DE2263757C2 - Analog-Digitalumsetzer mit verringertem Quantisierungsrauschen - Google Patents

Description

Bei Codierern für Pulscodemodulation (PCM) wird im allgemeinen ein Eingangsanalogsignal mit oder oberhalb der Nyquist-f requenz abgetastet. Die Abtastwerte, als Proben bezeichnet, werden dann einem Quantisierer zugeführt, dessen Eingangssignalbereich in eine willkürliche Anzahl von Quantisierungsintervalle aufgeteilt ist. Das von dem Quantisierer erzeugte Ausgangssignal ist die digitale Darstellung desjenigen Quantisierungspegels, der der Probe am nächsten kommt. Bei anderen Arten von Quantisierern hängt das erzeugte Digitalsignal nicht nur vom absoluten Wert des Eingangssignals, sondern auch von der Differenz zwischen der augenblicklichen Probe und einem vorhergesagten Wert ab. In beiden Fällen ist der Quantisierungspegel oder der vorhergesagte Wert kaum in exakter Übereinstimmung mit dem analogen Eingangssignal, so daß eine Differenz zwischen den analogen Eingangssignalen und dem aus der digitalen Darstellung rekonstruierten Signal besteht. Diese Differenz wird als »Quantisierungsrauschen« bezeichnet.

In digitalen Übertragungsanlagen kann die Information über vergangene Proben (Proben, die der gerade codierten vorhergehen) und zukünftigen Proben (Proben nach der gerade codierten Probe) des Eingangssignals zur Codierung der augenblicklichen Probe in solcher Weise benutzt werden, daß das Quantisierungsrauschen vermindert wird. Im einzelnen geben zukünftige Proben dem Codierer Information über eine Änderung der Richtung des Eingangssignals, welches gerade vorliegt. F.benso zeigen vergangene Proben die Richtung, welche das Signal zuvor genommen hat. Bei bekannten Codierern (US-PS 29 27 962) werden Quantisierungsfehler durch Subtrahieren des Ausgangssignals eines örtlichen Decodierers vom Eingangssignal berechnet. Die Quantisierungsfehler werden dann gespeichert und zur Veränderung der Quantisierungspegel im Quantisierer benutzt oder für die Vorhersage dahingehend benutzt, wie die nächste Probe sein wird. Wenn diese Quantisierungsfehler richtig gewichtet werden, können sie zu einer Verringerung des Quantisierung*-

rauschens in einem speziellen Frequenzband führen, wobei allerdings ein verstärktes Rauschen in anderen Teilen des Frequenzspektrums in Kauf genommen werden muß. In bekannten Codierern (US-PS 34 72 138) werden auch bereits zukünftige Proben zur Verbesserung der Fähigkeit des Quantisierers benutzt, zukünftige Proben vorherzusagen, so daß das mittlere quadratische Rauschen reduziert wird, das das gesamte Rauschen im gesamten Frequenzspektrum darstellt

Bekannt ist a joh schon ein Verfahren zur Schätzwertbildung in einem Codierer für Differenz-Pulscodemodulation (DE-AS 19 41336). Dabei wird lediglich die" Differenz zwischen den Schätzwerten und den tatsächlich vorhandenen Signalwerten übertragen, und die Parameter zur Berechnung der voraussichtlichen Augenblickswerte werden wiederholt geänaert, um die Differenz zu minimieren. Die Voraussageeinrichtung verwendet dabei zur Berechnung der Schätzwerte eine spezielle z-Transformation.

Schließlich ist ein adaptiver Delta-Modulator bekannt (US-PS 36 28 148), der einen Komparator, einen Integrator, Impulsformer und Kornbinaiionsschaltungen aufweist Zukünftige Proben eines Analogeingangssignals werden nicht erzeugt

Vom theoretischen Standpunkt aus dürfte es effektiver sein, das Quantisierungsrauschen in einem speziellen Frequenzband zu verringern und nicht das mittlere quadratische Rauschen über das gesamte Spektrum, wobei sowohl vergangene als auch zukünftige Proben des Eingangssignals benutzt werden. Wenn zukünftige Proben durch die Anwendung einer Speicherung und Verzögerung verfügbar sind, ist es möglich, die augenblickliche Probe und mehrere nachfolgende Proben gleichzeitig zu codieren, d. h. die Eingangsproben können in Gruppen oder Blöcken codiert werden. Indem demnach vergangene und zukünftige Proben des analogen Eingangssignals verwendet werden, ist es möglich, eine blockweise Codierung des Eingangssignals mit verringertem Quantisierungsrauschen in einem speziellen Frequenzbereich durchzuführen. Dies trifft ohne ivücksicht auf die Art des verwendeten Codierers zu.

Die bekannten Quantisierer sind also darauf gerichtet, das gesamte mittlere quadratische Quantisierungsrauschen über das Frequenzspektrum zu verringern. Wenn die Abtastgeschwindigkeit weit oberhalb der Nyquist-Geschwindigkeit liegt, liegt ein wesentlicher Teil dieses Rauschens in einem Frequenzbereich oberhalb des Informationsbandes. Diese Verfahren zur Verringerung des Rauschens sind dann sowohl wenig wirksam als auch kompliziert, und es wird eine teure Quantisierungsschaltung zur Beseitigung des Rauschens benötigt, welches sonst durch die Verwendung von Filtern in einfacher Weise beseitigt werden könnte.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Analog-Digitalumsetzer so auszubilden, daß das Quantisierungsrauschen im Informations-Frequenzbereich wirksam und auf einfache Weise beseitigt werden kann. Die Lösung der Aufgabe ist im Anspruch I angegeben.

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der UnteransprüGhe,

Wie ausgeführt, ist die Erfindung auf die Verringerung des Quantisierungsrauschens in einem bestimmten Frequenzbereich für eine digitale Übertragungsanlage gerichtet, und zwar gemäß vergangenen, augenblicklichen und zukünftigen Proben des Eingangssignals zusammen mit den möglichen Decödierer^Rekönstrüktionen, welche dieses Rauschen möglichst klein machen.

