DE2333455C3 - LeitfähigkeitsmeBvorrichtung - Google Patents

Description

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromschaltglieder (16) ein Aus-Ein-Schaltverhältnis von zumindest J aufweisen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Leitfähigkeitsmeßglieder (12) in einem Zweig einer an sich bekannten elektrischen Brücke liegen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromschaltglieder (16) ein Aus-Ein-Schaltverhältnis von zumindest 2 aufweisen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch Impulsverstärkungsglieder (18) für die Ausgangsimpuise der Brücke und durch Impulsver-

Impulsverstärkungsglieder (18) verbunden sind, daß normalerweise das Summensignal eine TViggerung der Impulsverstärkungsglieder verhindert und daß

7. Vorrichtung nach Anspruch (5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsverstärkungsglieder (18) bei Stromführung der Elektroden (75a, 75b) der Leitfähigkeitszelle (12,75) triggerbar sind.

8. Vorrichtung nach einem oder mehreren der
vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch
eine Wechselspannungsquelle (10) und durch einen
impulserzeugenden Kreis (16) zum periodischen
bzw. impulsförmigen Anlegen der Wechselspannung an einen die Leitfähigkeitszelle (12, 75) enthallenden Brückenkreis (72, 73, 74, 75), wobei die Elektroden (75a, 756) der Leitfähigkeitszelle in ein leitendes Medium eintauchbar sind. _w „ ---·

9. Vorrichtung nach einem oder mehreren der $5 kleinen Anwendungsbereich hat. In der Leitfähigkeitsvorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich- meßzelle sind die beiden im Abstand gehaltenen Eleknet, daß die Stromschaltglieder ein Aus-Ein-Schalt- troden durch zwei isolierte Spulen mit ringförmigen Verhältnis von größer als 10 aufweisen. Kernen ersetzt, die koaxial und unter einem bestimm-

10. Vorrichtung nach einem oder mehreren der ion Abstand angeordnet sind. Die Treiberspule indiziert vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich- 60 einen elektrischen Strom im Elektrolyten, und die Aufnet, daß die Stromschaltglieder die Versorgungs- nahincspiile wird vom magnetischen und elektrischen

¹¹ Feld der Treiberspule wie auch vom Stromfluß im Elek

trolyten beeinflußt.

Ferner ist aus dem US-PS 33 20 529 ein Verfahren zum Ausmessen einer dielektrischen Flüssigkeit bekannt, die nur eine sehr kleine elektrische Leitfähigkeit aufweist und deren elektrischer Widerstand bestimmt wird. Ein konzentrisches ElektrodeiiDaar wird in Hie

wechselspannung während jeweils 8 bis 12 Sekunden um den Bruchteil von V12 bis V15 Sekunde anschalten.

dielektrische Flüssigkeit eingebracht und mittels eines von einer Nockenscheibe gesteuerten Unterbrechers periodisch an eine Gleichspannungsquelle angeschaltet. Während der Durchschaltung des Unterbrechers fließt durch die Leitfähigkeitsrneßzelle ein von der Gleich S spannung begründeter Strom, der angezeigt und gegebenenfalls aufgezeichnet wird. Bei diesem Meßverfahren wird davon ausgegangen, daß der vom Widerstand und der Kapazität, d. h. der Dielektrizitätskonstanten, des Dielektrikums abhängige Leistungsfaktor bei praktischen Anwendungen und demselben Dielektrikum weitgehend nur von den relativ großen Veränderungen des spezifischen Widerstandes verändert wird. Nach Bestimmung der Kapazität der Widerstandszelle genügt daher eine Gleichspannungswiderstandsmessung ij zur Abschätzung des Leistungsfaktors. Es handelt sich um einen direkten Meßvorgang unter Verwendung der erwähnten getasteten bzw. periodischen Gleichspannung zur Reduzierung von PoJarisationseinflüssen. Eine nach dieser Vorveröffentlichung zusätzlich verwendete » Wechselspannung dient lediglich als Antrieb eines Aufzeichnungsgliedes für den zu bestimmenden Strom.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Leitfähigkeitsmeßvorrichtung der genannten Art zu schaffen, die sich in einfacher Weise zur Leitfähigkeitsbestimmung von gut leitenden Medien oder Flüssigkeiten eignet und bei der Verfälschungen auf Grund auftretender Polarisationserscheinungen vermieden sind.

Die gestellte Aufgabe wird bei einer Leitfahigkeits- jo meßvorrichtung der genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Stromschaltglieder eine Versorgungswechselspannung an- und abschalten und daß das Ausgangssignal ein getastetes Wechselspannungssignal ist. Eine solche Kombination verschiedener Maßnahmen bekannter Verfahren, nämlich der kontinuierlichen Wechselspannungsmessung bei elekirolytischen Flüssigkeiten hoher Leitfähigkeil und der getasteten Gleichspannungsmessung bei dielektrischen Flüssigkeiten geringer Leitfähigkeit, führt zu dem wesentlichen Vorteil, daß auch bei niedrigeren Meßfrequenzen, beispielsweise in der Größenordnung von 50 Hertz, gut leitende, elektrolytische Medien ohne polarisationsbedingte Verfälschungen genau ausgemessen werden können, was ohne eine derartige Tastung der Meßwechselspannung nicht möglich ist. Ferner können die bisher bei Wechselspannungsmessungen verwendeten •euren sowie empfindlichen platinierten Elektroden entfallen und preiswertere sowie geeignetere Kohleelektroden eingesetzt werden.

