DE2340848C3 - Schwellwertdetektorschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schwellwertdetektorschaltung, die bei einer Eingangssignalamplitude unterhalb eines Schwellwertes ein Ausgangssignal einer ersten Amplitude und bei einer Eingangssignalamplitude oberhalb des Schwellwertes ein Ausgangssignal einer zweiten Amplitude liefert, mit einer ersten aktiven Konstantstromquelle und mit einer ersten und mit einer zweiten, mit der Konstantstromquelle gekoppelten aktiven Stromableitung, die jeweils einen Steueranschluß besitzen, wobei der Steueranschluß der ersten Stromableitung mit dem Eingangssignal beaufschlagbar ist und der Leitfähigkeitszustand der beiden Stromableitungen umgekehrt von der Eingangssignalamplitude abnimmt, sowie mit einer Koppelschaltung, die die zweite Stromableitung mit einem Ausgang der Schwellwertdetektorschaltung verbindet, wobei die Koppelschaltung in Abhängigkeit vom Leitfähigkeitszustand der zweiten Stromableitung das Ausgangssignal mit der ersten bzw. der zweiten Amplitude liefert.

Eine Schwellwertdetektorschaltung dieser Art ist bekannt (US-PS 37 00 921). Als Konstantstromquelle dient bei der bekannten Schaltung ein in üblicher Weise angeschlossener Transistor, mit dessen Kollektor zwei in Differenzschaltung geschaltete weitere Transistoren als die beiden Stromableitungen verbunden sind. Die als Steueranschlüsse wirkenden Basen beider Stromableitungstransistoren sind mit einer gleichen Vorspannung beaufschlagt und stellen die beiden Anschlußpole für das Eingangssignal dar. Trotz derselben Vorspannung

Ohren beide Stromableitungstransistoren im Ruhezustand, d, h, ohne Eingangssignal infolge unterschiedli-3h<jr technologischer Ausbildung einen unterschiede :her. Strom. Bei Anlegung eines Eingangssignals erhöht sich in Abhängigkeit von dessen Polarität der Strom in dem einen Stromableitungstransistor, während sich der in dem anderen verringert. Über eine besondere, als Rückkopplungsschaltung ausgebildete Koppelschaltung ist der Kollektor des einen Stromableitungstransistors mit dem Ausgang der Schwellwertdetektorschaltung verbunden. Mit der unterschiedlichen technologischen Ausbildung der beiden Stromableitungstransistoren und der Rückkopplungsschaltung soll eine Hysterese definierter Größe erzeugt werden.

Aus der DT-AS 19 48 603 ist eine Trigger- bzw. Schwellwertschaltung bekannt, bei der die Hysterese beliebig klein bzw. Null sein soll. Zur Erreichung dieses Ziels geht die bekannte Schaltung von dem Prinzip einer Rückkopplung vom Ausgang der Schwellwei tschaltung auf ihren Eingang aus.

Dieses Prinzip ist jedoch nur bei solchen Schwellwertschaltungen anwendbar, bei denen der Ausgang in Abhängigkeit von der Eingangssignalamplitude zwischen dem Wert Null und einem von Null verschiedenen Wert hin- und herschaltet. Außerdem ist bei dieser Schaltung der Einfluß wärmeabhängiger Parameter nicht ausgeschaltet und wirkt sich beispielsweise auf die Höhe der Rückkopplungsspannung aus, so daß die vollständige Kompensation der Hysterese nach dem in dieser Druckschrift verwendeten Prinzip theoretisch ist und sich in der Praxis nicht realisieren läßt.

Ein ähnliches Prinzip aus der DT-PS 1159 019 bekannt, nur daß dort an Stelle der Rückkopplungsspannung eine externe pulsförmige Spannung überlagert wird, für die vorausgesetzt wird, daß sie nur bei einem Schaltungszustand des Schwellwertschalters auftritt. Bei vertretbarem Aufwand ist eine solche Schaltung auf die in der genannten Druckschrift beschriebene Anwendung beschränkt und offenbart darüber hinaus keine Vorkehrungen, um wärmebedingte Einflüsse auf die Hysterese auszuschalten.

Aus der DT-OS 21 06 957 ist ein Schwellwertschalter bekannt, der Eingangssignale beider Polaritäten verarbeiten und für beide Polaritäten einen dem Betrag nach gleichen Schwellwert besitzen soll, ohne daß das Problem der Hysterese gelöst würde.

Es gibt Anwendungsfälle, bei denen hysteresefreie Schwellwertdetektorschaltungen benötigt werden, Schwellwertdetektorschaltungen also, bei denen der Schwellwert bei Änderung des Eingangssignals von einem niedrigen zu einem hohen Wert genauso groß ist wie bei der umgekehrten Änderung des Eingangssignals. Ein solcher Anwendungsfall ist ein Analog-Digital-Umsetzer für ein gegenläufig ansteigendes und abfallendes Analogsignal, welcher einen Schwellwertdetektor benötigt, der für den Umsetzer ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von der Amplitude eines von einem bestimmten Bezugspotential aus ansteigenden Kurvenverlaufs beim Durchlaufen des Schwellwertniveaus liefert und ein zweites Ausgangssignal zur Verfügung stellt, wenn die Amplitude des Eingangssignals gegen das Bezugspotential abfällt und dabei dasselbe Schwellwertniveau durchläuft.