Dies hatte den Vorzug größerer Wirksamkeit, da alle verfügbare Information über das Signal und die Auswahl der möglichen Codierung verwendet wird, um das Rauschen in dem interessierenden Band ohne Rücksicht auf das verbleibende Frequenzspektrum zu verringern.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Delta-Modulator vorgesehen, der die augenblickliche, eine zukünftige und drei vergangene Abweichungen verwendet In diesem Delta-Modulator wird ein analoges Eingangssignal an eine Abtastschaltung angelegt, welche Proben bei mehrfacher Nyquist-Geschwindigkeit entnimmt Das Ausgangssignal der Abtastschaltung gelangt durch eine erste Verzögerungsleitung, welche das Signal um eine Abtastperiode verzögert. Wenn das Ausgangssignal dieser ersten Verzögerungsleitung als die vorliegende Probe definiert wird, dann stellt das Ausgangssignai der Abtastschal-,tung eine Probe dar, die um eine Abtastzeit in der Zukunft Ihgt Die augenblickliche Probe und die zukünftige Probe werden dann ner eisten bzw. zweiten Summierschaltung zugeführt, di: alle an ihren Eingängen anliegenden Signale algebraisch kombinieren und die gleiche Funktion ausführen wie die Summierschaltung in einem konventionellen Delta-Modulator Die Ausgangssignale der ersten und zweiten Summierschaltung werden jeweils den beiden Eingängen eines zweidimensionalen Quantisierers zugeführt Dieser Quantisierer erzeugt gleichzeitig zwei Aus· gangsdigits, abhängig von den Signalen der beiden Summierschaltungen. Die Entscheidungsschwellen im Quantisierer werden speziell so gewählt, daß die erzeugte Codierung das Quantisierungsrauschen in einem bestimmten Frequenzbereich minimiert wenn dieses in Verbindung mit einem Rückkopplungssignal verwendet wird, das später beschrieben wird. Die beiden Ausgangssignale des Quantisierers werden daraufhin einem örtlichen Decodierer zugeführt dessen Ausgangssignal ein analoges Äquivalent der digitalen Darstellung des Eingangssignals ist. Wie bei einem konventionellen Delta-Modulator wird dieses Signal eint/ ersten und zweiten Kombinationsschaltung zugeführt, um ein Differenzsignal für den Quantisierer zu erzeugen. Außerdem wird das Ausgangssignal des Decodierers von der augenblicklichen Probe in einer Summiereinrichtung abgezogen. Dadurch wird ein Signal erzeugt, welches ein Äquivalent zu den augenblicklichen Quantisierungsfehlern darstellt Diese Quantisierungsfehler werden an de Eingänge von drei Verzögerungsleitungen angelegt, die das augenblickliche Fehlersignal am eine bzw. zwei bzw. drei Abtastperioden verzögern. Die Ausgangssignale de>· Verzögerungsleitungen gelangen an Multiplizierer, die ά\ρ. Si^n.ile mit einem Faktor b(\) bzw. einem Faktor b{2) bzw. einem Faktor b (3) multiplizieren. Die Ausgangssignale der drei Multiplizierer weiden summiert und einer weiteren Kombinationsschaltung zugeführt. Zusätzlich werden die Ausgangssignale der Verzögerungsleitungen jeweils weiteren Multiplizierern zugeführt die die Ausgangssignale der Verzögerungsleitungen mit Faktoren b (2), b (3) bzw. b (4) multiplizieren und deren Ausgangssignale ebenfalls summiert und der weiteren Kombinationsschaltung zUgerührt werden. Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß die Verzögerungsleitungen und Multiplizierer Information nen bezüglich der vergangenen Fehlerausdrücke im Codierer erzeugen. Diese Ausdrücke werden dann mit den 6-Koeffizienten multipliziert, welche eine Gewich-

■ tung bewirken. Die ύ-Koeffizienten sind durch die Fourier-Koeffizienten der gewünschten Rauschabwehrfuiiktion bestimmt Die weitere Kombinationsschaltung erzeugt Rückkopplungsausdrücke, die den beiden Kombinationsschaltungen zugeführt werden. Diese Rückkopplungsausdrücke werden zur Änderung des Differenzsignals aus der ersten und zweiten Kombinationsschaltung verwendet. Dieses korrigierte Ausgangssignal der Kombinationsschaltung erzeugt in Verbindung mit den speziell gewählten Codierschwellen im Quantisierer zweckmäßige Codekombinationenj welctie von den vergangenen, der augenblicklichen und zukünftigen Proben abhängt, und wählt diejenige Codekombination aus, welche das kleinste Quantisierungsrauschen im interessierenden Frequenzbereich ergibt.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. Dabei zeigt

F i g. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel als Blockschaltung.

F i g. 2 ein Diagramm der Grenzen im Quantisierer nach Fig. 1,

F i g. 3A ein Diagramm eines typischen Frequenzspektrums des Quantisierungsrauschens eines bekannten Delta-Modulators mit einem Sinuswellen-Eingangssignal,

F i g. 3B ein Diagramm einer typischen Rauschabwehrfunktion,

Fig.3C ein Diagramm der ^-Koeffizienten entsprechend der Abwehrfunktion nach F i g. 3B,

F i g. 3D ein Diagramm eines typischen Frequenzspektrums des Quantisierungsrauschens unter Verwendung des Codierers nach Fig. 1,

F i g. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung und

F i g. 5 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung für große Blöcke.

Wie eingangs ausgeführt, versuchen die meisten bekannten Quantisierer das gesamte mittlere quadratische Quantisierungsrauschen zu verringern. Wenn jedoch die Abtastgeschwindigkeit weit oberhalb der Nyquist-Geschwindigkeit liegt, kommt ein Großteil dieses Rauschens in einem Frequenzband vor, welcher weit oberhalb des Informationsbandes liegt und eventuell durch Filter in der Ausgangsschaltung beseitigt werden kann. Deshalb ist jedes Verfahren in einer digitalen Nachrichtenübertragungsanlage unwirtschaftlich, das die verfügbaren Codekombinationen zur Verringerung des Gesamtrauschens benutzt. Statt dessen sollten die Codekombinationen dazu benutzt werden, um das Rauschen nur in dem Frequenzband zu verringern, in welchem die Information enthalten ist Während nach dem Stand der Technik Verfahren zur Verringerung des Rauschens innerhalb des Bandes unter Benutzung von Ausdrücken für vergangene Abweichungen zu finden sind, werden bei der Erfindung sowohl vergangene als auch zukünftige Proben des Eingangssignals verwendet um in weitem Maße das Rauschen innerhalb des Bandes zu verringern. Dies wird durch Mlnimalisienmg bei jeder Blockcodierung einer Schätzung der gewichteten Rauschleistung D_ra durchgeführt Diese Schätzung wird von M vergangenen Fehlern oder Abweichungen in Verbindung mit N zukünftigen Abweichungen abgeleitet, die bei der Codierung des nächsten Blocks ΛΓ erzeugt werden, wobei sich der Block N auf die gleichzeitige Codierung von N Proben des Eingangssignals bezieht von denen eine die augenblickliche Probe und der Rest zukünftige Proben sind. Wenn nunmehr die digitale Darstellung einer Probe des Eingangssignals eine von K möglichen Werten annehmen kann, dann existieren K^N unterschiedliche mögliche Sequenzen vergangener und zukünftiger Abweichungen da die vergangenen Abweichungen bereits erzeugt worden sind und durch die Codierung der zukünftigen Proben nicht geändert werden. In einem Delta-Modulator wird K zu 2, und in einem Delta-Impulscodemodulator für zwei Bit wird K zu 4.

