DE2303197C3 - Drehzahlregler - Google Patents

Description

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derart anzutreiben, daß die relativen Drehzahlabwei- drift usw. auf die Bctrieb^rehzahl vermieden. Ein chungen zumindest im zeitlichen Mittelwert praktisch besonderer Vorteil ist ein so geringer Leistungsververschwinden. Ähnliche Forderungen werden auch brauch, daß sowohl die Information als auch die Bebei anderen industriellen Anwendungen gestellt, und triebsleistung für den Regler aus einem Eingangseine genaue Drehzahlregelung ist ferner bei Not- 5 signal begrenzter Amplitude gewonnen werden kann. Stromversorgungen für Laboratorien und andere An- Außerdem werden störende Einflüsse von Störsignalen lagen erforderlich, bei denen die Frequenz eines elek- oder von Oberwellenkomponenten des Eingangstrischen Signals oder die Drehzahl einer rotierenden signals auf ein Minimum herabgesetzt.
Welle genau geregelt werden muß. Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfin-Bei vielen Anwendungen dieser Art ist es zweck- io dung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet, mäßig oder wünschenswert, die geregelte rotierende Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Welle als Leistungsquelle für das Regelsystem zu ver- Erfindung an Hand der Zeichnung näher erläutert; wenden. Bei der elektrischen Installation eines Flug- es zeigt

zeuges stellt es z. B. einen erheblichen Vorteil dar, F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Drehzahlreglers

wenn keinerlei getrennte Leistungsquelle benötigt 15 für eine Antriebsmaschine, auf den die Erfindung

wird. Für viele Anwendungen ist es ebenfalls beson- Anwendung finden kann,

ders wünschenswert, einen Präzisionsdrehzahlregler F i g. 2 ein vereinfachtes Schaltbild eines elektronizur Verfügung zu haben, der einen geringen Leistungs- sehen Präzisions-Drehzahlreglers gemäß einem Ausbedarf hat, so daß er mit einer Leistungsversorgung führungsbeispiel der Erfindung,
betrieben werden kann, die ihrerseits durch die be- ao F i g. 3 ein Schaltbild eines elektronischen Präzigrenzte Ausgangsleistung eines Signalgenerators ge- zions-Drehzahlreglers gemäß einem derzeit bevorspeist werden kann, der die Drehzahlinformation für zugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
den Regler liefert. F i g. 4 Kennlinien einer Frequenzbezugsschaltung, Aus der US-PS 3 513 324 ist eine Frequenzregel- die in den Drehzahlreglern gemäß F i g. 2 und 3 Verschaltung der eingangs genannten Art für einen as wendung findet,

Wechselstromgenerator bekannt, bei der ein aus der F i g. 5 eine graphische Darstellung der relativen Generatorausgangsleistung gewonnenes Signal ein Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz-Servosystem für eine den Generator antreibendt abweichung für den Betriebsbereich der Drehzahl-Dieselmaschine steuert. Zusätzlich wird das Servo- regler gemäß F1 g. 2 und 3,

system von einer Frequenzregeleinheit gesteuert, in 30 F i g. 6 eine graphische Darstellung des Verlaufes

welcher ein Ausgangssignal des Generators nach einer verschiedener Signale, wie sie beim Betrieb eines

Phasenverschiebung um 90° einem frequenzselek- Synchrondemodulator im Drehzahlregler gemäß

tiven Verstärker zugeführt wird, dessen Ausgangs- F i g. 3 bei einer vorgegebenen Betriebsfrequenz auf-

signal sich phasenmäßig bei Frequenzschwankungen treten, und

ändert und zusammen mit seinem invertierten Wert 35 F i g. 7 eine F i g. 6 ähnliche Darstellung des zeitvon einem phasenempfindlichen Gleichrichter ausge- liehen Verlaufes von Signalen, wie sie bei einer vorwertet wird. Da die bekannte Schaltung nur mit gegebenen Frequenzabweichung auftreten,
sinusförmigen Schwingungen arbeitet, die vom Aus- F i g. 1 zeigt in einer Blockdarstellung eine Kraftgangssignal des Wechselstromgenerators abhängig anlage 10, bei der der Drehzahlregler gemäß der sind, und da zunächst eine Phasenverschiebung von *o Erfindung Anwendung finden kann. Die Kraftanlage 90° nur bei einer gegebenen Frequenz möglich und 10 enthält eine drehzahlveränderliche Antriebsfür eine Phasenvariation eine gesonderte Schaltung maschine ί 1, welche einen Hydraulikmotor mit einem notwendig ist, bereitet eine genaue und gleichmäßige mechanischen Überdrehzahl-Abschaltventil enthalten Regelung Schwierigkeiten. kann, welcher mit einem zur Veränderung der Dreh-Aus der US-PS 3 305 723 ist ferner ein Drehzahl- 45 zahl dienenden elektrohydraulischen Servoventil ausregier für eine Kraftanlage bekannt, bei dem zur gerüstet ist. Das zur Drehzahländerung dienende Drehzahlkonstanthaltung eine Steuergleichspannung Servoventil ist in Fig. 1 getrennt als Drehzahlstellerzeugt wird, die sich als Differenz zwischen den Aus- vorrichtung 15 dargestellt. Ein Hydraulikmotor diesel gangsspannungen von zwei Gleichrichterbrücken in Art hat eine kontinuierlich veränderbare Verdränentsprechenden Sekundärkreisen eines Transforma- 50 gung, welche durch das Servoventil bestimmt wird, tors ergibt, der primärseitig von einem Tachogene- Die Verwendung eines Hydraulikmotors dieser Ar! rator gespeist wird. Auch dieser bekannte Drehzahl- mit veränderbarer Verdrängung verringert Überregler arbeitet für viele Anwendungsfälle zu ungenau. hitzungsprobleme und Druckmittelbedarf in einem Aufgabe der Erfindung ist, einen einfachen elek- großen Drehzahlbereich beträchtlich, während dei tronischen Drehzahlregler anzugeben, der mit höherer 55 Motor mit konstanter Drehzahl betrieben wird, und Genauigkeit als bisher und symmetrisch bezüglich ergibt eine vorteilhafte primäre Antriebsmaschine füi einer gewählten Betriebsfrequenz arbeitet. die Verwendung im elektrischen Bordsystem eines Die Erfindung löst diese Aufgabe durch den im Flugzeugs und anderen Anwendungen, bei dener Patentanspruch 1 angegebenen Drehzahlregler. hohe Genauigkeit und Zuverlässigkeit über lange

Die Erfindung hat den Vorteil, daß der sehr genau 60 Zeiten gefordert werden.

arbeitende Regler zur direkten Bestimmung der Dreh- Als Antriebsmaschinell kann selbstverständlich

zahl nur eine einfache Phasenverschieberschaltung auch eine ganz andere. Einrichtung verwendet werder

benötigt, in der eine optimale Wahl zwischen Emp- als der obenerwähnte Hydraulikmotor veränderliche]

findlichkeit und Bandbreite des Ansprechverhaltens Verdrängung. Die Antriebsmaschine 11 kann ζ. Β

getroffen werden kann. Das Ansprechverhalten ist 65 ein Elektromotor veränderbarer Drehzahl sein, dei

symmetrisch, d. h. ohne Unterschied für Zu- und Ab- durch eine konventionelle Leistungsquelle gespeis

nähme der Frequenz. Ferner werden unerwünschte wird, wobei dann die Drehzahlstellvorrichtung 15 eir

Sekundäreinflüsse von Eichvorgängen, Arbeitspunkt- elektrisches Stellglied enthalten kann, das mit dei

Feldwicklung des Motors verbunden ist. Die Antriebsmaschinell kann ferner ein regelbares Getriebe enthalten, das mit irgendeiner mechanischen Antriebsvorrichtung verbunden und mit einer von einem elektrischen Signal gesteuerten Drehzahlstellvorrichtung ausgerüstet ist, die das Übersetzungsverhältnis verstellt. In allen Fällen dient die Antriebsmaschine

11 zum Antrieb einer Welle 12 (Ausgangswelle) und ist mit einer Drehzahlsteilvorrichtung 15 ausgerüstet, die durch ein elektrisches Signal gesteuert wird, um die Drehzahl der Welle konstant zu halten.

