DE1141675B

DE1141675B - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Leistungsverstaerkung einer amplitudenmodulierten Schwingung

Info

Publication number: DE1141675B
Application number: DEI12848A
Authority: DE
Inventors: Paul Romberg Johannessen
Original assignee: JOHN CRANKSHAW SIMONS JUN
Current assignee: JOHN CRANKSHAW SIMONS JUN
Priority date: 1956-05-29
Filing date: 1957-02-20
Publication date: 1962-12-27
Also published as: GB829742A; US2990516A

Description

DEUTSCHES

PATENTAMT

112848 VIIIa/21a²

ANMELDETAG; 20. F E B RU AR 1957

BEKANNTMACHUNG DER ANMELDUNG UNDAUSGABEDER AUSLEGESCHRIFT: 27. DEZEMBER 1962

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Leistungsverstärkung einer amplitudenmodulierten Schwingung, die durch einen Impulslängenmodülator in eine Folge längenmodulierter Impulse verwandelt wird, welche das Ein- und Ausschalten einer Energiequelle über eine elektronische Schaltvorrichtung im Takt dieser Impulse steuern, und bei dem die so verstärkten Impulse durch ein die Impulsfrequenz aussiebendes Tiefpaßfilter geleitet und an seinem Ausgang abgenommen werden.

Es sind Verfahren dieser Art bekannt, bei denen die elektronische Schaltvorrichtung als mit Elektronenröhren arbeitender Verstärker ausgebildet war. Hierdurch waren dem bekannten Leistungsverstärkungsverfahren Grenzen gesetzt, die durch die Erfindung überwunden werden.

Das bekannte Verfahren erfordert ein Gerät, das als Ganzes so eingerichtet sein muß, daß es die gewünschte leistungsverstärkte modulierte Impulslänge erzeugt. Zu diesem Zweck sind Bauteile zu kombinieren, deren Charakteristiken so gewählt werden müssen:, daß sie nicht nur die ihnen zugedachte Funktion ausüben, sondern auch dabei mit den Funktionen der anderen Bauteile nicht kollidieren. Als Einzelteile können die Bestandteile des bekannten Gerätes nicht mehr verwendet werden. Das bekannte Gerät weist ferner keine Linearität seines Eingangs über einen seine volle dynamische Aussteuerung ermöglichenden Bereich auf. Diese läßt sich nur durch kostspielige Zusatzeinrichtungen erzielen. Die Verwendung von Elektronenröhren macht das bekannte Gerät auch empfindlich für mechanische und andere Umwelteinflüsse, insbesondere gegen mechanische Stoßbeanspruchungen sowie auch stärkere Temperaturschwankungen.

Es sind auch mit einem Grenzschichttransistor versehene Kippschaltungen bekannt, die zur Umwandlung einer Speisegleichspannung oder einer sich langsam ändernden Spannung in eine impulsförmige Spannung mit wesentlich höherer Amplitude als die erwähnte Speisespannung dienen. Diese bekannten Einrichtungen lassen sich nicht zur Leistungsverstärkung einer amplitudenmoduMerten Schwingung verwenden.

Bei mit Transistoren ausgerüsteten Verstärkern bereitet es einige Schwierigkeiten, eine annehmbare Leistungsverstärkung eines Eingangssignals zu erzielen. Zu diesem Zweck hat man schon vorgeschlagen, magnetische Verstärker mit Transistoren-Verstärkern zu kombinieren; jedoch haben sich derartige Kombinationen als verhältnismäßig unwirksam erwiesen.

Verfahren und Schaltungsanordnung

zur Leistungsverstärkung einer amplitudenmodulierten Schwingung

Anmelder: Paul Romberg Johannessen,

Waltham, Mass.,

und John Crankshaw Simons jun.,

Belmont, Mass. (V. St. A.)