Die Reduzierung der Zellenpolarisation beruht darauf, daß die Polarisation nur während der Stromflußzeit auftritt und daß die letztere durch die getasteten Stromschaltglieder entsprechend reduziert wird. In den stromfreien Zeiten stellt sich wieder der ursprüngliche unpolarisierte Zustand ein, so daß beispielsweise eine die Leitfähigkeitszelle enthaltende Brücke bis zum nächsten Wechselspannungsimpuls wieder ihren ursprünglichen Einstellpunkt annimmt. Vorzugsweise be trägt deshalb das Aus-Ein-Schaltverhältnis der Stromschaltgliedcr mindestens 1 und vorzugsweise mehr als 10. Um die mit größer werdendem Schaltverhältiiis stets kürzer werdenden Wechselspannungsausgangsimpulse der Leitfähigkeitsmeßglieder sicher und beispielsweise für einen Regelungsvorgang auswerten zu können, sind bei einer Ausführungsform vorzugsweise Glieder zur Impulsverlängerung vorgesehen. Weitere Merkmale ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachfolgend an zeichnerisch dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Leitfühigkcitsmeßgeräics,

F i g. 2 Kurven zur Darstellung der Widerstandsänderungen zwischen den Elektroden der Leitfähigkeitszelle in Abhängigkeit vom Verhältnis derjenigen Zeit, während die Spannung an den Elektroden anliegt, zu der Zeit, während die Spannung nicht anliegt,

F i g. 3 eine schematische Ansicht einer bevorzugten elektrischen Schaltung zum Messen der Leitfähigkeit eines Mediums einschließlich eines Gerätes zur Erzeugung einer pulsierenden Spannung für die Elektroden der Leitfähigkeitszelle und

F i g. 4 eine andere Ausführungsform zur Erzeugung eines pulsierenden Signals für die Elektroden der Leitfähigkeitszelle.

in den Zeichnungen ist mit IO allgemein das Leitfähigkeitsmeßgerät nach der vorliegenden Erfindung bezeichnet. Das Gerät 10 enthält einen Leitfähigkeitsfühler 12, dem von einer Leistungsquelle bzw. Versorgungseinheit 14 Wechselstrom zugeführt wird. Der Leitfähigkeitsfühler 12 stellt einen elektrischen Brükkenfühler dar, wobei in einem Zweig der Brücke ein in F i g. 3 dargestelltes Elektrodenpaar angeordnet ist. das in das leitende Medium eingetaucht ist. Jedoch kann die vorliegende Erfindung auch in Verbindung mit irgendeinem anderen Leitfähigkeitsfühler vom Elektrodentyp durchgeführt werden — beispielsweise sind Leitfähigkeitsmeß- bzw. -fühlkreise unter Verwendung von Spannungsteilern und Widerstands- bzw. Ohmmeterkreisen vom Konstantstromtyp möglich. Wie noch naher beschrieben wird, wird der von der Versorgungseinheit 14 dem Fühler 12 zugeführtc elektrische Strom mittels eines Schalt- bzw. Pulsierkreises 16 geschaltet, so daß die Zeit, während derer den Zellenelektroden Spannung zugeführt wird, vorzugsweise viel kürzer als die Zeit ist, während an den Elektroden keine Spannung anliegt. Das Ausgangssignal des Brückenkreises (d. h. die Variationen am Brückeneinstellpunkt während des Anliegens der geschalteten Spannung an den Zellenelektroden) wird mittels eines Verstärkers 18 verstärkt und dann zur Ausgangssteuerung 20 geleitet. Diese verlängert die kurzen Ausgangsimpulse des Leitfähigkeitsfühlcrs 12, so daß deren Länge ausreichend groß wird, um ein geeignetes Gerät zum Einführen ein oder mehrerer Zusätze in das leitende Medium bzw. in die leitende Lösung sicher betreiben zu können. Die verlängerten Ausgangsimpulse können ferner zum Betätigen einer Alarmstufe, eines Schreibers, eines Aufnahmegerätes oder ähnlicher Glieder verwendet werden.

Es wurde experimentell festgestellt, daß die den Elektroden der Leitfähigkeitszelle zugeführten Impulse weitgehend das Auftreten einer Elektrodenpolarisation und ein dabei entstehendes Verschieben des Einstellpunktes des Brückenkreises verringern. Aus F i g. 2 ergeben sich experimentelle Daten zur Darstellung der Widerstandsstabilisierung an den Elektroden der Leitfähigkeitszelle, wobei diese Stabilisierung mit zunehmend kürzeren Zeitperioden steigt, innerhalb derer den Elektroden Spannung zugeführt wird. In F i g. 2 ist auf der λ'-Achse logarithmisch die Zeit (in Minuten) aufgetragen, während die V-Achse die Leiifähigkeitsimpedanz der Zelle in beliebigen Einheiten wiedergibt. Impedanzänderungen der Leitfähigkeitsz.elle selbst, d. h. ohne Änderung des leitenden Mediums, sind proportio-

nal zur Drift bzw. Verschiebung des Einstellpunktes des elektrischen Brückenkreises.

