DE2364156B1

DE2364156B1 - Verstärkender Doppelgegentaktmodulator

Info

Publication number: DE2364156B1
Application number: DE19732364156
Authority: DE
Inventors: Wilhelm Dipl.-Ing. 8000 Muenchen Volejnik
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1973-12-21
Filing date: 1973-12-21
Publication date: 1975-03-27
Also published as: DE2364156C2; IT1027911B

Description

Die Erfindung betrifft einen verstärkenden Doppelgegentaktmodulator, bei dem die Kollektoren von vier Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps paarweise miteinander verbunden und an einen Anschluß des Modulatorausganges geführt sind, die Basisanschlüsse zweier, kollektorseitig an verschiedenen Anschlüssen des Modulatorausganges liegender Transistoren miteinander verbunden und mit einander gegenphasigen Trägerspannungen beaufschlagbar sind und bei dem jeweils zwei Transistoren, deren Kollektoren an verschiedenen Anschlüssen des Modulatorausganges und deren Basisanschlüsse an verschiedenen Basisverbindungen liegen, emitterseitig miteinander verbunden sind, wobei an die Emitterverbindung jeweils der Kollektor eines von zwei wei-

teren Transistoren angeschlossen ist, wobei die Kollektoren der beiden weiteren Transistoren einander gegenphasige Signalströme an die Emitter abgeben und wobei wenigstens bei einem der beiden weiteren Transistoren der Emitter mit der Basis und die Basis mit dem Kollektor eines zusätzlichen Transistors verbunden ist, dessen Kollektor über einen Lastzweig mit der Versorgungsspannung verbunden ist.

Ein derartiger verstärkender Doppelgegentaktmodulator ist bereits aus der deutschen Auslegeschrift 19 49 405 bekannt. Bei dem bekannten Doppelgegentaktmodulator wird das modulierende Signal einer Phasenumkehrschaltung zugeführt, bei der mit Hilfe eines zusätzlichen, an einen gemeinsamen Emitterwiderstand der beiden in der Phasenumkehrschaltung enthaltenen Transistoren angeschlossenen Transistor gewährleistet wird, daß die einander gegenphasigen Ausgangsströme weitgehend miteinander übereinstimmen. Dabei ist einer der Transistoren der Phasenumkehrschaltung mit einem weiteren Transistor beschaltet, der eine Gegenkopplung vom Signalstrom auf die Eingangssignalspannung bewirkt. Auf diese Weise wird die Klirrdämpfung bei gleicher Grundgeräuschleistung wesentlich verbessert.

Aktive Modulatoren für Frequenzmultiplex-Systeme sind im allgemeinen so gestaltet, daß die den Modulator steuernde Trägerspannung im Idealfall am Modulator-Ausgang nicht auftritt. Durch unvermeidliche Unsymmetrien im Modulator, insbesondere bei den Arbeitsströmen und Transistorkapazitäten, tritt jedoch am Modulator-Ausgang in der Praxis eine Träger-Restspannung auf, die im nachfolgenden Modulationsfilter auf zulässige Werte unterdrückt wird. Ein hoher Trägerrest bedeutet somit einen erhöhten Filteraufwand.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen verstärkenden Doppelgegentaktmodulator der vorstehend näher bezeichneten Art derart auszubilden, daß sich ein gegenüber vergleichbaren vorbekannten Modulatorschaltungen geringerer Trägerrest am Modulatorausgang ergibt.

Gemäß der Erfindung wird der verstärkende Doppelgegentaktmodulator zur Lösung dieser Aufgabe derart ausgebildet, daß jeder der weiteren Transistoren mit dem zusätzlichen Transistor in der angegebenen Art beschaltet ist und daß die zusätzlichen Transistoren Bestandteil von zwei Differenzverstärkern sind. Dabei kann es sich als zweckmäßig erweisen, beiden Differenzverstärkern eine symmetrische Signalspannung zuzuführen, so daß die Signalspannung zwischen den Basisanschlüssen von zwei Transistoren anliegt, die in verschiedenen Differenzverstärkern enthalten sind.