Vertreter: Dipl.-Ing. R. Müller-Börner,

Berlin-Dahlem, Podbielskiallee 68, und Dipl.-Ing. H.-H. Wey, München 22, Patentanwälte

Beanspruchte Priorität: V. St. v. Amerika vom 29. Mai 1956 (Nr. 588 063)

Paul Romberg Johannessen, Waltham, Mass. (V. St. A.), ist als Erfinder genannt worden

Es ist an sich bekannt, ein amplitudenmoduliertes Signal in eine längenmodulierte Impulsfolge zu verwandeln. Ebenso ist es bekannt, längenmodulierte Impulse in amplitudenmodulierte Spannungen umzuwandeln, wobei die Demodülationsschaltung zugleich als Verstärker dient.

Die Erfindung geht aber über diese bekannten Einrichtungen hinaus. Sie ermöglicht mit einfachen Mitteln eine wirkungsvolle Leistungsverstärkung amplitudenmodulierter Signale von hoher Zuverlässigkeit, gutem Wirkungsgrad, guter NuUpunktstabilität und guter Stabilität der Verstärkung auch bei Schwankungen der Umgebungstemperatur und der Feuchtigkeit.

Grundsätzlich ist auch die Impulszerhackung eines Signals mit anschließender Verstärkung, Gleichrichtung bzw. Siebung bekannt. Auch die Zerhackung mittels magnetischer Drosseln ist an sich nicht neu, ebenso die magnetische Impulsmodulation. Schließlich sind auch Transitorgegentaktverstärker in verschiedenen Formen bekannt.

Die Erfindung bedient sich nur zum Teil solcher bekannter Elemente, um die Leistungsverstärkung einer amplitudenmodulierten Schwingung mit der Möglichkeit eines besonders hohen Verstärkungsgrades und hoher Nullpunktkonstanz durchzuführen,

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wobei die erwähnten Mangel der bekannten mit Elektronenröhren arbeitenden Schaltungen vermieden werden.

Dies wird dadurch erreicht, daß einem als gesonderte Baueinheit ausgeführten, als Schaltvorrichtung wirkenden B-Transistor-Verstärker die längenmodulierten Impulse zugeführt werden, welche von einem ebenfalls als gesonderte Baueinheit ausgeführten Magnetverstärker erzeugt werden, der mit einer Frequenz gespeist wird, die höher ist als die Signalfrequenz.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden nachstehend an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert. In der Zeichnung ist

Fig. 1 ein Blockschema, das das Arbeitsprinzip der Erfindung erkennen läßt,

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer zweckmäßigen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 3 eine graphische Darstellung der in der Schaltung nach Fig. 2 auftretenden Kurvenformen und

Fig. 4 und 5 Ausschnitte aus Schaltbildern mit Abänderungen gegenüber der Schaltung nach Fig. 2. Nach dem Blöckschema der Fig. 1 wird eine Wechselstromverstärkung eines Eingangssignals in der Weise erzielt, daß man das Eingangssignal bei 1 in einen Impulslängenmodulator gibt, der von einer bei 11 eingeführten Trägerfrequenz, beispielsweise von einer Impulsfolge, gesteuert wird. Die Frequenz der bei 11 zugeführten Trägerfrequenz bzw. Impulsfolge ist groß gegenüber der Frequenz oder den Frequenzen, die in dem Eingangssignal vorkommen. Falls das Eingangssignal ein Gleichstromsignal ist, muß die Frequenz der bei 11 eingeführten Trägerfrequenz groß sein gegenüber der Geschwindigkeit, mit der das Gleichstromsignal gegeben wird.

Beispielsweise kann das Eingangssignal ein durch ein Fehlersignal modulierter 400-Hz-Träger sein, wie es beispielsweise in Servoverstärkeranlagen auftritt. Am Ausgangs des Impulslängenmodulators3 ist somit eine Impulsreihe vorhanden, bei der die Länge der einzelnen Impulse eine Funktion der momentanen Amplitude des bei 1 eingeführten Eingangssignals ist. Beispielsweise kann die Impulslänge proportional von der Amplitude des Eingangssignals abhängen.