Um zur minimalen gewichteten Rauschleistung D_wn zu gelangen, muß die Anlage tatsächlich alle K^N Fehlermuster errechnen, und dann die digitale Folge erzeugen, die zu dem Fehler- oder Abweichungsmuster führt, welches das geringste Rauschen in dem interessierenden Frequenzbereich verursacht.

Es kann jedoch gezeigt werden, daß es nicht notwendig ist, D_w„ für jede der K^N möglichen Codes jedesmal 7u errechnen, wenn eine Gruppe von Eingangsproben codiert werden muß. Statt dessen kann das Konzept eines L-dimensionalen Codierungs- oder Quellenprobe-Raumes benutzt werden, wobei L die Summe der Anzahl der vergangenen Eingangsausdrükke Mund die Anzahl der zukünftigen Eingangsausdrükke N ist. Da die vergangenen Abweichungen oder Fehler zu einer speziellen Zeit festgelegt werden, kann der Raum auf N Dimensionen reduziert werden, wobei die augenblicklichen und die zukünftigen Abtasteingangsausdrücke als Koordinaten anzusehen sind. Die Wirkung der vergangenen Proben wird dann durch eine Verschiebung der verschiedenen Koordinaten eingeschlossen. Im Falle eines Codierert für den Block 2 wird der Raum zu einer einfachen Ebene, wie in Fig.2 gezeigt, wobei die augenblickliche Probe entlang einer Achse und die zukünftige Probe entlang der anderen Achse ausgemessen wird. Die Faktoren ψο und ψι in F ι g. 2 stellen die Verschiebung der Koordinaten in Abhängigkeit von den vergangenen Abweichungen dar. Wenn das Codierproblem in dieser geometrischen Art gesehen wird, wird die Minimalisierung von D_w„ durch Aufteilen des neuen AZ-dimensionalen Raumes in K^N Bereiche durchgeführt, die jeweils durch eine optimale Wahl von Codiersequenzen identifiziert wird. Für den Block-2-Codierer sind diese Bereiche als Flächen I, II, III und IV in F i g. 2 angedeutet Da das Rauschen nur in einem speziellen Frequenzband verringert werden soll, muß die Auswirkung der verschiedenen Eingangssignale zusammengenommen werden. Dies erklärt teilweise die ungewöhnliche Gestalt der Grenzen in Fig. 2. Die Codierung wird deshalb auf die Verschiebung der Koordinaten in dem /V-dimensionalen Raum in At .ängigkeit von Ausdrücken vergangener Abweichungen reduziert ferner in Aufteilung des Raumes in Bereiche in Abhängigkeit von der Gestalt und dem Frequenzband des Rauschens, dessen Verringerung gewünscht wird, und Entscheidung darüber, in welcher der K^N Bereiche ein spezieller Satz von Eingangsproben liegt Die F i g. 1 ist ein praktisches Beispiel der Anwendung dieser Codiertechnik.

F i g. 1 stellt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dar, wobei ein Delta-Modulator zur Anwendung einer vorliegenden und einer zukünftigen Probe zusammen mit drei vergangenen Abweichungen modifiziert worden ist Das analoge Eingangssignal wird der Abtastschaltung 100 zugeführt Die Abtastschaltung tastet das Eingangssignal unter der Steuerung eines örtlichen Taktgebers 160 ab. Die Ausgangsproben S dieser Abtastschaltung werden an eine Verzögerungsschal-

tüng 105 angelegt. Diese verzögert das Ausgangssignal der Abtastschaltung 100 um eine Abtastzeit. Wenn daher das Ausgangssignal S₀ der Verzögerungsschaltung 105 als die augenblickliche Probe angesehen wird, dann ist das Ausgangssignal S\ der Abtastschaltung eine zukünftige Probe, und zwar um eine Abtastzeit in der Zukunft. Die Probe So wird an einen positiven Eingang einer K,Sfnbiniefschaltung 115 und die Probe S\ an einen positiven Eingang einer Kombinierschaltung 110 ange^ legt. Diese Kombinierschaltungen führen die gleiche Funktion durch, wie die Di.fferenzschaltungcn in einem konventionellen Delta-Modulator. Deshalb wird das zuvor rekonstruierte Signal S-1 eines örtlichen Decodierers 130 an die Minuseingänge beider Kombinierschaltungen angelegt. Zusätzlich werden Rückkopplungssignale ψο und ψι von einem Vorspannungs-Computer 140 an weitere positive Eingänge der Kombinierschaltung 115 bzw. 110 angelegt. Die Ausgangssignale dieser Kombinierschaltungen stellen die Differenz zwischen dem zuvor rekonstruierten Signal und der augenblicklichen und zukünftigen Proben (plus der Rückkopplungssignale) dar und werden den beiden Eingängen eines zweidimensionalen Quantisierers 120 zugeführt. Der Quantisierer erzeugt gleichzeitig zwei Digits des Ausgangscodes G und Q, die in ein Schieberegister 125 eingespeichert werden. Der Quantisierer erzeugt diese Codes unter der Steuerung eines Flip-Flops 165. Da das Flip-Flop 165 von dem örtlichen Taktgeber 160 gesteuert wird, erzeugt der Quantisierer Ausgangssignale mit der halben Abtastgeschwindigkeit. Das F^hieberegister 125 wird ebenfalls von dem örtlichen Taktgeber gesteuert und erzeugt so ein Serienausgangssignal, dessen Geschwindigkeit mit der Abtastgeschwindigkeit übereinstimmt. Das Ausgangssignal des Quantisierers, welches den Code für die augenblickliche Probe darstellt, wird in der vorletzten Stufe des Schieberegisters und das Ausgangssignal, welches den Code für zukünftige Proben darstellt, wird in der letzten Stufe gespeichert. Der Inhalt der vorletzten Stufe des Schieberegisters wird dem örtlichen Decodierer 130 zugeführt. Dieser setzt das im Schieberegister gespeicherte digitale Ausgangssignal in ein analoges Signal S-1 um. Das Signal wird den negativen Eingängen der Kombinierschaltungen 110 und 115, wie bereits beschrieben, zugeführt. Es wird jedoch auch von der augenblicklichen Probe S₀ in einer Summierschaltung 135 abgezogen. Dies führt zur Erzeugung des augenblicklichen Quantisierungsabweichungsausdruckes qo. Dieser Abweichungsausdruck wird Verzögerungsschaltungen 141, 142 und 143 eines Vorspannungs-Computers 140 zugeführt, deren Verzögerung ein, zwei bzw. drei Taktperioden entspricht Die Ausgangssignale dieser Verzögerungsschaltungen werden Multiplizierschaltungen 144,145 bzw. 146 zugeführt. Diese Multiplizierschaltungen multiplizieren die Ausgangssignale der Verzögerungsschaltungen mit den Koeffizienten b (1), b (2) bzw. b (3). Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen 144,145 und 146 werden in Summierschaltungen 150 und 151 aufsummiert und einem Eingang 156 einer Kombinierschaltung 155 zugeführt Zusätzlich werden die Ausgangssignale der Verzögerungsschaltungen 141, 142 und 143 den jeweiligen Multiplizieren! 147,148 bzw. 149 zugeführt Ähnlich den anderen Multiplizierschaltungen haben diese die Wirkung der Multiplikation der Ausgangssignaie der Verzögerungsschaltungen 141, 142 und 143 mit den Koeffizienten b{2), 6(3) bzw. b(4). Die Ausgangssignale dieser Multiplizierer werden in Summierschal-

