DE2303197A1

DE2303197A1 - Drehzahlregler

Info

Publication number: DE2303197A1
Application number: DE2303197A
Authority: DE
Inventors: Carl G Blanyer
Original assignee: Abex Corp
Current assignee: PepsiAmericas Inc
Priority date: 1972-01-03
Filing date: 1973-01-23
Publication date: 1974-08-08
Also published as: DE2303197C3; FR2219727A5; DE2303197B2; GB1423772A; US3810251A

Description

9001-73/Dr.v.B/Ro.

Abex Corporation 530 Fifth Avenue, New York, N.Y. (V.St.A.)

Drehzahlregler

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Drehzahlregler für eine Antriebsvorrichtung, die eine antreibende Welle veränderbarer Drehzahl enthält, mit einem an die Welle angeschlossenen Drehzahlgeber, der ein elektrisches Drehzahlistwertsignal liefert, dessen Frequenz die Drehzahl darstellt, und mit einer durch ein elektrisches Steuersignal gesteuerten Drehzahlstellvorrichtung zur Veränderung der Drehzahl der Welle.

Es gibt viele Anwendungen für elektrische Regler, die ein Korrektur- oder Fehlersignal entsprechend der Abweichung der Frequenz einer Eingangswechselspannung von einem Sollwert liefern, insbesondere wenn die Frequenz des Eingangssignals ein genaues Analogon der Drehzahl einer Welle ist. Die Anwendungsmöglichkeiten sind besonders dann sehr vielfältig, wenn der Regler Iceine zusätzliche LeistungsquelIe benötigt, ein-

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atellbar ist_r i^· einem weiten Temperaturbareich genau arbeitet, und nur leicht verfügbare Bauelemente enthält. Ein Hauptanwendungsgebiet für solche Regler ist das Wechselspannungsbordnetz eines Flugzeuges, das die verschiedenen Instrumente und andere Einrichtungen mit elektrischer Leistung versorgt. Als Leistungsquelle stehen hier die Triebwerke des Flugzeuges zur Verfügung, deren Drehzahl sich zwischen Start und Ladung in einem weiten Bereich ändert. Bei einem typischen System dieser Art erfolgt der Antrieb des Bordnetzgenerators des Flugzeuges durch einen drehzahlveränderlichen Antriebsmotor, der seinerseits von den Flugzeug-Triebwerken über eine mechanische, hydraulische oder pneumatische Verbindung angetrieben wird. Die Frequenz der zur Versorgung des Flugzeuges dienenden Wechselspannung muß dabei innerhalb etwa eines Prozents oder weniger konstant gehalten werden, um einen einwandfreien Betrieb der Instrumente und anderen Einrichtungen zu gewährleisten.

Für Regelsysteme der oben angegebenen Art gibt es noch zahlreiche andere Anwendungen. In Papierfabriken und Stahlwerken ist es z.B. erforderlich, eine Anzahl von Wellen in genauem Synchronismus derart anzutreiben, daß die relativen Drehzahlabweichungen zumindest im zeitlichen Mittelwert praktisch verschwinden. Ähnliche Forderungen werden auch bei anderen industriellen Anwendungen gestellt und eine genaue Drehzahlregelung ist ferner bei Notstromversorgungen für Laboratorien und andere Anlagen erforderlich, bei denen die Frequenz eines elektrischen Signales oder die Drehzahl einer rotierenden Welle genau geregelt werden muß.

Bei vielen Anwendungen dieser Art ist es zweckmäßig oder wünschenswert, die geregelte rotierende Welle als Leistungsquelle für das Regelsystem zu verwenden. Bei der elektrischen Installation eines Flugzeuges stellt es z.B. einen erheblichen Vorteil dar, wenn keinerlei getrennte Leistungsquelle benötigt wird. Für viele Anwendungen ist es ebenfalls besonders wünschenswert, einen Präzisionsdrehzahlregler zur Verfügung zu haben, der einen geringen Leistungsbedarf hat, so daß er mit einer Leistung:

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Versorgung betrieben werden.kann, die ihrerseits durch die begrenzte Ausgangsleistung eines Signalgenerators gespeist werden kann, der die Drehzahlinformation für den Regler liefert.

Durch die vorliegende Erfindung soll also ein sehr genau arbeitender Drehzahlregler für ein Leistungssystem mxt einer Antriebsmaschine und einer zugehörigen Drehzahlstellvorrichtung angegeben werden, der sich durch eine im ganzen gesehen hohe Genauigkeit der Drehzahlregelung auszeichnet und relativ einfache und billige elektronische Regelschaltungen enthält und der einen so niedrigen Leistungsverbrauch hat, daß sowohl die Information als auch die Betriebsleistung für den Regler aus einem Eingangssignal begrenzter Amplitude gewonnen werden kann.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch einan Drehzahlregler gelöst, der einen Drehzahlgeber (Hauptsignalgenerator) , welcher durch eine antreibende Welle (Ausgangswelle) der Antriebsmaschine angetrieben ist und ein Drehzahlistwertsignal (elektrisches Hauptsignal) liefert, dessen Frequenz die Drehzahl der Welle darstellt, sowie einen Synchrondemodulator enthält, welcher einen elektronischen Halbleiterschalter mit einem Haupteingang, einem Schalteingang und einem Ausgang umfaßt. Mit dem Drehzahlgeber ist ein Schaltsignalgenerator gekoppelt, der ein im wesentlichen rechteckförmiges Schaltsignal der Frequenz des Drehzahlistwertsignales an den Schalteingang des elektronischen Schalters liefert, das diesen in den abwechselnden Halbwellen des rechteckförraigen Schaltsignals ein- und ausschaltet. Das Drehzahlistwertsignal wird dem Haupteingang des elektronischen Schalters über ein Kopplungsnetzwerk, zugeführt, das eine Phasenschieberschaltung enthält, welche die Phase des Eingangssignales für den elektronischen Schalter bei. einer vorgegebenen Betriebs- oder Sollfrequenz um ein ungerades Vielfaches von 90° verschiebt und deren Phasenverschiebung sich wenigstens annähernd monoton mit der Frequenz ändert. Mit dem Ausgang des elektronischen Schalters ist ein Filter gekoppelt, das eine Regelgleichspannung liefert, deren Amplitude sich in Abhängigkeit der Frequenz der Spannung am Haupteingang des

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elektronischen Schalters änderti Die Regelgleichspannung wird der Drehzahlstellvorrichtung zugeführt und hält die Drehzahl der Antriebsmaschine konstant.

Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Drehzahlreglers für eine Antriebsmaschine, auf den die Erfindung Anwendung finden kann;

Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltbild eines elektronischen Präzisions-Drehzahlreglers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 3 ein Schaltbild eines elektronischen Präzisions-Drehzahlreglers gemäß einem derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 4 Kennlinien einer Frequenzbezugsschaltung, die in den Drehzahlreglern gemäß Fig. 2 und 3 Verwendung findet;

Fig. 5 eine graphische Darstellung der relativen Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenzabweichung für den Betriebsbereich der Drehzahlregler gemäß Fig. 2 und 3;

Fig. 6 eine graphische Darstellung des Verlaufes verschiedener Signale, wie sie beim Betrieb eines Synchrondemodulators im Drehzahlregler gemäß Fig. 3 bei einer vorgegebenen Betriebsfrequenz auftreten und

Fig. 7 eine Fig. 6 ähnliche Darstellung des zeitlichen Verlaufes von Signalen, wie sie bei einer vorgegebenen Frequenzabweichung auftreten.

Fig. 1 zeigt in einer Blockdarstellung eine Kraftanlage 10, bei der der Drehzahlregler gemäß der Erfindung Anwendung finden kann. Die Kraftanlage 10 enthält eine drehzahlveränderliche Antriebsmaschine 11, welche einen Hydraulikmotor mit einem mechanischen Oberdrehzahl-Abschaltventil enthalten kann, welcher

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mit einem zur Veränderung der Drehzahl dienenden elektrohydraulischen Servoventil ausgerüstet ist. Das zur Drehzahländerung dienende Servoventil ist in Fig. 1 getrennt als Drehzahlstellvorrichtung 15 dargestellt. Ein Hydraulikmotor dieser Art hat eine kontinuierlich veränderbare Verdrängung, welche durch das Servoventil bestimmt wird. Die Verwendung eines Hydraulikmotors dieser Art mit veränderbarer Verdrängung verringert überhitzungsprobleme und Druckmittelbedarf in einem großen Drehzahlbereich beträchtlich, während der Motor mit konstanter Drehzahl betrieben wird, und ergibt eine vorteilhafte primäre Antriebsmaschine für die Verwendung im elektrischen Bordsystem eines Flugzeugs und anderen Anwendungen, bei denen hohe Genauigkeit und Zuverlässigkeit über lange Zeiten gefordert werden.