Die Impulsreihe gelangt dann zu einem Verstärker?, der bei 9 von einer Gleichstromenergiequelle gespeist wird und nach Art einer Schaltvorrichtung, also beispielsweise ähnlich wie ein B-Verstärker oder ein AB-Verstärker arbeitet und die

Stabilität, eine gute Stabilität der Verstärkung auch bei Schwankungen der Umgebungstemperatur und der Feuchtigkeit zu erzielen und um Größe und Gewicht der Verstärkereinrichtung gering zu halten, ist es zweckmäßig, für den Impulslängenmodulator 3 einen magnetischen Verstärker und für den B-Verstärker 7 einen Transistorverstärker zu verwenden. Solche Verstärkeremrichtungen lassen sich mit großen Vorteil z. B. als 60- bis 400-Hz-Servoverstärker, als Arbeitsverstärker in Analogreehenmaschinen oder als Tonfrequenzverstärker verwenden, um nur einige Anwendungsmöglichkeiten zu nennen.

Eine nach der Erfindung ausgebildete zweckmäßige Schaltung ist in Fig. 2 dargestellt. Sie enthält einen magnetischen Verstärker als Impulslängenmodülator 3, der für hohe Frequenzen, hohe Verstärkung und für symmetrische Arbeitsweise geschaltet ist. Das Eingangssignal wird über die oberen und unteren Eingangsleitungen 1 zugeführt, von denen die untere Leitung 1 bei 19 geerdet sein kann. Das Eingangssignal gelangt durch eine Reihenimpedanz, nämlich den Widerstand 21, an die oberen und unteren Endanschlüsse der in Reihe geschalteten Primärwicklungen P₁, P₂, P₃ und P₄ von vier mit Sättigung arbeitenden Induktoren T₁, T₂, T₃ und T₄. Mit den vier Primärwicklungen P₁, P₂, P₃ und P₄ arbeiten vier entsprechende Sekundärwicklungen S₁, S₂, S₃ und S₄ zusammen. Der obere Endanschluß der Sekundärwicklung S₁ ist über einen Gleichrichter, beispielsweise eine Diode D₁ und eine umgekehrt gepolte Diode D₂, mit dem oberen Ende der Sekundärwicklung S₂ verbunden. Das untere Ende der Sekundärwicklung S₂ ist über den Leiter 23 mit dem oberen Ende der Sekundärwicklung S₄ verbunden und von dort über eine Diode D₄, die in Reihe mit einer umgekehrt gepolten Diode D₃ liegt, an das untere Ende der Sekundärwicklung S₃ angeschlossen. Das obere Ende der Sekundärwicklung S₃ ist durch den Leiter 25 mit dem unteren Ende der Sekundärwicklung S₁ verbunden. Die Leiter 23 und 25 sind an Leitungen 11 angeschlossen, die gegenphasig einen Hochfrequenzträger von einer Ausgangswicklung 31 eines Hochfrequenztransistoroszillators 2 zuführen. Eine Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 31 ist geerdet.

Die Verbindungspunkte 27 und 29 der in Reihe

liegenden Dioden D₁, D₂ bzw. D₃, D₄ sind mit den Ausgangsleitern 5 verbunden. Der magnetische Verstärker 3 arbeitet somit im Gegentakt.

Zum Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung Energiequelle in Übereinstimmung mit der Impuls- 50 ist es zweckmäßig, die Wirkung eines einzelnen Abreihe steuert, so daß die Impulsreihe verstärkt wird. schnittes des magnetischen Verstärkers 3, beispiels-

Durch ein Tiefpaßfilter 15 od. dgl. am Ausgang 13 des B-Verstärkers 7 wird die hochfrequente Komponete, die durch die hochfrequenten Impulse gebildet

weise des Abschnittes S₁, D₁, gesondert zu betrachten. Der Ausgangsstrom dieses Abschnittes ist ein nur nach einer Richtung gerichteter Halbwellenstrom. Durch Kombination der vier Abschnitte des magnetischen Verstärkers entsteht aber ein ganzwelliger und gegenphasiger Ausgang. Während der negativen Halbperioden der hochfrequenten Wechselspannung, also der Impulse aus dem Transistoroszillator 2, wird