Die Welle 12 der Antriebsmaschine 11 treibt einen Wechselspannungsgenerator 13 an. Bei manchen Anwendungen kann der Wechselspannungsgenerator 13 einen konventionellen rotierenden Generator enthalten, der eine erhebliche Leistung abzugeben vermag, wie in der elektrischen Anlage eines Flugzeugs, in einem stationären Wechselspannungsnetz und vergleichbaren anderen Anwendungen. Wenn die Welle

12 jedoch nicht zum Antrieb einer elektrischen Maschine, sondern einer mechanischen Last dient, kann es sich beim Wechselspannungsgenerator 13 um einen kleinen Hilfsgenerator handeln, der ausschließlich für die Zwecke der Regelung vorgesehen ist. Der Wechselspannungsgenerator 13 kann sogar aus einem durch die Welle 12 betätigten einfachen Magnet und einer Aufnehmerspule bestehen, wie sie bei Tachometern und anderen Drehzahlgebern üblich sind. Als Wechselspannungsgenerator 13 kann praktisch jeder einfache Wandler verwendet werden, der ein Ausgangssignal liefert, dessen Frequenz von der Drehzahl der Welle 12 abhängt.

Die Ausgangsspannung des Generators 13, die hier als primäres elektrisches Signal angesehen werden kann und als Drehzahlistwertsignal bezeichnet werden soll, wird einem sehr genau arbeitenden elektronischen Regler 14 zugeführt, der ein elektrisches Steuersignal erzeugt, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der Frequenz des Drehzahlistwertsignals ändert. Dieses Steuersignal ist eine veränderliche Gleichspannung, die der Drehzahlstellvorrichtung 15 zugeführt wird, um die Drehzahl der Welle 12 der Antriebsmaschine 11 konstant zu halten. Der elektronische Regler 14 stellt im wesentlichen den Gegenstand der vorliegenden Erfindung dar, wie im folgenden erläutert wird. Bei der in F i g. 1 dargestellten Anlage ist mit dem Wechselspannungsgenerator 13 außerdem eine Stromversorgung 16 gekoppelt, die aus dem Drehzahlistwertsignal vom Wechselspannungsgenerator 13 Betriebsspannungen für den elektronischen Regler erzeugt.

Der elektronische Regler 14 ist in F i g. 2 vereinfacht dargestellt, an Hand deren das Arbeitsprinzip des Drehzahlreglers gemäß der Erfindung erläutert werden soll. Der in Fig. 2 dargestellte Regler 14 enthält zwei Eingangsklemmen 21 und 22, denen das primäre Wechselspannungssignal, also das Drehzahlistwertsignal vom Wechselspannungsgenerator 13 (Fig. 1) zugeführt ist. Die Klemme 21 ist mit dem einen Anschluß eines Eingangswiderstandes 23 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einer Eingangsklemme 31 eines Operationsverstärkers 24 verbunden ist, der zu einem Phasenschiebernetzwerk 25 gehört. Der Operationsverstärker 24 ist ferner mit der anderen Eingangsklemme 22 verbunden und hat eine Ausgangsklemme 26, die an eine Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 angeschlossen ist.

Die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 enthält ein überbrücktes T-Kerbfilter mit zwei Kondensatoren 28 und 29, die in Reihe zwischen die Ausgangsklemme 26 des Operationsverstärkers 24 unc die Eingangsklemme 31 geschaltet sind. Der Verbindungspunkt der Kondensatoren 28 und 29 ist übet einen Widerstand 32 mit der Eingangsklemme 22 des Reglers verbunden. Ein weiterer Widerstand 33 isl den beiden Kondensatoren 28 und 29 parallel geschaltet. Die Kennlinie des durch die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung gebildeten Kerbfilters hai bei einer vorgegebenen Betriebsfrequenz eine scharfe Spitze, so daß sich für das Phasenschiebernetzwerk 25 eine entsprechende Kennlinie ergibt, die eine ähnliche, iedoch invertierte Spitze aufweist. Das überbrückte T-Kerbfilter hat besonders zweckmäßige Betriebseigenschaften, selbstverständlich können auch andere Filterschaltungen verwendet werden.

Der in Fi g. 2 dargestellte Regler 14 enthält ferner einen Synchrondemodulator 34 mit einem Transistor

λο 35, dessen Emitter mit der Eingangsklemme 22 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 35 ist mit der Ausgangsklemme 26 des Operationsverstärkers 24 über eine sperrende Diode 36 verbunden. Außerdem ist der Kollektor des Transistors 35 über einen Wider-

»5 stand 37 mit einer Betriebsspannungsquelle B + verbunden. Die Basis des Transistors 35 ist mit dem Ausgang eines Schaltsignalgenerators 38 verbunden, dessen Eingang an die Eingangsklemme 21 für das Drehzahlistwertsignal angeschlossen ist.

Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 34 wird von einer Klemme 39 am Kollektor des Transistors 35 abgenommen und einer Filter- und Verstärkerschaltung 41 zugeführt. Mit der Filter- und Verstärkerschaltung 41 sind Ausgangsklemmen 43 und 44 verbunden, die ihrerseits an die Drehzahlstellvorrichtung 15 (Fig. 1) angeschlossen sind.

Im Betrieb erzeugt der Schaltsignalgenerator 38 ein Schaltsignal mit im wesentlichen rechteckiger Schwingungsform mit einer Betriebsfrequenz, die der des Drehzahlistwertsignals 45 entspricht. Das rechteckwellenförmige Schaltsignal wird der Basis des Transistors 35 zugeführt, der als elektrischer Schalter arbeitet. Das Schaltsignal schaltet also den den Transistor 35 enthaltenden elektronischen Schalter in abwechselnden Halbwellen entsprechend den abwechselnden Halbwellen des Drehzahlistwertsignals an den Eingangsklemmen 21 und 22 ein und aus.

Die Phase des das Drehzahlistwertsignal 45 enthaltenden Eingangssignals wird durch das Phasen-Schiebernetzwerk 25 bei einer Betriebsfrequenz, die durch die Impedanzen der Kondensatoren 28 und 29 und der Widerstände 32 und 33 in der Phasenschieber-Rückkopplungsschalrung bestimmt wird, um 90° verschoben. Die Phasenverschiebung ist genau 90° bei der gewünschten Betriebsfrequenz (Sollfrequenz) des Drehzahlistwertsignals 45 und ändert sich monoton, wenn die Betriebsfrequenz von der Sollfrequenz abweicht. De; Synchrondemodulator 34 ist eine einfache Schaltung dieser Gattung; das Phasenschiebernetzwerk 25 und der Synchrondemodulator 34 bilden also zusammen einen vollständigen Frequenzdiskriminator.

Die Schwingungsform des eigentlichen Eingangssignals des Synchrondemodulators 34 ist in F i g. 2 durch die Kurve 46 dargestellt, während eine Kurve 47 die Schwingungsfonn des Demodulatorausgangssignals vor der Filterung zeigt. Der Verlauf des Schaltsignals, das zu dem Demodulatorauseanes-

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signal 47 gehört, ist durch eine gestrichelte Linie 48 Widerstand R9 mit der Basis des dritten Transistor;

dargestellt. Man sieht, daß das eigentliche Ausgangs- Q 3 verbunden. Die Basis des Transistors β 3 ist fer

signal 47 nur während jeder zweiten Halbwelle des ner über einen Widerstand R12 an die Spannung C-Schaltsignals 48 und damit während jeder zweiten angeschlossen. Der Emitter des Transistors β 3 lieg

Halbwelle des Drehzahlistwertsignals 45 erzeugt wird. 5 an Masse, und der Kollektor ist über einen Wider

Während der Halbwellen, in denen der Transistor 35 stand R13 an B + angeschlossen. Zwischen den KoI

des Synchrondemodulator gesperrt ist, entspricht die lektor und die Basis des Transistors β 3 ist ein Ge

Kurve 47 dem Wechselspannungsausgangssignal des genkopplungswiderstand R11 geschaltet. Der KoI Phasenschiebernetzwerks 25 während dieses Inter- lektor des Transistors β 3 bildet eine zweite Aus

valls und der Mittelwert ist der gleiche, der ohne »o gangsklemme 26 B des Phasenschiebernetzwerks 25 A

Wechselspannungssignal am Ausgang des Phasen- Der Kollektor des Transistors Q 3 ist mit der Basil

Schiebernetzwerks 25 auftreten würde. In den ab- des vierten Transistors β 4 des Operationsverstärker:

wechselnden Halbwellen ist das Ausgangssignal des 24 A verbunden. Der Transistor Q 4 bildet einen Tei

Demodulators ungefähr gleich Null, der weggelassene einer Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 A

Teil des Eingangssignals ist durch den gestrichelten 15 Der Kollektor des Transistors β 4 ist mit B + verbun