tungen 152 und 153 summiert und dann einem Eingang 157 der Kombinierschaltung 155 zugeführt. Diese Kombinierschaltüng 155 erzeugt die beiden Rückkopp-. lungssignale ψ₀ Und ψι, welche in Kombinierschaltungen 110 bzw. 115 zugeführt werden.

Mit dieser Schaltung wird eine augenblickliche und eine zukünftige Probe erzeugt und den Kömbiniefschaltungen 11Ö und 115 zugeführt. Diese Schaltungen wird das analog rekonstruierte Signal aus dem örtlichen Decodierer von den Eingangssignalen abgezogen, um die Differenzsignale für den Quantisierer 120 zu bilden. Zusätzlich werden den Kombinierschaltungen 110, 115 Rückkopplungssignale ψι und ψ₀ zugeführt Wenn den /»-Koeffizienten geeignete Werte erteilt werden, und wenn die Quantisierungsbereiche in der Schaltung 120 geeignet gewählt werden, hat der erhaltene Ausgangscode C ein minimales Quantisierungsrauschen für ein spezielles Frequenzband,
nie Q'iRn'isiprungsbereiche des ^uantisiersrs 120 sind in F i g. 2 dargestellt. Die Bestimmung der Grenzen der Codierungsbereiche wird durch Betrachtung des AZ-dimensionalen Raumes durchgeführt, der zuvor erwähnt worden ist. Jeder der /^möglichen Ausgangscodes ist einer optimalen Kombination von Eingangs-

proben zugeordnet, die zum kleinsten Betrag von gewichtetem Quantisierungsrauschen führen. Diese optimalen Kombinationen von Quellenproben werden durch K^N Punkte in dem Codierungsraum dargestellt Ein gegebener Punkt in diesem Codierungsraum, der

durch einen aktuellen Satz von Eingangssignalen dargestellt wird, wird dann in einer speziellen Region sein, wenn er näher zum optimalen Punkt dieser Region liegt, als zu einem anderen optimalen Punkt In F i g. 2 sind diese optimalen Punkte mit A, B, C und D bezeichnet. Deshalb werden die Grenzen der verschiedenen Bereiche durch den geometrischen Ort der Punkte bestimmt, die gleichweit von gegebenen Paaren von optimalen Punkten sind. Wegen der Frequenzgewichtung des Rauschens wird die Entfernung nicht in

der gewöhnlichen Art gemessen, sondern hängt tatsächlich von der Orientierung der beiden betroffenen Punkte ab. Diese anisotrope Natur des Raumes wird dadurch angeordnet, daß die equidistanten Linien rund um jeden optimalen Punkt in F i g. 2 elliptische und nicht

Kreisgestalt aufweisen.

Wenn S_p als M-Vektor der vergangenen Eingangssignale und Sf als als N-Vektor der Eingangssignale definiert wird, dann gilt folgendes:

S-2

und Sf

Sn-i

Sn-2

(D

Die positiven Indizes deuten Perioden in der Zukunft und die negativen Indizes deuten Abtastperiodsn in

der Vergangenheit an. S_p und S_f können auch in ähnlicher Weise als lokale Decodiererrekonstruktionen des digitalen Ausgangssignals des Quantisierers definiert werden. Deshalb sind der vergangene and der zukünftige Abweichungsvektor jeweils gegeben durch:

=S₁, -Sj, und Qf=- S_f -S₁

(2)

Der vollständige Vektor für die Eingangssignale ist wie folgt:

(3)

und der Rekonsiruktionsvektor ist wie folgt:

10

(4)

15

Der Abstand zwischen S und S in dem vorliegenden anisotropen Raum wird in Matrixdarstellung wie folgt geschrieben:

(S-S)^TB(S-S)

(5)

20

dabei bedeutet T eine transpose Matrix und B eine Transformationsmatrix an, welche die anisotrope Natur des Raumes beschreibt. Einsetzen der Gl. (2), (3) und (4) in die Gl. (5) führt zu:

30

Diese Gleichung liegt in aufgeteilter Form vor. In dem die angedeuteten Operationen durchgeführt, das Quadrat _des Ergebnisses vervollständigt und Ausdrücke Q₁, fortgelassen werden, wird folgender Ausdruck erhalten:

ψ)

(7)

Hierbei ist ψ = S^¹ β Qp. Die modifizierte Abstandsgleichung (7) kann zur Auffindung des geometrischen Ortes der gleichweit entfernten Punkte von benachbarten Rekonstruktionspunkten S₁ und S/ benutzt

werden, d. h., ? (S₁S₁) = d² (S, S₁) gibt die Gleichung für die Grenze an. Aufgrund der Gl. (2) und (7) wird folgendes erhalten:

(8)