Durch diese Maßnahmen ergibt sich in vorteilhafter Weise ein verstärkender Doppelgegentaktmodulator, bei dem die hohe Klirrdämpfung der in der Zuführung des zu modulierenden Signals gelegenen Schaltungsteile eine gegenüber bekannten Schaltungen wesentliche Verminderung der Arbeitsströme erlaubt, die allein durch die geforderte Aussteuergrenze bestimmt wird. Damit geht bei gegebener Unsymmetrie der Schaltung die Differenz der beiden Arbeitsströme auf einen besonders kleinen Wert und mit ihr der dieser Differenz proportionale Trägerrestanteil. Der Trägerrest des aktiven Modulators wird daher auf einen besonders kleinen Wert gebracht.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung läßt sich der Trägerrest des verstärkenden Doppelgegentaktmodulators dadurch noch weiter verringern, daß die Trägerspannung eine Rechteckspannung mit einer derart klein bemessenen Amplitude ist, daß die Transistoren gerade noch sicher geschaltet werden.

Auf diese Weise ergibt sich gegenüber vergleichbaren vorbekannten Doppelgegentaktmodulatoren mit nachgeschalteten Modulationsfiltern ein wesentlich verringerter Aufwand für die Filterschaltungen.

ίο In Weiterbildung der Erfindung wird der verstärkende Modulator derart ausgebildet, daß bei dem Differenzverstärker, bei dem von zwei emitterseitig miteinander und über einen gemeinsamen Stromzweig an einen Anschluß der Versorgungsspannungsquelle geführten Transistoren der eine mit seinem Kollektor unmittelbar und der andere über einen Widerstand an Versorgungsspannung liegt, der kollektorseitig unmittelbar an Versorgungsspannung liegende Transistor basisseitig mit dem Eingang verbunden ist und der kollektorseitig mit dem Widerstand beschaltete Transistor der zusätzlich vorgesehene Transistor ist.

Der eine Transistor und der zusätzliche Transistor sind so miteinander verbunden, daß sich eine Rückkopplungsschleife ergibt, durch die das nichtlineare Verhalten der Emitter-Basis-Kennlinie des einen Transistors zu den Ausgangsklemmen hin weitgehend unterdrückt wird. Für die im allgemeinen üblichen Innenwiderstände der den Differenzverstärker speisenden Quelle ergeben sich Verhältnisse, unter denen für die Schaltungsanordnung keine Schwingneigung besteht. Unter besonderen Bedingungen, insbesondere bei geerdetem Eingang des Differenzverstärkers, kann es jedoch vorkommen, daß in einem kritischen Frequenzgebiet, Phasendrehung und Schleifenverstärkung eine Schwingung ermöglichen.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung läßt sich der für den eingangsseitigen Abschluß zulässige Bereich dadurch weiter vergrößern, daß die Basis des einen Transistors jeweils über einen Kondensator an Bezugspotential geführt ist.

Dabei kann es sich als zweckmäßig erweisen, die Kapazität des Kondensators derart zu bemessen, daß ihr Blindwiderstand im Frequenzbereich ab etwa einem Zehntel bis zur Hälfte der a-Grenzfrequenz kleiner als das Doppelte des differentiellen Widerstandes der Emitter-Basis-Kennlinie jeweils der Transistoren wird.

Die Erfindung wird an Hand des in F i g. 1 gezeigten Doppelgegentaktmodulators und an Hand des in F i g. 2 gezeigten Ausführungsbeispieles näher erläutert.

F i g. 1 zeigt einen Doppelgegentaktmodulator, bei dem in bekannter Weise vier trägergesteuerte Transistoren 1 bis 4 mit den Emittern paarweise zusammengeführt sind und die Emitterverb.indungen an die Kollektoren von zwei signalgesteuerten Transistoren angeschlossen sind, deren Emitter an ein Bezugspotential — V_B geführt sind. Zusätzlich ist bei den signalgesteuerten Transistoren 5 und 6 in die Verbindung des Emitters mit Bezugspotential —U_B jeweils eine Quelle eingeprägten Gleichstromes eingefügt. Die beiden Quellen liefern die Arbeitsströme /lund/2.