Kurventeil 49 dargestellt. den. Der Emitter des Transistors β 4 ist über eint

In der ersten Halbwelle, wenn der Transistor 35 Parallelschaltung aus einem Widerstand i?14 unc

gesperrt ist, ändert sich der Wcchselspannungsanteil einem Kondensator C6 sowie einen Widerstand RIi

entsprechend der Kurve 47 bei Änderungen der Fre- an C— angeschlossen. Die dem Emitter angewandt«

quenz und damit der Phase des Signals 46 vom 20 Seite der Ä-C-Parallelschaltung aus dem Widerstanc

Phasenschiebernetzwerk 25 so, daß er mehr oder R 14 und dem Kondensator C 6 ist ferner mit einei

weniger mit der Phase des Schaltsignals 48 überein- überbrückten Γ-Filterschaltung verbunden, die di(

stimmt oder sich von dieser unterscheidet. Als Folge Reihenschaltung zweier Kondensatoren C3 und CI

davon nimmt der Mittelwert des Ausgangssignals des enthält, von denen der Kondensator C 2 mit der Ein·

Synchrondemodulators 34 mit den Frequenzände- 25 gangsklemme 31A des Operationsverstärkers ver

rungen des Drehzahlistwertsignals 45 zu oder ab. bunden ist. Die Reihenschaltung aus den Konden-

Diese Änderungen des Mittelwertes ergeben ent- satoren C 2 und C3 ist mit einem Widerstand R 4

sprechende Änderungen der Amplitude des Gleich- überbrückt. Der Verbindungspunkt der Kondensate-

spannungs-Ausgangssignals der Filter- und Verstärker- ren C 2 und C 3 ist über einen Widerstand R 3 mit dei

Schaltung 41 und stellen ein effektives Gleichspan- 30 an Masse liegenden Eingangsklemme 22 A verbunden.

nungs-Regel- oder Steuersignal dar, das der Dreh- Der Regler 14/1 enthält einen mehrstufigen Syn-

Zahlstellvorrichtung 15 (Fig. 1) zur Regelung der chrondemodulator 34 a mit Transistoren Q 5 und β 6,

Drehzahl der Antriebsmaschine 11 zugeführt werden die zwei elektronische Schalter bilden. Die Emittei

kann. der Transistoren QS und Q6 sind miteinander ver·

Fig. 3 zeigt ein genaueres Schaltbild eines elektro- 35 bunden und über einen Widerstand i?21 an C— annischen Reglers 14/4 gemäß einer bevorzugten Aus- geschlossen. Der Kollektor des Transistors QS ist an führungsform der Erfindung. Bei dieser Ausführungs- eine Diode CR 8 angeschlossen, die über einen Widerform ist eine Eingangsklemme 21A mit Masse ver- stand RIl mit B+ verbunden ist. Ferner ist dei bunden. Die andere Eingangsklemme 21A ist an Kollektor des Transistors Q 5 über eine Diode CR 9, einen Widerstand Al angeschlossen, dem ein Wider- 4° der ein Widerstand R18 in Reihe liegt, an B+ anstand Λ 2 in Reihe geschaltet ist, welcher seinerseits geschlossen. In entsprechender Weise ist der Kollekan eine Eingangsklemme 31A eines Phasenschieber- tor des Transistors Q 6 mit B + über eine Reihennetzwerks 25/4 angeschlossen ist. Der Verbindungs- schaltung aus einer Diode CRlO und einem Widerpunkt der Widerstände R1 und R 2 ist über einen stand R19 sowie eine Reihenschaltung aus einei Kondensator C1 mit Masse verbunden. 45 Diode CR11 und einem Widerstand R 20 verbunden.

Das Phasenschiebernetzwerk 25 A enthält einen Die erste Ausgangsklemme 26¹A des Phasenschie-Operationsverstärker 24/4 mit vier Transistoren Ql, bernetzwerks 2SA ist über eine Diode CR 4 an eine Q2, Q3 und Q4. Die Basis des ersten Transistors Ql Klemme 61 im Synchrondemodulator 34 A verbunist mit der Eingangsklemme 31/4 verbunden. Der den, die den Verbindungspunkt des Widerstandes Emitter des Transistors Q1 ist an einen Widerstand 50 R17 und der Diode CR 8 darstellt. Die Klemme 26 A R 8 angeschlossen, der zu einer Klemme führt, an ist ferner über eine Diode CÄ 5 an eine Klemme 62 der eine negative Gleichspannung C— liegt. Der im Synchrondemodulator 34 A angeschlossen, die Emitter des Transistors Ql ist über eine in der dar- durch die Verbindung des Widerstandes R19 mit dei gestellten Weise gepolte Diode CÄ1 mit Masse ver- Diode Ci? 10 gebildet wird. Die andere Ausgangsbunden. Der Kollektor des Transistors Q1 ist über 55 klemme 26 B des Phasenschiebernetzwerks ist übei einen Widerstand R 5 mit einer Betriebsspannungs- eine Diode CR 6 an eine Klemme 63 im Synchronquelle verbunden, an der eine positive Betriebsspan- demodulator 34 A angeschlossen, die durch die VernungB+ liegt. bindung des Widerstandes Ä18 mit der Diode CR 9

Der Kollektor des Transistors Ql ist mit der Basis gebildet wird. Die Klemme 26B ist ferner über eine des Transistors β 2 verbunden. Der Emitter des Tran- 60 Diode CÄ 7 mit einer Klemme 64 am Verbindungssistors β 2 liegt an Masse, und der Kollektor ist über punkt des Widerstandes Ä20 mit der Diode CIl aneinen Widerstand R 6 an B+ angeschlossen. Der geschlossen.

Kollektor "des Transistors β 2 ist ferner über die Die Klemme 61 des Synchrondemodulators ist

Reihenschaltung eines Kondensators C 4 und eines über einen Widerstand /722 mit einer ersten Syn-

Widerstandes Rl mit seiner Basis gekoppelt. Der 65 chrondemodulator-Ausgangsklemme 39 A verbunden.

Kollektor des Transistors β 2 bildet die eine Aus- Die Klemme 64 ist in entsprechender Weise über

gangsklemme 26 A des Phasenschiebernetzwerks 25 A. einen Widerstand R 25 mit einer Ausgangsklemme

Der Kollektor des Transistors Ql ist über einen 39A verbunden. Die Klemmen 62 und 63 im Tnne-

ren des Synchrondemodulators sind ihrerseits über Widerstände R23 bzw. R24 mit einer zweiten Synchrondemodulator-Ausgangsklemme 39 B verbunden. Die Ausgangsklemme 39 A ist über einen Kondensator C 8 mit Masse verbunden, während die Ausgangsklemme 39 B in entsprechender Weise über einen Kondensator C 7 mit Masse gekoppelt ist.

Der Schaltsignalgenerator 38/1 des Reglers gemäß Fig. 3 enthält einen Widerstand R16, der zwischen die Eingangsklemme 21A und die Basis des Transistors QS geschaltet ist. Ferner enthält der Schaltsignalgenerator zwei entgegengesetzt gepolte Dioden CR 2 und CR 3, die zwischen die Basis des Transistors QS und Masse geschaltet sind. Die Basis des Transistors Q 6 liegt an Masse.

Die Filter- und Verstärkerschaltung 41A des Reglers 14 A ist ein symmetrischer Differenzverstärker mit vier Transistoren QT, QS, β9 und QlO. Die Eingangsschaltung der einen Seite der Filter- und Verstärkerschaltung 41 A enthält einen Widerstand Λ 27, der zwischen die Klemme 39 B und die Basis des Transistors β 7 geschaltet ist. Die Basis des Transistors Ql ist ferner mit einem Widerstand Λ28 verbunden, der über einen Widerstand Λ 30 an C— angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors β 7 ist über einen Widerstand R 35 mit B+ verbunden. Der Emitter des Transistors β 7 ist mit dem Emitter des entsprechenden Transistors β IO in der anderen Hälfte des Verstärkers verbunden, und beide sind über einen Widerstand R 38 an C — angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors β 7 ist mit der Basis des Transistors β8 verbunden. Der Emitter des Transistors β 8 ist an einen Widerstand R 31 angeschlossen, dem ein Kondensator C 9 in Reihe geschaltet ist, welcher zurück zur Basis des Transistors β 7 führt. Die Rückkopplungsschaltung in dieser Stufe der Filter- und Verstärkerschaltung 41A enthält ferner zwei Widerstände R 33 und R 32, die in Reihe geschaltet sind und vom Emitter des Transistors β 8 zurück zur Basis des Transistors β 7 führen. Die Verbindung der Widerstände R 32 und R 33 ist über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator ClO und einem Widerstand R 34 mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors β 8 ist ferner an einen Widerstand R36 angeschlossen, der seinerseits mit einem Widerstand R 37 verbunden ist, der zum Emitter des Ausgangs-Transistors β 9 in der anderen Hälfte der Filter- und Verstärkerschaltung 41A führt. Die Verbindung der Wide^rstände R 36 und R 37 ist über einen Widerstand R 39 an C — angeschlossen.