Für viele Anwendungsfälle ist auch die Änderungsgröße für die Amplitude des Ausgangssignals ein besonders wichtiger Parameter. Unter der Änderungsgröße versteht man die Änderungsgeschwindigkeit für die Amplitude des Ausgangssignals, wenn sich diese zwischen zwei Signalzuständen in Abhängigkeit von dem das Schwellwertniveau durchlaufenden Eingangssignal ändert. In einem Analog-Digital-Umsetzer für ein gegenläufiges Analogsignal darf die Änderungsgröße des Sciiwellwertdetektors, d. h. die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals nicht so groß sein, daß unerwünscht höhe Frequenzkomponenten entstehen, die irrtümlicherweise den Umsetzer trjggern können. Jedoch ist es für solche Anwendungsfälle wichtig, daß die Änderungsgröße bzw. die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals nicht so klein ist, daß sich nachteilige Effekte für das Betriebsverhalten des Analog-Digital-Umsetzers ergeben. Deshalb ist es wünschenswert, eine Schwellwertdetektorschaltung zu schaffen, mit der die Änderungsgröße bzw. die Änderungsgeschwindigkeit für eine Zustandsänderung des Ausgangssignals einstellbar bzw. kontrollierbar ist, so daß die Anstiegs- und die Abfallzeit für das Ausgangssignal innerhalb vorgegebener Grenzen eingehalten werden können.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schwellwertdetektorschaltung der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß sie praktisch keine, auch keine temperaturabhängige Hysterese besitzt und daß die Neigung der Ausgangssignalflanken, die auftreten, wenn das Eingangssignal den Schwellwert durchläuft, einstellbar bzw. kontrollierbar sind. Dabei soll die Schaltung in Massenproduktion in integrierter Schaltungstechnik unter Verwendung herkömmlicher Bipolar-Produktionsverfahren herstellbar sein.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.

Eine nach den Merkmalen der Erfindung hergestellte Schwellwertdetektorschaltung spricht auf die Amplitude einer Eingangsspannung an, die unterhalb eines gegebenen Schwellwertniveaus liegt, um ein Ausgangssignal mit einem ersten Signalniveau zu schaffen, und spricht ferner auf die Amplitude einer Eingangsspannung an, die oberhalb desselben Schwellwertniveaus liegt, um ein Ausgangssignal auf einem zweiten Signalniveau zu liefern. Der Schaltungsaufbau und der Wert der verwendeten Komponenten werden derart ausgewählt, daß die Herstellung in monolithisch integrierter Schaltkreisform besonders begünstigt ist. Diese Schwellwertdetektorschaltung ist in der Lage, einen im wesentlichen konstanten Strom von einer Stromversorgung zu ziehen und damit das Halbleiterplättchen auf einer im wesentlichen gleichen Temperatur zu halten, so daß das Ein-Aus-Schwellwertniveau im wesentlichen gleich dem Aus-Ein-Schwellwertniveau ist. Zu diesem Zweck umfaßt die Schaltung eine Anzahl von Konstantstromquellen, wobei jeder von ihnen alternierende Stromableitungen zugeordnet sind, durch welche der Ausgangsstrom in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals fließt, und zwar je nachdem ob dieses Eingangssignal oberhalb oder unterhalb des Schwellwertes liegt.

Wenn die Amplitude des Eingangssignals unter dem bestimmten Schwellwertniveau liegt, leitet eine erste Stromableitung von der ersten Stromquelle den Strom ab und liefert ein erstes Steuersignal, das eine ausgangsseitige Stromableitung leitend macht, so daß diese den Strom einer ausgangsseitigen Stromquelle zur Umladung eines ausgangsseitigen Kondensators führt. Damit bleibt das Signalniveau des Ausgangssignals auf einem niedrigen Wert liegen. Wenn die Amplitude des

Eingangssignals den Schwellwert durchläuft, wird die cingangsseitige Stromableitung nicht leitend gemacht und ein Steuersignal zu der ausgangsseitigen Stromableitung derart übertragen, daß diese ebenfalls nicht leitend wird. Infolge davon wird der Strom von der ausgangsseitigen Stromquelle dem ausgangsseitigen Kondensator zur Umladung zugeführt und dieser Kondensator auf ein zweites hohes Signalniveau umgeladen. Die Amplitude des ausgangsseitigen Stromes, der von der ausgangsseitigen Stromquelle geliefert wird, sowie der Wert des ausgangsseitigen Kondensators bestimmen die Geschwindigkeit des Anstiegs des Ausgangssignals vom ersten Signalniveau auf das zweite Signalniveau. Mit der Ausgangsklemme ist eine Klemmdiode verbunden, um das zweite Signalniveau daran zu hindern, eine bestimmte Amplitude zu übersteigen. Wenn die Amplitude des Eingangssignals unter das Schwellwertniveau abfällt, wird die erste Stromableitung wieder leitend und liefert ein drittes Steuersignal, das die ausgangsseitige Stromableitung leitend macht und eine Entladung des ausgangsseitigen Kondensators zuläßt. Mit Klemmdioden an den hierfür notwendigen Stellen der Schaltung werden bestimmte Transistoren aus der Sättigung gehalten, wodurch man eine verbesserte und höhere Schaltgeschwindigkeit erzielt. Die diesen Dioden eigene Kapazität sowie die Amplitude des über sie geführten Stromes dienen zur Einstellung der Entladezeit des ausgangsseitigen Kondensators und damit zur Einstellung der Änderungsgrö-. ße bzw. Änderungsgeschwindigkeit für die Amplitude der Ausgangsspannung, wenn sich diese von einem hohen Signalwert auf einen niedrigen Signalwert ändert. Die Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, aus dem der Stromfluß durch die Schaltung im ersten stationären Zustand entnehmbar ist,