Die Kurve oder Linie 21 ergibt sich aus den Daten, die bei Anlegen einer konstanten Wechselspannung an ein Paar von in ein gut leitendes Medium eingetauchten Nickelelektroden erzielt werden. Gemäß der Darstellung ergibt sich eine wesentliche Änderung (Abnahme) der Zellenimpedanz insbesondere während der ersten Betriebsstunde. Das führt zu einer anscheinenden Erhöhung der Leitfähigkeit des Mediums, obwohl dieses an sich unverändert ist. Die Kurve 22 stellt eine beobachtete Änderung der Zellenimpedanz in Abhängigkeit von der Zeit dar, wobei die den Zellenelektroden zugeführte Spannung periodisch geschaltet wird und wobei die An- und Ausschaltzeiten der periodisch zugeführten Spannung gleich sind (Schaltverhältnis 1 :1). Im dargestellten Ausführungsbeispiel wurde die Spannung periodisch 2'/2 Minuten an die Elektroden gelegt und für weitere 2'/2 Minuten abgeschaltet Die Kurve 23 stellt eine Änderung der Zellenimpedanz über die Zeit dar, wobei die den Zellenelektroden periodisch zugeführte Spannung nur ein Viertel der Abschaltzeit angelegt wurde (Schaltverhältnis 1 :4). Hierbei wurde die Spannung periodisch 1 Minute lang angelegt und dann während eines 4 Minuten-Intervalls abgeschaltet. Schließlich zeigt die Kurve 24 die Änderung der Zellenimpedanz über die Zeit an, wobei die Spannung zwischen den Zellenelektroden nur ein Zehntel der Zeit der Abschaltung anlag. Hieraus ergibt sich, daß die Änderung (Drift) der Zellenimpedanz in Abhängigkeit von der Zeit abnimmt, wenn die Zeitperiode der Spannungszuführung an die Elektroden abnimmt. Tatsächlich ergibt sich nur eine sehr geringe Änderung der Zellenimpedanz bei der Kurve 24. Bei einer weiteren Abnahme des Verhältnisses der Ein- zur Ausschaltzeit der Spannung (beispielsweise ein Schaltverhäitnis 1 :100) entsteht eine noch geringere Abnahme der Zellenimpedanz von ihrem ursprünglichen Wert. Dementsprechend bleibt der Brückeneinstellpunkt ebenfalls stabil.

In Fig.3 ist eine bevorzugte Leitfähigkeitsmeßeinheit dargestellt. Dabei ist ein Paar von Anschlüssen 30 und 31 an eine Wechselspannungsquelle (nicht dargestellt) für eine Zuführung elektrischer Energie zum Fühlerkreis 12, zum Schalt- bzw. Pulsierkreis 16, zum Verstärker 18 und zum Ausgangssteuerungskreis 20 anschließbar.

Im einzelnen ist der Schaltkreis 16 über eine Leitung 32 an den Anschluß 30 und über eine Leitung 33 an den Anschluß 31 angeschlossen. Ein Kondensator 35 liegt in Reihe mit einer Diode 37 zwischen den Leitungen 32 und 33, um eine ungeregelte Gleichstromquelle für den Schaltkreis 16 zu bilden. Eine Basis 41 eines Unijunction-Transistors 40 führt über die Diode 37 zur Leitung 33, während die andere Basis 42 über einen Widerstand 43 mit der Leitung 32 verbunden ist Ein Emitter 44 des Unijunctions-Transistors 40 ist über einen Widerstand 45 mit der Leitung 32 und über einen Kondensator 49, einen Widerstand 50 und eine Diode 51 mit einer Basis 48 eines NPN-Transistors 47 verbunden. Die Diode 51 und der Widerstand 50 schützen die Basis 48 des Transistors 47 gegen übermäßig große negative Spannungen. Die Kathodenseite der Diode 51 ist ferner über einen Widerstand 46 mit der Leitung 32 verbunden. Die Basis 48 des Transistors 47 führt über einen Kondensator 52 und eine Diosc 37 zur Leitung 33. Ferner ist ein Emitter 53 des Transistors 47 über eine Diode 37 an die Leitung i3 angeschlossen, während ein Kollektor 54 über einen Widerstand 55 zur Leitung 32 führt. Die Transistoren 40 und 47 bilden gemeinsam mit den Widerständen 43,45 und 46 sowie dem Kondensator 49 einen gewöhnlichen astabilen Unijunction-Multivibrator mit einem asymmetrischen Ausgang. Der Widerstand 50 stabilisiert den Unijunction-Transistor 40 und begrenzt dessen Emitterstrom. Der Kollektor 54 des Transistors 47 ist ferner über einen Widerstand 56 mil einer Basis 58 eines NPN-Transistors 57 verbunden. Ein Emitter 59 des Transistors 57 führt über die Diode 37

ίο zur Leitung 33, und ein Kollektor 60 des Transistors 57 ist über eine Diode 61 und einen Widerstand 62 mit einem Gate 64 eines Triac 65 verbunden. Ein erster Hauptanschluß 66 des Triac 65 führt direkt zur Leitung 32 und zum Anschluß 30. Der Transistor 57 und die Widerstände 55 und 56 bilden ein Inverternetzwerk zum Invertieren des rechteckigen Ausgangssignals vom Transistor 47.

Das periodische Wechselspannungsausgangssignal vom Schaltkreis 16 wird der Leitfähigkeitsmeßeinheit 12, dem Triac 65 über einen zweiten Hauptanschluß 70 zugeführt. Gemäß Darstellung enthält die Fühl- bzw. Meßeinheit 12 einen Wechselspannungs-Impedanzbrückenkreis bestehend aus den Widerständen 72, 73, 74 und der Impedanz des leitenden Mediums zwischen den Elektroden 75a und 756 einer Leitfähigkeitszelle 75. Die Einstellung des Potentiometers 80 bestimmt den Normal- oder Einstellpunkt des Brückenkreises, über dem sich die Leitfähigkeitszelle 75 ändert. Vorzugsweise wird dieser Einstellpunkt weitgehend vom Nullpunkt der Brücke getrennt, so daß die nachfolgend beschriebene Steuerwirkung auf derselben Seite vom Brückennull erfolgt.