Bei dem in F i g. 2 gezeigten Doppelgegentaktmodulator sind die Kollektoren der vier Transistoren 1 bis 4, die den gleichen Leitfähigkeitstyp aufweisen, paarweise miteinander verbunden, wobei die

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Kollektoren der Transistoren 1 und 3 an den An- der zugehörigen signalgesteuerten Schaltung 401 bzw.

Schluß α und die Kollektoren der Transistoren 2 402 gelegt.

und 4 an den Anschluß / des Modulatorausgangs ge- Die Schaltungen 401 und 402 sind jeweils über

führt sind. einen der Widerstände 55 und 65 an einen der An-

An die Anschlüsse α und / kann ein symmetri- 5 Schlüsse m und / geführt, an die eine symmetrische

irischer Ausgangsübertrager angeschlossen werden, Eingangssignalspannung gelegt werden kann,

dessen Primärwicklung mit einer Mittelanzapfung Die Schaltungen 401 und 402 gewährleisten, daß

versehen ist, so daß die Differenz der Modulator- die mit Hilfe der Transistoren 10 in die vier Transi-

ausgangsströme gebildet wird. An die Modulator- stören 1 bis 4 eingeprägten Arbeitsströme besonders

ausgangsklemmen α und / sind die Transistoren 18 io klein gewählt werden können. Die gezeigten Schal-

und 22 mit ihrer Basis angeschlossen. Die Kollekto- tungen 401 und 402 können für den Fall, daß an den

ren und Emitter der Transistoren 18 und 22 sind an Doppelgegentaktmodulator nicht ganz so große For-

die Anschlüsse b bis e geführt. Mit Hilfe dieser bei- derungen gestellt werden, in vereinfachter Form so

den Transistoren läßt sich eine Ausgangsdifferenz- abgewandelt werden, daß bei dem Differenzverstär-

schaltung aufbauen oder eine zusätzliche Verstärkung 15 ker, bei dem von zwei emitterseitig miteinander und

erzielen. über einen, insbesondere durch einen Widerstand ge-

Die Transistoren 1 bis 4 werden jeweils an der bildeten Stromzweig an einen Anschluß der Versor-Basis mit einer rechteckförmigen Trägerspannung gungsspannungsquelle geführten Transistoren der beaufschlagt. Die Trägereingangsklemmen k und I eine mit seinem Kollektor unmittelbar und der andere sind über die Widerstände 53 und 54 an die Basis- 20 über einen Widerstand an Versorgungsspannung liegt, anschlüsse der Transistoren 14 und 15 geführt, die der kollektorseitig unmittelbar an Versorgungsspanals Differenzverstärker geschaltet sind und an den nung liegende Transistor basisseitig mit dem Modu-Kollektoren einander gegenphasige rechteckförmige Iatoreingang verbunden ist und der kollektorseitig Trägerspannungen abgeben. Mit Hilfe des Transi- mit dem Widerstand beschaltete Transistor der zustors 16, dessen Emitter über den Widerstand 57 an 25 sätzlich vorgesehene Transistor ist.
die Spannung — U₈ und dessen Basis an eine mit Die in F i g. 2 gezeigten Schaltungen 401 und 402 Hilfe der beiden als Dioden geschalteten Transisto- sind dagegen so ausgebildet, daß bei dem Differenzren 27 und 28 stabilisierte Gleichspannung geführt verstärker in die Emitterverbindung der beiden Tranist, wird in die Emitterverbindung der Transistoren sistoren 11 und 12 mit Hilfe des im gemeinsamen 14 und 15 ein Gleichstrom eingeprägt. Die Koliek- 30 Stromzweig liegenden Transistors 29 ein Gleichstrom toren der Transistoren 14 und 15 sind über je einen eingeprägt wird und daß die Kollektoren der Tran-Widerstand 51 bzw. 52 und die gemeinsam nachge- sistoren 11 und 12 des Differenzverstärkers an eine schaltete Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Schaltung zur Aufteilung des eingeprägten Gleich-13 an die Spannung + U_B geführt, wobei die Basis stromes in zwei gleich große Teilströme angeschlosdes Transistors 13 mit einer Gleichspannung beauf- 35 sen sind.

