits in vielen Ausführuhgsarten bekannt ist. Näheres darüber entnehme man beispielsweise der Textstelle Seiten 583-585 in "Transmission Systems for Communications", 4.Auflage, verfaßt von Mitgliedern des technischen Stabes der Bell Telephone-Laboratorien. Spezieller gesagt, wird der Strom durch die Widerstände 28 und 29 in Übereinstimmung mit der Amplitude des Eingangssignals verändert, worauf später noch detailliert eingegangen wird. Die Änderung der über diesen Widerständen abfallenden Spannungen wird vom Comparator 25 mit den Bezugs-Ausgangsspannungen des Gewichtungsnetzwerkes verglichen und an die logische Schaltungsanordnung zum Codieren als PCM-Wort weitergegeben. Das Gewichtungsnetzwerk 27 kann irgend ein kompaktibles Netzwerk wie z.B. das aus Widerständen aufgebaute Leiter- und Vermittlungsnetzwerk sein, das in der Fig. 25-13, Textstelle Seite 584, des zuvor erwähnten Beitrages "Transmission Systems for Communication" dargestellt ist. Dieses Netzwerk erzeugt unter der Steuerung der

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logischen Schaltung 26 eine Reihe von Spannungen oder Strömen vorherbestimmter Abstufung, bis die über dem Widerstand abfallende Spannung größer als die Summe der Spannungen wird, die über dem Gewichtungsnetzwerk 27 und dem Widerstand abfallen. Die logische Schaltung setzt dann das Gewichtungsnetzwerk zurück und das Verfahren wird für die nächste Eingangssignalabtastprobe wiederholt. Die logische Schaltung codiert auch das Ausgangs signal des Comparators als PCM-Wort.

Wie jedes der Bauelemente der Umklappschaltung mit dynamischer Vorspannung im einzelnen arbeitet, kann am leichtesten erklärt werden, wenn man zuerst den Zustand der Schaltung in Abwesenheit eines Eingangssignales untersucht. Bei diesem signallosen oder Ruhezustand sind die Transistoren 15 und 18 des Differentialverstärkers so vorgespannt, daß im wesentlichen gleiche Kollektor-Emitter ströme, die in der Zeichnung als L und L wiedergegeben sind, durch diese beiden Transistoren fließen. Der Strom durch den Transistor 6 der Schaltung zum Steuern der djmamischen Vorspannung ist also die Summe der Kollektor-Emitterströme der beiden Transistoren 15 und 18. Der Strom zum Transistor 10 der Vor-Spannungsschaltung wird auf dem konstanten Betrag I gehalten,

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wobei die Vorspannungsschaltung als Konstantstromregler arbeitet. Der den Kollektor-Emitterweg des Transistors 7 durchfließende Strom muß deshalb die Differenz zwischen dem konstanten Strom I und dem Strom durch den Transistor

oder I - (L + L) sein, wie das in der Zeichnung dargestellt ist.

Ehe die Änderung der Ströme für den Fall, daß ein Eingangssignal anwesend ist, diskutiert wird, ist es zunächst sinnvoll, kurz darauf einzugehen, warum man eine dynamische Vorspannung in der Umklappschaltung benötigt. In einer Schaltung ohne das Netzwerk zum Steuern der dynamischen Vorspannung würde der zwischen den Widerständen 17 und 20 gebildete Knotenpunkt direkt mit dem Kollektoranschluß des Transistors 10 der Vorspannungsschaltung verbunden sein. Wenn nun kein Eingangssignal an dieser Schaltung ohne dynamische Vorspannung anläge, würden symmetrische und gleiche Ströme von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) über zwei Stromzweige, die zusammen einem Hauptcodierungspfad bilden, zu einer Quelle mit negativem Potential (in der Zeichnung unten) hinfließen. Der linke Stromzweig dieses Codierungspfades würde den Transistor 30, das Gewichtungsnetzwerk 27, den Widerstand"28, den Transistor 21, den