Als Antriebsmaschine 11 kann selbstverständlich auch eine ganz andere Einrichtung verwendet werden als der oben erwähnte Hydraulikmotor veränderlicher Verdrängung. Die Antriebsmaschine 11 kann z.B. ein Elektromotor veränderbarer Drehzahl sein, der durch eine konventionelle Leistungsquelle gespeist wird, wobei dann die Drehzahlstellvorrichtung 15 ein elektrisches Stellglied enthalten kann, das mit der Feldwicklung des Motors verbunden ist. Die Antriebsmaschine 11 kann ferner ein regelbares Getriebe enthalten, das mit irgendeiner mechanischen Antriebsvorrichtung verbunden und mit einer von einem elektrischen Signal gesteuerten Drehzahlstellvorrichtung ausgerüstet ist, die das übersetzungsverhältnis verstellt. In allen Fällen dient die Antriebsmaschine 11 zum Antrieb einer Welle 12 (Ausgangswelle) und ist mit einer Drehzahlstellvorrichtung 15 ausgerüstet, die durch ein elektrisches Signal gesteuert wird, um die Drehzahl der Welle konstant zu halten.

Die Welle 12 der Antriebsmaschine 11 treibt einen Wechselspannungsgenerator 13 an. Bei manchen Anwendungen kann der Wechselspannungsgenerator 13 einen konventionellen rotierenden Generator enthalten, der eine erhebliche Leistung abzugeben vermag, wie in der elektrischen Anlage eines Flugzeugs, in einem stationären Wechselspannungsnetz und vergleichbaren anderen

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Anwendungen. Wenn die Welle 12 jedoch nicht zum Antrieb einer elektrischen Maschine sondern einer mechanischen Last dient, kann es sich beim Wechselspannungsgenerator 13 um einen kleinen Hilfsgenerator handeln, der ausschließlich für die Zwecke der Regelung vorgesehen ist. Der Wechselspannungsgenerator 13 kann sogar aus einem durch die Welle 12 betätigten einfachen Magnet und einer Aufnehmerspüle bestehen, wie sie bei Tachometern und anderen Drehzahlgebern üblich sind. Als Wechselspannungsgenerator 13 kann praktisch jeder einfache Wandler verwendet werden, der ein Ausgangssignal liefert, dessen Frequenz von der Drehzahl der Welle 12 abhängt.

Die Ausgangsspannung des Generators 13, die hier als primäres elektrisches Signal angesehen werden kann und als Drehzahlistwertsignal bezeichnet werden soll, wird einem sehr genau arbeitenden elektronischen Regler 14 zugeführt, der ein elektrisches Steuersignal erzeugt, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der Frequenz des Drehzahlistwertsignals ändert. Dieses Steuersignal ist eine veränderliche Gleichspannung, die der Drehzahlstellvorrichtung 15 zugeführt wird, um die Drehzahl der Welle 12 der Antriebsmaschine 11 konstant zu halten. Der elektronische Regler 14 stellt im wesentlichen den Gegenstand der vorliegenden Erfindung dar, wie im folgenden erläutert wird. Bei der in Fig. 1 dargestellten Anlage ist mit dem Wechselspannung sgener a tor 13 außerdem eine Stromversorgung 16 gekoppelt, die aus dem Drehzahlistwertsignal vom Wechselspannungsgenerator 13 Betriebsspannungen für den elektronischen Regler erzeugt.

Der elektronische Regler 14 ist in Fig. 2 vereinfacht dargestellt, anhand derer das Arbeitsprinzip des Drehzahlreglers gemäß der Erfindung erläutert werden soll. Der in Fig. 2 dargestellte Regler 14 enthält zwei Eingangsklemmen 21 und 22, denen das primäre Wechselspannungssignal, also das Drehzahlistwertsignal vom Wechselspannungsgenerator 13 (Fig. 1) zugeführt ist. Die Klemme 21 ist mit dem einen Anschluß eines Eingangswiderstandes' 23 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einer Eingangsklemme 31 eines Operationsverstärkers 24 verbunden ist,

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der zu einem Phasenschiebernetzwerk 25 gehört. Der Operationsverstärker 24 ist ferner mit der anderen Eingangsklemme 22 verbunden und hat eine Ausgangsklemme 26, die an eine Phasenschieber-Rückkopplung sschaltung 27 angeschlossen ist.

Die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27 enthält ein überbrücktes T-Kerbfilter mit zwei Kondensatoren 28 und 29/ die in Reihe zwischen die Ausgangsklemme 26 des Operationsverstärkers 24 und die Eingangsklemme 31 geschaltet sind. Der Verbindungspunkt der Kondensatoren 28 und 29 ist über einen Widerstand 32 mit der Eingangsklemme 22 des Reglers verbunden. Ein weiterer Widerstand 33 ist den beiden Kondensatoren 28 und 29 parallelgeschaltet. Die Kennlinie des durch die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung gebildeten Kerbfilters hat bei einer vorgegebenen Betriebsfrequenz eine scharfe Spitze, so daß sich für das Phasenschiebernetzwerk 25 eine entsprechende Kennlinie ergibt, die eine ähnliche, jedoch invertierte Spitze aufweist. Das überbrückte T-Kerbfilter hat besonders zweckmäßige Betriebseigenschaften, selbstverständlich können auch andere Filterschaltungen verwendet werden.

Der in Fig. 2 dargestellte Regler 14 enthält ferner einen Synchrondemodulator 34 mit einem Transistor 35, dessen Emitter mit der Eingangsklemme 22 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 35 ist mit der Ausgangsklemme 26 des Operationsverstärkers 24 über eine sperrende Diode 36 verbunden. Außerdem ist der Kollektor des Transistors 35 über einen Widerstand 37 mit einer Betriebsspannungsquelle B+ verbunden. Die Basis des Transistors 35 ist mit dem Ausgang eines Schaltsignalgenerators 38 verbunden, dessen Eingang an die Eingangsklemme 21 für das Drehzahlistwertsignal angeschlossen ist.

Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 34 wird von einer Klemme 39 am Kollektor des Transistors 35 abgenommen und einer Filter- und Verstärkerschaltung 41 zugeführt. Mit der Filter- und Verstärkerschaltung 41 sind Ausgangsklemmen 43 und 44 verbunden, die ihrerseits an die Drehzahlstellvorrichtung 15 (Fig. 1) angeschlossen sind.

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Im Betrieb erzeugt der Schaltsignalgenerator 38 ein Schaltsignal mit im wesentlichen rechteckiger Schwingungsform mit einer Betriebsfrequenz, die der des Drehzahlistwertsignales 45 entspricht. Das rechteckwellenförmige Schaltsignal wird der Basis des Transistors 35 zugeführt, der als elektrischer Schalter arbeitet. Das Schaltsignal schaltet also den den Transistor 35 enthaltenden elektronischen Schalter in abwechselnden Halbwellen entsprechend den abwechselnden Halbwellen des Drehzahl-Istwertsignales an den Eingangsklemmen 21 und 22 ein und aus.

Die Phase des das Drehzahlistwertsignal 45 enthaltenden Eingangssignales wird durch das Phasenschiebernetzwerk 25 bei einer Betriebsfrequenz, die durch die Impedanzen der Kondensatoren 28 und 29 und der Widerstände 32 und 33 in der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung bestimmt wird, um 90°. Die Phasenverschiebung ist genau 90° bei der gewünschten Betriebsfrequenz (Sollfrequenz) des Drehzahlistwertsignals 45 und ändert sich monoton, wenn die Betriebsfrequenz von der Sollfrequenz abweicht. Der Synchrondemodulator 34 ist eine einfache Schaltung dieser Gattung; das Phasenschiebernetzwerk 25 und der Synchrondemodulator 34 bilden also zusammen einen vollständigen Freguenzdiskr iminator.