Die von der Primärwicklung 77 empfangenen Ausgangssignale werden durch Injektion auf die zweite Wicklung 82 des Transformators 78 übertragen. Dieser weist ein Transformations- bzw. Übersetzungsverhältnis von annähernd 1 :10 zwischen der Primärwicklung 77 und der Sekundärwicklung 82 auf, so daß er eine Verstärkung des Ausgangssignals des Brückenkreises

^₀ wie auch eine Isolierung des Brückenkreises von der übrigen Schaltung bewirkt. Über der Sekundärwicklung 82 liegt ein Kondensator 83 zur Entfernung von Einschwingvorgängen im Brückenausgangssignal und zur Kompensation der Kapazität des leitenden Medi-

ums.

Der Transformator 78 koppelt den Ausgang des Brijckenkreises der Fühl- bzw. Meßeinheit 12 an einen Vorspannkreis, der eine Diode 84, eine Zenerdiode 85, einen Widerstand 86 und einen Kondensator 87 enthält.

Gemäß der Darstellung sind eine Anode der Diode 84 mit dem Kollektor 60 des Transistors 57 und seine Kathode mit der Kathode einer Zenerdiode 85 verbunden. Die Anode der Zenerdiode 85 führt zur Sekundärwicklung 82 des Transformators 78. Der Widerstand 86 ist mit demselben Ende der Sekundärwicklung 82 wie die Zenerdiode 85 verbunden und führt zu dem zweiten Hauptanschluß 70 des Triacs 65. Hierdurch ergibt sich ein Schalten des Vorspannkreises durch den Schaltbzw. Pulsierkreis 16, und zwar gleichzeitig mit der Zu-

fühmng elektrischer Energie zur Leitfähigkeitszelle 75. Der Kondensator 87 bildet einen Nebenschluß für den Widerstand 86 und die Zenerdiode 85. Dieser Vorspannkreis bewirkt ein Vorspannsignal, das mit dein Ausgangssignal des Brückenkreises aufsummiert wird, um ein resultierendes Signal zum Ansteuern bzw. Zünden des Vcrslärkcrkreises 18 in Abhängigkeit von der Amplitude des Brückcnausgangssignals in der Weise zu bilden, wie es im IJS-PS 36 80 070 desselben Anmelders

beschrieben ist.

Die aufsummierten Brückenausgangs- und Vorspannsignale werden über ein Paar von Leitungen 95 und % zum Verstärkerkreis 18 geführt, bei dem ein erster Transistor 98 und ein zweiter Transistor 100 als Herkömmliches Darlington-Paar zusammengesetzte! sind, in der Leitung 95 liegen eine Diode 102 und ein Widerstand 103, während ein Widerstand 104 in die Leitung 96 eingeschaltet ist und zur Basis des Transistors 98 führt. Zwischen dem Emitter des Transistors 100 und der Leitung % befindet sich ein Kondensator 107, um alle an der Basis des Transistors 98 erscheinenden Einschwingvorgänge zu unterbinden bzw. kurzzuschließen, die von der periodischen Schaltung des Schalt- bzw. Pulsierkreises 16 herrühren können.

Ein Temperaturkompensationskreis 108 ist vorgesehen, um auftretende Veränderungen der Leitfähigkeit infolge von Temperaturänderungen des leitenden Me diums zu kompensieren. Der Kompensationskreis 108 enthält eine Zenerdiode 109, einen NPN-Transistor 110, einen Widerstand 111, ein Potentiometer 112 und einen Thermistor (nicht dargestellt). Die Basis 114 des Transistors HO liegt zwischen dem Widersland 111 und dem Potentiometer 112. Während der Emitter 115 des Transistors 110 direkt zur Leitung 33 führt, ist der Kollektor 116 am Anschluß 117 mit den Leitungen 95 und 96 verbunden. Parallel zum Transistor 110 liegt die Zenerdiode 109. Der nicht dargestellte Thermistor ist zwischen die Anschlüsse 118 und 119 geschaltet und in das leitende Medium eingetaucht. Er erfaßt die Temperaturänderungen des leitenden Mediums, wobei eine entsprechende Änderung der Spannung an der Basis 114 den Transistor 110 bei einer vorgewählten und durch eine Einstellung des Potentiometers 112 bestimmten Temperatur teilweise anschaltet bzw. au! steuert. Dadurch wird ein Teil des am Kollektor 116 des Transistors JlO erscheinenden Brückenausgangssignals geshuntct. Hierdurch wird eine Temperaturkompensation von ungefähr 2% pro zehntel Grad der ersten 10°C Temperaturabnahme erzielt. Eine größere Kompensation liegt bei einer zusätzlichen Tcmperaturabnahme vor, bis der Transistor 110 das gesamte Briikkenausgangssignal shuntet, was bei einer Temperaturabnahme von ungefähr 20⁰C beginnt. Die Zehnerdiode 109 schützt die Kollektor-Emitter-Sirecke des Transistors 110 vor einer übermäßigen Spannung.