schlagt wird, die an dem aus den Widerständen 63, Die Schaltung zur Aufteilung des in dem Diffe-

64, 66 und den Transistoren 27 und 28 bestehenden renzverstärker eingeprägten Gleichstromes enthält

Spannungsteiler, und zwar am Verbindungspunkt der die drei Transistoren 7, 8 und 9. Die Transistoren 7

Widerstände 63 und 64, abgegriffen wird. und 8 sind jeweils mit ihrem Emitter über einen von

Die Basisanschlüsse der Transistoren 1 und 4 sind 40 zwei gleich groß bemessenen Widerständen 45 und

gemeinsam an den Kollektor des Transistors 14, die 46 mit Versorgungsspannung + U_B verbunden und

Basisanschlüsse der Transistoren 2 und 3 gemeinsam basisseitig unmittelbar und kollektorseitig über die

an den Kollektor des Transistors 15 angeschlossen. Emitter-Basis-Strecke des Transistors 9 verbunden.

Die Emitterverbindung der Transistoren 1 und 2 Der Transistor 9 liegt mit seiner Basis am Kollektor

ist an den Kollektor des in der signalgesteuerten 45 des Transistors 11 und mit seinem Kollektor am

Schaltung 401 enthaltenen Transistors 10 angeschlos- Kollektor des Transistors 12,

sen. Die Emitterverbindung der Transistoren 3 und 4 Die Schaltung aus den Transistoren 7, 8, 9 und 10

liegt am Kollektor des in der weiteren signalgesteuer- und den gleich groß bemessenen Widerständen 45

ten Schaltung 402 enthaltenen Transistors 10. und 46 gewährleistet, daß der Strom, der dem KoI-

Die signalgesteuerten Schaltungen 401 und 402 50 lektor des Transistors 8 zufließt, insbesondere auch sind in gleicher Weise aufgebaut. Einander ent- dann einen Kollektorstrom in gleicher Höhe im sprechende Schaltmittel sind daher mit gleichen Be- Transistor 9 zur Folge hat, wenn sich die Eingangszugszeichen versehen. spannung und/oder die Versorgungsspannung ändert.

Die Transistoren 21 und 25, deren Basisanschlüsse Damit ergibt sich eine Aufteilung des Quellengleich-

miteinander verbunden und an den Anschluß η bzw. 55 stromes zu gleichen Teilen in die beiden Transistoren

über den als Diode geschalteten Transistor 17 und 11 und 12 und somit eine besonders weitgehende den Widerstand 58 an die Spannung — U_B geführt Kompensation der Verzerrungen gerader Ordnung sind, sind mit ihrem Emitter jeweils über einen und von ungeraden Harmonischen. Ein weiterer Vor-

Widerstand 60 bzw. 61 an die Spannung — U_B ge- teil ist die besonders geringe Gleichspannungsdiffe-

führt und liefern an ihrem Kollektor jeweils einen 60 renz zwischen der Basis des Transistors 11 und dem

eingeprägten Gleichstrom, der jeweils dem Emitter Emitter des Transistors 10.

eines der beiden Transistoren 10 zugeführt wird. Auf diese Weise wird der mit Hilfe des Transistors

Die Transistoren 26 und 29 sind jeweils mit ihrer 26 bzw. 29 und unter Mitwirkung des Transistors 10

Basis an die mit Hilfe der Transistoren 27 und 28 jeweils in den Differenzverstärker eingeprägte Gleichstabilisierte Gleichspannung geführt, mit ihrem Emit- 65 strom in besonders vorteilhafter Weise auf die beiter über je einen Widerstand 59 bzw. 62 an die Span- den Kollektorkreise der Transistoren 11 und 12 aufnung — Uβ gelegt und mit ihrem Kollektor jeweils geteilt,

an die Emitterverbindung der Transistoren 11 und 12 Dabei ist der Arbeitswiderstand des Transistors

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12 als dynamisch hochohmige Stromquelle aus- Kollektorkreis des Transistors 12 möglichst groß begebildet, messen.