Fig.2 einen Teil der Schaltung gemäß Fig. 1, aus welchem der Stromfluß in einem zweiten stationären Zustand der Schaltung entnehmbar ist,

Fi g. 3 ein Zeitdiagramm, aus dem die Schwingungsform des Ausgangssignals hervorgeht, das in Abhängigkeit von einem der zwei verschieden geformten Eingangssignale erzeugt wird.

In der Zeichnung sind in den Fig. I und 2 gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. In F i g. I ist eine Schwellwertdctektorschaltung mit praktisch keiner Hysterese und einer gesteuerten Ausgangssignal-Ände« rungsgrößc dargestellt. Diese Schaltung wird vorzugsweise in monolithisch Integrierter Bauweise hergestellt, wobei der Schwellwertdetcktor entweder allein oder als Teil eines größeren Schaltungsfeldes auf einem HnlblclterpllUtchcn ausgebildet sein kann.

Unter der Ausgungssignnl-Ändcrungsgröße versteht man das Amplitudenanstiegs- und Amplltudenabfallvcrhaltnls der Ausgangsspannung In Abhängigkeit von der Amplitude der ein Schwcllwerlnlvcnu durchlaufenden Eingangsspannung. Die Schwellwertdetektorschaltung gemäß FI g. 1 reagiert auf ein Eingangssignal, dessen Amplitude sich von einem Bezugsniveau aus ändert und den durch die Schaltung gegebenen Schwellwert durchläuft, um ein Ausgangssignal mit einem ersten Slgnalnlvcau zu liefern. Die Schwellwertdetektorschaltung reagiert ferner uuf die Amplitude des Eingangssignal«, du« sich In Richtung uuf dus Bezugsniveau ändert und dabei den Schwellwert durchläuft, um ein Ausgangssignal mit einem zweiten Signalniveau zu erzeugen. Auf diese Weise wird mit der Schaltung gemäß F i g. 1 ein analoges Eingangssignal in ein binäres Ausgangssignal umgewandelt.

Gemäß Fi g. 1 umfaßt die Schwellwertdetektorschaltung einen PNP-Treibertransistor 10, dessen Basis mit einer Eingangsklemme 11 verbunden ist, und dessen Kollektor an Masse 13 oder einer Klemme für ein ίο Bezugssignal liegt. Der Emitter des Transistors 10 ist zur Ansteuerung einer ersten Stufe aus NF'N-Transistoren 12 und 14 mit der Basis des Transistors 12 verbunden. Ein aus Widerständen 16 und 18 bestehender Spannungsteiler verbindet den Emitter des Transistors 12 mit der Basis des Transistors 14, wogegen die Basis des Transistors 12 mit dem Kollektor des Transistors 14 über eine Diode 20 verbunden ist. Eine zweite Stufe von entsprechendem Aufbau umfaßt NPN-Transistoren 22 und 24. Ein weiterer Spannungsteiler aus der Widerstänjo de 26, 28 verbindet den Emitter des Transistors 22 mit der Basis des Transistors 24. Ferner ist die Basis des Transistors 22 über Dioden 30 und 32 mit dem Kollektor des Transistors 24 verbunden, der den ausgangsseitigen Transistor darstellt. Die Kathode der Diode 32 und der Kollektor des Transistors 24 sind mit der Ausgangsklemme 36 über die Leitung 75 verbunden.

Drei konstante Stromquellen dienen als Stromversorgung für diese erste und zweite Stufe. Die erste und zweite Stromquelle werden von einem PNP-Transistor 40 mit zwei Kollektoren gebildet, dessen Basis über eine Diode 42 mit dem Emitter verbunden ist und andererseits über einen Widerstand 44 an Masse bzw. der Klemme für das Bezugspotential liegt. Der Emitter des Transistors 44 und die Anode der Diode 42 sind zusammen an die Klemme 46 für die Stromversorgung angeschlossen. Diese Klemme 46 ist mit einer positiven Versorgungsspannung V+ beaufschlagt. Die Diode 42 liefert in bekannter Weise durch den über die Serienschaltung aus der Diode und dem Widerstand 44 fließenden Strom eine im wesentlichen konstante Basis-Emittcrspannung für den Transistor 40. Daraus ergibt sich, daß der über den Kollektor 48 bzw. den Kollektor 50 des Transistors 40 fließende Strom auf ein konstantes Niveau stabilisiert ist, selbst wenn der jeweilige Lastwiderstand einen niedrigen Wert hat, Auch kann die Geometrie der Kollektoren 48 und 50 in der Art ausgelegt sein, daß sich ein bestimmtes Amplitudcnverhultnis für den Strom einstellt, der vom Kollektor 48 einerseits bzw. vom Kollektor 50 So andererseits geliefert wird. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist für diese Ströme ein Wert In der Größenordnung von jeweils etwa !50 μΑ vorgesehen. Der über den Kollektor 48 fließende Strom ist mit A und der über den Kollektor 50 fließende Strom mit /2 bezeichnet.