35

40

sowohl vergangene als auch zukünftige, stellen eine bestimmte Län£enaufzeichnung dar, die durch den L-dimensionalen Vektor ^ dargestellt werden kann, wobei L= M+ N ist. Die Komponenten dieses Vektors können dann als (q\, ..., qi) indiziert werden. Zur Bestimmung der Matrix B muß die gewichtete Rauschleistung D_wn geschätzt werden. Dies kann durch Bezugnahme auf die Wiener-Khintchine-Theorie durchgeführt werden, welche beinhaltet, daß die Autokorrelationsfunktion und die Leistungsspektraldichte Fouriertransformierte voneinander sind. Eine Ableitung dieses Zusammenhangs kann auf Seiten 431 und 432 des Buches »Information Transmission, Modulation and Noise« von Schwartz, Verlag McGraw—Hill, 1959, gefunden werden. Da jedoch der Vektor Q nicht eine Funktion, sondern lediglich eine Reihe von Zahlen ist, kann das Leistungsspektrum nach dem Verfahren auf Seiten 120-124 des Buches »The Measurment of Power Spectra« von Blackman und Tukey, Dover Publications, 195S, geschätzt werden, unter Anwendung dieses Verfahrens schätzt man zuerst die offenbare

Autokorrelation der bestimmten Aufzeichnung (q\

q_L) als

-InI

L-\n\

Σ QhQh₊\n\\n\< L-I, (9)

A- 1

wobei die größte Verzögerungszeit, für welche die Daten verfügbar sind, gleich (L-Y)T ist. Das dreieckförmig ausgebildete Verzögerungsfenster

0,

\n\>L

(10)

wird dann der Autokorrelation unterworfen. Die dreieckförmige Gestalt wird zur Durchführung dieses Konzepts gewählt, weil dadurch die mathematischen Ausdrücke vereinfacht werden. Nach Fourier-Scrienexpansion der Fenster-Autokorrelations-Werte wird die Schätzung der modifizierten spektralen Dichte erzeugt:

45 = Σ

π--L

(H)

Die kann in Matrixform wie folgt ausgedrückt werden:

Dies stellt die Gleichung für die Grenzen zwischen den Regionen / und / dar. Diese Formel kann auf alle Paare von Rekonstruktionen oder Codepunkte in dem Raum angewendet werden, wobei alle Grenzebenen fixiert werden. Die Gleichung (8) offenbart, daß die Grenze eine Hyperebene ist, da sie in den Komponenten von 5/linear ist, und daß die Grenze entsprechend den vergangenen Abweichungen ^, verschoben ist Dies wird natürlich durch die Faktoren ψο und ψι in Fig. 2 dargestellt

Zur vollständigen Bestimmung des Quantisierers nach F i g. 1 bleibt noch übrig, die Matrix B zu bestimmen, welche die anisotrope Natur des Raumes kennzeichnet, der zu einem verringerten Quasitisierungsrauschen gemäß dem gegebenen Frtquenzgewichtungskriterium führt Alle Abweichungsausdrücke, &XQ

(12)

JL.

Dabei sind die Elemente der X-Matrix wie folgt: Xy = cos(i-j)mr. (13)

Nunmehr kann die Schätzung der gewichteten Rauschleistung D_Kn durch Integration des Produkts der spektralen Dichte und der Rauschabwehrfunktion W(a>) bestimmt werden:

,T/r

Q^TBQ

(14)

oder

π/τ

-π/τ

Wie ersichtlich, ist die B-Matrix die gewünschte Lösung, wenn Gl. (6) mit Gl. (14) verglichen wird. Für einen Codierer beliebiger Blocklänge werden die Grenzen der Codierbereiche mittels der Gl. (8) bestimmt und die numerischen Werte der Elemente von β durch die Gl. (15). Diese Ergebnisse können nunmehr mit F i g. 1 zur Bestimmung des Codierbereiches in dem Quantisierer 120, der fr-Koeffizienten im Vorspannungs-Computer i40 und den Ausgangssignalen der Kombinierschaltung 155 benutzt werden.

In der Schaltung nach Fig. 1 ist M= 3 und N=2. Deshalb stellt sich die ß-Matrix wie folgt dar:

B =

	6(1)	6(2)	6(3)	6(4)
6(1)	6(0)	6(1)	6(2)	6(3)
6(2)	b(D	6(0)	6(1)	6(2)
6(3)	6(2)	6(1)	6(0)	6(1)
6(4)	6(3)	6(2)	6(1)	6(0)

(16)

Vergleich der F i g. 3A und 3D zeigt, daß das Rauschen innerhalb des Bandes verringert worden ist auf Kosten des Rauchens außerhalb des Bandes. Wie gesagt, kann dieses Rauschen außerhalb des Bandes durch Anlagefilter beseitigt werden.
Aus Gl. (6) und (16) folgt:

io

6(0)	6(1)	undjS=
_6(D	b(G)_

"6(2) 6(3) 6(4)"

.6(1) 6(2) 6(3)_
(17)

wobei Ndie Blocklänge darstellt.

Wenn die Rekonstruktion durch den örtlichen Decodierer der vorhergehenden Probe gleich §-\ und die Schrittgröße gleich δ ist, besteht die Decodierregelung für den Deltamodulator in folgendem:

20

25

Digit	Muster	S0	S,
0	0	S-t-δ	S-i-iö
0	1	S-i-δ	S-i
1	0	S-i +δ	S-,
1	1	S-i +δ	.SL1+25

Ä-,	-	S-i + 2δ	= 2δ	-1
	J-i+δ _	-1

Die Werte der Elemente dieser Matrix werden aus Um die Grenze zwischen den Mustern 0,1 und 1, 1

der Gl. (15) bestimmt, abhängig von der Rauschabwehr- 30 aufzufinden, wird S₁ 0, 1 und S, 1, 1 zugeordnet. Dann lunktion W(<u). Eine typische Rauschabwehrfunktion ist gilt in F i g. 3B gezeigt. In diesem Fall ist eine Verringerung des Rauschens nur in dem Informationsband (0 bis 5 kHz) erwünscht, und deshalb ist eine Rechteckfunktion gewählt. Jedoch könnte diese Funktion jede 35 beliebige nichtnegative Funktion sein, und braucht nicht tuf einen speziellen Frequenzbereich beschränkt zu jein. Sie könnte auch zur Abwehr des Rauschens über dem gesamten Frequenzspektrum dienen. F i g. 3C zeigt die Fourierkoeffizienten der Funktion nach Fig.3B, 40 welche die wesentlichen Elemente der ß-Matrix sind.