Der Verstärkerkreis 18 ist mit dem Ausgangssteuerkreis 20 über eine Leitung 125 verbunden, die über einen Widerstand 127 zu den Kollektoren der Transistoren 98 und 100 und zu einer Basis 134 eines Unijunction-Transistors 132 führt. Die Leitung 125 ist ebenfalls über einen Widerstand 128 mit einer Leitung 129 und über einen Kondensator 126 mit dem Emitter des Transistors 100 verbunden, der seinerseits zu einer Leitung 33 führt. Die Leitung 129 ist über eine Reihenschaltung aus Widerständen 138, 139 und 140 an die Leitung 33 angeschlossen. Eine Basis 130 des Transistors 132 ist über ein Paar von Widerständen 135 und 137 an die Leitung 33 angeschlossen. Ein Emitter 136 des Transistors 132 führt über einen Widerstand 139 und einen Kondensator 142 mittels einer Leitung 143 zur Leitung 33. Zwischen den Widerständen 135 und 137 liegt eine Basis 148 eines NPN-Transistors 150. Ein Emitter 152 des Transistors 150 führt direJii zur Leitung 33, vährcnd ein Kollektor 153 dieses Transistors mittels einer Leitung 154 über einen Widerstand 155, eine Diode 156 und einen Kondensator 158 zur Leitung 32 geschaltet ist.

Das Ausgangssignal vom Transistor 150 wird an eine herkömmliche Schmitt-Trigger-Anordnung 20a gegeben, die aus; den Transistoren 160 und 162 sowie den Widerständen 163 und 165 besteht. Gemäß Darstellung ist die Basis des Transistors 160 über ein Paar von Widerständen 167 und 168 an die Leitung 32 angeschlossen. Eine Leitung 169 führt von der Verbindung zwischen den Widerständen 167 und 168 zur Leitung 154. Ein Kollektor 170 des Transistors 160 ist über

ίο einen Widerstand 163 an die Leitung 32 und direkt an eine Basis 1172 des Transistors 162 angeschlossen. Der Kollektor 174 des Transistors 162 führt über einen Widerstand 165 zur Leitung 32. Die Emitter 176 und 178 der Transistoren 160 und 162 sind miteinander verbunden. Ein Widerstand 180 und eine Diode 181 sind in der Leitung 182 angeordnet und verbinden die Emitter 176 und 178 mit der Leitung 33. Ein Kondensator 184 in einer Leitung 185 ist zwischen die Leitungen 182 und 32 geschaltet, um eine Filterung für die Schmitt-Trigger-Anordnung 20a zu bilden. Die Widerstände Io3, 165,167,168 und 180 sind vorzugsweise so gewählt, daß eine Differenz von 10 Volt an der Basis 166 des Transistors 160 erforderlich ist, um den Schmitt-Trigger 20a zu schalten.

Das Signal am Kollektor 174 des Transistors 162 wird mittels einer Leitung 186 über einen Widerstand 187 zu einer Basis 188 eines PNP-Transistors 189 geleitet. Ein Kollektor 190 des Transistors 189 ist über einen Widerstand 191 mit der Leitung 182 und über einen Kondensator 192 mit der Leitung 185 verbunden. Schließlich ist ein Emitter 193 des Transistors 189 mit einem Gate 195 eines Triac 196 verbunden. Ein erster Hauptanschluß 197 des Triac 196 führt direkt zur Leitung 82. Ein zweiter Hauptanschluß 198 des Triac 1% ist mit einem Anschluß 200. einem Lichtkolben oder einer Glühbirne 20t. einem Widerstand 202, einer Diode 203 und einem Anschluß 205 verbunden, der seinerseits zur Leitung 33 führt. Eine externe Last (beispielsweise eine Magnetspule eines Gerätes zum Betrieb eines Stoffeinspritzsystems, eine Alarmstufe, ein Aufzeichnungs- oder ähnliches Gerät) liegt zwischen den Anschlüssen 200 und 205. Parallel zum Triac 196 liegt ein Kondensator 208 zum Unterdrücken der Einschwingvorgänge von induktiven äußeren Belastungen Die Gleichspannungsansteuerung des Triac 196 wird über den Transistor 189 und den Widerstand 191 erzielt. Die Diode 203 und der Widerstand 202 bilder eine 12-Volt-Spannungsversorgung für die Belastung;, anzeige 201.

Schließlich ist eine Gleichspannungsversorgung füi den Temperaturkompensationskreis 108. den Verstär kerkreis 18 und den Ausgangssteuerkreis 20 vorgese hen. Dieser Versorgungskreis enthält eine Diode 2\\ und einen Kondensator 213, die in einer die Leitungei 32 und 33 verbindenden Leitung 214 liegen. Ein Wider stand 215 und eine Zenerdiode 217 sind in einer Lei tung 218 angeordnet und liegen parallel zum Konden sator 213. Die Leitung 129 ist zwischen dem Wider stand 215 und der Zenerdiode 217 mit der Leitung 211 verbunden. Eine Leitung 220 ist mit der Leitung 21! und über einen Widerstand 221 sowie einen Wider stand 111 mit der Basis 114 des Transistors 110 verbun den. Eine Zenerdiode 225 liegt parallel zu den Wider ständen Hl und 112 (und dem Thermistor) und sorg für eine Filterung des Temperaturkompensationskrei ses 108. Die Zenerdiode 225 wird mittels des Begrer zungswiderstandcs 221 gegen einen übermäßig große Strom geschützt. Die Zenerdiode 217 sorgt für dieselb

■ 609 60878:

Funktion beim Pulssteuerkreis 20 und weist zur Strombegrenzung einen Begrenzungswiderstand 215 auf.