die erfindungsgemäße Ver- 60 der Magnetfluß der Wicklung S₁ des mit Sättigung Hufe einer großen Anzahl arbeitenden Induktors T₁ durch eine geringe Leistung

gesteuert, da die Diode D₁ durch die Oszillatorimpulse gesperrt ist und eine hohe Eingangsimpedanz bietet. Während der positiven Halbperioden hat dagegen die Diode D₁ einen geringen Widerstand. Da die durch die Widerstände R₁ gebildete Belastung klein im Verhältnis zu der Impedanz der Sekundärwicklung S₁ ist, wenn der Induktor T₁ nicht gesättigt

wird, ausgesiebt, so daß man bei 17 ein verstärktes amplitudenmoduliertes Signal gewinnt, das in seiner Wellenform dem ursprünglichen Eingangssignal bei 1 entspricht.

Dem vereinfachten Blockschema der Fig. 1 ist zu entnehmen, daß man
Stärkereinrichtung mit

unterschiedlicher Verstärkungsmittel, z. B. mit Transistoren, Elektronenröhren oder sogar mit nach Art mechanischer Schalter arbeitenden Modulationsvorrichtungen 7 und auch mit verschiedenartigen Impulslängenmodulatoren 3, verwirklichen kann.

Um eine bessere Zuverlässigkeit der Schaltung, einen hohen Wirkungsgrad, eine gute Nullpunkt-

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ist, tritt an den Endpunkten der Sekundärwicklung S₁ Emitter-Basis-Stromes zur Folge hat, usw. Dieser un-

nahezu die gesamte Spannung der vom Oszillator 2 stabile Vorgang vollzieht sich sehr schnell, hat eine

kommenden Hochfrequenzimpulse auf. Umkehr der Spannung an dem Wicklungsabschnitt

Wenn die Sekundärwicklung S₁ bzw. der Induktor T₁ W₁ zur Folge, sperrt den Transistor I, so daß er wie

gesättigt ist, wird ihre Impedanz plötzlich klein im 5 eine Unterbrechung wirkt, und veranlaßt den gegen-

Verhältnis zur Impedanz der Belastung, so daß jetzt phasigen Transistor II, Strom zu führen. Nun findet

der größere Spannungsanteil der vom Oszillator 2 derselbe Vorgang in dem Transistor II statt, so daß

kommenden Impulse an den Belastungswiderständen sich die Transistoren I und II abwechselnd gegen-

R₁ abfällt. Der Zeitpunkt innerhalb der positiven seitig ein- und ausschalten und ungefähr rechteckige

Halbperiode, in dem die Sättigung eintritt, wird io oder quadratische Schwingungen hervorrufen. Ge-

durch die Flußstärke in S₁ bzw. T₁ zu Beginn der eignetes Material für den Kern T₁, das für diese

positiven Halbperiode bestimmt. Die Flußstärke zu Arbeitsweise des Oszillators brauchbar ist und eine

Beginn der positiven Halbperiode ist ihrerseits be- ungefähr quadratische oder rechteckige Hysteresis

stimmt durch die bei 1 zugeführte Spannung des Ein- hat, ist beispielsweise Orthonal oder Deltamax und

gangssignals während der vorhergehenden negativen 15 ähnliche Substanzen. Die Schwingungsfrequenz des

Halbperiode der Spannung des Oszillators 2. Das Oszillators 2 hängt von der Windungszahl der Wick-

Ausmaß, um das der Magnetfluß wieder in Richtung hingen W₁, W₂, W_s und W_v der Querschnittsfläche

auf seinen ursprünglichen Wert zurückgeführt wird, des Kernes T₁ und der Größe der Spannung B+ ab.

ist praktisch proportional zu der durchschnittlichen Alle diese Faktoren können verändert werden, um

Eingangsspannung während der unmittelbar vorher- 20 eine gewünschte Schwingungsfrequenz zu erzielen,

gehenden negativen Halbperiode. Es muß nun die Arbeitsweise des B-Verstärkers 7

Wenn das bei 1 zugeführte Eingangssignal eine beschrieben werden. Die Gegentaktleiter 5 sind durch

