DE2352342C3 - Impulsratenmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Impulsratenmesser mit einer Signalstromquelle zur Umwandlung der Impulsrate in einen davon abhängigen Ausgleichsstrom und mit einer Halbleiterelemente enthaltenden Umwandlungseinrichtung zur Erzeugung eines logarithmischen Zusammenhangs zwischen Impulsrate und Ausgangsgröße.

Ein Impulsratenmesser der eingangs genannten Art ist aus der DD-PS 60 370 bekannt. Aus Electronic Engineering. Oktober 1971, Seite 64, ist es ferner bekannt, bei Impulsratenmessern mit einem logarithmischen Zusammenhang zwischen Impulsrate und Ausgangsgröße selbsttätig eine Korrektur der Impulsratenmessung zur Kompensation eines durch die Totzeit des Verwendeten MeDsystems bedingten Meßfehlers vörzu» nehmen. Bei der bekannten Anordnung gilt zwischen der bezüglich der Totzeit τ berichtigten Impulsrate N und der gemessenen Impulsrate A/'folgende Beziehung

Ν~Ν'-(\-Ν'τ),
wobei für die Durchführung der Messung die Nähfungs^

gleichung

löge N = x/n + Ν'τ

verwendet wird. Als Folge der Verwendung dieser Nährungsgleichung ergibt sich in der bekannten Anordnung ein Meßfehler, welcher nicht sehr ins Gewicht fällt, wenn das Produkt Ν'τ kleiner als 0,1 ist, der jedoch eine Rolle spielt, wenn dieses Produkt größer wird und beispielsweise bei einem Wert von Ν'τ = 0,5 zu einem Meßfehler von etwa — 20% führt

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Binen Impulsratenmesser der eingangs genannten Art zu schaffen, der bezüglich der erreichbaren Meßgenauigkeit verbessert ist

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß beim in Frage stehenden Impulsratenmesser dadurch gelöst, daß die Umwandlungseinrichtung ein erstes und zweites linearlogarithmisches Umwandlungselement (2, 2'; 3, 3') aufweist, die in Serie zueinander geschaltet sind und von denen das erste Umwandlungse!emeni unmittelbar oder über einen Rechenverstärker zwischen dem Ausgang der Signalstromquelle (1) und einer Konstantstromquelie (4) liegt während das zweite linearloganthmische Umwandlungselement (3, 3') zwischen Konstantstromquelle und Impulsratenmesserausgang oder Masse liegt so daß als Ausgangsgröße des Impulsratenmessers eine Spannung erhalten wird, die der Differenz aus den beiden an den Umwandlungselementen auftretenden Spannungen entspricht

Durch die erfindungsgemäße Ausbildung wird ein einfacher Impulsratenmesser erhalten, bei dem der Zählverlust, d. h. der Unterschied zwischen der wirklichen Impulsrate η und der gemessenen Impulsrate n' beseitigt ist, wobei die Beziehung

η
η =

1 + η τ

gilt (1), wen^ τ die Totzeit des Meßsystems darstellt Diesbezüglich wird auf die an späterer Stelle erläuterte Gleichung (5) verwiesen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt. Es zeigt

Fig. I ein Blockschaltbild einer Ausführung eines erfindungsgemäßen Impulsratenmessers,

Fig.2 ein Blockschaltbild einer abgeänderten Ausführung des Impulsratenmesser,

Fig. 3A ein Blockschaltbild anderer abgeänderter Ausführungsformen,

Fig. 3B und 3f Blockschaltbilder verschiedener abgeänderter Ausführungsformen mit Temperaturausgleich,

Fig.4 ein Blockschaltbild weiterer abgeänderter Ausführungsformen und

F i g. 5 ein Blockschaltbild eines linearen Impulsratenmessers.