Die Arbeitsweise des obigen Kreises kann wie folgt beschrieben werden. Bei einer Zuführung von Wechselspannung an die Anschlüsse 30 und 31 verbleiben der Unijunction-Transistor 40 in seinem nichtleitenden und der Transistor 47 in seinem leitenden Zustand, bis der Kondensator 49 dem Unijunction-Emittcr die Schaltspitzen- bzw. peak-poinl-Spannung zuführt. Die Ladezeit ist im wesentlichen durch die Werte des Wider-Standes 43 und des Kondensators 49 bestimmt. Wenn der Kondensator 49 die Emitter- peak-pont-Spannung erreicht, wird der Transistor 40 in seinen leitenden Zustand umgeschaltet, wodurch sich der Kondensator 49 über die Emitter-Basis-Strecke 41 des Transistors 40 entlädt. Hierdurch ergibt sich ein negativer Impuls an der Basis 48 des NPN-Transistors 47, wodurch dieser in seinen nichtleitenden Zustand so lange umgeschaltet wird, bis sich der Kondensator 49 über den Widerstand 67 bis auf eine Spannung entladen hat, bei welcher die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 60 erneut durchgeschaltet wird, wodurch der nächste Zyklus beginnt. Die Zeitdauer, während derer der Transistor 47 in seinem nichtleitenden Zustand bleibt, wird im wesentlichen durch die Werte des Widerstands 46 und des Kondensators 49 bestimmt. Der Transistor 57 arbeitet als Inverter für das Ausgangssignal des Transistors 47, wobei im leitenden Zustand des Transistors 57 eine Gleichspannungssteuerung bzw. ein Antrieb für den Triac 64 über die Diode 61 und den Widerstand 62 gebildet wird, was zum Schalten des Triac 64 in seinen leitenden Zustand führt, wodurch eine Wechselspannung zum elektrischen Brückenkreis geliefert wird. Bei den oben angegebenen Werten der einzelnen Schaltungskomponenten wird dem Brückenkreis während einer V15 bis Vu Sekunde (das sind 4 bis 5 Zyklen) bei jedem 8- bis 12-Sekunden-Zeitintervaii ein Eingangssignal zugeleitet. Dadurch entsteht zwischen den Elektroden 175 a und 175i> der Leitfähigkeitszelle 175 periodisch eine Wechselspannung während einer relativ kurzen Zeitspanne. Bei der bevorzugten Ausführungsform beträgt das Verhältnis der Zeit der Spannungsanschaltung an die Leitfähigkeitszelle 175 zur Zeit der Spannungsabschaltung ungefähr 1 :100. Selbstverständlich können auch andere Verhältnisse gewählt werden.

Wie in dem erwähnten US-PS 36 80 070 beschrieben ist, bildet der Vorspannkreis, der die Diode 84, die Zenerdiode 85, den Widerstand 86 und den Kondensator 87 enthält, einen Vorspannpegel, der größer als der notwendige Signalpegel ist, um den Verstärker 18 in seinen leitenden Zustand zu schalten, wenn immer der Schalt- bzw. Pulsierkreis 16 ansteuert. Jedoch wird das Ausgangs- oder Steuersignal vom Brückenkreis mit diesem Vorspannpegel aufsummiert. Der Einstellpünkt der Brücke wird so gewählt, daß das Steuersignal normalerweise den Vorspannpegel aufhebt und, wenn die Leitfähigkeit des leitenden Mediums abnimmt, in der Amplitude abnimmt, um den Verstärker 18 mit dem Vorspannsignal in seinen leitenden Zustand schalten zu können.

Bevor der Verstärkerkreis 18 in seinen leitenden Zustand geschaltet wird, wird der Kondensator 142 über den Widerstand 138 geladen. Die Widerstände 139 und begrenzen die Ladung des Kondensators 142 so. daß die Spannung am Emitter 136 des Transistors i32 ein wenig unter der Trigger-Spannung des Transistors liegt. Wenn jedoch der Verstärker 18 in seinen leitcn-

den Zustand geschaltet wird, nimmt die Spannung ar der Basis 134 des Unijunction-Transistors 132 ab, wo durch der Transistor 132 leitend wird. In diesem Zu stand entlädt sich der Kondensator 142 über die Wider stände 139,135 und 137, wobei das sich ergebende Aus gangssignal der Basis 148 des Transistors 150 zugeführ wird und eine solche Amplitude aufweist, daß es der Transistor 150 in seinen leitenden Zustand schaltet. Be Verwendung der oben angegebenen Werte der ver schiedenen Schaltungskomponenten entsteht ein Im puls ausreichender Größe und Dauer, um den Transi stör 150 während ²/3 Halbzyklen bzw. Halbwellen ir seinem leitenden Zustand zu halten. Der Kondensatoi 126 an der Leitung 33 und der Widerstand 128 integrie ren das Verstärkerausgangssignal und verhindern eir Durchschalten des Transistors 150 in seinen leitender Zustand nahe der Abschaltspannungen der Transisto ren 98 und 100. Die Diode 156 verhindert ein Laden de; Kondensators 156 über die Basis-Kollektor-Strecke de: Transistors 150.