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Transistor 15, den Widerstand 17, den Transistor 10 und den Widerstand 11 umfaßen, während der rechte Stromzweig des Codierungspfades den Transistor 30, den Widerstand 29, den Transistor 22, den Transistor 18, den Widerstand 20, den Transistor 10 und den Widerstand 11 aufweisen würde. Die Stromsumme in jedem Zweig des Hauptcodierungspfades dieser als Beispiel dienenden, modifizierten Schaltung wird natürlich immer gleich dem konstanten Strom sein, der durch den Transistor 10 der Vorspannungsschaltung aufrechterhalten wird. Weil der Spannungsfehler beim Umklapp- und Codierungsverfahren auf eine Spannung eingeschränkt ist, die betragsmäßig kleiner als der Spannungspegel des niedrigsten Quantisierungspegels ist, müßen die Änderungen u R der Widerstandswerte in der Gewichtungs- und Codierungssehaltung begrenzt werden

a _ kleinstzuläßiger Spannungsfehler konstanter Vorspannungsstrom.

Dabei wird der erforderliche, relativ große Wert des konstanten Vorspannungs stromes durch den Vorspannungsstrom bestimmt, der für Signalamplitudenspitzenwerte nötig ist, wenn im wesentlichen der gesamte Strom durch den einen oder den anderen Zweig des Hauptcodierungspfades fließt, was von der Polarität des nachstehend noch zu diskutierenden Eingangssignales abhängt.

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Für die 256 Quantisierungspegel und ein Eingangssignal mit einem Amüitudenspitzenwert von 3 Volt würde das z.B. bedeuten, daß die Widerstände 28 und 29 Toleranzen von 0,012 % oder besser haben müßen, um die über diesen Widerständen abfallende Fehler spannung I AR auf annehmbare Werte zu begrenzen, wobei Δϋ die tatsächliche Differenz oder Widerstandsänderung zwischen den Widerständen 28 und 29 darstellt. Außerdem müßen die Transistoren 15 und 18 des Differentialverstärkers und die Transistoren 21, 22, 23 und 24 des Differentialschalters so ausgewählt werden, daß ihre Basis-Emitterruheströme (bias currents) im wesentlichen null sind, damit eine Ungleichheit dieser Ströme nicht auch die Ströme in jedem Zweig des Codierungspfades ungleich macht und dadurch ein Fehler entsteht. Doch sind Widerstände mit Toleranzen von 0, 012 % und Transistoren mit Bas is-Emitterleck- oder Verlustströmen vom Betrage null beim gegenwärtigen Stand der Technik nicht verfügbar. Die Art und Weise, in der das erfindungsgemäße Vorspannungsverfahren angewendet wird, macht es unnötig, diese nicht erhältlichen Bauelemente zu gebrauchen, und läßt es zu, daß eine Umklapp- und Codierungsschaltung hergestellt wird, in-dem man Dünnschichtverfahren anwendet.

Die Funktion des dynamischen Vorspannens kann am besten 409838/0812

dadurch erläutert werden, daß man annimmt, am Ausgangsansehluß der Signalquelle 1 liege ein positives Eingangssignal mit relativ großer Amplitude an. Dieses Eingangssignal wird über den Kondensator 2 zur Basis des Transistors 15 gekoppelt und bewirkt, daß der Strom L , der den Kollektor-Emitterweg des Transistors 15 durchfließt, wächst. Das positive Eingangssignal wird außerdem durch den Kondensator 2 zum Verstärker 4 gekoppelt, wo eä verstärkt und dann an den Doppelweggleichrichter 5 angelegt wird. Das über dem Widerstand 14, der die beiden Ausgangsanschlüße des Doppelweggleichrichters überbrückt, anfallende Signal hat die in der Zeichnung dargestellte Polarität und bewirkt, daß der Transistor 6 stärker leitet. (Die Basisströme der Transistoren 6 und 7 sind ausreichend klein, um für vorliegende Zwecke als vernachläßigbar betrachtet werden zu können. ) Ein erhöhter Strom durch den Transistor 6 bewirkt, daß der Kollektor-Emitterstrom des Transistors 7, der die Differenz des konstanten Stromes I des vorspannungs-

stromführenden Transistors 10 abzüglich des Stromes (L₁ ⁺ It₉) durch den Transistor 6 darstellt, proportional abfällt. Der Strom aus der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) durchfließt also die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 30 und verteilt sich dann auf die zwei weiterführenden Stromzweige des Hauptcodierungspfades. Der erste Zweig umfaßt