Die Wellenform in Fig.3A ist eine Darstellung des Spektrums des Quantisierungsrauschens eines konventionellen Deltamodulators mit einer Sinuswelle als Eingangssignal. Wenn die Funktion nach Fig.3B in einem Deltamodulator gemäß Prinzipien der vorliegenden Erfindung angewendet wird, kann das Spektrum des Quantisierungsrauschens durch eine Kurve dargestellt werden, wie sie in Fig.3D etwa gezeigt ist Ein

S-i +δ'

(18)
(19)

Wenn dies auf Gl. (8) angewendet wirdj wobei

dann wird folgendes erhalten:

(S₀ - S-i) + (S₁ - 5_0 +

6(0) 6(0)

6(1)
6(0)

■q-,=

(20)

Dies ist die Gleichung für die Grenze. Die anderen Grenzen können durch Anwendung des gleichen Verfahrens auf die anderen möglichen Kombinationen von Ausgangssignalen bestimmt werden. Wie sich aus GI. (20) ergibt, erscheinen die 6-Koeffizienten immer in bezug b (0) normalisiert oder bezogen. Dies rührt daher, daß nur die Gestalt von W(co) wichtig ist, nicht dessen absoluter Amplitudenmaßstab. Da 6(0) die Gesamtflä- ~ks „„(ar Aar Ci^L-Wo-n Π-Ύ/νΛ ir* A'xc ,4,,,-„k Π\ /1 Ci

WIXr UlIlWl XAXrI Λ UllIVUVSll TT IIUI Ul, Vll\# XAtAlXrIl X^l. \1\JJ

gezeigt, kann der Maßstab so gelegt werden, daß 6(0)=l ist In den folgenden Ausdrücken ist diese Normalisation bereits durchgeführt

Die Kombinierung der gewichteten Summationen von vergangenen Abweichungen wird in der Kombinierschaltung 155 des Vorspannungscomputers 140 durchgeführt Aus Gl. (7) ist ersichtlich, daß die Ausgangssignale der Kombinierschaltung jeweils ψο und ψι sein müssen, welche die Komponenten des Vektors:

Die Ausführung der angedeuteten Multiplikationen ergibt:

-6(1)

-ft(l) 1

6(2)	6(3)	6(4)	3-1
6(1)	6(2)	6(3)	9-2
			9-3

(21)

Si

und

(/ + I)-6(7)6(1)

b(J)-b(J

(22)

(23)

15

?0

Das Signal am Eingang 156 der Kombiniererschaltung

155 ist Σ b(J)Qj und das Signal am Eingang 157 ist

Σ b(j + Dq,. Deshalb bildet die Kombinierschaltung j-1

15;" die Signale ψ₀ und y, aus diesen Eingangssignalen gemäß Gl. (22) und (23).

Bis zu diesem Punkt ist die Operation des Vorspannungscomputers 140, welcher die Rückkopplungsausdrücke ψο und ψι für die Kombiniererschaltung 110 und 115 erzeugt beschrieben. Auch sind die Grenzen der Entscheidungsbereiche in dem Quantiiie rer 130 beschrieben. Es bleibt jedoch noch ein Verfahren zu der regelmäßigen Realisation des Quantisierers zu beschreiben. In einem Codierer für einen Block-1-Codierer kann die konventionelle Schwellenwertdetektorschaltung verwendet werden, da dieser Codierer eindimensional ist. In einem Block-2-Codierer jedoch ist die Einrichtung nach US-PS 27 21 900 (B. M. Oliver) nützlich. Unter Benutzung dieser Einrichtung werden die Ausgangssignale der Kombiniererschaltungen 110 und 115 an die horizontalen und vertikalen Platten einer Kathodenstrahlröhre angelegt. Die Frontfläche der Kathodenstrahlröhre würde dann mit vier Gruppen von Fotodioden belegt werden, wobei jede Gruppe eine Fläche bedeckt, die einen speziellen Ausgangscode darstellt. Der spezielle erzeugte Ausgangscode würde dann davon abhängen, wie die Kombiniererschaltungs-Ausgangssignale den Strahl der Kathodenstrahlröhre abgelenkt haben. Wenn die Blocklänge über zwei hinaus vergrößert wird, dann muß der Quantisierer eine neue Form aufweisen, um festzustellen in welchem Bereich die Kombination der Eingangssignale liegt. F i g. 4 stellt eine Ausführungsform eines reorganisierten Quantisierers dar. der auch zur Behandlung größerer Anzahlen von Eingangssignalen für Codierer von größeren Blocklängen erweitert werden kann.

Die Schaltungsanordnung nach Fig.4 ist ähnlich der nach Fig. 1, außer daß die Verzögerungsleitungen durch analoge Schieberegister ersetzt worden sind und daß der Quantisierer in zwei Schaltungen 410 und 420 aufgeteilt worden ist, welche auch die Kombinierer-Schaltungen 110,115 und 155 der Fig. 1 enthalten. Die Eingangsproben werden dem analogen Schieberegister 400 zugeführt Dieses Schieberegister steht unter der

25

30

35

40

45

50

55

60 Steuerung des Ausgangssignals Tdes örtlichen Taktgebers. Die analogen Signale werden in dem Schieberegister gespeichert und in Abhängigkeit von den Taktimpulsen verschoben. Der Inhalt des Schieberegisters wird dem Erstbit-Quantisierer 410 zusammen mit partiellen Rückkopplungssignalen <α, und οΣ\ aus Summierschaltungen 441 bzw. 442 zugeführt Zusätzlich wird das Ausgangssignal des örtlichen Decodierers 425 dem Erstbit-Quantisierer zugeführt. Dieser Zweibit-Quantisierer entscheidet bloß, ob das erste Bit des Codes für die beiden Proben eine λ1<« oder eine »0« sein sollte. Dies wird dadurch ausgeführt, daß bestimmt wird, auf welcher Seite der Grenze zwischen den Bereichen für »1« (I und II nach Fig. 2) und dem Bereich »0« (III und IV) die Eingangskombination liegt Diese Grenze wird durch die innerhalb des Quantisierers 410 gezogene Linie angedeutet Das Ausgangssignal dieses Quantisierers wiro über einen Schalter 415 auf den Eingang eines örtlichen Decodierers 425 gegeben, und zu der Ausgangsschaltung gegeben. Der Schalter 415 wird ebenfalls von dem örtlichen Taktgeber gesteuert. Sobald dieses erste Bit bestimmt worden ist, wird der Inhalt des Schieberegisters 400 um eine Stufe weitergeschoben, wobei eine neue Eingangsprobe S2 in die erste Stufe eingeschrieben wird, und das Signal Si (nunmehr in der letzten Stufe des Schieberegisters 400) an den Eingang des Zweibit-Quantisierers 420 zusammen mit dem partiellen Ruckkopplungssignal \Σο und dem neuen Ausgangssignal des örtlichen Decodierers 425 angelegt wird. Dieser eindimensionale Quantisierer erzeugt das zweite Bit des Codes, nachdem der Schalter 415 seine Lage geändert hat, so daß der Ausgang des Quantisierers 420 an den Eingang des örtlichen Decodierers und an den Schaltungsausgang gelegt werden kann. Dieser Quantisierer führt eine einfache Schwellenwertentscheidung durch, die teilweise auf dem Ausgangssignal des Erstbit-Quantisierers über das Signal i2o beruht. Nachdem das zweite Bit bestimmt ist. kehrt der Schalter 415 zum Ausgang des Quantisierers 410 zurück, welcher das erste Bit des Codes für den Block der Proben Sj und S) erzeugt, welche nunmehr im Schieberegister 400 gespeichert werden. Mit dieser Schaltung wird der Ausgangscode nacheinander erzeugt und jeder der Quantisierer bestimmt lediglich einen der beiden Bits des Ausgangscodeblockes.