Die dritte Stromquelle umfaßt dort Transistor 34, der mit seinem Emitter an der Klömme 46 für die positive Versorgungsspannung und der Diode 56 Hegt, die parallel zur Emitter- Basisstrecke des Transistors 54 geschaltet ist. Der zur Vorspannung über die Serienschaltung aus der Diode 56, einer Diode 58 und einem Widerstand 60 fließende Strom bewirkt eine verhältnismäßig konstante Spannung an der Diode 56, womit auch die Basls-Emltterspannung des PNI'-Trunslstorn 54 auf einem konstanten Niveau geholten wird. Als Folge davon 1st der konstante Kollektorstrom des Transistors 54, der mit /1 bezeichnet Ist, ebenfalls auf eine konstante Amplitude stabilisiert, selbst wenn die Lastimpedanz

einen niedrigen Wert hat. Der Strom /3 kann eine Amplitude von etwa 1 mA haben. Ein PNP-Klemmtransistor 62 liegt mit seinem Emitter am Kollektor des Transistors 54, wogegen dessen Basis am Verbindungspunkt der Diode 58 mit dem Widerstand 60 angeschlos- sen ist und der Kollektor an dem Bezugspotential liegt.

Die Schaltung gemäß F i g. 1 umfaßt vier Funküonsbereiche. Der erste Funktionsbereich ist ein stabiler Zustand, bei welchem das Ausgangssignal auf einem verhältnismäßig niedrigen Niveau Vi liegt, das dem Teil 64 der Schwingungsform 66 des Ausgangssignals gemäß Fig.3 entspricht. Der zweite Funktionsbereich ist ein dynamischer Bereich und entspricht dem Teil 67 der Schwingungsform 66, welcher in diesem Bereich sein Signalniveau von einem verhältnismäßig niedrigen Wert V'i auf einen verhältnismäßig hohen Wert V₂ ändert. Der dritte Funktionsbereich ist ein stabiler Zustand entsprechend dem Abschnitt 68 der Schwingungsform 66, wobei das Ausgangssignal einen Signalwert mit der Amplitude V₂ einhält. Während des vierten Funktionsber-eiches fällt die Amplitude des Ausgangssignals von einem hohen Niveau V2 zurück auf ein verhältnismäßig niedriges Niveau V,, wie aus dem Teil 70 der Schwingungsform 66 hervorgeht.

Wenn man annimmt, daß ein Eingangssignal 71 gemäß Fig.3 an die Eingangsklcmmcn 11 und O der Schaltung gemäß F i g. 1 angelegt wird, so hat dieses Eingangssignal 71 einen ansteigenden Teil 72, der mit einer negativen Spannung V₃ beginnt und bis zu einer positiven Spannungsspitze V₄ ansteigt. Zwischen den Zeitpunkten T₀ und Ti hat das ansteigende Signal 71 keinen ausreichend positiven Wert, um den Transistor 10 abzuschalten. Infolgedessen fließt über diesen Transistor 10 der gesamte Strom /1 nach Mass.c und stellt eine Stromablciiung dar. Da die Spannung am Emitter des Transistors 10 im wesentlichen auf Massepotcniial liegt, bleibt der Transistor 12 abgeschaltet, d. h. nicht leitend. Daher fließt auch nahezu kein Strom über die Widerstände 16 und 18, so daß sich auch keine Basis-Emitlerspannung am Transistors 14 iiusbil· den kann,der daniii nicht leitend ist.

Der Strom h vom Kollektor 50 des Transistors 40 wird der Basis des Transistors 22 zugeführt und macht diesen leitend, wodurch dieser Transistor als Ableitung für den Strom h dient. Der llmittcrstrom des Transistors 22 fließt über den Spannungsteiler aus den Widerständen 26 und 28 und baut eine Spannung von ausreichender Amplitude am Widerstand 28 auf, um den 'Transistor 24 leitend zu machen, so daß dieser den restlichen Strom /2 nach Mnssc über die Dioden 30 und so 32 ableitet. Diese Dioden halten den Transistor 24 auf einem Arbcitspunkt, bei welchem der Transistor keinen Sllltigungszustund einnimmt. Der Transistor 24 dient als Stromubleitung nach Masse für den Strom /j, Wegen des geringen Widerstandes des leitenden Transistors 34 ist das Ausgtingssignal an der Klemme 36 bzw. im der AiisgungskupuzHllt 74 verhältnismäßig niedrig und entspricht für die Zeit zwischen 71) und Ti dem S'ignulnivcnu V, gemüfJ F i g. 3, Die Kapazität 74 umfaßt die KupuzitÖt des uusgangsseitigen Transistors 24 und fto die der Leitung 75, dem Anschluß 36 und der an den Anschluß 36 ungeschlossenen Lust zugeordneten Kupiizillllcn,