Der Eingangs-Transistor β 10 in der anderen Hälfte der Filter- und Verstärkerschaltung 41A ist mit seiner Basis über einen Widerstand R 26 an die Ausgangsklemme 39 A des Synchrondemodulators angeschlossen. Die Basis des Transistors β 10 ist außerdem mit einem Widerstand R 29 verbunden, der über einen Widerstand R 39 an C— angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors β 10 ist über einen Widerstand R 40 mit B 4- verbunden und an die Basis des Transistors β 9 angeschlossen.

Die zweite Stufe der Filter- und Verstärkerschaltung 41A enthält einen Rückkopplungs- und Fflterkreis mit einer Reihenschaltung aus einem Widerstand Λ41 und einem Kondensator CIl, die vom Emitter des Transistors β 9 zurück zur Basis des Transistors β 10 führt. Ein paralleler Rückkopplungszweig wird durch eine Reihenschaltung aus Widerständen R 42 und R A3 gebildet, deren Verbindung über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C12 und einem Widerstand Λ 44 mit Masse verbunden ist.

Die Ausgangsklemmen 43/1 und 43ß der Filter- und Verstärkerschaltung 41/1 sind mit den Kollektoren der Transistoren β 8 bzw. β 9 verbunden. Bei dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel isl die Drehzahlstellvorrichtung ISA ein Servoventil, das zwei Steuerspuleri 71 und 72 enthält. Die Steuerspulen 71 und 72 sind in Reihe miteinander zwischen die Ausgangsklemmen 43/1 und 43B des Reglers 14 A geschaltet. Die Verbindung der Steuerspulen 71 und 72 ist an eine dritte Klemme 44 A angeschlossen, die mit B+ verbunden ist.

Die in Fig. 3 dargestellte spezielle Ausführungsform der Erfindung ist für ein Zweispulen-Servoventil als Belastung bzw. Drehzahlstellvorrichtung ISA ausgelegt, wobei die volle Hubdifferenz des Ausgangssignals an den Ausgangsklemmen 43 A und 43B

»ο acht Milliampere Gleichspannung betrug; der Nennwert der die Leistung liefernden Betriebsspannung B+ betrug 16 Volt und der negativen Spannung C — 8 Volt, der Regler arbeitete jedoch noch einwandfrei mit einer Mindestbetriebsspannung von 19 Volt und

»5 einer maximalen Betriebsspannung von 31 Volt. Der Nennwert der den Klemmen 21A und 22 ΛΙ zugeführten Wechselspannung (Drehzahlistwertsignal) betrug 11 Volt; der Betriebsfrequenzbereich des Reglers ISA lag zwischen mehreren hundert Hertz und wenigen

tausend Hertz mit einer statischen Genauigkeit von einem Prozent und der Möglichkeit der Anpassung an Systeme mit verschiedener Dynamik. Der Regler 14/1 arbeitet als echter Frequenidiskriminator und erzeugt an den Klemmen 43 A und 43B ein elektrisches Ausgangssignal, das eine näherungsweise lineare Funktion der Frequenz der Wechselspannung an den Klemmen 21Λ und 22 A ist. Insbesondere liefert dar Regler 14 A einen Differenz-Ausgangsgleichstrom, der weitestgehend proportional der Abweichung der

♦° den Klemmen 21A und 22/1 zugeführten Wechselspannung von einer festen Bezugsfrequenz ist. Die in erster Linie vorgesehene Anwendung war die Regelung der Drehzahl einer mit einem elektrischen Generator gekuppelten Welle, wobei entweder die Drehung

♦5 der Welle oder die Generatorspannung den nutzbaren Ausgangs des Systems darstellen.

Die feste Bezugs- oder Sollfrequenz des Reglers 14 A wird durch die Eigenfrequenz des passiven RC-Netzwerks mit den Widerständen R3 und R4 sowie den Kondensatoren C 2 und C 3 bestimmt, die das überbrückte T-Kerbfilter im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers 24 Λ bilden. Wenn die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung Π A mit der erforderlichen Präzision gebaut oder abgeglichen ist, haben Änderungen anderer Komponenten des in Fig. 3 dargestellten Reglers nur einen sehr zweitrangigen Effekt auf die Frequenzstabilität. Die Empfindlichkeit des Reglers hinsichtlich der Amplitude des Ausgangsstromes in Abhängigkeit von Frequenzabweichungen des Eingangssignals ist für eine konstante Eingangsamplitude gut stabilisiert. Die Empfindlichkeit ist jedoch etwas proportional zur Eingangsamplitude.
Die statische Ansprechcharakteristik des Reglers 14A gemäß Fig. 3 ist monoton und sicher, da sich die richtige Polarität des Ausgangssignals auch bei großen Abweichungen der Frequenz des Eingangssignals von der Sollfrequenz ergibt. Die richtige PoIa-

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rität ist sogar praktisch von der Frequenz Null bis zu Frequenzen im Ultraschallbereich gewährleistet. Das Ansprechverhalten bleibt auch bei Eingangsamplituden, die erheblich unter dem Nennwert bis herunter zu etwa 10°/o der Nennamplitude liegen, in der Form richtig, wenn auch die Empfindlichkeit abnimmt. Ein Regler des in Fig. 3 dargestellten Typs vermag also die Regelung im richtigen Sinne schon kurz nach dem Anfahren der Kraftanlage 10 aus dem Ruhezustand zu übernehmen. Selbstverständlich kann der Regler 14 A das Servoventil der Drehzahlstellvorrichtung ISA (Fig. 3) erst übernehmen, wenn Leistung vorhanden ist und die Speisespannung für den Betrieb der im Regler enthaltenen Halbleiterbauelemente ausreicht. »5

Der abgestimmte Operationsverstärker 24 Λ hat einen unsymmetrischen Eingang mit einem an die Basis des Transistors QX angeschlossenen Eingangskreis, er liefert jedoch Differenz- oder Gegentaktausgangssignale an den Ausgangsklemmen 26 A und »o 26 B. Durch das Präzisions-Kerbfilter in der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A, das dem Operationsverstärker 24 A ein frequenzselektives Verhalten verleiht, erfolgt eine Gegenkopplung. Da nur wenige kritische Komponenten in der wesent- »s liehen frequenzselektiven Schaltung, der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 Λ erforderlich sind, ergibt sich eine gute Frequenzstabilität; die wesentlichen Komponenten Cl, Ch, RZ und R4 sind in hochstabiler Ausführung verfügbar. Die Gesamt- 3<> kennlinie des Phasenschiebernetzwerks 25 A mit dem Operationsverstärker 24 Λ und seiner frequenzselektiven Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 A nähert sich einer klassischen, unterkritisch gedämpften Funktion zweiter Ordnung. Der Verstärker hat 3S also eine Tiefpaßkennlinie mit einer ausgeprägten Spitze bei einer Betriebsfrequenz knapp unterhalb der Eigenfrequenz des Filters der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A mit einer Phasenverschiebung von 90° bei der Eigenfrequenz. Im Bereich dieser Frequenz ändert sich die Phasenverschiebung stark und näherungsweise linear.

Der Gegentaktausgang des Operationsverstärkers 24/4 ermöglicht eine Sollwegdemodulation im Synchrondemodulator 34 A und trägt zur Symmetrie und *5 Stabilität der Schaltung bei. Die scharf abgestimmte Tiefpaßcharakteristik des Phasenschiebernetzwerks 25Ά, die näherungsweise der eines scharf abgestimmten Bandfilters entspricht, verringert den Einfluß etwaiger Störungen oder Oberwellen im Ein- 5<> gangssignal des Reglers stark.

Der Operationsverstärker 2AA ist in der für solche Verstärker üblichen Weise geschaltet, wobei ein solcher Ausgang verwendet wird, daß die Rückkopplung als Gegenkopplung (im Gegensatz zu einer Mitkopplung) wirkt. Die Übertragungskennlinie des Phasenschiebernetzwerks 2SA ist im wesentlichen invers zu der der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A. Typische Kennlinien smd in Fig. 4 und 5 dargestellt.