Wie bei der Ausführungsform nach Ii g. 1 wird das Ausgangssignal des örtlichen Decodierers von der augenblicklichen Probe in einer Summien;chaltung 430 abgezogen, um die Abweichungsausdrücke q /u erzeugen. Diese Ausdrücke Werden einem analogen Schieberegister 435 zugeführt, welches ebenfalls von dem örtlichen Taktgeber gesteuert wird. Bei jedem Taktimpuls werden die Abweichungsausdrücke um eine Stelle nach rechts verschoben, Deshalb stellt der Inhalt des Schieberegisters die Ausdrücke für Vergangene Abweichungen dar. Die Ausgangssignale der verschiedenen Stufen des Schieberegisters 435 werden mit den

6-Koeffizienten multipliziert und in der Kombiniererschaltung 440 summiert Das Ausgangssignal dieser Schaltung wird um eine Abtastaeit mittels einer Verzögerungsschaltung 443 verzögert, bevor es mit dem Produkt des vorliegenden Abweichungsausdruckes und dem b (I)-Koeffizienten summiert wird. Diese Summieroperation findet in einer Summierschaltung 441 statt, deren Ausgangssignal das partielle Rückkopplungssignal

10 M

₀Σ₀ = Σ b(J)Q-j ■

Dieses Signal kann bei der Bildung der Signale ψο und ψι in den Quantisierer benutzt werden. Wie später gezeigt wird, ist es jedoch nicht notwendig, die Signale ψ₀ und ψι zu bilden. Mit einer geeigneten Schaltung des Quantisierers ist es möglich, die partiellen Rückkopplungssignale &Σ& οΣ\ und ΐ,Σο direkt zu benutzen.

Wenn ein vorgestellter Index »0« bei einer dieser Signale benutzt wird, soll dies andeuten, daß dieser bei der Bestimmung der ersten Bits in dem Block des Codes angewendet wird, und eine »1« zeigt die Anwendung bei der Bestimmung des zweiten Bits in dem Block an. Die nachgestellten Indizes differenzieren zwischen den verschiedenen partialen Rückkopplungssignalen, die zur Bestimmung eines Codebits verwendet werden. Das Ausgangssignal der Kombinierschaltung 440 wird auch zusammen mit dem Inhalt der letzten Stufe des Schieberegisters 435, multipliziert mit dem Koeffizienten b(N+\) in der Sumimierschaltung 442 summiert, deren Ausgangssignal der partielle Rückkopplungsausdruck

35

■■ Σ b(J+l)qj

ist. Diese Schaltung gestattet die gleichzeitige Erzeugung von Rückkopplungsausdrücken 0Σ0 und οΣ\ bei Anwendung eines einzigen Vielstufenschieberegisters. Das Produkt von b(M+\) und der Inhalt der letzten Stufe des Schieberegisters 435 werden um eine Abtastperiode mittels einer Verzögerungsschaltung 444 verzögert. Das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 444 wird dann in einer Summierschaltung 445 mit dem Ausgangssignal 0Σ0 der Summierschaltung 441 summiert und bildet das partielle Rückkopplungssigna]

W+ 1

Σ_ο= Σ b(J)qi-j,

50

dieser wird bei der Bestimmung des zweiten Bits im Quantisierer 420 benutzt. Es wird darauf hingewiesen, daß eine gute Annäherung an das Signal ιΣ₀ ohne das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 444 erzielt werden kann, da der i^M+l)-Koeffizient gewöhnlich sehr klein ist.

Die aufeinanderfolgend wirkenden Blockcodierer nach Fig.4 können praktisch mit der Schaltung der US-PS 27 21 900 durchgeführt werden, wenn zwei Gruppen von Fotodioden für den Quantisierer 410 und eine einfache Schwellwert'FeststellungsschaltUrtg für den Quantisierer 420 benutzt werden. Wenn jedoch die Blocklänge zunimmt, muß eine unterschiedliche Schal' lung für den Quantisierer benutzt werden. Diese neue Anordnung, welche die Schaltung auf einen Block-A/-Codierer ausdehnt, ist in F i g. 5 dargestellt. Der erste Schritt in einem solchen erweiterten Codierer besteht darin, die Entscheidung für das erste Digit in einer Block-W-Codierung durchzuführen, wobei M rückliegende Abweichungen, wie zuvor, benutzt werden. Diese Entscheidung wird dann dazu benutzt, die analoge Rekonstruktion S^. 1 auf So zu korrigieren, wobei ein zusätzlicher Abweichungsausdruck φ bestimmt wird. Nunmehr können die M+l Abweichungen dazu benutzt werden, eine Entscheidung über das erste Digit bei der verbleibenden Codierung des Blockes (N-1) zu treffen. Dies führt zu 51₁ q\ und ergibt Λ/+2 Abweichungsausdrücke. Dies dauert bis zur letzten Codierung an, welche gerade eine Block-1-Entscheidung unter Verwendung von M+ N— 1 Abweichungen ist Dieses Bit-um-Bit-Codierverfahren erzeug*, den gewünschten Ausgangscode nach entsprechender gerätemäßiger Realisation, ohne explizite Zeitspeicherung der Eingangsquellenproben oder der Ausgangscodebits.