Bei nichtleitendem Transistoi 150 ist der Transistoi 160 über die Widerstände 167 und 168 in seinen leiten den Zustand vorgespannt, während der Transistor 16: in seinen nichtleitenden Zustand vorgespannt ist. Wenr jedoch der Transistor 150 gemäß der obigen Beschreibung durchgeschaltet wird, entlädt sich der Kondensator 158 über den Strombegrenzungswiderstand 155 unc die Diode 156, wodurch die Spannung an der Basis 16f des schaltenden Transistors 160 abgesenkt wird, wa; entsprechend zu einem Durchschalten des Transistor; 162 in seinen leitenden Zustand führt. Wenn dann dei Transistor 150 erneut in seinen nichtleitenden Zustand geschaltet wird, entlädt sich der Kondensator 158 übei den Widerstand 167 unter Vergrößerung der Spannung an der Basis 166 des Transistors 160, bis der Transistor 160 in seinen leitenden Zustand zurückkehrt und dei Transistor 162 gesperrt wird. Bei den angegebener Schaltungswertcn beträgt die Entladungszeit des Kondensators 158 ungefähr 20 Sekunden. Daher wird der Transistor 162 für eine Zeitdauer im leitenden Zustand gehalten, während derer zumindest zwei aufeinanderfolgende AC-Eingangsimpulse von dem Schalt- bzw Kulsierkreis 16 zur Leitfähigkeitszelle 75 geleitet wer-

Schließlich wird der Treibertransistor 189 in seinen leitenden Zustand durchgeschaltet, wenn immer der transistor 162 leitet, wodurch eine Gleichstrom-Ansteuerung an das Gate 195 des Triac 196 geliefert wird Im leitenden Zustand des Triac 196 liegt zwischen den Anschlüssen 200 und 205 eine Spannung an, um damit eine angeschlossene äußere Belastung zu betreiben. LMe Belastungsanzeige 201 ist auch während dieses ^eitintervalls beleuchtet. Bei den angegebenen Schaltungswerten hegt zwischen den Anschlüssen 200 und ^"J eine Spannung während einer Minimalperiode von μ bekunden bzw. länger an, wenn immer die Ausgangsimpulse vom Leitfähigkeitsfühler 12 eine ausreichende Größe aufweisen, um den Verstärker 18 in der beschriebenen Weise zu schalten.

Zahlreiche alternative Mittel stehen zur Verfügung, um den dem Brijckenkreis zugeführten Strom zu schal-' "· ^{so daß die} Spannung an den Elektroden 75a und f*D der Leitfähigkeitszelle 75 periodisch nur während eines kurzen Zeitintervalls anliegt. Ein derartiger Kreis ist in l· ig.4dargestellt. Bei dieser Ausführungsform ist eine nicht dargestellte 24-Volt-Wechselspannungsquelie mit einem Paar von Anschlüssen 226 und 227 verbuncK-n, die ihrerseits zu elektrischen Leitungen 228 und

229 führen. In der Leitung 229 liegt eine Diode 230, wobei ein Kondensator 231 und eine Zenerdiode 232 eine Spannung von 20 Volt an einen nachfolgend beschriebenen Schalt- bzw. Impulskreis liefern. Gemäß der Darstellung sind der Kondensator 231 und die Zenerdiode 232 zwischen den Leitungen 228 und 229 parallel angeordnet. Ein Widerstand 233 in der Leitung 229 wirkt als Strombegrenzungswiderstand für die Zenerdiode 232. Ein Widerstand 234, ein Potentiometer 235 und ein Kondensator 236 liegen in Reihe in einer sich zwischen den Leitungen 228 und 229 erstreckenden Leitung 237. Eine Basis 238 eines Transistors 240 führt mittels einer Leitung 239 über einen Widerstand 241 zur Leitung 237 an die Verbindungsstelle zwischen dem Potentiometer 235 und dem Kondensator 236. Ein Emitter 242 des Transistors 240 führt direkt zur Leitung 229, während ein Kollektor 244 über einen Widerstand 246 und einen Kondensator 248 zur Leitung 228 führt. Der Kollektor 244 ist ebenfalls mit einem ersten Anschluß 250a einer elektrischen Magnetspule 250 verbunden. Ein zweiter Anschluß 2506 der Magnetspule 250 führt direkt zur Leitung 228. Ein Widerstand 252 ist mit einem Ende mit der Leitung 239 und mit dem anderen Ende über einen Schalter 255 mit der Leitung 229 verbunden. Die Magnetspule 250 betätigt den Schalter 255, der in seine Schließposition gelangt, wenn die Magnetspule beeinflußt wird. Die Magnetspule 250 betätigt ferner einen Schalter 260, der sich normalerweise in seiner Schließposition befindet, um die Elektroden 75a und 75£>der Leitfähigkeitszelle 75 zu shunten.