Der Hauptzweck der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 A aus den Kondensatoren C 2 und C3 sowie den Widerständen A3 und A4 besteht in äer Erzeugung einer schnellen und stabilen Änderung der Phase in Abhängigkeit von der Frequenz. Die Kondensatoren sind gleich, und die Widerstände liaben ein festes Widerstandsverhältnis, bei dem dargestellten Ausfuhrungsbeispiel beträgt das Verhältnis R4/R3= 100. Die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 A ist ein überbrücktes T-Kerbfilter, dem eine Eingangsspannung zugeführt wird und das einen Ausgangsstrom liefert, d. h., der Ausgang ist mit einem virtuellen Kurzschluß am Fehlerpunkt des Operationsverstärkers 24 A verbunden. Die Kennlinie des Operationsverstärkers 24 A ist unter diesen Umständen eine Kurve dritter Ordnung (s. Fig. 4): eine stark unterkritisch gedämpfte quadratische Verzögerung mit einer einfachen Voreilung. Die Sperrfrequenz oder kritische Frequenz der Voreilung beträgt das Fünffache der Eigen- oder Resonanzfrequenz der quadratischen Nacheilung oder Verzögerung. Der Dämpfungsfaktor des quadratischen Anteils beträgt 0,1; der Durchlaßfaktor an der Spitze der Kerbe beträgt daher ungefähr das Fünffache des Durchlaßfaktors im niederfrequenten Bereich. Der Phasengang oder das Verhältnis des Phasenwinkels zur Frequenz beträgt etwa 10. Die Phase ander sich also bei einer Frequenzänderung von einem Prozent um 0,1 Radian.

In jedem System zweiter Ordnung mit einer aulgeprägten Spitze oder Kerbe gibt es eine natürliche Frequenz oder Eigenfrequenz, die sehr nahe bei der Frequenz der Spitze oder Kerbe liegt, mit dieser jedoch nicht identisch ist (die beiden Frequenzen fallen jedoch mit verschwindender Dämpfung zusammen). Diese Differenz sollte berücksichtigt werden.

Für die angegebenen Komponenten des überbrückten T-Filters der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 A

C = Cl = C3

R' = ]IR3R4

ergibt sich als Eigenfrequenz /„ des Filters

2 η R'C

(3)

Bei der Eigenfrequenz ist die Phasenverzögerung definitionsgemäß 90°, und der relative Verstärkungsfaktor (bezogen auf den Wert bei niedrigen Frequenzen) ist, wie erwähnt, ungefähr Fünf. Die Spitze der Verstärkerkennlinie tritt, wie F i g. 5 zeigt, bei einer etwas niedrigeren Frequenz auf, wo die Phasenverzögerung etwas kleiner und die Verstärkung etwas größer ist.

Die Grundkennlinie des Operationsverstärkers 24/1 wird durch den Voreilungsterm (F i g. 4) geändert. Dieser hat eine weitere kleine Phasenverzögerung bei einer Frequenz des Maximums zur Folge. Tatsächlich verschiebt sich die Frequenz, bei der das zusammengesetzte Maximum auftritt, etwas infolge dieses Terms, die Wirkung ist jedoch vernachlässigbar. Auch der Phasengang, den dieser Faktor beiträgt, ist sehr klein.

Um eine symmetrische Ansprache um die Betriebsfrequenz und eine erhöhte Frequenzstabilität zu erreichen, wird ein Betrieb bei der Frequenz der Spitze (anstatt auf der Flanke der die Spitze aufweisenden Kurve) vorgezogen. Die Schaltung arbeitet bei der Frequenz, bei der die Phasenverschiebung 90° beträgt. Die Phase läßt sich leicht durch eine kleine Korrektur-Eingangsverzögerung (F i g. 4) korrigieren, die durch die Einfügung des Kondensators C in den Eingangskreis realisiert wird (Fig. 3). Die Zeitkonstante dieses Korrekturfaktors wird so gewählt,

daß er eine zusätzliche begrenzte Phasenverzögerung bei der Frequenz der Spitze beiträgt. Auch hier ist die Frequenzverschiebung der Spitze der Kennlinie vernachlässigbar. Der relative Verstärkungsfaktor wird jedoch etwas verkleinert; der zusätzliche Phasengang, der durch diesen Term eingeführt wird, ist ganz klein.

Die Phasenverschiebung bei der Frequenz der Spitze beträgt nun 90°, und die Schaltungsanordnung arbeitet also hier; die Betriebsfrequenz /„ beträgt etwa 0,99 /„ und der relative Verstärkungsfaktor beträgt insgesamt 4,9 (F i g. 5). Die Neigung verläuft in einem solchen Sinne, daß die Verzögerung mit zunehmender Frequenz wächst und in erster Näherung 5,8° pro Prozent Frequenzverschiebung beträgt.

Der Verstärkungsabfall und die Phasenverschiebung, die der Frequenzänderung zugeordnet sind, haben einen Einfluß auf das dynamische Verhalten des Systems. Die Wirkung ist ungefähr die einer einfachen Verzögerung, die auf die Modulationsfrequenz ao (nicht die Eingangs- oder Trägerfrequenz) wirkt mit einer Abbruchfrequenz gleich der Bandbreitenhälfte. Diese Bandbreitenhälfte ist gleich dem Dämpfungsfaktor multipliziert mit der Eingangsfrequenz, hier also 40 Hertz. »5

Die bei einem solchen Regler am häufigsten erforderliche Änderung ist die der Soll- oder Betriebsfrequenz. Die Werte d"r sich für eine vorgegebene Frequenz ergebenden Hauptbestandteile des Netzwerks ergeben sich aus den Gleichungen (1) bis (3) und der Beziehung von /₀ zu /„ sowie den Verhältnissen zwischen A3 und R 4 sowie C 2 und C3. Aus praktischen Gründen ist es wesentlich zweckmäßiger, gleiche Kapazitätswerte zu nehmen, da es wesentlich leichter ist, Präzisionswiderstände gewünschter Werte zu bekommen. Der Impedanzwert der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung sollte im wesentlichen unverändert bleiben. Für eine Änderung der Betriebsfrequenz ist es also am besten, einen vernünftigen Kapazitätswert festzulegen, der die Gleichung (3) mit vorhandenen Widerstandswerten (in der Nähe von 400 und 40 000 Ohm) grob erfüllt, und dann die im speziellen benötigten Widerstandswerte zu errechnen. Die Genauigkeitsanforderungen an diese vier Schaltungskomponenten werden in erster Linie durch die Anforderungen an die statische Frequenzgenauigkeit bestimmt. Ein sekundärer Effekt besteht jedoch darin, daß eine Abweichung von den Bemessungsverhältnissen die Verstärkung oder Empfindlichkeit der Schaltung beeinflußt. Anschließend werden die Widerstände R1 und R 2 sowie der Kondensator C1 hinsichtlich einer ausreichenden Phasenkorrektur bemessen. Eine Toleranz von 5% reicht bei diesen drei Schaltungskomponenten für die meisten Anwendungen aus.

Eine Änderung der verschiedenen Verhältnisse beeinflußt die Empfindlichkeit und die Signalpegel und kann nicht empfohlen werden. Eine Änderung der Gesamtempfindlichkeit wird am besten im Ausgangsverstärker bewirkt. Wesentliche Änderungen der Empfindlichkeit können größere Änderungen der Konstruktion erforderlich machen.

Die beiden Transistoren β 5 und Q 6 bilden die elektronischen Schalter für den Synchrondemodulator 34Λ, sie bilden ferner einen Teil des Schaltsignalgenerators 38/1. Die beiden Transistoren ergeben zusammen mit den anderen Komponenten des Schaltsignalgenerators und den den Gruppen angeordneten Dioden CA 4 bis CRIl einen vollständigen phasenempfindlichen Synchrondemodulator. Die Phasenempfindlichkeit ist die wesentliche Eigenschaft in Hinblick auf die Arbeitsweise des Reglers 14Λ als Ganzes und hat zur Folge, daß die Kombination aus dem Phasenschiebernetzwerk 25A und dem Synchrondemodulator 34A als Fre.quenzdiskriminatoi arbeitet.