Zum Zeitpunkt 7Ί durchlauft die Glngungsspunnung dus Schwcllwcrinivcnti 76, dus /.. B einem Wert von f»s I Volt entsprechen kunn, und macht tile Basis des Trunsistors 10 nusreichend positiv, um diesen Trunsistor 10 iibzuschullen, Wie mis Fig.2 hervorgeht, wird der Strom Α zur Basis des Transistors 12 umgeleitet, wodurch dieser Transistor leitend wird und nunmehr den Strom /1 über die Widerstände 16 und 18 nach Masse ableitet. Dieser Emitterstrom des Transistors 12 läßt eine Spannung am Widerstand 18 abfallen, die als Basis-Emitterspannung den Transistor 14 leitend macht. Jedoch wird auch ein Teil des Stromes Λ über die Diode 20 dem Kollektor des Transistors 14 zugeführt. Obwohl dieser Transistor 14 leitend ist, kann er nicht in den Sättigungszustand gesteuert werden, da die Diode 20 die Basis-Kollektorspannung dieses Transistors 14 über dem Sättigungsneveau festhält. Auf diese Weise wird der Kollektor des Transistors 14 auf einem Potential gehalten, das etwa um den l,5fachen Betrag eines Diodenspannungsabfalles über dem Bezugspotential liegt.

Der Transistor 14 leitet den Strom /2 nach Masse ab, wodurch die Basis des Transistors 22 keinen Anstcucrstrom erhält und dieser Transistor dadurch nicht leitend wird. Damit fällt die Basis-Emitterspannung des Transistors 24, die zuvor am Widerstand 28 abgefallen ist, auf einen Wert, um den Transistor 24 in den nicht leitenden Zustand zu steuern. Damit ergibt sich, daß der Strom /3 linear die Ausgangskapazität 74 auflädt und damit die Ausgangsspannung vom Niveau Vi auf das Niveau Vi während der Zeit 7"i und T₂ gemäß Fig.3 anhebt. Die Neigung der Flanke 67 des Ausgangssignals ist gleich der Amplitude des Stromes Λ dividiert durch den Wert der Kapazität 74. Damit kann die Anstiegszeil vergrößert werden, indem entweder die Amplitude des vom Transistor 54 gelieferten Stromes vergrößert oder der Kapazilätswert 74 verringert werden. Die Neigung kann verkleinert werden, entweder durch eine Verringerung der Amplitude des vom Transistor 54 gelieferten Stromes bzw. durch eine Vergrößerung des Wertes der Kapazität 74,

Der Transistors 62 wird zum Zeitpunkt T₂ leitend und hält die Amplitude der Ausgangsspannung der Schwellwcrtdeicktorsehaltung auf dem konstanten Signaini· veiui V₂. Nachdem der Transistor 62 leitend gemacht isl, wird der Strom /1 über den Transistor 62 nach Masse abgeführt. Zum Zeitpunkt T₂ nimmt die Ausgangsspannung an der Klemme 36 das Signalniveau V₂ an, das um die Größenordnung eines Diodcn-Spannungsabfalles kleiner als die positive Vcrsorgungsspiinnung V+ an der Klemme 46 sein kann.

Zum Zeilpunkt 7'j erreicht die ansteigende Spannung 72 den Spitzenwert Vi, von welchem aus die abfallende Spannung 78 in Richtung auf das Niveau des Sehwüllweries 76 abnimmt. Zum Zeilpunkt 7i lüufi die Amplitude der abnehmenden Spannung 78 durch das Schwcllwcrt-Signulniveau 76, was kennzeichnend dafür ist, daß die Eingungsspunnung wieder einen genügend niedrigen Amplitudenwerl erreicht hut, um der Transistor 10 leitend zu machen. Entsprechend werdet die Transistoren 12 und 14 nicht leitend und dk Transistoren 22 und 24 leitend. Daraus ergibt sich, duI, /um Zeltpunkt 7< die Ausgungsspunnung im dei Klemme 36 vom Signulnivcuu V] zum Signalniveuu V hin abzufüllen beginnt. Die Neigung der Flunkc 70 de Schwingungsform gemllß Fig.3 illustriert die Ände rung der Amplitude der Ausgungsspunnung und is gleich der Amplitude des Stromes h dividiert durch di> Scrienkombinution der Kupu/.ittlten der Dioden 30 um 32, Dies ergibt sich, du der Kondensator 74 Ober de Trunsistor 24 nur so schnell entluden kunn, wie di (Ibcrgung.skupuzitlli der Dioden .30 und 32 durch de Strom h entluden wird. Damit kann die (teschwlndig

keit der Änderung der Ausgangsspannung vorn Signalwert V₂ zum Signalwert Vi verringert werden, entweder durch eine Verringerung der Amplitude des Stromes I₂ oder durch eine Vergrößerung der gemeinsamen Übergangskapazität der Dioden 30 und 32. Die Geschwindigkeit der Änderung der Ausgangüspannung vom Wert V₂ zum Wert Vi kann auch dadurch vergrößert werden, daß entweder die Amplitude des Stromes I₂ vergrößert oder die kombinierte Lbergangskapazität der Dioden 30 und 32 verkleinert werden. Damit kann durch die angewendete Technik in der SchwellwertdetektorschaUung die Anstiegszeit und die Abfallszeit der Ausgangsspannung gesteuert werden, wobei die Übertragungsverzögerung nicht vergrößert wird und dieses Ziel ohne eine Vergrößerung der Kapazität am Ausgang 36 erreichbar ist.