Gemäß Fig. I ist eine an Masse liegende Signalstromquelle 1 mit der negativen Elektrode einer ersten Halbleiterdiode 2 verbunden, deren positive Elektrode in eine an Masse liegende Konstantstromquelle 4 angeschlossen ist Eine zweite Halbleiterdiode 3 liegt mit ihrer negativen Elektrode an Masse Und mit ihrer positiven Elektrode ebenfalls an der Konstantstrom' quelle 4. Der Ausgang de.r Signalstromquelle 1 ist mit 5 bezeichnet

Die Signalstromquelle 1 erzeugt einen der durch das (nicht gezeigte) beigeordnete Meßsystem erfaßten Impulsrate von elektrischen Pulsen oder Ionisationsvorgängen proportionalen Gleichstrom. Die Dioden 2 und 3 dienen als linear-logarithmische Umwandlungselemente unter Ausnutzung ihrer exponentiellen Gleichrichterkennlinie. Daher bewirken die Dioden 2 und 3 eine Umwandlung der Gleichstrom-Signalströme in entsprechende logarithmische Ströme und erzeugen zusammen eine Differenzspannung zwischen den erhaltenen logarithmisch gewandelten Ausgangs-Spannungen. Durch die Diode 2 fließt der Signal Gleichstrom aus der Signalstromquelle 1, während durch die Diode 3 ein Differenzstrom zwischen dem Signalstrom aus der Signalstromquelle 1 und einem gleichbleibenden Strom aus der Konstantstromquelle 4 fließt

Falls die negative Elektrode der Diode 3 über einen (nicht gezeigten) Kondensator kapazitiv und nicht direkt an Masse liegt, dann braucht der Strom aus der Signalstromquelle 1 nicht geglättet werden.

Unter der Annahme, daß hig den Signalstrom aus der Signalstromquelle 1 und i_o den gleichbleibenden Strom aus der Konstantstromquelle 4 bezeichnet, kann das Potential Vo am Ausgang 5 durch die fönende Gleichung ausgedrückt werden:

Vo

kT / i ■ — i , 1 \ h2

¹LL

JiL

hi J

Ό- hig - '_S3

>o- hig

_In

hi J

wobei

k =Boltzmann-Konstante

T = absolute Temperatur der Diode

q = Elektronenladung

/j 2 = Sperrsättigungsstrom für die Diode 2

/j 3 = Sperrsättigungsstrom für die Diode 3

io = Sättigungsgröße von i_Si_g ist, wenn die Impulsrate nunendlich groß ist.

I₀ kann durch /„ = i_sig/m'

ausgedrückt werden, wobei τ die Totzeit des speziellen Meßsystems und n' eine von Meßsystem gemessene

Zählrate darstellt.
Durch Einsetzen der Gleichung (3) in die Gleichung

(2) ergib« sich
, ^

Vo = — ■ (In τ - In -ί^ι~) 4)

Durch Einsetzer der Gleichung (4) in die Gleichung (1) ergibt sich

»/ ^kT f\ 1 hi \

Vo = ( In /ι τ - In —ß-)

1 \ hi J

Aus Gleichung (5) ersieht man, daß ein Eingangsstrom, der einer gemessenen impulsrate n' mit einerti Zählverlust proportional ist, eine Ausgangs-Spannung

liefert, die proportional einem Logarithmus einer wahren Impulsrate η ist. Das heißt, ein Zählverlust wird automatisch korrigiert.

Während der in Gleichung (5) ausgedrückte Ausgangswert logarithmisch ist, kann ein dazugehöriger linearer Ausgangswert durch Benutzung eines geeignet ten Elementes zum Umwandeln einer !ogärithtnischett Zahl in eine zugeordnete lineare Zahl erhalten werden, wann immer es erforderlich ist, dies zu tun. Wo ein Temperaturausgleich erforderlich ist, kann auch ein Element mit einer Verstärkung, die der absoluten Temperatur der dazugehörigen Diode umgekehrt proportional ist, zusätzlich benutzt werden, wie später beschrieben wird.