Dem Eingang des Synchrondemodulators 34/4 werden Differenzwechselspannungssignale von den Ausgangsklemmen 26 A und 26 B des Operationsverstärkers 24A zugeführt; diese Wechselspannungssignale enthalten jeweils eine Gleichspannungskomponente. Der Synchrondemodulator erzeugt eine Differenz- oder Gegentakt-Ausgangsgleichspannung an den Klemmen 39A und 39 B, denen eine große und im wesentlichen konstante Wechselspannungskomponente doppelter Frequenz überlagert ist. Die Differenz der Ausgangsgleichspannung ist bei der gewählten Ausgangsfrequenz gleich Null und ändert sich im wesentlichen mit der Phase und damit mit der Frequenzabweichung. Die Polaritäten des Ausgangssignals an den Klemmen 39A und 395 sind für Abweichungen der Frequenz über bzw. unter die gewählte Betriebsfrequenz entgegengesetzt. Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 34A wird aus vier Teilsignalen erzeugt, die an den inneren Klemmen 61, 62, 63 und 64 auftreten und im anschließenden Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen R 22 bis R 25 kombiniert werden. Es sei bemerkt, daß das Ausgangssignal an den Klemmen 39A und 39 B nur bei statischen Verhältnissen ein Gleichstrom ist und im dynamischen Falle ein veränderliches Wechselspannungssignal wird.

Die F i g. 6 und 7 geben ein vollständigeres und genaueres Bild der Arbeitsweise des Synchrondemodulators 34/4 für zwei verschiedene Frequenzen. Die in F i g. 6 dargestellten Schwingungen gelten für den Fall, daß das Eingangssignal des Reglers 14A genau der konstruktiv festgelegten Frequenz oder Sollfrequenz entspricht. Unter diesen Umständen hat das Eingangssignal der Dioden CR 4 und CA 5 die Form der Schwingung 81, nämlich einer Sinusschwingung mit einer Gleichspannungskomponente 82; dieses Signal ist um 180° in der Phase bezüglich des entsprechenden Eingangssignals 83 an den Dioden CR 6 und CR 7 verschoben. Durch das Schalten der Transistoren QS und Q6 hat das an der Klemme 61 auftretende Signal die durch die Kurve 91 in F i g. 6 dargestellte Form, während die an der Klemme 62 auftretende Spannung durch die Kurve 92 dargestellt ist. Die Kurven 93 und 94 in F i g. 6 zeigen die Verhältnisse an den Klemmen 63 bzw. 64.

In F i g. 6 wird das an der Klemme 39A erscheinende Ausgangssignal durch die Kurve 95 dargestellt, es besteht aus einer Kombination der Signale 91 und 94 von den Klemmen 61 bzw. 64. Der Verlauf des Ausgangssignals an der Klemme 39B wird durch die Kurve 96 dargestellt, er entsteht durci die Addition der Signale 92 und 93 an den inneren Klemmen 62 bzw. 63. Die beiden Ausgangssignale 95 und 96 haben jeweils einen Gleichspannungsanteil, der für die beiden Ausgangssignale gleich ist.

F i g. 7 zeigt dieselben Signale wie F i g. 6, jedoch für den Fall, daß die Frequenz des Eingangssignals von der Betriebsfrequenz oder Sollfrequenz des Reglers 14A abweicht, dabei wurde ein Fehler von etwa 8 °/o angenommen. Unter diesen Umständen ent-

15 16

hält das Eingangssignal der Dioden CR 4 und CR S 41A ergibt sich durch den Rückkopplungskondensadie Schwingung 101, und es ist wieder um 180^u in tor C 9. Der kleine Widerstand Λ 31 in Reihe mit dem der Phase bezüglich des Eingangssignals 103 der Kondensator C 9 dient zur Unterdrückung von Stör-Dioden CR6 und CRl verschoben. Das Signal an schwingungen und kann hinsichtlich der Filterwirder Klemme 61 wird durch eine Kurve 111 darge- 5 kung außer acht gelassen werden. Durch die beider stellt; die an der Klemme 62 auftretende Spannung Filterstufen wird der Wechselspannungsanteil odei entspricht der Kurve 112; das Signal an der Klemme Brumm genügend herabgesetzt.
63 hat den Verlauf der Kurve 113 und die Spannung Bezüglich der Voreilungskompensaiion in dei an der Klemme 64 den einer Kurve 114. Das Aus- Filter- und Verstärkerschaltung 31a sei bemerkt, daß gangssignal an der Klemme 39A ist durch eine Kurve 10 für eine Phasenvoreilung eine Verstärkungsorhöhung 115 dargestellt und entspricht der Kombination der erforderlich ist. Der Anstieg des Verstärkungsgrades Signale 111 und 114 von den Klemmen 61 und 64. (und damit der Voreilung) darf nur bis zu so hoher Der Verlauf des Ausgangssignals an der Klemme Frequenzen gehen, wie es absolut erforderlich ist, da 395 ist durch die Kurve 116 dargestellt, dieses Aus- hierdurch der Verstärkungsfaktor für die Wechselgangssignal besieht aus der Summe der Signale 112 15 komponente vergrößert wird,
und 113 an den inneren Klemmen 62 bzw. 63. Bei der dargestellten Schaltungsanordnung wird

Die in den F i g. 6 und 7 dargestellte Wechselspan- diese Beschränkung durch einen Kompromiß in an-

nungskomponente am Ausgang des Synchrondemo- derer Hinsicht umgangen. Der Rückkopplungszweig

dulators 34/4 ist recht unüblich, da sie im wesentli- mit den Widerständen R 32 und R 33 auf der einen

chen konstant ist, anstatt sich in der Amplitude des ao Seite ist an der Verbindung dieser Widerstände durch

Nutzausgangssignals zu ändern. Unter den bei der den für die Voreilung dienenden Kondensator CI(I

gewünschten Betriebsfrequenz herrschenden Betriebs- nach Masse überbrückt. Die gegenkoppelnd wirkende

bedingungen tritt also ein beträchtlicher Wechsel- Rückkopplung nimmt also mit zunehmender Fre-

spannungsanteil auf (F i g. 6), der sich auch bei be- quenz fortlaufend ab, der Verstärkungsgrad steigt,

trächtlicher Frequenzabweichung nur wenig ändert, a₅ und die Phase eilt vor. Die kritische Frequenz (break

wie F i g. 7 zeigt. Die Hauptkomponente des Wech- frequency) wird durch den Kondensator C10 und

selspannungsanteiles hat eine Frequenz gleich dem einen Widerstand, der für die Voreilung einer Paral-

Doppelten der Betriebsfrequenz. Bei einer speziellen lelschaltung der Widerstände R 32 und R 33 äquiva-

Ausführungsform des Reglers mit den obenerwähnten lent ist, bestimmt. Bei einer typischen Schaltung kann

Impedanzwerten betrug der Spitzenwert des Wechsel- 30 die kritische Voreilungsfrequenz (Abbruchfrequenz]

Spannungsanteils etwa 2 Volt. Der Wechselspan- etwa 3 Hertz betragen. Die Wechselkomponente wird

nungsanteil im Differenzeingang zur Filter- und Ver- durch diese Verstärkung nicht direkt beeinflußt, da

Stärkerschaltung 41/4 addiert sich und beträgt daher der Verstärkungsgrad bei der Frequenz der Wechsel-

das Doppelte dieses Wertes. komponente durch den Kondensator C 9 und nichl

Um den Wechselspannungsanteil auf eine vernach- 35 von der Rückkopplung durch die Widerstände R 32

lässigbare Größe zu verringern, muß stark gefiltert und R 33 bestimmt wird. Die hier aus den Kondensa-

werden. Läßt man eine etwaige Überhöhung in der toren C 9 und ClO sowie den Widerständen R 32 und

Filter- und Verstärkerschaltung 4L4 hinsichtlich der R 33 ergebende Konfiguration bildet jedoch ein

Auslegung des dynamischen Verhaltens außer acht, überbrücktes T-Kerbfilternetzwerk mit allen typischen

so ist die Amplitude des Wechselspannungsanteils 40 Eigenschaften einer solchen Filterschaltung. Insbe-

gleich dem Nutzsignal, das der Synchrondemodulator sondere hat die Rückkopplung eine Einsattlung und

bei einer Frequenzabweichung von 14% liefert. Die die Verstärkung ein unerwünschtes Maximum. Die

Filterung stellt eine von drei wichtigen Eigenschaften Amplitude dieses Maximums ist, wenn sie nichl

der Filter- und Verstärkerschaltung 41/4 dar, die an- anderweitig begrenzt wird, einem Faktor gleich dei

deren bestehen aus einer Gleichspannungsverstär- 45 Quadratwurzel des Kapazitätsverhältnisses, also etwa

kung, die sich aus den Anforderungen der Drehzahl- 20, entsprechend.