Beim Bei ieb wird eine 24-Volt-Wechselspannungsquelle mit den Anschlüssen 226 und 227 verbunden, wodurch der Kondensator 236 geladen wird, bis die Spannung an der Basis 238 des Transistors 240 einen ausreichend positiven Wert hat, um den Transistor 240 in seinen leitenden Zustand zu schalten. Die bis zurr Schalten des Transistors 240 verstreichende Zeit wire im wesentlichen d;;rch die Werte des Kondensators 23t und der Widerstände 234 und 235 bestimmt. Beim Um schalten des Transistors 240 in seinen leitenden Zu stand wird die Magnetspule 250 beeinflußt bzw. ange schaltet, die ihrerseits den Schalter 255 schließt und der Schalter 260 öffnet. Bei geschlossenem Schalter 25f entlädt sich der Kondensator 236 über den Widerstanc 252, wodurch der Kreis für den nachfolgenden Zyklu; zurückgesetzt wird. Zusätzlich wird bei geöffneterr Schalter 260 der Leitfähigkeitszelle 75 Spannung züge führt, wodurch sich in der zuvor beschriebenen Weis« ein Ausgangssignal vom Briickenkreis ergibt. Dk Schalter 255 bzw. 260 bleiben geschlossen bzw. geöff net, bis sich der Kondensator 236 über den Widerstanc 252 so weit entladen hat, daß die Basis 238 des Transi stors 240 in bezug auf den Emitter 242 ausreichend ne gativ ist, um den Transistor 240 in seinen nichtleitender Zustand umzuschalten. Nach dem Umschalten entlädi sich der Kondensator 248 über de.i Widerstand 246 unc die Magnetspule 250, bis die Spannung über den Anschlüssen 250a und 250b der Magnetspule 250 niehl mehr ausreicht, um die Schalter 255 bzw. 260 geschlos sen bzw. geöffnet zu halten. Daher wird durch eine Auswahl der Schaltungswerte für den Kondensator 236 und die Widerstände 234 und 235 die Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Durchschaltungen des Transistors 240 bestimmt, wobei eine Auswahl der Werte des Kondensators 248 und des Widerstands 24i die Zeitdauer festlegt, während derer zwischen der Elektroden 75a und 75£> der Leitfähigkeitszelle 75 nach dem Durchschalten des Transistors 240 eine Spannung anliegt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Die Erfindung betrifft eine Leitfähigkeitsmeßvorrichtung zum Bestimmen der Leitfähigkeit eines elektrisch leitenden Mediums unter Vermeidung von Polarisationsfehlern, wobei eine Leitfähigkeitszelle mit einer S Elektrodenanordnung in das Medium eintauchbar sowie mittels Stromschaltgliedern periodisch an eine Versorgungspannung anschaltbar ist und wobei die Elektrodenanordnung ein der Leitfähigkeit entsprechendes Ausgangssignai erzeugt. In sehr vielen Anwendungsbereichen und beispielsweise für Regelungszwecke ist es erforderlich, die Leitfähigkeit eines elektrisch leitenden Mediums so zu bestimmen, daß keine gravierenden Fehler auf Grund des Polarisationseffektes auftreten. Grundsätzlich sind zwei und daß das Ausgangssignaf ein getastetes Wech- 15 Arten von Leitfähigkeitsmeßgliedern verwendbar, selspannungssignal ist. nämlich solche vom elektrischen Brückentyp mit be sonders großer Genauigkeit sowie Stabilität und direkt messende Leitfähigkeitsmeßglieder mit einer direkten Anzeige der gemessenen Größe. Hierbei werden Leitfähigkeitszellen mit zwei in einem bestimmten Abstand in einer Isolationskammer angeordneten Metallplatten oder Elektroden benutzt, wobei die Isolationskammer eine Isolation eines Bereiches des leitenden Mediums bewirkt und der gemessene Widerstand unabhängig vom Probenvolumen wird. Die mit den Polarisationseinflüssen verbundenen Probleme derartiger mit Wechselspannung betriebener Leitfähigkeitsmeßvorrichtungen wirken sich besonders nachteilig bei dem an sich sehr genauen, bereits er- längerungsglieder für die verstärkten Ausgangsim- 30 wähnten Brückentyp aus, da bei der Polarisation der pulse. Elektroden eine Ablagerung eines gasförmigen Filmes 6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekenn- auf jeder Elektrode erfolgt, was zu einer Drift des zeichnet, daß mit dem Brückenkreis elektrisch an- Brückeneinstellpunktes sowie zu einer ungenauen Abschließbare Vorspannglieder (84,85, 86) zum Erzeu lesung insbesondere beim Ausmessen gut leitender Megen eines dem Brückenausgangssignal aufsummier- 35 dien führt. Zum Reduzieren derartiger Polarisationseinten Vorspannungssignals zwecks Triggerung der flüsse sind verschiedene Maßnahmen bekannt, und es können beispielsweise relativ klein gehaltene sowie mit einer Ablagerung aus Platinruß beschichtete Elektroden verwendet werden. Abgesehen von einer sich hier- die Vorspannglieder mit den Slromschaltgliedern 40 durch ergebenden nur kurzzeitigen Besserung sind mit (16) verbunden sind. diesen Maßnahmen dauernde Wartungs- und Erneue rungsarbeiten erforderlich. Auch kann zur Reduzierung der Polarisationseinflüsse die Meßfrequenz beispielsweise auf 1000 bis 3000 Hertz erhöht werden, was insbesondere dann erforderlich ist, wenn Medien mit großer Leitfähigkeit, d. h. kleine Widerstände, ausgemessen werden. Eine solche Frequenzerhöhung führt jedoch zu erheblichen Problemen und vor allem kapazitiv bedingten Störeinflüssen. So Im US-PS 25 42 057 ist eine Leitfähigkeitsmeßvorrichtung zur Bestimmung der Leitfähigkeit eines Elektrolyten beschrieben, bei der zwar der Meßfehler infolge einer Zellenpolarisation eliminiert ist, die jedoch wegen ihrer extrem aufwendigen Ausbildung nur einen Patentansprüche:

1. Leitfähigkeitsmeßvorrichtung zum Bestimmen der Leitfähigkeit eines elektrisch leitenden Mediums unter Vermeidung von Polarisationsfehlern, wobei eine Leitfähigkeitszeüe mit einer Elektrodenanordnung in das Medium eintauchbar sowie mittels Stromschaltgliedern periodisch an eine Versorgungsspannung anschaltbar ist und wobei die Elektrodenanordnung ein der Leitfähigkeit entsprechendes Ausgangssignal erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromschaltglieder (16) eine Versorgungswechselspannung an- und abschalten