Die Basisanschlüsse der Transistoren 12 liegen an Der Transistor 10 ist in Emitter-Grundschaltung den Anschlüssen p, q. Zwischen diesen Anschlüssen geschaltet. Dabei ist der Kollektor des Transistors kann entsprechend Fig. 1 ein Widerstand angelegt 5 10 über seinen Kollektorkreis bzw. über die Emitterwerden, der die Modulationsverstärkung bestimmt. Kollektor-Strecken der Transistoren 1 und 2 bzw. 3 Mit Hilfe eines in Serie zu diesem Widerstand ge- und 4 und eine darauffolgende, in der Figur nicht schalteten Kondensators läßt sich eine gleichstrom- näher dargestellte Ausgangsschaltung an den posimäßige Entkopplung des äußeren Stromzweiges von tiven Pol + U_B und der Emitter über seinen Emitterder Modulatorschaltung erreichen. io kreis an den negativen Pol — U_B der Versorgungs-

Dem Transistor 10 ist ein die Transistoren 11 und Spannungsquelle angeschlossen.

12 enthaltender Differenzverstärker vorgeschaltet. Der in F i g. 2 gezeigte Doppelgegentaktmodulator

Dabei ist die Basis des Transistors 10 unmittelbar enthält in den signalgesteuerten Schaltungen 401 und

mit dem Kollektor des Transistors 12 und der Emit- 402 jeweils einen Differenzvorverstärker und bietet

ter des Transistors 10 unmittelbar mit der Basis des 15 dadurch in vorteilhafter Weise einen um den Fak-

Transistors 12 verbunden. tor ß_n vergrößerten Eingangswiderstand, wobei ß_n

Zwischen dem Emitter des Transistors 12 und dem die Stromverstärkung des Transistors 11 in Emitternegativen Pol — U_B der Versorgungsspannungsquelle schaltung ist. Die Basis-Emitter-Dioden der Transiliegt eine Stromquelle eingeprägten Gleichstromes. stören 12 und 11 sind wechselstrommäßig gegenein-Der weitere Transistor 11 des Differenzverstärkers ist 20 ander geschaltet, so daß sich bei gleichen Strömen mit seinem Emitter unmittelbar an den Emitter des in den Transistoren 12 und 11 eine Kompensation Transistors 12 geführt und wird an seiner Basis mit der Verzerrungen gerader Ordnung ergibt,
dem modulierenden Signal beaufschlagt. Die Spannung U_e ₁₀ folgt der Eingangsspannung

Bei dem Differenzverstärker ist zwischen die Emit- V_bn auch gleichspannungsmäßig, und zwar ohne terverbindung der beiden Transistoren 11 und 12 25 Schwelle. Um eine große Emitterspannung U_el2 des und dem negativen Anschluß — U₈ der Versorgungs- Transistors 12 bei großem Widerstand R_res zu erspannungsquelle eine Gleichspannungsquelle einge- möglichen, kann als Arbeitswiderstand des Transifügt, die einen Gleichstrom in die Emitterverbindung stors 12 zweckmäßigerweise eine Stromquelle geeinprägt. Die Kollektoren der Transistoren 11 und schaltet werden, die dynamisch hochohmig ist; in 12 sind an eine Schaltung zur Aufteilung des ein- 30 den Emitter des Transistors 12 fließt dann nur mehr geprägten Gleichstromes in zwei gleich große Gleich- der Basiswechselstrom des Transistors 10.
ströme angeschlossen. Mit den getroffenen Maßnahmen wird somit die

Die Transistoren 11 und 12 wirken jeweils wie Verzerrung der Ausgangsspannung wesentlich redu-

folgt zusammen: ziert.