Stellvorrichtung ISA ergeben, und einer Voreilungs- Dieses Maximum wird durch den zur Dämpfung

kompensation. dienenden Widerstand R 34 verkleinert. Das Resultat

Um einen zuverlässigen Betrieb und eine hohe ist eine komplexe Charakteristik mit einem Vorei-Lebensdauer der Drehzahlstellvorrichtung ISA zu ge- 50 lungsterm und einer unterkritisch gedämpften quawährleisten, sollte der Wechselspannungsanteil in dratischen Nacheilung mit einem Dämpfungsfaktor, dem der Stellvorrichtung zugeführten Ausgangssignal der etwas kleiner als Eins ist. Der Dämpfungsfaktor begrenzt werden. Bei einem typischen Servoventil wird unter anderem durch den Widerstand R 34 und sollte der Spitzenwert des Wechselstromanteils 5%> die notwendigerweise verhältnismäßig kleine Schieides vollen Steuergleichstroms nicht überschreiten. 55 fenvcrstärkung des die Transistoren Q 7 und Q 8 ent-Um die Ansprechgeschwindigkeit hoch zu halten, haltenden Teiles des Operationsverstärkers bei der sollte die Filterung mit einem Minimum an Phasen- natürlichen oder Eigenfrequenz bestimmt. Eine geverzögerung und Amplitudenabfall im Betriebsfre- naue Analyse der Gesamtcharakteristik wäre verquenzbereich, der bis in die Nähe von 10 bis 20 Hertz hältnismäßig mühsam, und man wird daher die endreicht, durchgeführt werden. 60 gültigen Impedanzwerte experimentell ermitteln.

Bei der dargestellten Schaltung erfolgt die Filterung Der in Fig. 3 dargestellte Regler 14/4 kann leicht in zwei Stufen. Die erste Stufe wird durch den Kon- für ein zweiphasiges (120°) Eingangssignal an Stelle densator C7 für die eine Seite (und den Konden- des einseitig geerdeten Eingangssignals abgeändert sator C8 für die andere) des Verstärkers 41 zusam- werden. Hierfür wird die Verbindung der Widermen mit dem sich aus der Parallelschaltung der Wi- 65 stände Rl und Rl über einen Widerstand R47 mit derstände R 23, R 24 und R 27 ergebenden äquivalen- einer zusätzlichen Eingangsklemmc 21B verbunden, ten Widerstand gebildet. Die zweite Filterstufe für und ein Widerstand K 48 wird zwischen die Klemme dieselbe Seite der Filier- und Verstärkerschaltung 21B und die Basis des Transistors Q S geschaltet; der

Wert des Widerstandes Rl wird auf die Hälfte des üblichen verringert.

Der Leistungsbedarf des gesamten Reglers 14 A, wie er in F i g. 3 dargestellt ist, beträgt bei Verwendung der im folgenden angegebenen Bauelemente etwa 0,75 Watt. Das Eingangssignal vom Wechselspannungsgenerator 13 kann daher als bequeme Quelle für diese kleine Leistung dienen, selbst wenn der Wechselspannungsgenerator ein relativ einfacher magnetischer Aufnehmer oder ähnlicher Wandler ist.

Im folgenden sind beispielsweise Werte für die Schaltungsparameter des in F i g. 3 dargestellten Reglers 14/4 für eine Betriebsfrequenz von 400 Hertz angegeben:

Widerstände

Unsymmetrische
Leistungsversorgung

Symmetrische Leistungversorgung

Halbleiterbauelemente

Alle Transistoren
Alle Dioden

2N2222A
1 N 4446

C-

Leistungsversorgung

-f 16V
-8V

+ 15V
-15V

Drehzahlstellvorrichtung 15 A

Widerstände	Al	Un symmetrische Leistungs versorgung	Symmetrische Leistungs versorgung
R2	39OkQ	30OkQ
R3	36OkQ	30OkQ
R4	394 Q
R5	39,4 kQ
R6	10OkQ
Rl	4,7 kQ	5,6 kQ
RS	680 Q
R9		18 kQ
RU	20,0 kQ	43,2 kQ
RU	22,1 kQ	47,5 kQ
R13	15,4 kQ	60,4 kQ
Ä14	6,2 kQ	8,2 kQ
R15	2,7 kQ	3,9 kQ
Λ16	3,6 kQ	1OkQ
R17, R18, R19, R 20	6,8 kQ
R 21	7,5 kQ	12 kQ
Λ 22, Ä 23, Ä 24,/? 25	1,5 kQ	5,1 kQ
R 26, R 27	40,2 kQ	47,5 kQ
R 28, R 29	1OkQ	1OkQ
Λ 30	1OkQ	8,2 kQ
Λ31.Λ41	5,6 kQ	2OkQ
R 32, R 33, R 42, R 43	1 kQ
R 34, R 44	2OkQ
R 35, R 40	510Ω
R 36, R 37	27 kQ
RZS	180 Q	220 Q
R 39	4,3 kQ	13 kQ
360 Q	1,OkQ

Servoventil mit 2 Spulen, 1000-Ω Spule.

Widerstände für die Zwei-Phasen-Ausführungsform

C2, C3 C4 C6

C7, C8 C9.C11 ClO, C12

18OkQ 39OkQ 6,8 kQ

Kondensatoren 150OpF

15OpF 10 μΡ 0,68 fiF 0,012 nF 4,7 uF

15OkQ 30OkQ

Die Toleranzen der Bauteile des Filters der Pha senschieber-Rückkopplungsschaltung 27A sollen vor zugsweise 1 °/o betragen. Selbstverständlich kann de: Aufbau des überbrückten T-Filters geändert werden

as insbesondere durch Umkehr der Verhältnisse de; Widerstände und der Kondensatoren, wie im FaIh der Filter in der Filter- und Verstärkerschaltung 41A Wie in Verbindung mit F i g. 1 erwähnt wurde, is

es zweckmäßig, als Leistungsquelle eine Stromversorgung 16 vorzusehen, die ihre Leistung von derr primäien Signal, also dem Drehzahlistwertsignal erhält, das den Regler 14 steuert. Ein Hauptvorteil einei solchen selbstversorgten Anordnung ist ihre Einfachheit. Der ganze Regler mit den Einheiten 14 und Ii hat dann nur zwei Sätze von Anschlüssen, nämlich füi das primäre Eingangssignal (Istwertsignal) und da: Reglerausgangssignal. Das Regelsystem ist völlig frei von irgendwelchen Verbindungen mit anderen elektronischen Geräten. Außerdem braucht keine andere

♦o Quelle für elektrische Leistung als das primäre Signal oder Istwertsignal vorhanden sein, wenn die Kraftanlage keine anderen elektronischen Einrichtungen enthält, wie es z. B. bei einer vollhydraulischen Anlage der Fall ist.

Ein nützliches Nebenprodukt der selbstgespeisten Anordnung gemäß Fig. 1 ist die naturgemäße Verträglichkeit zwischen der Signalspannung und der die Leistung liefernden Speisespannung bei Änderungen der Amplitude des Primär- oder Istwertsignals. Bei

Anwendungen, wo hohe Genauigkeit gefordert wird und das Primär- oder Istwertsignal von einem geregelten Generator erzeugt wird, wird die Versorgungsspannung von der Stromversorgung 16 für den Regler 14 konstant gehalten. Dies ist für den Betrieb des Reglers 14 zwar wesentlich, beseitigt jedoch kleine sekundäre Fehlerquellen und erhöht dadurch die Genauigkeit als Ganzes.

Bei allen Anwendungen muß die Kraftanlage irgendwann einmal vom Ruhezustand aus angefahren werden, oder es können aus anderen Ursachen starke Betricbszustandsänderungen auftreten. Bei solchen Situationen verhindert die Verbindung zwischen den Signal- und Versorgungsspannungen, daß der Regler in unerwünschte Betriebszustände gebracht wird, die er von selbst nicht wieder verlassen kann. Das beschriebene System gewährleistet eine wirksame Regelung von einer Eingangsspannung von grob gerechnet 10%> des normalen Nennwertes und gewährleistet da-

durch den Beginn der Regelung schon kurz nach dem Anlassen. Wenn auch gewisse Betriebseigenschaften wie Verstärkungsgrad und maximale Ausgangsamplitude unter diesen Umständen klein sind, so tritt doch ein nutzbares Ausgangssignal mi' zuverlässiger Amplitude und richtiger Polarität auf, das eine Betätigung im richtigen Sinne bewirkt.