Mit anderen Worten: zur Verringerung der Amplitude des Ausgangssignals wird über den Transistor 24 sowohl die parasitäre Kapazität 74 als auch die Kapazitäten der Dioden 30 und 32 entladen. Auf diese Weise wird die Abfallszeit zwischen der Zeil. Ta und Ts und damit die Neigung der Rückflanke 70 der Schwingungsform gemäß F i g. 3 durch den Strom I₂ und die Diodenkapazitäten gesteuert, indem der Wert des Stromes I₂ verkleinert, z. B. auf etwa 50 μΑ, und die Dioden 30 und 32 größer gemacht werden, wobei es völlig ohne Belang ist, wie schnell der Transistor 24 eingeschaltet wird. Die Abfallszeit der Ausgangsspannung an der Klemme 36 kann derart eingestellt werden, daß ein unerwünschtes Rauschen an einer an die Klemme 36 angeschlossenen Last verhindert wird. Dieses charakteristische Verhalten der Schwellwertdetektorschaltung nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung macht diese Schaltung besonders geeignet für die Verwendung bei Analog-Digital-Umsetzern bei einem ansteigenden und abfallenden Verlauf des Analogsignals. Die Amplitude der Ausigangsspannung nimmt mit einer konstanten Änderungsgröße von der Amplitude V2 bis zur Amplitude Vi ab.

Obwohl die Wirkungsweise der Schaltung vorausstehend für eine Eingangsspannung 71 mit einer Dreieckschwingungsform beschrieben wurde, ist zur Ansteuerung und Triggerung der Schaltung jede beliebige Schwingungsform geeignet, die den Wert der Schwellwertspannung 76 in einer Richtung, ausgehend von einer beliebigen Bezugsspannung, und in der entgegengesetzten Richtung durchlauft. Daraus ergibt sich, daß ein Eingangssignal mit einem Spnnnungsveilauf nach der Schwingungsform 80, die ein Teil eines sinusförmigen, zwischen die Klemmen 11 und 13 angelegten Eingangssignals sein kann, ein Ausgangssignal steuert, das identisch gleich mit demjenigen ist, welches sich von der Drelcckschwingung 71 ableitet, da die Amplitude der Schwingungsform 80 die Schwellwertspannung zum Zeitpunkt Ti in der ersten Richtung ausgehend von der O-Achse 81, und zum Zeltpunkt T₄ In der anderen Richtung gegen die O-Achse 81 durchläuft.

Wie vorausgehend bereits erwähnt, führt der Transistor 24 zwischen dem Zeltpunkt To und Ti und der Transistor 14 zwischen dem Zeitpunkt Tj und T₄ Strom. Die Dioden 30 und 32 halten die Kollektor-Bastsspannung des Transistors 24 fest, um diesen außerhalb des Slittlgungsbereiches zu betreiben. Die Diode 20 hält die Kollektor-Basisspannung des Transistors fest, damit auch dieser außerhalb der Sättigung betrieben wird. Ohne die Dioden 20, 30 und 32 würde sich eine überschüssige Basisladung ergeben, die in die Basis der Transistoren 14 und 24 fließt, wenn diese leiten, woraus sich ein unerwünscht hoher Strom in diesen ableiten würde. Die Basis-Emitterkapazität der Transistoren 14 und 24 würde sich ebenfalls aufladen, so daß diese Ladung entweder von den Transistoren 14 und 24 abgeführt werden müßte, oder eine Rekombination mit Ladungsträgern entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps innerhalb der Transistoren 14 und 24 notwendig wäre. Der von den Transistoren 14 und 24 abzuführende Strom würde über die Widerstände 18 und 20 abzuleiten sein, um die Transistoren 14 und 24 nicht leitend zu machen. Durch diese Entladung und Rekombination würde sich eine unerwünscht langsame Arbeitsgeschwindigkeit für die Schaltung ergeben. Da jedoch ein Aussteuern in den Sättigungszustand für die Transistoren 14 und 24 durch die Verwendung der Dioden 20,30 und 32 vermieden wird, läßt sich die Arbeitsgeschwindigkeit aufrechterhalten.

Für die Dioden sind weder Schottky-Dioden noch golddotierte Dioden erforderlich, so daß sich auch keine Verkomplizierung des Herstellungsverfahrens ergibt, was notwendig wäre, wenn Schottky-Dioden oder golddotierte Dioden Verwendung fänden.