Eine Anordnung wie in F i g. 2 gezeigt, unterscheidet sich von der in F i g. 1 gezeigten nur dadurch, daß in Fig. 2 ein Rechenverstärker 6 zwischen der Signalstromquelle 1 und dem Ausgang 5 eingefügt ist, während die zwischsf^eschsitetep njnHpn ο \\nA ι tyip m ρ ί σ ι gezeigt, einen Rückkopplungskreis für den Rechenverstärker 6 bilden. Der Rechenverstärker 6 weist einen negativen, mit der Signalstromquelle 1 verbundenen Eingang und einen positiven, mit Masse verbundenen Eingang auf. Die Anordnung ist dazu geeignet, die Beeinflussung der Ausgangs-Spannung durch die zugeordnete Belastung zu verhindern.

Fig. 3A ist im wesentlichen der Fig. 2 ähnlich, mit Ausnahme der Verwendung von Transistoren anstelle der in Fig.2 gezeigten Dioden 2 und 3. Insbesondere enthält der Rechenverstärker 6 einen negativen Rückkopplungskreis, der ein Basis-Kollektorkreis eines ersten npn-Transistors 2' mit einer mit der Konstantstromquelle 4 verbundenen Emitterelektrode ist. Weiterhin enthält ein zweiter npn-Transistor 3' eine sowohl mit der Konstantstromquelle 4 als auch mit der Emitterelektrode des ersten Transitors 2' verbundene Emitterelektrode. Die Kollektor-Elektrode des Transistors 3' ist mit einer positiven Spannungsquelle und seine Basiselektrode mit Masse verbunden.

Die Anordnung von F i g. 3A arbeitet gemäß den Gleichungen (2) bis (5), aber der von der Konstantstromquelle (4) gelieferte gleichbleibende Strom erhöht sich durch Basis-Ströme der Transistoren 2' und 3'. Diese Anordnung ist oft vorzuziehen, weil die Spannungs-Strom-Charakteristik der Transistoren im allgemeinen in ihrem logarithmischen Bereich breiter ist und im Vergleich mit Halbleiterdioden von Transistor zu Transistor nur wenig abweicht

Falls es gewünscht wird, die Anordnung nach F i g. 3A mit einem Temperaturausgleich zu versehen, kann sie nach Fig.3B oder 3C abgeändert werden. In Fig.3B hat der Transistor 2 seine Basis-Elektrode über in Reihe geschaltete Widerstände 10 und 11 mit Masse verbunden und ferner über einen Widerstand 12 mit dem Ausgang des Rechenverstärkers 6. Der Widerstand 10 ist z. B. aus Kupfer, Platin oder Nickel, um einen merklichen Wärme'koeffizienten des Widerstandes zu erhalten, während die Widerstände 11 und 12 einen Wärmekoeffizienten des Widerstandes von praktisch Null aufweisen und vorzugsweise aus einet metallischen Beschichtung bestehen. Die Widerstandswerte der Widerstände 10,11 und 12 sind derart ausgewählt, daß eine an der Verbindung der Widerstände 11 und 12 geteilte, vom Rechenverstärker gelieferte Ausgangs-Spannung einer absoluten Temperatur proportional ist Ansonsten ist die Anordnung der in F i g. 3A gezeigten identisch.

In F i g. 3C, wo gleiche Bezugsziffern die mit F i g. 3A und 3B identischen Bauelemente bezeichnen, ist die Reihenschaltung der Widerstände 10 und 11 in Reihe mit einem negativen Eingang eines Rechenverstärkers 13 geschaltet, wobei ein Rückkopplungswiderstand 12 zwischen dem Eingang des Redhenverstärkers 6 und der Ausgangsklemme 5 liegt. DeIr andere Eingang des Rechenverstärkers 13 ist mit Masse verbunden. Der Widerstand 11 ist ferner über einen Widerstand 14 mit einem einstellbaren Abgriff eines Potentiometers 15

ίο verbunden, das parallel zu einer Gleichstromquelle liegt. Die Summe der Widerstände 10 und 11 ist proportional einer absoluten Temperatur gewählt. Ansonsten ist die Anordnung der in Fig. 3A gezeigten Anordnung identisch