Die Schwingungsform des eigentlichen Eingangssignales des Synchrondemodulators 34 ist in Fig. 2 durch die Kurve 46 dargestellt während eine Kurve 47 die Schwingungsform des Demodulatorausgangssignales vor der Filterung zeigt. Der Verlauf des Schaltsignales, das zu dem Demodulatorausgangssignal 47 gehört, ist durch eine gestrichelte Linie 48 dargestellt. Man sieht, daß das eigentliche Ausgangssignal 47 nur während jeder zweiten Halbwelle des Schaltsignales 48 und damit während jeder zweiten Halbwelle des Drehzahlistwertsignales 45 erzeugt wird. Während der Halbwellen, in denen der Transistor 35 des Synchrondemodulator gesperrt ist, entspricht die Kurve 47 dem Wechselspannungsausgangssignal des Phasenschiebernetzwerks 25 während dieses Intervalles und der Mittelwert ist der gleiche, der ohne Wechselspannungssignal am Ausgang des Phasenschiebernetzwerks

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— Q _

auftreten würde. In den abwechselnden Halbwellen ist das Ausgangssignal des Demodulators ungefähr gleich null, der weggelassene Teil des Eingangssignales ist durch den gestrichelten Kurventeil 49 dargestellt.

In der ersten Halbwelle, wenn der Transistor 35 gesperrt ist, ändert sich der Wechselspannungsanteil entsprechend der Kurve 47 bei Änderungen der Frequenz und damit der Phase des Signales 46 vom Phasenschiebernetzwerk 25 so, daß er mehr oder weniger mit der Phase des Schaltsignals 48 übereinstimmt oder sich von dieser unterscheidet. Als Folge davon nimmt der Mittelwert des Ausgangssignales des Synchrondemodulators 34 mit den Frequenzänderungen des Drehzahlistwertsignales 45 zu oder ab. Diese Änderungen des Mittelwertes ergeben entsprechende Änderungen der Amplitude des Gleichspannungs-Ausgangssignales der Filter- und Verstärkerschaltung 41 und stellen ein effektives Gleichspannungs-Regel- oder Steuersignal dar, das der Drehzahlstellvorrichtung 15 (Fig. 1) zur Regelung der Drehzahl der Antriebsmaschine 11 zugeführt werden kann.

Fig. 3 zeigt ein genaueres Schaltbilder eines elektronischen Reglers 14A gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform ist eine Eingangsklemme 22A mit Masse verbunden. Die andere Eingangsklemme 21A ist an einen Widerstand Rl angeschlossen, dem ein Widerstand R2 in Reihe geschaltet ist, welcher seinerseits an eine Eingangsklemme 31A eines Phasenschiebernetzwerks 25A angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt der Widerstände Rl und R2 ist über einen Kondensator Cl mit Masse verbunden.

Das Phasenschiebernetzwerk 25A enthält einen Operationsverstärker 24A mit vier Transistoren Ql, Q2, Q3 und Q4. Die Basis des ersten Transistors Ql ist mit der Eingangsklemme 31A verbunden. Der Emitter des Transistors Ql ist an einen Widerstand R8 angeschlossen, der zu einer Klemme führt, an der eine negative Gleichspannung C- liegt. Der Emitter des Transistors Ql ist über eine in der dargestellten Weise gepolte Diode CRl mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors Ql ist über einen

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Widerstand R5 mit einer Betriebsspannungsquelle verbunden, an der eine positive Betriebsspannung B+ liegt.

Der Kollektor des Transistors Ql ist mit der Basis des Transistors Q2 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 2 liegt an Masse und der Kollektor ist über einen Widerstand R6 an B+ angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q2 ist ferner über die Reihenschaltung eines Kondensators C4 und eines Widerstandes R7 mit seiner Basis gekoppelt. Der Kollektor des Transistors Q2 bildet die eine Ausgangsklemme 26A des Phasenschiebernetzwerks 25A.

Der Kollektor des Transistors Q2 ist über einen Widerstand R9 mit der Basis des dritten Transistors Q3 verbunden. Die Basis des Transistors Q3 ist ferner über einen Widerstand Rl 2 an die Spannung C- angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q3 liegt an Masse und der Kollektor ist über einen Widerstand Rl3 an B+ angeschlossen. Zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Q3 ist ein Gegenkopplungswiderstand RIl geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q3 bildet eine zweite Ausgangsklemme 26B des Phasenschiebernetzwerks 25A.

Der Kollektor des Transistors 0.3 ist mit der Basis des vierten Transistors Q4 des Operationsverstärkers 24A verbunden. Der Transistor Q4 bildet einen Teil einer Phasenschieber-Rückkopp lungs schaltung 27A. Der Kollektor des Transistors Q4 ist mit B+ verbunden. Der Emitter des Transistors Q4 ist über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand Rl4 und einem Kondensator C6, sowie einen Widerstand Rl5 an C- angeschlossen. Die dem Emitter abgewandte Seite der R-C-Parallelschaltung aus dem Widerstand Rl4 und dem Kondensator C6 ist ferner mit einer überbrückten T-Filterschaltung verbunden, die die Reihenschaltung zweier Kondensatoren C3 und C2 enthält, von denen der Kondensator C2 mit der Eingangsklemme 31A des Operationsverstärkers verbunden ist. Die Reihenschaltung aus den Kondensatoren C2 und C3 ist mit einem Widerstand R4 überbrückt. Der Verbindungspunkt der Kondensatoren C2 und C3 ist über einen Widerstand R3 mit der an Masse liegenden Eingangsklemme 22A

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verbunden.

Der Regler 14A enthält einen mehrstufigen Synchrondemodulator 34A mit Transistoren Q5 und Q6, die zwei elektronische Schalter'bilden. Die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 sind miteinander verbunden und über einen Widerstand R21 an C- angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q5 ist an eine Diode CR8 angeschlossen, die über einen Widerstand Rl7 mit B+ verbunden ist. Ferner ist der Kollektor des Transistors Q5 über eine Diode CR9, der ein Widerstand Rl8 in Reihe liegt, an B+ angeschlossen. In entsprechender Weise ist der Kollektor des Transistors Q6 mit B+ über eine Reihenschaltung aus einer Diode CRlO und einem Widerstand Rl9 sowie eine Reihenschaltung aus einer Diode CRIl und einem Widerstand R20 verbunden.

Die erste Ausgangsklemme 26A des Phasenschiebernetzwerks 25A ist über eine Diode CR4 an eine Klemme 61 im Synchrondemodulator 34A verbunden, die den Verbindungspunkt des Widerstandes Rl7 und der Diode CR8 darstellt. Die Klemme 26A ist ferner über eine Diode CR5 an eine Klemme 62 im S c-alator 34A. angeschlossen, die durch die Ver s-sar^des R19 nit der Diode CRlO gebildet wird. Die ans «ire h-i%-gangsklesme 26B des Phasenschiebernetzwerks ist über eine Diode CR6 an eine Klemme 63 im Synchrondemodulator 34A angeschlossen, die durch die Verbindung des Widerstandes R18 mit der Diode CR9 gebildet wird. Die Klemme 26B ist ferner über eine Diode CR7 mit einer Klemme 64 am Verbindungspunkt des Widerstandes R20 mit der Diode CIl angeschlossen.

Die Klemme 61 des Synchrondemodulators ist über einen Widerstand R22 mit einer ersten Synchrondemodulator-Ausgangsklemme 39A verbunden. Die Klemme 64 ist in entsprechender Weise · über einen Widerstand R25 mit einer Ausgangsklemme 39A verbunden. Die Klemmen 62 und 63 im Inneren des Synchrondemodulators sind ihrerseits über Widerstände R23 bzw. R24 mit einer zweiten Synchrondemodulator-Ausgangsklemme 39B verbunden. Die Ausgangsklemme 39A ist über einen Kondensator C8 mit Masse verbunden während die Ausgangsklemme 39B in entsprechender Weise über

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einen Kondensator C7 mit Masse gekoppelt ist.

Der Schaltsignalgenerator 38A des Reglers gemäß Fig. 3 enthält einen Widerstand Rl6, der zwischen die Eingangsklemme 21A und die Basis des Transistors Q5 geschaltet ist. Ferner enthält der Schaltsignalgenerator zwei entgegengesetzt gepolte Dioden CR2 und CR3/ die zwischen die Basis des Transistors Q5 und Masse geschaltet sind. Die Basis des Transistors Q6 liegt an Masse.