Der elektronische Regler gemäß der Erfindung benötigt als Primär- oder Istwertsignal seine oberwellenarme Sinusschwingung. Die Phasenschiebernetzwerke 25 bzw. 25/4 haben die Eigenschaften eines Tiefpaßfilters, das die Grundfrequenz bevorzugt und die Oberwellen dämpft. Außerdem spricht der Synchrondemodulator 34A in erster Linie nur auf die Grundfrequenz an und gewährleistet eine Unterscheidung gegenüber der »geraden« Form von Verzerrung, die am häufigsten in anderen Signalquellen, wie Impulsaufnehmer mit Spule und Magnet auftreten. Der einzige Nachteil einer verzerrten Primär-

oder Istwertspannung besteht in einer gewissen Beeinträchtigung der Genauigkeit infolge von sekundären Fehlerquellen, da eine Änderung der Schwingform des Primär- oder Istwertsigaals eine kleine NuUwertverschiebung zur Folge haben kann.

Der in F i g. 3 dargestellte Regler 14/4 kann leicht in einen Drehzahlregler mit verstellbarer Solldrehzahl abgewandelt werden, indem man für die Widerstände A3 und A4 ein Zweifach-Potentiometer verwendet.

ίο Dies stellt eine einfache und wirksame Maßnahme zur Einjustierung der Betriebsfrequenz in einem begrenzten Bereich von etwa 2:1 dar. Wenn ein größerer Verstellbereich gefordert wird, können gewisse Änderungen notwendig werden, um der sich ändernden Impedanz der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27/4 Rechnung zu tragen, oder es können Vorkehrungen für eine koordinierte Verstellung der Kapazitätswerte der Kondensatoren CI und C3 getroffen werden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Schiebung in Bezug aufeinander zwischen dem Patentansprüche: leitenden und dem gesperrten Zustand umgeschaltet werden, und daß jede Stufe des Syn-

1. Drehzahlregler für eine Kraftanlage, die eine chrondemodulators eine Dioden-Widerstandsmit veränderlicher Drehzahl arbeitende Antriebs- 3 Matrix (CA₄ bis CA_n, A₁₈ bis A₂₀, A₂₂ bis A₂₅) maschine enthält, welche eine Ausgangswelle an- enthält, die mit beiden Schalttransistoren verbuntreibt, deren Drehzahl durch eine von einem elek- den ist.

Irischen Steuersignal gesteuerte Drehzahlstellvor- 6. Drehzahlregler nach einem der vorangehen-

richtung regelbar ist, und die mit einem elektri- den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die

sehen Wechselspannungsgenerator gekuppelt ist, io Filterschaltung (41 A) einen Gleichspannungs-

der ein elektrisches Signal liefert, dessen Frequenz Differenzverstärker umfaßt, dessen beide Hälften

die Wellendrehzahl darstellt, mit einem Phasen- jeweils ein in einen Gegenkopplungszweig ge-

schiebernetzwerk, das die Phase des seinem Ein- schaltetes überbrücktes T-Filter (C₉ bis C₁₂, K_ss

gang von dem Wechselspannungsgenerator züge- bis A₃₄, A₃₅ bis R_3V R₃₉, A₄₀ bis R_u) enthalten,
führten Signals bei einer vorgegebenen Frequenz »5
dieses Signals um ein ungeradzahliges Vielfaches

von 90° verschiebt, während sich die Phasenver-

Schiebung entsprechend einer Abweichung der
Frequenz des Signals von der vorgegebenen Frequenz ändert, gekennzeichnet durch einen »o Die Erfindung betrifft einen Drehzahlregler für eine Synchrondemodulator (34) mit einem elektroni- Kraftanlage, die eine mit veränderlicher Drehzahl ichen Halbleiterschalter (35), der an einem ersten arbeitende Antriebsmaschine enthält, welche eine Eingang das phasenverschobene Wechselspan- Ausgangswelle antreibt, deren Drehzahl durch eine Bungssignal empfängt, einen mit dem elektrischen von einem elektrischen Steuersignal gesteuerte Dreh-Signal (45) vom Wechselspannungsgenerator (13) »5 zahlstel !vorrichtung regelbar ist, und die mit einem gespeisten Schaltsignalgenerator (38), der ein mit elektrischen Wechselspannungsgenerator gekuppelt diesem Signal frequenzgleiches, mindestens an- ist, de. ein elektrisches Signal liefert, dessen Frequenz nähernd rechteckförmiges Schaltsignal (48) er- die Wellendrehzahl darstellt, mit einem Phasenleugt, das einem zweiten Eingang des Halbleiter- Schiebernetzwerk, das die Phase des seinem Eingang schalters (35) zugeführt wird und diesen in den 30 von dem Wechselspannungsgenerator zugeführten abwechselnden Halbwellen des Schaltsignals (48) Signals bei einer vorgegebenen Frequenz dieses Siein- und ausschaltet, und eint Filterschaltung (41), gnals um ein ungeradzahliges Vielfaches von 90° die mit dem Ausgang des Halbleiterschalters (35) verschiebt, während sich die Phasenverschiebung entgekoppelt ist, und eine Steuergleichspannung, sprechend einer Abweichung der Frequenz des Signals deren Amplitude sich in Abhängigkeit von der 35 von der vorgegebenen Frequenz ändert.
Frequenz des elektrischen Signals am ersten Ein- Es gibt viele Anwendungen für elektrische Regler, gang des Halbleiterschalters (35) ändert, zur Kon- die ein Korrektur- oder Fehlersignal entsprechend stanthaltung der Drehzahl der Welle (12) an die der Abweichung der Frequenz einer Eingangswechsel-Drehzahlstellvorrichtung (15) liefert. spannung von einem Sollwert liefern, insbesondere

2. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch 40 wenn die Frequenz des Eingangssignals ein genaues gekennzeichnet, daß dem ersten Eingang des Analogon der Drehzahl einer Welle ist. Die Anwen-Synchrondemodulators (34) ein Verstärker (24) dungsmöglichkeiten sind besonders dann sehr vielvorgeschaltet ist, der einen Gegenkopplungszweig fältig, wenn der Regler keine zusätzliche Leistungsmit einem Kerbfilter (28, 29, 32, 33) enthält, das quelle benötigt, einstellbar ist, in einem weiten ein überbrücktes T-Filter mit vorgegebener Eigen- 45 Temperaturbereich genau arbeitet und nur leicht frequenz /„ ist, und daß das Verhältnis der Eigen- verfügbare Bauelemente enthält. Ein Hauptanwenfrequenz /„ zur gewünschten Betriebsfrequenz /₀ dungsgebiet für solche Regler ist das Wechselspandes Reglers durch die Beziehung nungsbordnetz eines Flugzeuges, das die verschiede-

/ sä 0 99 / ^nen Instrumente und andere Einrichtungen mit elek-

⁰ ' 50 trischer Leistung versorgt. Als Leistungsquelle stehen

gegeben ist. hier die Triebwerke des Flugzeuges zur Verfügung,

3. Drehzahlregler nach Anspruch 2, dadurch deren Drehzahl sich zwischen Start und Ladung in gekennzeichnet, daß in den Eingang des Verstär- einem weiten Bereich ändert. Bei einem typischen

ζ kers(24/4) ein RC-FiItCr(A₁, R₂, C₁) zur Kor- System dieser Art erfolgt der Antrieb des Bordnetz- ;,, rektur der Phasenverzögerung geschaltet ist. 55 generators des Flugzeuges durch einen drehzahlver- ;·,^;'·ΐ

4. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch änderlichen Antriebsmotor, der seinerseits von den _v|| gekennzeichnet, daß dem Synchrondemodulator Flugzeug-Triebwerken über eine mechanische, hydraufeiji (34Λ) Differenzsignale zuführbar sind und der lische oder pneumatische Verbindung angetrieben £|* Synchrondemodulator (34/1) zwei Stufen hat, die wird. Die Frequenz der zur Versorgung des Flug-Mi jeweils eine getastete Vollweggleichrichtung eines 60 zeuges dienenden Wechselspannung muß dabei inner- !;>:ΐ der Differenzsignale bewirken, und daß die Steuer- halb etwa eines Prozents oder weniger konstant ge- >;·!; gleichspannung ein Differenzgleichstromsignal ist. halten werden, um einen einwandfreien Betrieb der

5. Drehzahlregler nach Anspruch 4, dadurch Instrumente und anderen Einrichtungen zu gewährgekennzeichnet, daß der Synchrondemodulator leisten.

zwei Schalttransistoren (Q₅, Q₆) enthält, die durch 65 Für Regelsysteme der oben angegebenen Art gibt das Schaltsignal in abwechselnden Halbwellen des es noch zahlreiche andere Anwendungen. In Papier-Wechselspannungssignals (45) vom Wechselspan- fabriken und Stahlwerken ist es z. B. erforderlich, nungsgenerator (13) und mit 180°-Phasenver- eine Anzahl von Welten in genauem Synchronismus