Aus der vorausgehenden Beschreibung ist es offensichtlich, daß die Ströme /,, li, h und entweder /4, welches der Kollektorstrom des Transistors 12, oder /5, welches der Kollektorstrom des Transistors 22 ist, konstant durch die Versorgungsquelle zugeführt werden. Da die Ströme /4 und /5 annähernd gleiche Amplituden haben, leitet die Schwellwertdetektorschaltung kontinuierlich tatsächlich denselben Strombetrag von der Versorgungsquelle ab, unabhängig von dem Signalniveau des Ausgangssignals. Die Auslegung der Stromversorgung läßt sich daher durch die Konfiguration der Schwellwertdetektorschaltung vereinfachen, da der konstante gezogene Strom voraussagbar ist und die Schwellweridetektorschaltung keine Stromspitzen durch Änderungen der Stromamplitude des Versorgungsstromer, in Abhängigkeit von Änderungen des Signalniveaus des Ausgangssignals verursacht. Da die Amplitude des geführten Stromes konstant bleibt, ergibt sich auch eine im wesentlichen konstante Wärmebelastung für denjenigen Teil des Halbleiterplättchens, der die Schwellwertdetektorschaltung enthält, so daß auch im wesentlichen keine Hysterese zwischen den Schwellwertniveaus der Eingangs- und Ausgangsschwellwertc auftritt. Mit anderen Worten heißt das, daß eine Änderung des Funktionszustandes der Schwellwcrtdctcktorschaltung lediglich bewirkt, daß die Ströme von den drei Stromquellen nur über 50 verschiedene Stromwege geführt werden. Die einzige Änderung des Versorgungsstroms ergibt sich für die Kollektorströme der Transistoren 12 und 22. Die Werte der Transistoren 18 und 28 sind derart gewählt, daß die Änderung dieser Kollektorströme verhältnismäßig 53 klein ist. Dazu kommt, daß diese Änderung dei Kollektorströme der Transistoren 12 und 22 dazt tendiert, sich gegenseitig aufzuheben, da die Transisto· ren 12 und 22 abwechselnd leitend gemacht werden Daraus ergibt sich, daß die "Verlustleistung n 60 wesentlichen konstant bleibt und die Temperaturände rungen des Halbleiterplättchens gleichmäßig verteil sind, wodurch sie zu einer vernachlässigbaren Hysteresi für die Komparator-Schwcllwertspannungen beitrager die temperaturabhängig sind.

⁶S Überdies kann die Detektorschaltung einer Eingangs spannung widerstehen, die eine Amplitude Irgendw zwischen den Grenzen einer negativen Amplitude utv einer positiven Amplitude hat, wobei die negativ

Amplitude dem Bezugsniveau entspricht und die positive Amplitude der positiven Versorgungsspannung entspricht, die um die Emitter-Basisdurchbruchspannung des Transistors 10 vergrößert ist. Da der Kollektor des Transistors 10 an Masse liegt, kann er als vertikaler PNP-Substrattransistor aufgebaut sein, wodurch sich eine hohe Emitter-Basisdurchbruchspannung, eine hohe Stromverstärkung und eine hohe Übertragungsfrequenz ergeben im Vergleich zu einem Lateral-PNP-Transistor. Daraus resultiert, daß die Basis des Transistors 10 über dem Wert der positiven Versorgungsspannung V+ liegen kann und z. B. mit einer Spannung von etwa 18 Volt beaufschlagt ist, ohne daß sich ein Durchbruch ergibt.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schwellwertdetektorschaltung gemäß der Erfindung, die in monolithisch integrierter Bauweise hergestellt ist, wurden passive Widerstandselemente mit den nachfolgenden Werten verwendet:

Widerstand 16
Widerstand 18
Widerstand 26
Widerstand 28
Widerstand 44
Widerstand 60

l,2k-Ohm

2,8 k-Ohm

0,7 k-Ohm

2,8 k-Ohm

14,3 k-Ohm

13,6 k-Ohm

20

Bei dieser Ausführungsform halten die Transistoren 10, 12 und 14 der ersten Stufe eine Spannungsverstärkung von etwa 1000 und die Transistoren 22 und 24 der zweiten Stufe eine Spannungsverstärkung von etwa 2000, wenn eine MOS-Logik, und eine Spannungsverstärkung von 40, wenn Standard-TTL-Gatter angesteuert wurden. Der Anstieg bzw. der Abfall der Ausgangsspannung lag bei etwa 5 Volt pro 200 Nanosekunden. Die Eingangshysterese betrug weniger als V10 eines Millivolts.

Die vorausstehend beschriebene Schwcllwertdetektorschaltung mit einer gesteuerten Ausgangssignal-Änderungsgröße besitzt praktisch keine Eingangshysterese, wobei die Schaltung einen konstanten Strom zieht und dadurch eine konstante Verlustleistung hat, unabhängig von dem Zustand des Ausgangssignals. Der Anstieg und der Abfall des Ausgangssignals werden von den Amplituden der Ströme, welche von internen Stromquellen geliefert werden, und dem Wert der internen Dioden bzw. der Ausgangskapazitäten gesteuert bzw. eingestellt. Bei der Schaltung werden bestimmte Transistoren im nicht gesättigten Zustand gehalten, ohne daß es notwendig wird, golddotierte Dioden oder Schottky-Dioden zu verwenden, so daß sich dadurch für die Herstellung der Schaltung auch Standardverfahren verwenden lassen, die für eine Massenproduktion besonders geeignet sind. Wegen des Betriebs im nicht gesättigten Zustand und der begrenzten Spannungsauslenkung in der Schaltung ist die Übertragungsgeschwindigkeit sehr hoch.