Die Filter- und Verstärkerschaltung 41A des Reglers 14A ist ein symmetrischer Differenzverstärker mit vier Transistoren Q7, Q8, Q9 und QlO. Die Eingangsschaltung der einen Seite der Filter- und Verstärkerschaltung 41A enthält einen Widerstand R27, der zwischen die Klemme 39B und die Basis des Transistors Q7 geschaltet ist. Die Basis des Transistors Q7 ist ferner mit einem Widerstand R28 verbunden, der über einen Widerstand R30 an C- angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q7 ist über einen Widerstand R35 mit B+ verbunden. Der Emitter des Transistors Q7 ist mit dem Emitter des entsprechenden Transistors QlO in der anderen Hälfte des Verstärkers verbunden und beide sind über einen Widerstand R38 an C- angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors Q7 ist mit der Basis des Transistors Q8 verbunden. Der Emitter des Transistors Q8 ist an einen Widerstand R31 angeschlossen, dem ein Kondensator C9 in Reihe geschaltet ist, welcher zurück zur Basis des Transistors Q7 führt. Die Rückkopplungsschaltung in dieser Stufe der Filter- und Verstärkerschaltung 41A enthält ferner zwei Widerstände R33 und R32, die in Reihe geschaltet sind und vom Emitter des Transistors Q8 zurück zur Basis des Transistors Q7 führen. Die Verbindung der Widerstände R32 und R33 ist über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator ClO und einem Widerstand R34 mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors Q8 ist ferner an einen Widerstand R36 angeschlossen, der seinerseits mit einem Widerstand R37 verbunden ist, der zum Emitter des Ausgangs-Transistors Q9 in der anderen Hälfte der Filter- und Verstärkerschaltung 41A führt. Die Verbindung der Widerstände

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R36 und R37 ist über einen Widerstand R39 an C- angeschlossen.

Der Eingangs-Transistor QlO in der anderen Hälfte der Filter- und Verstärkerschaltung 41A ist mit seiner Basis über einen Widerstand R26 an die Ausgangsklemme 39A des Synchrondemodulators angeschlossen. Die Basis des Transistors QlO ist außerdem mit einem Widerstand R29 verbunden, der über einen Widerstand R30 an C- angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors QlO ist über einen Widerstand R40 mit B+ verbunden und an die Basis des Transistors Q9 angeschlossen.

Die zweite Stufe der Filter- und Verstärkerschaltung 41A enthält einen Rückkopplungs- und Filterkreis mit einer Reihenschaltung aus einem Widerstand R41 und einem Kondensator CIl, die vom Emitter des Transistors Q9 zurück zur Basis des Transistors QlO führt. Ein paralleler Rückkopplungszweig wird durch eine Reihenschaltung aus Widerständen R42 und R43 gebildet, deren Verbindung über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator Cl2 und einem Widerstand R44 mit Masse verbunden ist.

Die Ausgangsklemmen 43A und 43B der Filter- und Verstärkerschaltung 41A sind mit den Kollektoren der Transistoren Q8 bzw. Q9 verbunden. Bei dem in Fig. 3 dargestellten Susführungsbeispiel ist die Drehzahlstellvorrichtung 15A ein Servoventil, das zwei Steuerspulen 71 und 72 enthält. Die Steuerspulen 71 und sind in Reihe miteinander zwischen die Ausgangsklemmen 43A und 43B des Reglers 14A geschaltet. Die Verbindung der Steuerspulen 71 und 72 ist an eine dritte Klemme 44A angeschlossen, die mit B+ verbunden ist.

Die in Fig. 3 dargestellte spezielle Ausführungsform der Erfindung ist für ein Zweispulen-Servoventil als Belastung bzw. DrehzahlStellvorrichtung 15A ausgelegt, wobei die volle Hubdifferenz des Ausgangssignals an den Ausgangsklemmen 43A und 43B acht Milliampere Gleichspannung betrug; der Nennwert der die Leistung liefernden Betriebsspannung B+ betrug 16 Volt und der negativen Spannung C- 8 Volt, der Regler arbeitete jedoch noch einwandfrei mit einer Mindestbetriebsspannung von 19 Volt und einer maximalen Betriebsspannung von 31 Volt. Der Nennwert

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der den Klemmen 21A und 22A zugeführten Wechselspannung (Drehzahlistwertsignal) betrug II Volt; der Betriebsfrequenzbereich des Reglers ISA lag zwischen mehreren hundert Hertz und wenigen tausend Kertz mit einer statischen Genauigkeit von einem Prozent und der Möglichkeit der Anpassung an Systeme mit verschiedener Dynamik. Der Regler 14A arbeitet als echter Frequenzdiskriininator und erzeugt an den Klemmen 43A und 43B ein elektrisches Ausgangssignal, das eine näherungsweise lineare Funktion der Erequenz der Wechselspannung an den Klemmen 21A und 22A ist. Insbesondere liefert der Regler I4A einen Differenz-Ausgangsgleichstrom, der weitestgehend proportional der Abweichung der den Klemmen 21Ä und 22A zugeführten Wechselspannung von einer festen Bezugsfrequenz ist« Die in erster Linie vorgesehene Anwendung war die Regelung der Drehzahl einer rtit einem elektrischen Generator gekuppelten Welle, wobei entweder die Drehung der Welle oder die Generatorspannung den nutzbaren Ausgang des Systems darstellen.

Die feste Bezugs- oder Sollfrequenz des Reglers 14A wird durch die Eigenfrequenz des passiven RC-Netzwerks mit den Widerständen R3 und R.4 sowie den Kondensatoren C2 und C3 bestimmt, die das überbrückte T-Kerbfliter im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers 24A bilden. Wenn die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A mit der erforderlichen Präziston gebaut oder abgeglichen ist, haben Änderungen anderer Komponenten des in Fig. 3 dargestellten Reglers nur einen sehr zweitrangigen Effekt auf die Frequenzstabilität. Die Empfindlichkeit des Reglers 14A hinsichtlich der Amplitude des Ausgangsstromes In Abhängigkeit von Frequenzabweichungen des Eingangssignals 1st für eine konstante Eingangsamplitude gut stabilisiert. Die Empfindlichkeit ist jedoch etwas proportional zur Eingang Samplitude.

Die statische Änsprechcharakterlstik des Reglers 14A gemäß FIg. 3 ist monoton und sicher, da sich die richtige Polarität des AusgangsSignaIs auch bei großen Abweichungen der Frequenz des Eingangssignals von der Söllfrequenz ergibt.

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Die richtige Polarität ist sogar praktisch von der Frequenz
null bis zu Frequenzen im Ultraschallbereich gewährleistet.
Das Ansprechverhalten bleibt auch bei Eingangsamplituden, die erheblich unter dem Nennwert bis herunter zu etwa 10% der Nennamplitude liegen, in der Form richtig, wenn auch die Empfindlichkeit abnimmt. Ein Regler des in Fig. 3 dargestellten Typs vermag also die Regelung im richtigen Sinne schon kurz nach dem Anfahren der Kraftanlage 10 aus dem Ruhezustand zu übernehmen. Selbstverständlich kann der Regler 14A das Servoventil der Drehzahlstellvorrichtung 15A (Fig. 3) erst übernehmen, wenn Leistung vorhanden ist und die Speisespannung für den Betrieb der im
Regler enthaltenen Halbleiterbauelemente ausreicht.

Der abgestimmte Operationsverstärker 24A hat einen unsymmetrischen Eingang mit einem an die Basis des Transistors Ql angeschlossenen Eingangskreis, er liefert jedoch Differenzoder Gegentaktausgangssignale an den Ausgangsklemmen 26A und 26B. Durch das Präzisions-Kerbfilter in der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A, das dem Operationsverstärker 24A ezn frequenzselektives Verhalten verleiht, erfolgt eine Gegenkopplung. Da nur wenige kritische Komponenten in der wesentlichen frequenzselektiven Schaltung, der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A erforderlich sind, ergibt sich eine gute Frequenzstabilität; die wesentlichen Komponenten C2, C3, R3 und R4 sind in hochstabiler Ausführung verfügbar. Die Gesamtkennlinie des Phasenschiebernetzwerks 25A mit dem Operationsverstärker 24A und seiner frequenzselektiven Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A nähert sich einer klassischen, unterkritisch gedämpften Funktion zweier Ordnung. Der Verstärker hat also eine Tiefpaßkennlinie mit einer ausgeprägten Spitze bei einer Betriebsfrequenz knapp unterhalb der Eigenfrequenz des Filters der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A mit einer Phasenverschiebung von 90° bei der Eigenfrequenz. Im Bereich dieser Frequenz ändert sich die Phasenverschiebung stark und näherungsweise linear.