Da die Emitterspannung U_el2, die Spannung U_bl2 35 Weil wegen der oben beschriebenen Stromvertei- und die Kollektorspannung U_cl2 des Transistors 12 lungsschaltung die Kollektorströme /_Cg und i_Cg der etwa gleich groß sind, ist der Kollektorstrom i_cl2 des Transistoren 8 und 9 gleich groß sind und der Wech-Transistors 12 etwa gleich dem Quotienten aus der selstrom im Transistor 12 gegenphasig zu dem im Spannung U_{e 12} und dem Widerstand R_res, wobei Transistor 11 ist, ist der Basiswechselstrom im Tran- R_res der Widerstandswert der Parallelschaltung aus 40 sistor 10 doppelt so hoch wie der Kollektorwechseldem Widerstand im Kollektorkreis des Transistors 12 strom im Transistor 11. Daraus folgt der Eingangsund dem Eingangswiderstand R_Ei0 des Transistors widerstand der Schaltungsanordnung zu 2 ß_tl · ß_m · R, 10 ist. Dieser Eingangswiderstand R_ElQ ist etwa wobei ß_n die Stromverstärkung des Transistors 11 gleich dem Produkt aus der Stromverstärkung ß₁₀ des in Emitterschaltung, ß₁₀ die Stromverstärkung des Transistors 10 in Emitterschaltung und dem Wert R 45 Transistors 10 in Emitterschaltung und R der Wert des Widerstandes im Emitterkreis des Transistors 10. des Widerstandes im Emitterkreis des Transistors 10

-Tj μ. ν sind.

" Die Schaltungen 401 bzw. 402 liefern jeweils einen

~ ^e 12 (τ\ Ausgangswechselstrom, der wegen der hohen Gegen-

^lci2 ~ ~ K) ₅o kopplung der nichtlinearen Kennlinie des Transistors

_un(j ^res 10 praktisch verzerrungsfrei der Eingangssignalspan-

p RP (A\ nung proportional ist.

Im Hinblick auf die vorgesehenen Gleichstronl·-

Da der Emitterstrom i_el2 des Transistors 12 etwa kupplungen ist der Doppelgegentaktmodulator leicht

gleich dem Kollektorstrom i_cl2 des Transistors 12 55 integrierbar. Der Eingangswiderstand der Schaltung

ist, ergibt sich der dynamische Eingangswiderstand Z_E 401 bzw. 402 ist besonders hochohmig. Bei der be-

der Schaltungsanordnung am Emitter des Transistors vorzugten Anwendung in Schaltungen der Träger-

12 zu frequenztechnik wirkt sich die erzielbare hohe Klirrdämpfung, die guten Klirreigenschaften und der be-

Z = ^⁶¹² pa ^^ei8 ~ R (5) ^{6o son}ders geringe Trägerrest besonders vorteilhaft aus.

^E iew ~ ici2 ^reS' ^^ls Schaltungsanordnung enthält ferner den Kondensator 13, der die Basis des Transistors 10 mit

Im Interesse einer starken Gegenkopplung und Erde bzw. Bezugspotential +U_B verbindet. Dieser damit Verzerrungsminderung werden im Transistor Kondensator 13 dient dazu, auch bei besonderen Be-12 der Gleichstrom möglichst groß und der Kollek- 65 triebsbedingungen eine Schwingneigung der Schaltorwechselstrom i_c ₁₂ des Transistors 12 möglichst tungsanordnung zu vermeiden,
klein gewählt. Zu diesem Zweck wird der Wider- Zur Erläuterung der Wirkung des Kondensators 13 stand R_res und damit der Wert des Widerstandes im sei zunächst angenommen, daß bei der Schaltungs-

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anordnung nach Fig. 2 die kritische Schleife an der eingehalten wird und die Schaltung bei geschlossener

Verbindung der Basis des Transistors 12 mit dem Schleife schwingt.