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das Gewichtungsnetzwerk 27, den Widerstand 28, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 21, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 15 und den Widerstand 17. Der zweite Zweig umfaßt den Widerstand 29, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 22, den Kollektor-Emitterweg des Transsistors 18 und den Widerstand 20. Die Ströme treffen im Knotenpunkt zwischen den Widerständen 17 und 20 wieder zusammen und durchfließen gemeinsam den Kollektor-Emitterweg des Transistors 6 und den Widerstand 8 der Vorspannungsschaltung. Für das angenommene Eingangssignal mit einer relativ großen Amplitude ist der Strom L größer als der Strom L . Der zweite Strompfad geht von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) aus und sehließt den Widerstand.31, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 7 und den Widerstand 9 ein. Die Ströme durch den Hauptcodierungspfad und den gerade nachgezeichneten zweiten Pfad gehen von der Quelle mit positivem Potential aus, treffen im Knotenpunkt zwischen den Widerständen 8 und 9 zusammen und sind gleich dem konstanten Strom I , der von der Vorspannungsschaltung aufrechta

erhalten wird. Die auf Widerstands- und Transistortoleranzen zurückzuführenden Fehler im linken und rechten Stromzweig des Hauptcodierungsweges mit jeweils den Widerständen 28 und 29 sind für diese Signalamplitude so ungefähr dieselben,

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als wenn keine Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung verwendet würde. Weil die Amplituden des Eingangssignals groß sind, sind diese Fehler jedoch anteilsmäßig klein, belasten das Codierungs- oder Quantisierungsverfahren mit einem sehr kleinen Fehleranteil nnd können deshalb toleriert werden.

Für den Fall, daß ein Eingangssignal mit einer relativ kleinen Amplitude anliegt, fallen die von den Parametertoleranzen herrührenden Fehler jedoch verhältnismäßig stark ins Gewicht und können sogar den Betrag des zu codierenden Signals übersteigen, wenn die Summe der Ströme in den beiden Stromzweigen des Hauptcodierungspfades zum Stromwert I zusammengefaßt wird, der durch den für Eingangssignalspitzenwerte erforderlichen Vorspannungs- oder Hihestrom bestimmt wird, wie es der Fall sein würde, wenn keine dynamische Vorspannung verwendet würde. Der Transistor 6 der dynamischen Vorspannungsschaltung steuert den Strom durch den Hauptcodierungspfad entsprechend der Eingangssignalamplitude. Doch reduziert die dynamische Vorspannungsschaltung die zum Strom, der den Hauptcodierungspfad durchfließt, proportionalen Fehler, so z. B. I^ R und Transistor leckströme, auf ebenso .nicht signifikante und tolerierbare Eingangssignalproportionen. Deshalb sind bei dem vorgeschlagenen dynamischen Vorspannungsverfahren die

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auf stromabhängige Parameteränderungen zurückzuführenden Fehler für alle Eingangssignalbedingungen minimal, und das mehr noch als gerade für hohe Eingangs signale. Anschließend wird die Wirkungsweise der vorliegenden Schaltung für den Fall, daß ein relativ kleines Eingangssignal anliegt, ausführlich diskutiert.

Das Eingangssignal mif relativ kleiner Amplitude bewirkt, daß der Transistor 6 der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung weniger leitet, wodurch der über den Hauptcodierungspfad mit den Widerständen 28 und 29 und den Transistoren 15 und 18 fließende Strom reduziert wird. Weil der im Knotenpunkt zwischen den Widerständen 8 und 9 zusammenfließende Strom von der Vorspannungsschaltung mit dem Transistor 10 konstant gehalten wird, wird der Kollektor-Emitterstrom des Transistors 7 proportional dazu größer. Reduziert man den Strom im Hauptstrompfad, dann verringert sich der Spannungsabfall oder Fehler IΔR, der auf die Änderungen

zwischen den Widerstandswerten der Widerstände 28, 29, 17 und 20 zurückzuführen ist, auf einen anteilsmäßig kleinen Wert. Ferner werden die vorspannungsbedingten Basis-Emitterruheströme in jedem der Transistoren 15, 18, 21, 22, 23 und 24 kleiner. Die so erreichte Verkleinerung des Fehlers ermög-