Der Widerstand 10 arbeitet mit dem Transistor 2' in der Anordnung von Fig. 3B oder mit dem Rechenverstärker 13 in der Anordnung von Fig. 3C zusammen, um den Temperaturausgleich durchzuführen. Die in den

P i it ΊΓ4 iinri ^P σρτρίσίρη AnnrrlniinETpn prv'iplpn pinpn

guten Temperaturausgleich, weil die Transistoren 2' und 3' in einem gemeinsamen Gehäuse angeordnet oder aus einer gemeinsamen Plättchen von Halbleitermaterial gebildet sein können, um in einem guten Temperatur-Gleichgewicht gehalten werden zu können. Es hat sich gezeigt, daß Anordnungen wie nach F i g. 3B und 3C bei sorgfältiger Herstellung eine Temperaturstabilität in der Größenordnung von 0,0001 dec./⁰ C entsprechend 0,023%/°C (dec. = Dekade, d.h. Zifferposition und 0,0001 dec.= ΙΟ⁰⁰⁰⁰¹ = 1,00023) aufweisen. Dies trifft zu im Falle einer Anordnung gemäß F i g. 4. wie nachfolgend beschrieben wird.

In F i g. 4 ist der negative Eingang des Rechenverstärkers 6 mit der Kollektor-Elektrode des Transistors 3' statt mit jener des Transistors 2' verbunden, und ebenfalls mit der Signalstromquelle 1, und sein positiver Eingang liegt an Masse. Die Kollektor-Elektrode des Transistors 3' ist mit der positiven Anschlußklemme verbunden. Im übrigen ist die Anordnung mit der in F i g. 3 gezeigten identisch. Somit ist sie im Betrieb mit der in F i g. 3 gezeigten Anordnung mit Ausnahme der Umkehr der Polarität des am Ausgang 5 vorhandenen Ausgangssignals identisch.

Bei den in den n g. I eis 4 gezeigten Anordnungen stellt die Ausgangsspannung am Ausgang 5 einen Logarithmus der von der Signalstromquelle 1 gelieferten Impulsrate mit einem automatisch korrigierten Zählverlust dar. Falls es erwünscht ist, am Ausgang 5 eine Ausgangsspannung vorzusehen, die dem Signalstrom aus der Signalstromquelle 1 linear proportional ist, dann kann eine Anordnung wie in Fig.5 wirkungsvoll benützt werden. Fig.5 zeigt die Α~>οτά-nung der Fig.3 mit einem Paar damit verbundener Transistoren. Insbesondere ist der Rechenverstärker 6 mit einem Ausgang 5 über einen npn-Transistor 7 verbunden. Das heißt, der Transistor 7 enthält eine mit dem Ausgang des Rechenverstärkers 6 verbundene Basiselektrode, eine mit einem der Ausgänge 5 verbundene Kollektor-Elektrode und eine mit Masse verbundene Emitterelektrode, so daß eine Schaltung mit gemeinsamem Emitter entsteht. Der andere Ausgang ist mit dem positiven Pol einer Spannungsquelle verbunden. Die Basiselektrode des Transistors 3' ist mit einer Basis- und einer Kollektor-Elektrode eines npn-Transistors 8 verbunden, der in diesem Falle dazu dient, den Temperaturausgleich und die Verstärkungssteuerung durchzuführen. Der Transistor 8 hat eine mit Masse verbundene Emitter-Elektrode und eine mit einer zweiten Konstantstromquelle 9 verbundene Kollektor-

und Basiselektrode, und bildet so eine Bezugsspannungsquelle* Eine von der Konstanlstromquelle 9 gelieferte Bezügsspannung wird dem Transistor 8 zugeführt, der als logärithmisch-lineares Umwandlungselement dient, wie nachfolgend beschrieben werden wird.