Emitter des Transistors 10 aufgetrennt und an der Um dem abzuhelfen, wird die Kapazität 13 in die

Basis des Transistors 12 eine Wechselspannung M₀ Schaltung eingeführt. Die Spannung an der Kapazi-

angelegt wird und am Lastwiderstand die Span- 5 tat stimmt annähernd mit der Spannung u_L überein,

nung u_L auftritt. Die Schaltung schwingt dann bei ge- da die Emitter-Basis-Spannung des Transistors 10

schlossener Schleife, wenn die Spannungen U₀ und u_L gegen die Spannung u_L praktisch vernachlässigbar ist.

in Phase sind und die Spannung u_L größer als die Wegen der Bedingung

Spannung U₀ ist. Bei geerdeter Basis des Transistors _t· _ j_co(j._u

11 bzw. im kritischen Fall ist der Kollektorstrom ίο ca

, „ . -, - , · ι »o j wi. wobei L der Kondensatorstrom ist, ist der Strom L

des Transistors 12 gleich ^- und praktisch von _gegeQ ^ _{Spannung M|}. _{um 90}o ^_oreiIend. _{Da di}*

der Frequenz unabhängig. Dabei ist r_E der differen- Phase der Spannung U_L, wie oben ausgeführt, mit zu-

tielle Widerstand der Emitter-Basis-Kennlinie des nehmender Frequenz immer mehr nacheilt, wird die

Transistors 11 bzw. 12. 15 Phase von i_c gegen die des Kollektorstromes des

Für C gleich 0 ist der Kollektorstrom des Transi- Transistors 12 von voreilend über gleichphasig zu

stors 10 gleich dem Basisstrom i_B des Transistors 12. nacheilend wechseln. Da nun der Basisstrom
Der Emitterstrom des Transistors 10 ist gleich

(1 + /S) ■ i_B, wobei β die Stromverstärkung in Emit- · _ ^uo _ ·

terschaltung ist. 20 ^B 2r_E ^c

Dies ist gleichzeitig der Laststrom i_L, der durch

den Lastwiderstand fließt. Die zugehörige Span- ist, wird i_B wegen des Formelanteils — i_c mit zunung u_L ist bei tiefer Frequenz (1 + β reell) und bei nehmender Frequenz von nacheilend zu voreilend reellem Wert R_L des Lastwiderstandes in Gegenphase wechseln und somit der Phasendrehung von 1+ β zu M₀. Mit zunehmender Frequenz wird der Fak- 25 entgegenwirken. Wählt man die Kapazität so groß, tor 1 + β komplex mit zunehmendem negativem daß im hinsichtlich der Schwingneigung kritischen Imaginärteil und abnehmendem Realteil. Frequenzgebiet (etwa 0,1 j_T ... 0,5 jj) ihr Wider-Die Spannung u_L erhält somit eine Phasendrehung stand j ω C kleiner als 2 r_E wird, dann ist die Schwingin Richtung Nacheilung, die durch einen kapazitiven neigung sicher unterdrückt, da dann die Schleifen-Anteil des Wertes R_L des Lastwiderstandes verstärkt 30 verstärkung im kritischen Bereich kleiner als 1 wird, wird. Dies kann in besonderen Fällen dazu führen, Dabei ist mit f_T die a-Grenzfrequenz der Transistodaß die Spannung u_L um 180° Phase dreht, wobei ren4 bis 6, insbesondere des Transistors 6, bezeichdie Bedingung, daß die Spannung u_L größer U₀ ist, net.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärkender Doppelgegentaktmodulator, bei dem die Kollektoren von vier Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps paarweise miteinander verbunden und an einen Anschluß des Modulatorausganges geführt sind, die Basisanschlüsse zweier, koUektorseitig an verschiedenen Anschlüssen des Modulatorausganges liegender Transistoren miteinander verbunden und miteinander gegenphasigen Trägerspannungen beaufschlagbar sind und bei dem jeweils zwei Transistoren, deren Kollektoren an verschiedenen An-Schlüssen des Modulatorausganges und deren Basisanschlüsse an verschiedenen Basisverbindungen liegen, emittierseitig miteinander verbunden sind, wobei an die Emitterverbindung jeweils der Kollektor eines von zwei weiteren Transistoren angeschlossen ist, wobei die Kollektoren der beiden weiteren Transistoren einander gegenphasig Signalströme an die Emitter abgeben und wobei wenigstens bei einem der beiden weiteren Transistoren der Emitter mit der Basis und die Basis mit dem Kollektor eines zusätzlichen Transistors verbunden ist, dessen Kollektor über einen Lastzweig mit der Versorgungsspannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der weiteren Transistoren (10) mit einem zusätzlichen Transistor (12) in der angegebenen Art beschaltet ist und daß die zusätzlichen Transistoren (12) Bestandteil von zwei Differenzverstärkern sind.