Sinuswelle 4 (Fig. 3) ist, so ist diese Rückführung des die Widerstände R₁ mit den Basen 30 und 40 der

Magnetflusses ebenfalls proportional zu der Ampli- Transistoren III und IV verbunden. Der Tran-

tudenspitze des Eingangssignals. Die von dem resul- 25 sistor III und ein weiterer Transistor V bilden ein

tierenden Ausgangsspannungsimpuls 6 eingeschlossene erstes Paar in Reihe geschalteter Transistorverstärker,

Fläche muß dann auch proportional zu der Flußver- das im Gegentakt mit einem zweiten Paar in Reihe

änderung sein, d. h. proportional zu der Amplitude geschalteter Transistorverstärker IV und VI arbeitet,

des Eingangssignals. Die Spitzenamplitude des Im- Die Transistoren III und IV können npn-Transistoren

pulses 6 wird durch die Amplitude der vom Oszilla- 30 sein, z.B.vomTyplN36, während die Transistoren V

tor 2 zugeführten Impulse festgelegt. Auf diese Weise und VI in diesem Falle pnp-Transistoren sind, also

besteht die Ausgangsspannung an den Leitungen 5 beispielsweise vom Typ IN65. Der Kollektor 32 des

aus einer Reihe rechteckiger Impulse 6, deren Länge Transistors III ist mit der Basis 50 des Transistors V

proportional zu der Eingangsspannung ist und die über den Leiter 24 verbunden. Der Kollektor 42 des

somit die gewünschte Längenmodulation haben. 35 Transistors IV ist in ähnlicher Weise mit der Basis 60

Der Transistoroszillator 2 liefert Wechselstrom- des Transistors VI über den Leiter 26 verbunden. Die energie, also z. B. die erwähnten hochfrequenten Im- Emitter 34 und 44 der Transistoren III und IV sind pulse mit einer Frequenz, die größer ist als die des zusammengeschaltet und liegen über einen Leiter 28 Eingangssignals, Zweckmäßigerweise ist diese Fre- an dem geerdeten negativen Polß'— einer Spanquenz ungefähr zehnmal so groß wie die höchste im 40 nungsquelle. Die Emitter 54 und 64 der Tran-Eingangssignal vorkommende Frequenz. Der Oszilla- sistoren V und VI sind dagegen über die Primärwicktor 2 enthält zwei Transistoren I und II, und zwar lung P eines Transformators T₂ miteinander verbeispielsweise npn-Transistoren, mit den Basen 8 und bunden, dessen Mittelanzapfung "über eine Leitung 9 18, den Emittern 10 und 20 und den Kollektoren 12 an dem positiven Pol B'+ der Gleichspannungsquelle und 22. Die Kollektoren 12 und 22 sind mit dem 45 liegt, die als Leistungs- oder Energiequelle für die positiven Pol einer Gleichspannungsquelle B + ver- Verstärkung des Eingangssignals dient. Die Energiebunden. Die Basen 8 und 18 sind über die hinterein- quelle B'+, B'— kann auch eine Wechselstromquelle andergeschalteten Primärwicklungsabschnitte W₁, W₂, sein oder eine Quelle, die einen impulsförmigen W._A und W₄ miteinander verbunden, die zu einem mit Strom liefert. In jedem Falle wird aber die Energie-Sättigung arbeitenden Kern T₁ und der bereits er- 50 quelle durch den Transistormodülator 7 moduliert, wähnten Sekundärwicklung 31 gehören. Die Kollektoren 52 und 62 der Transistoren V und VI