Der Gegentaktausgang des Operationsverstärkers 24A ermöglicht eine Sollwegdemodulation im Synchrondemodulator 34A

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und trägt zur Symmetrie und Stabilität der Schaltung bei. Die scharf abgestimmte Tiefpaßcharakteristik des Phasenschiebernetzwerks 25A, die näherungsweise der eines scharf abgestimmten Bandfilters entspricht, verringert den Einfluß etwaiger Störungen oder Oberwellen im Eingangssignal des Reglers stark.

Der Operationsverstärkers 24A ist in der für solche Verstärker üblichen Weise geschaltet, wobei ein solcher Ausgang verwendet wird, daß die Rückkopplung als Gegenkopplung (im Gegensatz zu einer Mitkopplung) wirkt. Die Übertragungskennlinie des Phasenschiebernetzwerks 25A ist im wesentlichen invers zu der der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A. Typische Kennlinien sind in Fig. 4 und 5 dargestellt.

Der Hauptzweck der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A aus den Kondensatoren C2 und C3 sowie den Widerständen R3 und R4 besteht in der Erzeugung einer schnellen und stabilen Änderung der Phase in Abhängigkeit von der Frequenz. Die Kondensatoren sind gleich und die Widerstände haben ein festes Widerstandsverhältnis, bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt das Verhältnis R4/R3 = 100. Die Phasenschieber-Rückkopplung sschaltung 27A ist ein überbrücktes T-Kerbfilter, dem eine Eingangsspannung zugeführt wird und das einen Ausgangsstrom liefert, d.h. der Ausgang ist mit einem virtuellen Kurzschluß Hrr. Γ-ώϋ^τρζτΰτε äes Operäriorisvers-cSrhers "24A verbunden. L/ie Kennlinie des Operationsverstärkers 24A ist unter diesen Umständen eine Kurve dritter Ordnung (siehe Fig. 4): Eine stark unterkritisch gedämpfte quadratische Verzögerung mit einer einfachen Voreilung. Die Sperrfrequenz oder kritische Frequenz der Voreilung beträgt das Fünffache der Eigen- oder Resonanzfrequenz der quadratischen Nacheilung oder Verzögerung. Der Dämpfungsfaktor des quadratischen Anteils beträgt 0,1; der Durchlaßfaktor an der Spitze der Kerbe beträgt daher ungefähr das Fünffache des Durchlaßfaktors im niederfrequenten Bereich. Der Phasengang oder das Verhältnis des Phasenwinkels zur Frequenz beträgt etwa 10. Die Phase ändert sich also bei einer Frequenzänderung von einem Prozent um 0,1 Radian.

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In jedem System zweiter Ordnung mit einer ausgeprägten Spitze oder Kerbe gibt es eine natürliche Frequenz oder Eigenfrequenz, die sehr nahe bei der Frequenzjder Spitze oder Kerbe liegt, mit dieser jedoch nicht identisch ist (die beiden Frequenzen fallen jedoch mit verschwindender Dämpfung zusammen). Diese Differenz sollte berücksichtigt werden.

Für die angegebenen Komponenten des überbrückten T-Filters der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A

(1) C = C2 = C3

(2) R¹ = /R3-R4

ergibt sich als Eigenfrequenz f des Filters

(3) f_n -

Bei der Eigenfrequenz ist die Phasenverzögerung definitionsgemäß 90° und der relative Verstärkungsfaktor (bezogen auf den Wert bei niedrigen Frequenzen) ist, wie erwähnt, ungefähr fünf. Die Spitze der Verstärkerkennlinie tritt, wie Fig. 5 zeigt, bei einer etwas niedrigeren Frequenz auf, wo die Phasenverzögerung etwas kleiner und die Verstärkung etwas größer ist.

Die Grundkennlinie des Operationsverstärkers 24A wird durch den Voreilungsterm (Fig. 4) geändert. Dieser hat eine weitere kleine Phasenverzögerung bei einer Frequenz des Maximums zur Folge. Tatsächlich verschiebt sich die Frequenz, bei der das zusammengesetzte Maximum auftritt, etwas infolge dieses Terms, die Wirkung ist jedoch vernachlässigbar. Auch der Phasengang, den dieser Faktor beiträgt, ist sehr klein►

Umeine symmetrische Ansprache um die Betriebsfrequenz und eine erhöhte Frequenzstabilität zu erreichen, wird ein Betrieb bei der Frequenz der Spitze (anstatt auf der Flanke der die Spitze aufweisenden Kurve) vorgezogen. Die Schaltung arbeitet bei der Frequenz, bei der die Phasenverschiebung 90° beträgt.

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Die Phase läßt sich leicht durch eine kleine Korrektur-Eingangsverzögerung (Fig. 4) korrigieren, die durch die Einfügung des Kondensators C in den Eingangskreis realisiert wird (Fig.3). Die Zeitkonstante dieses Korrekturfaktors wird so gewählt, daß er eine zusätzliche begrenzte Phasenverzögerung bei der Frequenz der Spitze beiträgt. Auch hier ist die Frequenzverschiebung der Spitze der Kennlinie vernachlässigbar. Der relative Verstärkungsfaktor wird jedoch etwas verkleinert; der zusätzliche Phasengang, der durch diesen Term eingeführt wird, ist ganz klein.

Die Phasenverschiebung bei der Frequenz der Spitze beträgt nun 90° und die Schaltungsanordnung arbeitet also hier; die Betriebsfrequenz f_Q beträgt etwa 0,99 f und der relative Verstärkungsfaktor beträgt insgesamt 4,9 (Fig. 5). Die Neigung verläuft in einem solchen Sinne, daß die Verzögerung mit zunehmender Frequenz wächst und in erster Näherung 5,8° pro Prozent FrequenzverSchiebung beträgt.

Der Verstärkungsabfall und die Phasenverschiebung, die der Frequenzänderung zugeordnet sind, haben einen Einfluß auf das dynamische Verhalten des Systems. Die Wirkung ist ungefähr die einer einfachen Verzögerung, die auf die Modulationsfrequenz (nicht die Eingangs- oder Trägerfrequenz) wirkt mit einer Abbruchfrequenz gleich der Bandbreitenhälfte. Diese Bandbreitenhälfte ist gleich dem Dämpfungsfaktor multipliziert mit der Eingangsfrequenz, hier also 40 Hertz.

Die bei einem solchen Regler am häufigsten erforderliche Änderung ist die der Soll- oder Betriebsfrequenz. Die Werte der sich für eine vorgegebene Frequenz ergebenden Hauptbestandteile des Netzverks ergeben sich aus den Gleichungen (1) bis (3) und der Beziehung von f-. zu f sowie den Verhältnissen zwischen R3 und R4 sowie C2 und C3. Aus praktischen Gründen ist es wesentlich zweckmäßiger, gleiche Kapazitätswerte zu nehmen, da es wesentlich leichter ist, Präzisionswiderstände gewünschter Werte zu bekommen. Der Impedanzwert der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung sollte im wesentlichen unverändert bleiben. Für eine

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Änderung der Betriebsfreguenz ist es also am besten, einen vernünftigen Kapazitätswert festzulegen, der die Gleichung (3) mit vorhandenen Widerstandswerten (in der Nähe von 400 und 40 000 Ohm) grob erfüllt und dann die im speziellen benötigten Widerstandswerte zu errechnen. Die Genauigkeitsanforderungen an diese vier Schaltungskomponenten werden in erster Linie durch die Anforderungen an die statische Frequenzgenauigkeit bestimmt. Ein sekundärer Effekt besteht jedoch darin, daß eine Abweichung von den Beraessungsverhältnissen die Verstärkung oder Empfindlichkeit der Schaltung beeinflußt. Abschließend werden die Widerstände Rl und R2 sowie der Kondensator Cl hinsichtlich einer ausreichenden Phasenkorrektur bemessen. Eine Toleranz von 5% reicht bei diesen drei Schaltungskomponenten für die meisten Anwendungen aus.