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licht es, das gewünschte Codieren mit der erforderlichen Genauigkeit durchzuführen, in-dem entweder im Handel erhältliche Bauteile verwendet oder Dünnschichtverfahren angewendet werden. Es sollte festgehalten werden, daß der konstante Vorspannungsstrom I für jeden Signalaugenblickswert, sei er groß oder klein, stets verfügbar ist, und daß das Codierungsverfahren in keiner Weise durch die Verwendung des dynamisch vorgespannten Differentialverstärkers beeinträchtigt wird.

Die Wirkungsweise der Schaltung ist für negative Eingangssignale im wesentlichen ähnlich. Liegt ein negatives Eingangssignal an, dann spannt die Treiberschaltung 3 die Transistoren 23 und 24 des Differentialschalters so vor, daß sie leitent werden, und die Transistoren 21 und 22 des Differentialschalters so vor, daß sie sperren. Das an der Basis des Transistors 15 des Differentialverstärkers anliegende negative Eingangssignal vermindert die Leitfähigkeit des Transistors 15 und vergrößert die Stromaufnahme des Transistors 18. Der Betrag des Stromes L. über-• · oi

steigt nun den Betrag des Stromes L fließt von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) über den Kollektor-Emitterweg des Transistors 30, den Widerstand 29, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 23, den Kollektor-

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Emitterweg des Transistors 15, den Widerstand 17, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 6 und den Widerstand 8 zum Transistor 10 der Vorspannungsschaltung. Der Strom L fließt von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) über das Gewichtungsnetzwerk 27, den Widerstand 28, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 24, den Kdlektor-Emitterweg des Transistors 18, den Widerstand 20, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 6, und den Widerstand 8 ebenfalls zum Transistor 10 der Vorspannungsschaltung. Weil die Transistoren 21 und 22 für positive Eingangs signale und die Transistoren 23 und 24 für negative Eingangssignale abwechselnd leitent werden, ergibt sich die gewünschte Umklappwirkung derart, daß die Polarität des an den Comparator 25 angelegten Eingangssignals ungeachtet der Eingangssignalpolarität dieselbe ist. Die Wirkungsweise der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung ist für beide Eingangssignalpolaritäten gleich.

Die Längskompensationsschaltung gleicht die großen Spannuigsdifferenzen aus, die von den Längs- auf die spannungsführenden Querzweige übertragen werden und so am Eingang des Comparators 25 einen Fehler bewirken können. Wenn z. B. angenommen wird, daß an dem Ausgangsanschluß der Signalquelle 1 ein

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großes positives oder negatives Eingangssignal anliegt, dann wird, wie zuvor erläutert, der Kollektor-Emitterstrom des Transistors 30 größer und entsprechend der Strom durch den Widerstand 31 kleiner, weil der Transistor 7 in der dynamischen Vorspannungsschaltung wegen des größer werdenden Stromes durch den Transistor 6, der von dem großen Eingangssignal- ausgelöst wird, nun einen geringeren Strom zieht. Dieser kleine Strom durchfließt den Widerstand 31 und bewirkt, daß die Kollektor-Emitterspannung des Transistors 30 sinkt, wodurch das Potential in dem gemeinsamen Knotenpunkt zwischen dem Emitter des Transistors 30, dem Gewichtungsnetzwerk 27 und dem Widerstand 29 auf einen Wert ansteigt, der dichter am Wert des positiven Quellenpotentials liegt, als das vor Anlegen des größeren Eingangssignales der Fall war. Die abrupte Änderung des Spannungsabfalls über den Widerständen 28 und 29, die auf den erhöhten Stromanstieg wegen des Anliegens eines großen Eingangssignals zurückzuführen war, wird also durch den Potentialanstieg in dem zuvor erwähnten gemeinsamen Knotenpunkt-ausgeglichen. Die mittlere Spannung in dem gemeinsamen Knotenpunkt wird also relativ konstant gehalten. Der im Comparator 25 erfolgende Vergleich der Spannungen über dem und Ströme durch das Gewichtungsnetzwerk 27 nebst Widerständen 28 und 29 beruht allein auf der Stromänderung

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in dem einen oder anderen der beiden Codierungspfade und der Längs-Transversalspannungsumwandliuig. Der Fehler, der in diesem Zusammenhang auftreten kann, wird jetzt im wesentlichen vermieden.