Obwohl die vorausstehende Schaltung für die Verwendung als Schwellwertdetektorschaltung beschrieben wurde, können durch Modifizierung der Schaltung auch logische Funktionen leicht mit dieser verwirklicht werden. So kann z. B. ein UND-Gatter geschaffen werden, indem der Emitter eines anderen PNP-Transistors mit dem Emitter des Transistors 10 verbunden wird, wobei der Kollektor an Masse liegt und die Basis den zweiten Eingang darstellt. Die grundsätzliche Konfiguration der Schaltung ist in vorteilhafter Weise als Schwellwertdetektor, als Empfänger für Netzleitungstreiber, als Vergleichsschaltung, als logische Gatter und Pufferschaltung verwendbar.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

1. Patentansprüche;

   1, Schwellwertdetektorschaltung, die bei einer Eingangssignalamplitude unterhalb eines Schwellwertes ein Ausgangssignal einer ersten Amplitude und bei einer Eingangssignalamplitude oberhalb des Schwellwertes ein Ausgangssignal einer zweiten Amplitude liefert, mit einer ersten aktiven Konstantstromquelle und mit einer ersten und mit einer zweiten, mit der Konstantstromquelle gekoppelten aktiven Stromableitung, die jeweils einen Steueranschluß besitzen, wobei der Steueranschluß der ersten Stromableitung mit dem Eingangssignal beaufschlagbar ist und der Leitfähigkeitszustand der beiden Stromableitungen umgekehrt von der Eingangssignalampiitude abnimmt, sowie mit einer Koppelschaltung, die die zweite StromabJeitung mit einem Ausgang der Schwellwertdetektorschaltung verbindet/wobei die Koppelschaltung in Abhängigkeit vom Leitfähigkeitszustand der zweiten Stromableitung das Ausgangssignal mit der ersten bzw. der zweiten Amplitude liefert, dadurch gekennzeichnet, daß der Gesamtstrombetrag der Schwellwertdetektorschaltung unabhängig von der Eingangssignalamplitude im wesentlichen konstant ist, daß die erste Stromableitung (10) bei einer Eingangssignalamplitude oberhalb des Schwellwertes leitend und bei einer Eingangssignalamplitude unterhalb des Schweliwertes nicht leitend ist und daß die zweite Stromableitung (12) in Abhängigkeit, von der nicht leitenden ersten Stromableitung leitend bzw. in Abhängigkeit von der leitenden ersten Stromableitung nicht leitend ist.
2. 2. Schwellwertdetektorschaltung nach Anspruch

   1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromableitung einen ersten Transistor (12) und einen Spannungsleiter (16,18) umfaßt, der in Serie an die eine Elektrode des Transistors angeschlossen ist, und daß der erste Transistor in Abhängigkeit von der nicht leitenden ersten Stromableitung (10) Strom von der ersten Stromquelle (40, 48) über den Spannungsteiler ableitet und an diesem eine Teilspannung zur Verfügung stellt.
3. 3. Schwellwertdetektorschaltung nach Anspruch

   2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Stromquelle (40, 50) mit einem zweiten Transistor (14) in Verbindung steht, daß der zweite Transistor (14) mit seiner Steuerelektrode an einem Abgriff des Spannungsteilers (16, 18) liegt, und daß der zweite Transistor im Falle einer am Spannungsteiler anstehenden Spannung leitend wird, und den Strom von der zweiten Stromquelle abgeleitet.
4. 4. Schwellwertdetektorschaltung nach Anspruch

   3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor ein bipolarer Transistor ist, dessen Kollektor über eine Diode (20) mit der Basis gekoppelt ist, um den zweiten Transistor aus dem Sättigungszustand zu halten.
5. 5. Schwellwertdetektorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromquelle (40, 50) mit einer dritten Stromableitung (14) in Verbindung steht, daß die dritte Stromableitung mit einer Steuerelektrode an die zweite Stromableitung angekoppelt ist und im Falle der leitenden zweiten Stromableitung den Strom von der zweiten Stromquelle ableitet, und daß außerdem eine vierte Stromableitung (22) mit der zweiten Stromquelle (40, 50) verbunden ist und in Abhängigkeit von dem nicht leitenden bzw. leitenden Zustand der dritten Stromableitung (14) leitend bzw. nicht leitend wird, so daß entweder die dritte 5 oder vierte Stromableitung den Strom der zweiten Stromquelle zu jeder Zeit ableitet.
6. 6. Schwellwertdetektorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Stromableitung (22) mit der Stromversorgung (46) verbunden

   ίο ist und mit der Steuerelektrode an der dritten Stromableitung (14) liegt, daß mit der vierten Str,pmableitung ein zweiter Spannungsteiler (26,28). in Serie geschaltet ist, und daß die leitende vierte Stromableitung (22) den Strom von der zweiten

   Stromquelle (40, 5Q) durch den zweiten Spannungsteiler ableitet und an einem Abgriff dieses Spannungsteilers eine Teilerspannung zur Verfügungstellt.
7. 7. Schwellwertdetektorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine

   dritte Stromquelle (54) dem Ausgang der Schwellwertdetektorschaltung einen Strom zuführt, daß eine fünfte Stromableitung (24) mit dem Ausgang der Schaltung und der dritten Stromquelle verbunden ist, daß die Steuerelektrode der fünften Stromäbleitung mit dem Abgriff des zweiten Spannungsteilers in Verbindung steht, und daß mit der fünften Stromableitung eine Kapazität (74) verbunden ist, wobei die fünfte Stromableitung leitend bzw. nicht leitend in Al nängigkeit von dem leitenden oder nicht leitenden Zustand der vierten Stromäbleitung (12) gemacht wird, um entsprechend von der dritten Stromquelle (54) aus die Kapazität aufzuladen bzw. zu entladen und das Ausgangssignal

   (66) zur Verfügung zu stellen.