Eine Änderung der verschiedenen Verhältnisse beeinflußt die Empfindlichkeit und die Signalpegel und kann nicht empfohlen werden. Eine Änderung der Gesamtempfindlichkeit wird am besten im Ausgangsverstärker bewirkt. Wesentliche Änderungen der Empfindlichkeit können größere Änderungen der Konstruktion erforderlich machen.

Die beiden Transistoren Q5 und Q6 bilden die elektronischen Schalter für den Synchrondemodulator 34A, sie bilden ferner einen Teil des Schaltsignalgenerators 38A. Die beiden Transistoren ergeben zusammen mit den anderen Komponenten des Schaltsignalgenerators und den den Gruppen angeordneten Dioden CR4 bis CRIl einen vollständigen phasenempfindlichen Synchrondemodulator. Die Phasenempfindlichkeit ist die wesentliche Eigenschaft im Hinblick auf die Arbeitsweise des Reglers 14A als Ganzes und hat zur Folge, daß die Kombination aus dem Phasenschiebernetzwerk 25A und dem Synchrondemodulator 34A als Frequenzdiskrimina tor arbeitet.

Dem Eingang des Synchrondemodulators 34A werden Differenzwechselspannungssignale von den Ausgangsklemmen 26A und 26B des Operationsverstärkers 24A zugeführt; diese Wechselspannungssignale enthalten jeweils eine Gleichspannungskomponente. Der

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Synchrondemodulator erzeugt eine Differenz- oder Gegentakt-Ausgangsgleichspannung an den Klemmen 39A und 39B, denen eine große und im wesentlichen konstante Wechselspannungskomponente doppelter Frequenz überlagert ist. Die Differenz der Ausgangsgleichspannungen ist bei der gewählten Ausgangsfrequenz gleich null und ändert sich im wesentlichen mit der Phase und damit mit der Frequenzabweichung. Die Polaritäten des Ausgangssignals an den Klemmen 39A und 39B sind für Abweichungen der Frequenz über bzw. unter die gewählte Betriebsfrequenz entgegengesetzt. Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 34A wird aus vier Teilsignalen erzeugt, die an den inneren Klemmen 61, 62, 63 und 64 auftreten und im anschließenden Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen R22 bis R25 kombiniert werden. Es sei bemerkt, daß das Ausgangssignal an den Klemmen 39A und 39B nur bei statischen Verhältnissen ein Gleichstrom ist und im dynamischen Falle ein veränderliches Wechselspannungssignal wird.

Die Fig. 6 und 7 geben ein vollständigeres und genaueres Bild der Arbeitsweise des Synchrondemodulators 34A für zwei verschiedene Frequenzen. Die in Fig. 6 dargestellten Schwingungen gelten für den Fall, daß das Eingangssignal des Reglers 14A genau der konstruktiv festgelegten Frequenz oder Sollfrequenz entspricht. Unter diesen Umständen hat das Eingangssignal der Dioden CR4 und CR5 die Form der Schwingung 81, nämlich einer Sinusschwingung mit einer Gleichspannungskomponente 82; dieses Signal ist um 180° in der Phase bezüglich des entsprechenden Eingangssignales 83 an den Dioden CR6 und CR7 verschöben. Durch das Schalten der Transistoren Q5 und Q6 hat das an der Klemme 61 auftretende Signal die durch die Kurve 91 in Fig. 6 dargestellte Form während die an der Klemme 62 auftretende Spannung durch die Kurve 92 dargestellt ist. Die Kurven 93 und 94 in Fig. 6 zeigen die Verhältnisse an den Klemmen 63 bzw. 64.

In Fig. 6 wird das an der Klemme 39A erscheinende Ausgangssignal durch die Kurve 95 dargestellt, es besteht aus einer Kombination der Signale 91 und 94 von den Klemmen 61 bzw. 64. Der Verlauf des Ausgangssignals an der Klemme 39B wird durch die Kurve 96 dargestellt, er entsteht durch die Addition

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der Signale 92 und 93 an den inneren Klemmen 62 bzw. 63. Die beiden Ausgangssignale 95 und 96 haben jeweils einen Gleichspannungsanteil, der für die beiden Ausgangssignale gleich ist.

Fig. 7 zeigt dieselben Signale wie Fig. 6 jedoch für den Fall, daß die Frequenz des Eingangssignals von der Betriebsfrequenz oder Sollfrequenz des Reglers 14A abweicht, dabei wurde ein Fehler von etwa 8% angenommen. Unter diesen Umständen enthält das Eingangssignal der Dioden CR4 und CR5 die Schwingung 101 und es ist wieder um 180° in der Phase bezüglich des Eingangssignals 103 der Dioden CR6 und CR7 verschoben. Das Signal an der Klemme 61 wird durch eine Kurve 111 dargestellt; die an der Klemme 62 auftretende Spannung entspricht der Kurve 112; das Signal an der Klemme 63 hat den Verlauf der Kurve 113 und die Spannung an der Klemme 64 den einer Kurve 114. Das Ausgangssignal an der Klemme 39A ist durch eine Kurve 115 dargestellt und entspricht dar Kombination der Signale 111 und 114 von den Klemmen 61 und 64.Der Verlauf des Ausgangssignals an der Klemme 39B ist durch die Kurve 116 dargestellt, dieses Ausgangssignal besteht aus der Summe der Signale 112 und 113 an den inneren Klemmen 62 bzw. 63.

Die in den Fig. 6 und 7 dargestellte Wechselspannungskompormte am Ausgang des Synchrondemodulators 34A ist recht unüblich, da sie im wesentlichen konstant ist anstatt sich in der Amplitude des Nutzausgangssignals zu ändern. Unter den bei der gewünschten Betriebsfrequenz herrschenden Betriebsbedingungen tritt also ein beträchtlicher Wechselspannungsanteil auf (Fig. 6), der sich auch bei beträchtlicher Frequenzabweichung nur wenig ändert, wie Flg. 7 zeigt. Die Hauptkomponente des Wechselspannungsanteiles hat eine Frequenz gleich dem Doppelten der Betriebsfrequenz. Bei einer speziellen Ausführungsform des Reglers mit den oben erwähnten Impedanzwerten betrug der Spitzenwert des WechselSpannungsanteils etwa 2 Volt. Der Wechselspannungsanteil im Differenzeingang zur Filter- und Verstärkerschaltung 41A addiert sich und beträgt daher das Doppelte dieses Wertes .

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Um den Wechselspannungsanteil auf eine vernachlässigbare Größe zu verringern, muß stark gefiltert werden. Läßt man eine etwaige überhöhung in der Filter- und Verstärkerschaltung 41A hinsichtlich der Auslegung des dynamischen Verhaltens außer Acht, so ist die Amplitude des Wechselspannungsanteils gleich dem Nutzsignal, das der Synchrondemodulator bei einer Frequenzabweichung von 14% liefert. Die Filterung stellt eine von drei wichtigen Eigenschaften der Filter- und Verstärkerschaltung 41A dar, die anderen bestehen aus einer Gleichspannungsverstärkung, die sich aus den Anforderungen der Drehzahlstellvorrichtung 15A ergeben, und eine Voreilungskompensation.

Um einen zuverlässigen Betrieb und eine hohe Lebensdauer der Drehzahlstellvorrichtung 15A zu gewährleisten, sollte der Wechselspannungsanteil in dem der Stellvorrichtung zugeführten Ausgangssignal begrenzt werden. Bei einem typischen Servoventil sollte der Spitzenwert des Wechselstromanteils 5% des vollen Steuergleichstroms nicht überschreiten. Um die Ansprechgeschwindigkeit hoch zu halten sollte die Filterung mit einem Minimum an Phasenverzögerung und Amplitudenabfall im Betriebsfrequenzbereich, der bis in die Nähe von 10 bis 20 Hertz reicht, durchgeführt werden.