Der Emitter 10 ist mit dem unteren Ende des sind mit der geerdeten Leitung 28 verbunden. Wicklungsabschnittes W₁ verbunden, während der Es genügt, die Arbeitsweise des aus den Tran-Emitter 20 an dem oberen Ende des Wicklungs- sistoren III und V bestehenden Paares zu erläutern, abschnittes W₁ liegt. Der Verbindungspunkt der 55 da das andere Transitorenpaar IV, VI in ähnlicher Wicklungen W₂ und W₃ ist mit dem negativen Weise, aber gegenphasig, arbeitet. Wenn ein Strom i Pol B — der Gleichspannungsquelle verbunden und in die Basis 30 des Transistors III fließt, der eine kann, wie dargestellt, geerdet sein. Wenn der Oszilla- Stromverstärkung /J₁ hat, kann ein Strom zwischen tor 2 arbeitet, ist zu einem bestimmten Zeitpunkt dem Kollektor 32 und dem Emitter 34 bis zu einem beispielsweise der Emitter 10 gegenüber der Basis 8 60 Wert von ß₁ · i fließen, ohne daß ein nennenswerter negativ, so daß der Transistor I stromführend ist, Spannungsabfall zwischen diesen Elektroden auftritt, während der Transistor II gesperrt ist. Es fließt daher Während dieser Zeit verhält sich der Transistor III Strom in allmählich zunehmender Stärke durch den im wesentlichen wie ein Kurzschluß für den zwischen Wicklungsabschnitt W₁ zwischen Emitter 10 und den Leitern 24 und 28 fließenden Strom. In ähnlicher Basis 8. Sobald der Kern T₁ gesättigt ist, beginnt der 65 Weise kann Strom zwischen dem Emitter 54 und dem Strom abzunehmen. Diese Stromabnahme vermindert Kollektor 52 des Transistors V fließen, der eine den zwischen Emitter 10 und Kollektor 12 fließenden Stromverstärkung /?, hat, ohne daß zwischen diesen Strom, was nun seinerseits eine Abnahme des Elektroden ein Spannungsabfall auftritt, solange der

Strom nicht den Wert ß_t· ß_s- i überschreitet. Unter diesen Bedingungen liefert der Transistors V in entsprechender Weise einen Kurzschluß, der es der Energiequelle B'+, B'— ermöglicht, einen Strom durch die obere Wicklungshälfte B des Transfermators T₂' und zwischen Emitter 54 und Kollektor 52 des Transistors V zu schicken. Dieser Strom kann maximal einen Wert von ß_t · ß_z · i annehmen, was eine erhebliche Verstärkung des Eingangsstromes bedeutet.

Wenn dagegen kein Strom in die Basis 30 des Transistors III fließt, verhält sich der Transistor wie eine Stromunterbrechung zwischen dem Kollektor 32 und dem Emitter 34, so daß kein Strom in den aus den Leitern 24 und 28 bestehenden Kreis und damit zwischen Kollektor und Emitter des Transistors V fließen kann. Auf diese Weise erhält man eine B-Verstärkung oder doch eine B-artige Verstärkung, da die Transistoren abwechselnd und in Übereinstimmung mit den längenmodulierten Impulsen VI stromführend und gesperrt sind, was auf eine Modulation der Energiequelle B'+, B'— hinausläuft.

Ein verstärktes und dem amplitudenmodulierten, bei 1 zugeführten Eingangssignal entsprechendes Ausgangssignal kann von der Sekundärwicklung 5 über ein aus dem Kondensator C gebildetes Tiefpaßfilter 15 abgenommen werden. Das verstärkte Signal gelangt dann zu dem endgültigen Verbraucher R_L. Die Verstärkung des Eingangssignals erfolgt mit einem hohen Wirkungsgrad, da die Transistoren III, IV, V und VI lediglich als Schaltvorrichtungen arbeiten, die die Energiequelle B' + , B'— modulieren. Der Leerlaufleistungsverlust der Verstärkereinrichtung kann in der Praxis auf weniger als 1(Wo der maximalen Leistungsabgabe herabgedrückt werden.

Für den Fall, daß ein erheblicher Magnetisierungsstrom aus dem magnetischen Verstärker 3 zu den Basen 30, 40 der Transistoren III, IV fließt, wenn kein Eingangssignal bei 1 zugeführt wird, können zusätzliche Dioden D' mit geringem Innenwiderstand (Fig. 4) zwischen die Leitungen 5 und die geerdete Leitung 28 geschaltet werden. Die Dioden D' bilden einen niederohmigen Weg, durch den der Magnetisierungsstrom von den Basen 30, 40 infolge der Sperrstromcharakteristik der Dioden, die Germanium-Dioden sein können, abfließen kann.