Untfr der Annahme, daß V₂, V^ V₇ und V_s Spannungen längs der Basis- und Kolleklorelektroden der Transistoren 2', 3', 7 Und 8 darstellen« gilt:

V₁ - V₃ = V₁ - K₈

Auf der anderen Seite kann die Differenzspannung Vt - V₈) mit der Gleichung

V₁ - K₈

^k- fin -4^- - In -<7 \ 'n 'sa

ausgedrückt werden, wobei

is 7 — gesättigter Emitterstrom für den Transistor 7

ist = gesättigter Emitterstrom für den Transistor 8

h = gleichbleibender, von der Konstantstromquelle 9 gelieferter Strom

/5 = über die Ausgänge 5 fließender Strom.

Die Konstanten k, Tund q wurden in Verbindung mit der Gleichung (2) bereits definiert.

Dadie Differenzspannung (Vi- V3) der Spannung Vo auf der linken Seite der Gleichung (5) gleich ist, wobei die linke Seite der Gleichung (6) der rechten Seite der Gleichung (5) gleich ist, so ergibt sich durch Gleichsetzung'der linken Seite der Gleichung (6) mit der rechten Seite der Gleichung (5)

In η τ + In

= In

- In

Daher ist

/5 = η τ I₉

Ί8

'si

Aus der Gleichung (8) ist ersichtlich, daß der Ausgangsstrom /5 der wahren tmpulsrate η gleich ist. Der Strom i₃ kann dazu benutzt werden, um die Systemverstärkung einzustellen, da seine Größe will· kürlich ausgewählt werden kann. Weiterhirt ist die Anordnung von F ί g. 5 temperaturkompensiert, weil der Transistor 8 die Aufgabe des Temperaturausgleiches hat.
Der Bereich der meßbaren Impulsraten kann mit dem gleichen Impulsratenmesser oder Meßsystem, wie bei den konventionellen Geräten ausgedehnt werden. Obwohl die Ausdehnung des Meßbereiches von speziellen Forderungen abhängt, kann der Meßbereich im Vergleich inii licffi S'iäi'iu dcf Technik bei einer Genauigkeit von 10% und einer Stabilität des Meßsystems von 10% seiner Totzeit auf das Zehnfache ausgedehnt werden.

Während die vorliegende Erfindung in Verbindung mit einigen bevorzugten Ausführungen dargestellt und

beschrieben wurde, sind weitere Änderungen möglich. Zum Beispiel kann der Rechenverstärker mit einer Einrichtung gekoppelt werden, um die negative Rückkopplung bei höheren Frequenzen zu stabilisieren. Ebenfalls können die Diode 3 oder der Transistor 3' einen Kondensator hoher Kapazität aufweisen, der damit verbunden ist, während die Diode 2 oder der Transistor 2' mit einem anderen Kondensator geeigneter Kapazität verbunden werden könnte, um die statistischen Schwankungen der Ausgangs-Spannung unabhängig vom Eingangspegel konstant zu halten. Ebenfalls können anstelle von npn-Transistoren pnp-Transistoren in gleicher Weise benutzt werden, wobei die Polarität der Stromquellen gegenüber der gezeigten umgekehrt ist.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

OO 208/143

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Impulsratenmesser mit einer Signalstromquelle zur Umwandlung der Impulsrate in einen davon abhängigen Ausgangsgleichstrom und mit einer Halbleiterelemente enthaltenden Umwandlungseinrichtung zur Erzeugung eines logarithmischen Zusammenhangs zwischen Impulsrate und Ausgangsgröße, dadurch gekennzeichnet, daß die Urawandlungseinrichtung ein erstes und zweites linear-logarithmisches Umwandlungselement (2, 2'; 3, 3') aufweist, die in Serie zueinander geschaltet sind und von denen das erste Umwandlungselement unmittelbar oder über einen Rechenverstärker zwischen dem Ausgang der Signalstromquelle (1) und einer Konstantstromquelle (4) liegt, während das zweite linear-logarithmische Umwandhingselement (3, 3') zwischen Konstantstromquelle und Impulü .aenmesserausgang oder Masse lieg!:, so daß sis AuS⁰Sn⁰E¹H^-QBe des !mⁿu!sratenmessers cine Spannung erhalten wird, die der Differenz aus den beiden an den Umwandlungselementen auftretenden Spannungen entspricht.

2. Impulsratenmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite inearlogarithmische Umwandlungselement je eine Halbleiterdiode (2,3) ist.

3. Impulsratenmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite SnearlogaritVrr.ische Umwandlungselement je ein Transistor(2',3')isL

4. Impulsratenmesser nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Ausgangsanjchluß der Signalstromquelle (1) und der eine Anschluß der Konstantstromquelle (4) an Masse Hegen, während der andere Ausgangsanschluß der Signalstromquelle gleichzeitig mit dem einen Ausgangsanschluß (5) des Impulsratenmessers verbunden ist. wobei die Anoden der beiden Halbleiterdioden (2, 3) mit dem nicht an Masse liegenden Anschluß der Konstantstromquelle (4) verbunden »ind. während die Kathode der ersten Halbleiterdiode (2) mit dem nicht an Masse liegenden Ausgangsanschluß der Signalstromquelle verbunden und die Kathode der zweiten Halbleiterdiode (3) an Masse gelegt ist.

5. Impulsratenmesser nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Ausgangsanschluß der Signalstromquelle (1) an Masse liegt, % während der andere Ausgangsanschluß der letzteren mit dem einen Eingangsanschluß eines Rechenver- $tärkers (6) verbunden ist, dessen anderer Eingarigs-■nschluß an Masse liegt und dessen Ausgang mit dem Ausgang (5) des Impulsratenmessers verbunden tat. wobei die Anoden der beiden Halbleiterdioden (2,3) mit dem nicht an Masse liegenden Anschluß der Konstanistromquelle verbunden sind, während die Kathode der ersten Halbleiterdiode mit dem nicht an Masse liegenden Ausgangsanschluß der Signal· &o stromquelle und die Kathode der zweiten Halb' lelterdiode mit dem Ausgang des Rechenverstärkers verbunden ist.

6. Impulsratenmesser nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Ausgangsan* Schluß der Signalstromquelle (1) und der eine Anschluß der Konstanistromquelle (4) an Masse liegt, während der andere AusgangsanschluÖ der Signalstromquelle mit dem positiven Eingang eines Rechenverstärkers (6) verbunden ist, dessen negativer Eingang an Masse liegt und dessen Ausgang mit dem Ausgangsanschluß (5) des Impulsratenmessers verbunden ist, wobei der Kollektor des ersten Transistors (2') mit dem nicht an Masse liegenden AusgangsanschluÖ der Signalstromquelle und der Kollektor des zweiten Transistors (3') mit dem positiven Pol einer Stromquelle verbunden ist, während der Emitter jedes der beiden Transistoren mit dem nicht an Masse liegenden Anschluß der Konstantstromquelle und die Basis des ersten Transistors mit dem Ausgang des Rechenverstärkers verbunden ist sowie die Basis des zweiten Transistors an Masse liegt

7. Impulsratenmesser nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (2', 3') npn-Transistoren, und die Verbindungen de- Eingänge des Rechenverstärkers (6) sowie die Verbindungen der Kollektoren der beiden Transistoren gegenseitig vertauscht sind.

8. Impulsratenmesser nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch ein weiteres linearlogarithmisches Umwandlungselement (7), das mit dem Ausgangsanschluß (5) des Impulsratenmessers so verbunden ist, daß es dessen logarithmisches Ausgangssignal in ein lineares Ausgangssignal umwandelt

9. Impulsratenmesser nach Anspruch 6 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter npn-Transistor (8) vorgesehen ist, dessen Kollektor und Basis miteinander sowie mit der Basis des zweiten Transistors (3') und mit dem einen Anschluß einer zweiten Konstantstromquelle (9) verbunden sind, deren anderer Anschluß ebenso wie der Emitter des dritten Transistors an Masse liegt, wobei das weitere linear-logarithmische Umwandlungselement ein vierter npn-Transistor (7) ist, dessen Basis-Kollektor- Strecke zwischen den Ausgang des Rechenverstärkers (6) und den Ausgangsanschluß (5) des Impulsratenmessers geschaltet ist, während sein Emitter an Masse liegt.