Bei der dargestellten Schaltung erfolgt die Filterung in zwei Stufen. Die erste Stufe wird durch den Kondensator C7 für die eine Seite (urid den Kondensator C8 für die andere) des Verstärkers 41 zusammen mit dem sich aus der Parallelschaltung der Widerstände R23, R24 und R27 ergebenden äquivalenten Widerstand gebildet. Die zweite Filterstufe für dieselbe Seite der Filter- und Verstärkerschaltung 41A ergibt sich durch den Rückkopplungskondensator C9. Der kleine Widerstand R31 in Reihe mit dem Kondensator C9 dient zur Unterdrückung von Storschwingungen und kann hinsichtlich der Filterwirkung außer Acht gelassen werden. Durch die beiden Filterstufen wird der Wechselspannungsanteil oder Brumm genügend herabgesetzt.

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Bezüglich der Voreilungskompensation in der Filter- und Verstärkerschaltung 31a sei bemerkt, daß für eine Phasenvoreilung eine Verstärkungserhöhung erforderlich ist. Der Anstieg des Verstärkungsgrades (und damit der Voreilung) darf nur bis zu so hohen Frequenzen gehen, wie es absolut erforderlich ist, da hierdurch der Verstärkungsfaktor für die Wechselkomponente vergrößert wird.

Bei der dargestellten Schaltungsanordnung wird diese Beschränkung durch einen Kompromiß in anderer Hinsicht umgangen. Der Rückkopplungszweig mit den Widerständen R32 und R33 auf der einen Seite ist an der Verbindung dieser Widerstände durch den für die Voreilung dienenden Kondensator ClO nach Masse überbrückt. Die gegenkoppelnd wirkende Rückkopplung nimmt also mit zunehmender Frequenz fortlaufend ab, der Verstärkungsgrad steigt und die Phase eilt vor. Die kritische Frequenz (break frequency) wird durch den Kondensator ClO und einen Widerstand, der für die Voreilung einer Parallelschaltung der Widerstände R32 und R33 äquivalent ist, bestimmt. Bei einer typischen Schaltung kann die kritische Voreilungsfrequenz (Abbruchfrequenz) etwa 3 Hertz betragen. Die Wechselkomponente wird durch diese Verstärkung nicht direkt beeinflußt, da der Verstärkungsgrad bei der Frequenz der Wechselkomponente durch den Kondensator C9 und nicht von der Rückkopplung durch die Widerstände R32 und R33 bestimmt wird. Die hier sich aus den Kondensatoren C9 und ClO sowie den Widerständen R32 und R33 ergebende Konfiguration bildet jedoch ein überbrücktes T-Kerbfilternetzwerk mit allen typischen Eigenschaften einer solchen Filterschaltung. Insbesondere hat die Rückkopplung eine Einsattlung und die Verstärkung ein unerwünschtes Maximum. Die Amplitude dieses Maximums ist, wenn sie nicht anderweitig begrenzt wird, einem Faktor gleich der Quadratwurzel des Kapazitätsverhältnisses, also etwa 20, entsprechend.

Dieses Maximum wird durch den zur Dämpfung dienenden Widerstand R34 verkleinert. Das Resultat ist eine komplexe Charakteristik mit einem Voreilungsterm und einer unterkritisch

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gedämpften quadratischen Nacheilung mit einem Dämpfungsfaktor, der etwas kleiner als eins ist. Der Dämpfungsfaktor wird u.a. durch den Widerstand R34 und die notwendigerweise verhältnismäßig kleine Schleifenverstärkung des die Transistoren Q7 und Q8 enthaltenden Teiles des Operationsverstärkers bei der natürlichen oder Eigenfrequenz. Eine genaue Analyse der Gesamtcharakteristik wäre verhältnismäßig mühsam und man wird daher die endgültigen Impedanzwerte experimentell ermitteln.

Der in Fig. 3 dargestellte Regler 14A kann leicht für ein zweiphasiges (120°) Eingangssignal anstelle des einseitig geerdeten Eingangssignales abgeändert werden; Hierfür wird die Verbindung der Widerstände Rl und R2 über einen Widerstand R47 mit einer zusätzlichen Eingangsklemme 21B verbunden und ein Widerstand R48 wird zwischen die Klemme 21B und die Basis des Transistors Q5 geschaltet; der Wert des Widerstandes R2 wird auf die Hälfte des üblichen Wertes verringert.

Der Leistungsbedarf des gesamten Reglers 14A wie er in Fig. 3 dargestellt ist, beträgt bei Verwendung der im folgenden angegebenen Bauelemente etwa 0,75 Watt. Das Eingangssignal vom Wechselspannungsgenerator 13 kann daher als bequeme Quelle für diese kleine Leistung dienen, selbst wenn der Wechselspannungsgenerator ein relativ einfacher magnetischer Aufnehmer oder ähnlicher Wandler ist.

Im folgenden sind beispielsweise Werte für die Schaltungsparameter des in Fig. 3 dargestellten Reglers 14A für eine Betriebsfrequenz von 400 Hertz angegeben:

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Widerstände unsymmetrische Leistungs- symmetrische Lei-

Versorgung stungsver sorgung

Rl	R18, R19, R2O	390 kn	300 kn
R2		360 kn	300 kn
R3	R23, R24, R25	394 η
R4	R27	39,4 kn
R5	R29	loo kn
R6		4,7 kn	5,6 kn
R7	R41	680 η
R8	R33, R42, R43		18 kn
R9	R44	20,0 kn	43,2 kn
RIl	R4O	22,1 kn	47,5 kn
Rl 2	R37	15,4 kn	60,4 kn
R13		6,2 kn	8,2 kn
Rl 4		2,7 kn	3,9 kn
Rl 5	3,6 kn	ίο kn
Rl 6	6,8 kn
Rl 7,	7,5 kn	12 kn
R21	1,5 kn	5,1 kn
R22,	40,2 kn	47,5 kn
R26,	ίο kn	10 kn
R28,	ίο kn	8,2 kn
R3O	5,6 kn	20 kn
R31,	l kn
R32,	20 kn
R34,	510 η
R35,	27 kn
R36,	180 η	220 η
R38	4,3 kn	13 kn
R39	360 η	1,0 kn

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- 26 Widerstände für die Zwei-Phasen-Ausführungsform

R2	180 kfi	150 kn
R47	390 kfi	300 kn
R48	6,8 kfi
	Kondensatoren
Cl	1500 pF
C2, C3	0,1 /UF
C4	150 pF
C6	10 ,uF
C7, C8	0,68 /UF
C9, CIl	0,012 yUF
ClO, C12	4,7 yUF
	Halbleiterbauelemente
Alle Transistoren	2N2222A
Alle Dioden	1N4446
	Leistungsversorgung
B+	+16 V	+15 V
C-	-8 V	-15 V
	Drehzahlstellvorrichtung 15A

Servoventil mit 2 Spulen, 1000 Ω/Spule.

Die Toleranzen der Bauteile des Filters der Phasenschieber· Rückkopplungsschaltung 27A sollen vorzugsweise 1% betragen. Selbstverständlich kann der Aufbau des überbrückten T-Filters geändert werden, insbesondere durch Umkehr der Verhältnisse der Widerstände und der Kondensatoren, wie im Falle der Filter in der Filter- und Verstärkerschaltung 41A.

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■ - 27 -

Wie in Verbindung mit Fig. 1 erwähnt wurde, ist es zweckmäßig, als Leistungsquelle eine Stromversorgung 16 vorzusehen, die ihre Leistung von dem primären Signal, also dem Drehzahlistwertsignal erhält, das den Regler 14 steuert. Ein Hauptvorteil einer solchen selbstversorgten Anordnung ist ihre Einfachheit. Der ganze Regler mit den Einheiten 14 und 16 hat dann nur zwei Sätze von Anschlüssen, nämlich für das primäre Eingangssignal (Istwertsignal) und das Reglerausgangssignal. Das Regelsystem ist völlig frei von irgendwelchen Verbindungen mit anderen elektronischen Geräten. Außerdem braucht keine andere Quelle für elektrische Leistung als das primäre Signal oder Istwertsignal vorhanden sein, wenn die Kraftanlage keine anderen elektronischen Einrichtungen enthält, wie es z.B. bei einer voll hydraulischen Anlage der Fall ist.