Wenn dagegen ein gewisser Verstärkungsverlust in Kauf genommen werden kann, kann man eine Vorspannung B"+ von beispielsweise ungefähr 40 V an die Basen 50 und 60 der Transistoren V und VI legen (Fig. 5). Diese Vorspannung B"+ muß größer sein als die Spannung der Energiequelle B'+, die beispielsweise ungefähr 30 Volt betragen kann. Die Vorspannung B"+ sperrt die Transistoren V und VI auch dann, wenn ein gewisser Strom durch die Transistoren III und IV fließt. In ähnlicher Weise kann man ein in Fig. 5 gestrichelt angedeutetes negatives Potential N zwischen die Basen 30 und 40 einerseits und Erde andererseits legen, um die Transistoren III und IV zu sperren.

Weiterhin besteht die Möglichkeit, Amplitudenbegrenzer oder Clipper am Ausgang des Impulslängenmodulators 3 vorzusehen, damit die Impulse 6 alle eine konstante Amplitude haben, sofern der Impulslängenmodulator 3 dieses Ergebnis nicht von sich aus herbeiführen kann.

Claims

PATENTANSPRÜCHE: 1. Verfahren zur Leistungsverstärkung einer amplitudenmodulierten Schwingung, die durch einen Impulslängenmodulator in eine Folge längenmodulierter Impulse verwandelt wird, welche das Ein- und Ausschalten einer Energiequelle über eine elektronische Schaltvorrichtung im Takt dieser Impulse steuern, und bei dem die so verstärkten Impulse durch ein die Impulsfrequenz aussiebendes Tiefpaßfilter geleitet und an seinem Ausgang abgenommen werden, dadurch gekenn zeichnet, daß einem als gesonderte Baueinheit ausgeführten, als Schaltvorrichtung wirkenden B-Transistor-Verstärker (7) die längenmodulierten Impulse zugeführt werden, welche von einem ebenfalls als gesonderte Baueinheit ausgeführten Magnetverstärker (3) erzeugt werden, der mit einer Frequenz gespeist wird, die höher ist als die Signalfrequenz.
2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der B-Transistor-Verstärker als zweistufiger Transistor-Gegentaktverstärker ausgebildet ist, bei dem jeweils die Kollektorelektroden der ersten Stufe unmittelbar mit der Basiselektrode der folgenden zweiten Stufe verbunden sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die längenmodulierten Impulse den Basiselektroden der ersten Stufe über je einen Widerstand (R₁) zugeführt werden, daß die Emitterelektroden (34, 44) der ersten sowie die Kollektorelektroden (52, 62) der zweiten Stufe direkt miteinander verbunden sind und daß diese Verbindungspunkte über die Leitung (28) mit dem (geerdeten) PoI(B'-) der Energiequelle verbunden sind, deren anderer Pol (B'+) mit den Emitterelektroden (54, 64) derTransistoren(VundVI) der zweiten Stufe verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter und dem Basiswiderstand (R₁) des Transistors der ersten Stufe des Gegentaktverstärkers je eine Diode geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß an der Basis (50 bzw. 60) des Transistors der zweiten Stufe des Gegentaktverstärkers je eine Spannung liegt, die größer ist als die Spannung der Energiequelle (B'+).
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß an der Basis (30 bzw. 40) des Transistors der ersten Stufe des Gegentaktverstärkers je eine Spannung liegt, die entgegengesetzt gepolt ist zur Spannung an den Emitterelektroden (54, 64) der Transistoren der zweiten Stufe.

In Betracht gezogene Druckschriften:

Deutsche Patentschriften Nr. 839 948, 943473, 520;

österreichische Patentschrift Nr. 185 405; britische Patentschrift Nr. 736760;

»Archiv für Technisches Messen«, Januar 1953, Z. 634-10, S. 19 bis 22;

»Electronics«, Februar 1952, S. 113 bis 117; September 1953, S. 140 bis 143; Dezember 1953, S. 170 bis 173.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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