2. Verstärkender Doppelgegentaktmodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerspannung eine Rechteckspannung mit einer derart klein bemessenen Amplitude ist, daß die Transistoren gerade noch sicher geschaltet werden.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Differenzverstärker, bei dem von zwei emitterseitig miteinander und über einen gemeinsamen Stromzweig (26/62 bzw. 29/59) an einen An-Schluß (—Uß) der Versorgungsspannungsquelle (+ U_B, — E/_ß) geführten Transistoren (11,12) der eine (11) mit seinem Kollektor unmittelbar und der andere (12) über einen Widerstand an Versorgungsspannung {+V_B) liegt, der kollektorseitig unmittelbar an Versorgungsspannung liegende Transistor (11) basisseitig mit dem Eingang (m) verbunden ist und der koUektorseitig mit dem Widerstand beschaltete Transistor (12) der zusätzlich vorgesehene Transistor ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Differenzverstärker, bei dem von zwei eniitterseitig miteinander und über einen insbesondere durch einen Widerstand gebildeten Stromzweig an einen Anschluß der Versorgungsspannungsquelle geführten Transistoren (11, 12) der eine (11) mit seinem Kollektor unmittelbar und der andere (12) über einen Widerstand an Versorgungsspannung liegt, der kollektorseitig unmittelbar an Versorgungsspannung liegende Transistor (11) basisseitig mit dem Modulatoreingang (m) verbunden ist und der kollektorseitig mit dem Widerstand beschaltete Transistor (12) der zusätzlich vorgesehene Transistor ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Differenzverstärker in die Emitterverbindung zweier Transistoren (11, 12) ein Gleichstrom eingeprägt ist und daß die Kollektoren der Transistoren (11,12) des Differenzverstärkers an eine Schaltung zur Aufteilung des eingeprägten Gleichstromes in zwei gleich große Teilströme angeschlossen sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Aufteilung des in den Differenzverstärker eingeprägten Gleichstromes drei Transistoren (7, 8, 9) enthält, von denen ein erster (7) und ein zweiter (8) jeweils mit ihrem Emitter über einen von zwei gleich groß bemessenen Widerständen (45, 46) mit Versorgungsspannung (+ U_B) verbunden und basisseitig unmittelbar und kollektorseitig über die Emitter-Basis-Strecke eines dritten Transistors (9) verbunden sind, der mit seiner Basis am Kollektor des einen (11) und mit seinem Kollektor am Kollektor des anderen Transistors (12) des Differenzverstärkers liegt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Arbeitswiderstand des zusätzlichen Transistors (12) durch eine dynamisch hochohmige Stromquelle gebildet ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des einen Transistors (10) jeweils über einen Kondensator (13) an Bezugspotential (+ U_B) geführt ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Kondensators derart bemessen ist, daß ihr Blindwiderstand im Frequenzbereich ab etwa einem Zehntel bis zur Hälfte der ct-Grenzfrequenz kleiner als das Doppelte des differentiellen Widerstandes der Emitter-Basis-Kennlinie jeweils der Transistoren (4, 5; 11, 2) wird.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter (p, q) der weiteren Transistoren (12) über eine Serienschaltung aus einem Kondensator und einem, insbesondere einstellbaren, Widerstand miteinander verbunden sind.