Ein nützliches Nebenprodukt der selbstgespeisten Anordnung gemäß Fig. 1 ist die naturgemäße Verträglichkeit zwischen der Signalspannung und der die Leistung liefernden Speisespannung bei Änderungen der Amplitude des Primär- oder Istwertsignals. Bei Anwendungen, wo hohe Genauigkeit gefordert wird und das Primär- oder Istwertsignal von einem geregelten Generator erzeugt wird, wird die Versorgungsspannung von der Stromversorgung 16 für den Regler 14 konstantgehalten. Dies ist für den Betrieb des Reglers 14 zwar nicht wesentlich, beseitigt jedoch kleine sekundäre Fehlerquellen und erhöht dadurch die Genauigkeit als Ganzes.

Bei allen Anwendungen muß die Kraftanlage irgendwann einmal vom Ruhezustand aus angefahren werden oder es können aus anderen Ursachen starke Betriebszustandsänderungen auftreten. Bei solchen Situationen verhindert die Verbindung zwischen den,Signal- und Versorgungsspannungen, daß der Regler in unerwünschte Betriebszustände gebracht wird, die er von selbst nicht wieder verlassen kann. Das beschriebene System gewährleistet eine wirksame Regelung von einer Eingangsspannung von grob gerechnet 10% des normalen Nennwertes und gewährleistet dadurch den Beginn der Regelung schon kurz nach dem Anlassen.

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Wenn auch gewisse Betriebseigenschaften wie Verstärkungsgrad und maximale Ausgangsamplitude unter diesen Umständen klein sind, so tritt doch ein nutzbares Ausgangssignal mit zuverlässiger Amplitude und richtiger Polarität auf, das eine Betätigung im richtigen Sinne bewirkt.

Der elektronische Regler gemäß der Erfindung benötigt als Primär- oder Istwertsignal keine oberwellenarme Sinusschwingung. Die Phasenschiebernetzwerke 25 bzw. 25A haben die Eigenschaften eines Tiefpaßfilters/ das die Grundfrequenz bevorzugt und die Oberwellen dämpft. Außerdem spricht der Synchrondemodulator 34Ain erster Linie nur auf die Grundfrequenz an und gewährleistet eine Unterscheidung gegenüber der "geraden" Form von Verzerrung, die am häufigsten in anderen Signalquellen, wie Impulsaufnehmer mit Spule und Magnet auftreten. Der einzige Nachteil einer verzerrten Primär- oder Istwertspannung besteht in einer gewissen Beeinträchtigung der Genauigkeit infolge von sekundären Fehlerquellen, da eine Änderung der Schwingungsform des Primär- oder Istwertsignales eine kleine Nullwertverschiebung zur Folge haben kann.

Der in Fig. 3 dargestellte Regler 14A kann leicht in einen Drehzahlregler mit verstellbarer Solldrehzahl abgewandelt werden, indem man für die Widerstände R3 und R4 ein Zweifach-Potentiometer verwendet. Dies stellt eine einfache und wirksame Maßnahme zur Einjustierung der Betriebsfrequenz in einem begrenzten Bereich von etwa 2:1 dar. Wenn ein größerer Verstellbereich gefordert wird, können gewisse Änderungen notwendig werden, um der sich ändernden Impedanz der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A Rechnung zu tragen oder es können Vorkehrungen für eine koordinierte Verstellung der Kapazitätswerte der Kondensatoren C2 und C3 getroffen werden.

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Claims

9001-73 Dr.ν.Β/Ε

Patentan Sprüche

Cl.) Drehzahlregler für eine Kraftanlage, die eine mit schwankender Drehzahl arbeitende Antriebsmaschine enthält, welche eine Ausgangswelle antreibt, deren Drehzahl durch eine von einem elektrischen Steuersignal gesteuerte Drehzahlstellvorrichtung veränderbar ist und die mit einem elektrischen Generator gekuppelt ist, der ein elektrisches Signal liefert, dessen Frequenz die Wellendrehzahl darstellt, gekennzeichnet durch einen Synchrondemodulator (34), der einen Haupteingang, einen Schalteingang und einen Ausgang aufweist;

einen mit dem elektrischen Signal (45) vom Generator (13) gespeisten Schaltsignalgenerator (38), der ein mit dem elektrischen Signal vom Generator freguenzgleiches Schaltsignal (48) erzeugt, das dem Schalteingang des. Synchrondemodulators (34) zugeführt ist und diesen in abwechselnden Halbwellen auftastet bzw. sperrt;

ein mit seinem Ausgang an den Haupteingang des Synchrondemodulator (34) angeschlossenes Phasenschiebernetzwerk (25), das eine Phasenschieberschaltung (27) enthält und die Phase des seinem Eingang zugeführten elektrischen Signales (45) vom Generator (13) bei einer vorgegebenen Frequenz dieses Signales um ein ungeradzahliges Vielfaches von 90° verschiebt, während sich die Phasenverschiebung bei Abweichungen der Frequenz des elektrischen Signales von der vorgegebenen Frequenz im wesentlichen monoton mit der Frequenz ändert; und

eine Filterschaltung (41) , die mit dem Ausgang des Synchrondemodulator s (34) gekoppelt ist und eine Steuergleichspannung, deren Amplitude sich in Abhängigkeit von der Frequenz des elektrischen Signales am Haupteingang des Synchrondemodulators ändert, zur Konstanthaltung der Drehzahl der Welle (12) an die Drehzahlstellvorrichtuna (15) liefert.

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2. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenschiebernetzwerk (25) einen Verstärker (24) , der einen Gegenkopplungszweig (26-27-31) mit einem Kerbfilter (28, 29, 32, 33) enthält und eine Frequenzkennlinie mit einer verhältnismäßig scharfen Spitze bei einer Frequenz, die näherungsweise der Eigenfrequenz des Kerbfilters entspricht, aufweist.
3. Drehzahlregler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Kerbfilter (28, 29,32, 33) ein überbrücktes T-Filter mit vorgegebener Eigenfrequenz (f ) ist und daß das Verhältnis der Eigenfrequenz f zur gewünschten Betriebsfrequenz f des Reglers durch die Beziehung

f_o = 0,99 f_n
gegeben ist.
4. Drehzahlregler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in den Eingang des Verstärkers (24A) ein RC-Filter (R₁, R₂, C.) zur Korrektur der Phasenverzögerung geschaltet ist.
5. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch

g e k ennzeichnet, daß das Phasenschiebernetzwerk (25A) einen abgestimmten Verstärker (24A) mit einseitig geerdetem Eingang und Gegentakt-Ausgang enthält; daß der Synchrondemodulator (34A) zwei Stufen hat, die jeweils eine getastete Vollweggleichrichtung eines der Gegentakt-Ausgangssignale des Verstärkers bewirken, und daß das Steuersignal ein Differenzgleichstromsignal ist.
6. Drehzahlregler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Synchrondemodulator zwei Schalttransistoren (Q₅, Q₆) enthält, die durch das Schalt-

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signal in abwechselnden Halbwellen des elektrischen Signals (45) vom Generator (13) und mit 180° Phasenverschiebung in Bezug aufeinander zwischen dem leitenden und dem gesperrten Zustand umgeschaltet werden und daß jede Stufe des Synchrondemodulators eine Dioden-Widerstands-Matrix (CR₄ bis CR.,, R^kis ^R2O' ^R22 k^"^{s R}25^ enthält, die mit beiden Schalttransistoren ve rbunden ist.
7. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (41A) einen Gleichspannungs-Differenzverstärker umfaßt, dessen beide Hälften jeweils ein in einen Gegenkopplungszweig geschaltetes überbrücktes T-Filter (C_g bis C₁₂, R₃₂ bis R₃₄* R35 bis R₃₇/ R₃₉f R₄₀ bis R₄₄) enthält.
8. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Synchrondemodulator (34) , der Schaltsignalgenerator (38) , das Phasenschiebernetzwerk (25) und das Filter (41) eine elektronische Halbleiter-Regeleinheit bilden und daß dieser Regeleinheit eine Stromversorgungseinheit (16) zugeordnet ist, die ausschließlich durch das elektrische Signal vom Generator (10) mit Energie gespeist ist.
9. Drehzahlregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Synchrondemodulator (34) eine elektronische Halbleiterschaltvorrichtung (35) enthält; daß der mit dem elektrischen Generator (13) gekoppelte Schaltsignalgenerator (38) eine im wesentlichen rechteckförmige Schwingung liefert, deren Frequenz mit der des elektrischen Signals vom Generator übereinstimmt.

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