Obwohl die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung, wie die Zeichnung zeigt, mit einem nichtsymmetrischen Differentialverstärker'kombiniert wurde, könnte diese Schaltung offensichtlich auch zusammen mit einem symmetrischen Differentialverstärker verwendet werden, wenn der Eingangsanschluß des Verstärkers in der dynamischen Steuerschaltung mit beiden Eingangssignalquellen verbunden wird. Obwohl die Differentialverstärker- und dynamische Vorspannungsschaltung hier außerdem im größeren Rahmen einer Umklapp- und Codierungsschaltung dargestellt ist, könnte sie ebensogut in irgendeiner Differentialverstärkeranordnung verwendet werden, die dynamisch vorgespannt werden soll. Zum Beispiel könnte die Schaltung in einer Rück- oder Aufklappschaltung ("unfolder"

circuit) verwendet werden, wobei das Gewichtungsnetzwerk mit der Eingangssignalquelle 1 vertauscht wird und der Coraperator 25 durch einen Differentialverstärker ersetzt wird. In diesem Anwendungsfalle wurden der Kopplungskondensator 2 und der Doppelweggleichrichter 5 fortfallen. Auch der Widerstand

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würde nicht mehr nötig sein, weil das Ausgangssignal des Gewichtungsnetzwerkes normalerweise nur von einer einzigen Polarität ist.

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Claims

BLUMBACH · WESER ■ BERGEN & KRAIVER

PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÖKCKEM

DW.-ING. f. G. BLUMBACH · DIPL.-PHYS. DR. W. WESER · DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DlPL-ING. R. KRAMER

ti WIESBADEN ■ SONNENBERGER STRASSE 43 . TEL (06121) «2943, 561998 MÖNCHEN

PATENTANSPRÜCHE

l.J Dynamisch vorgespannte Differentialverstärkeranordnung

mit einem Differentialverstärker, der ein Transistorpaar aufweist, ferner einen Eingangssignalanschluß, der mit einem der beiden · Transistoren verbunden ist, und eine Schaltung zum Vorspannen der beiden Transistoren,
gekennzeichnet durch

eine Schaltung zum dynamischen Steuern der Vorspannung mit Hilfe einer Vorrichtung (6) von variabler Impedanz, die mit dem Eingangssignalanschluß verbunden ist, auf Amplitudenänderungen des Eingangssignales anspricht und in Reihe mit den Kollektor-Emitterstrecken der Transistoren (15, 18) des Differentialverstärkers geschaltet ist, um den Ruhestrom des Differentialverstärkers dynamisch zu steuern.
2. Differentialverstärkeranordnung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zum dynamischen Steuern der Vorspannung einen Gleichrichter (5) aufweist, dessen Emgangsanschluß mit dem Eingangssignalanschluß des Differentialverstärkers verbunden ist, und

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daß die Vorrichtung (6) mit variabler Impedanz ein Transistor ist, dessen Kollektor-Emitterstrecke in Reihe mit den Kollektor-Emitterstrecken der Transistoren (15, 18) des Differentialverstärkers geschaltet ist und dessen Basis an einen Ausgangsanschluß des Gleichrichters (5) angeschaltet ist.
3. Differentialverstärkeranordnung nach Anspruch 1 oder

2, dadurch gekennzeichnet,

daß die Vorspannungsschaltung (10-13) ein Konstantstromregler in Reihe mit der Vorrichtung (6) von variabler Impedanz ist und daß die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung eine zweite Vorrichtung (7) mit variabler Impedanz aufweist, die auf Amplitudenänderungen des Eingangssignales"anspricht und parallel an die erste Vorrichtung (6) angeschaltet ist, derart, daß die Summe der Ströme in der ersten und zweiten Vorrichtung mit variabler Impedanz gleich dem Strom der Vorspannungsschaltung (10-13) ist.

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