In Fig.5 ist das analoge Schieberegister 500 das gleiche wie das Schieberegister 400 der F i g. 4, außer daß zusätzliche Stufen hinzugekommen sind, um die vergrößerte Anzahl von zukünftigen Eingangsproben zu verarbeiten. Außerdem ist der Quantisierer in N getrennte Einheiten aufgeteilt worden. Der Erstdip't-Codierer 512 ist ein /V-dimensionaler Quantisierer mii Eingangssignalen aus jeder der N Stufen des ana ogen Schieberegisters 500. Er erzeugt das erste BiIJ des Ausgangscodes für den Block der Eingangsproben, die in dem Schieberegister 500 enthalten sind. Der Zweitdigit-Codierer 520 stellt einen (N- l)-dimensionalen Quantisierer dar, welcher Eingangssignale von allen Stufen außer der ersten des Schieberegisters erhält. Da er jedoch seine Entscheidung während des zweiten Zeitintervalls macht, nachdem der Inhalt des Schieberegisters bewegt worden ist, betrifft er den (N'-I) Kennblock der Eingangssignale von S\ bis Sn- i· Jeder der darauffolgenden Digitcodierer hat einen Eingang weniger als der vorhergehende Codierer und macht seine Entscheidung aufgrund eines Blockes von Eingangssignalen, die jeweils durch Fortfall der früheren Eingangsausdrücke verringert sind. Der Codierer für das letzte Digit ist ein eindimensionaler Quantisierer mit einem Eingangssignal nur aus der letzten Stufe des Schieberegisters. Zur Zeit, wenn er seine Entscheidung macht, enthält diese letzte Stufe den Eingangsausdruck S/v-i. Wie bei der Ausführungsform nach F i g. 4 wird jedem Quanusierer oder Digitcodierer partielle Rückkopplungsausdrücke Σ zugeführt, so daß der korrigierende Effekt der letzten Quantisierungsabweichungen dabei in den Entscheidungsprozeß für den sequentiellen Block eingeschlossen ist.

Die Ausgangssignale der verschiedenen Quantisierungseinheiten werden durch einen Umlaufschalter 515 gesammelt, welcher sie sowohl zu dem Schaltungsausgang als auch dem Eingang des örtlichen Decodierers 525 führt. Dieser örtliche Decodierer erzeugt ein analoges Äquivalent des digitalen Codes, der am Ausgang erscheint. Eine Differenzschaltung 530 dient zur Subtraktion dieses analogen äquivalenten Signals von den" Ei'ngangsproben. Wie bei den anderen Schaltungsanordnungen werden dadurch Ausdrücke für die Quantisierungsabweichungen erhalten, die dann in einem Vorspannungscomputer 540 zur Erzeugung der partiellen Rückkopplungssignale für die zahlreichen Einheiten des Quantisierers benutzt werden.

Jeder der N separaten Digitcodierer in F i g, 5 ist

0, -

-k^Tt -

(24)

Dabei ist S/ die Rekonstruktion des Codepunktes in der »O«-Klasse, S₁ ist die Rekonstruktion des Codepunktes in der »1«-Klasse, 5,- ist die Eingangskombination und Σ ist β Qp ist der Vektor des partialen Rückkopplungsausdruckes

(25)

Σ b<j)q.j

gegenüber den Quantisierern in den anderen Ausführungsformen der Erfindung unterschiedlich angeordnet. Der erste Digitcodierer hat N Eingänge und die Schaltung unterscheidet zwischen 2^N unterschiedlichen Codierbereichen, erzeugt aber nur den ersten Bit des Codes, Diese Regionen sind in zwei Klassen unterteilt, nämlich solche, welche eine »0« als erstes Bit aufweisen und solche, welche eine »1« besitzen. Der Quantisierer bestimmt dann, in welche der beiden Klassen die Kombination der Eingangssignale gehört Dies wird dadurch durchgeführt, daß alle möglichen Vergleich der relath'en Distanz der Quellenprobekombination mit Paaren von Codepunkten durchgeführt werden, wobei der eine Punkt in der »0«-KIasse und der andere in der »l«-KIasse ist. Die Ergebnisse dieser Vergleiche werden logisch kombiniert, um zu bestimmen, welcher Klasse der am nächsten liegende Codepunkt liegt Jeder Vergleich der Codepunkte kann praktisch mit einer unterschiedlichen Schwellwertfeststellungsschaltung entsprechend der Anwendung der Gi. (8) realisiert werden. In diejem Falle sind die Codepunkte in entgegengesetzten Klassen. Verschiedene Summier-, Differenzier- und Multiplizierschaltungen werden zur Bestimmung benutzt, ob

»1«-Klasse mit 1,1 und 1,0 aufgeteilt. Wenn vier getrennte Schaltungen gemäß Gl. (24) zur Bestimmung angeordnet sind, ob das Eingangssignal näher den Codepunkten A oder B ist, dann ist dies bezüglich Codepunkten Coder D der Fall. Diese vier Schaltungen erzeugen interne digitale Bits, abhängig von dem Vergleich, gemäß den folgenden Bedingungen:

Ausgangssignal von

Schltg. 1 = 1 wenn A> C Schltg. 2 = 1 wenn A > D Schltg. 3 = 1 wenn B > C Schltg. 4 = 1 wenn B > D (26)

Dabei bedeutet A>Q daß das Eingangssignal näher dem Codepunkt A als dem Codepunkt C liegt Aus Fig.2 ist ersichtlich, daß das Ausgangssignal zu »1« wird, wenn die Schaltung 1 ein »1 «-Ausgangssignal aufweist, oder wenn beide Schaltungen 3 und 4 »1 «-Ausgangssignale aufweisen. Deshalb wird die logische Schaltung, weiche das Ausgangssignal erzeugt, gemäß folgendem logischen Ausdruck angeordnet

Co = Schltg. 1 + (Schltg. 3) (Schltg. 4).

(27)

Es wird darauf hingewiesen, daß bei dieser Anordnung es nicht notwendig ist, die vollständigen Rückkopplungsausdrücke ψο und ψΐ gemäß Fig. I zu erzeugen. Statt dessen genügt es, die partiellen

Rückkopplungsausdrücke Σ zu erzeugen. Dies führt zu Ersparnissen beim Schaltungsaufbau, da es nicht notwendig ist, die Inversion einer großen ß-Matrix zu

erhalten, um

40

Die Schwellwertschaltung bestimmt, ob die Richtung der Ungleichheit in Gl. (24) korrekt ist oder nicht. Wenn ja, zeigt dies, daß die Eingangscodekombination mehr dem Codepunkt S^aIs dem Punkt Sf ist, und der Wert eines internen digitalen Bits wird auf »l« gesetzt. Wenn nein, ist die Eingangscodekombination mehr dem Punkt S^und das interne Bit wird auf »0« gesetzt. Dann werden die internen digitalen Bits aus den Vergleichen unter Verwendung der anderen Paare der Codepunkte aus entgegengesetzten Klassen in logischen Schaltunge; kombiniert, um das Digitcodierer-Ausgangsbit zu erzeugen.

Beispielsweise werden die Codepunkte nach F i g. 2 in die »O«-Klasse mit den Code 0,0 und 0,1 und in die Ψ =

zu bekommen. Zusätzliche Einsparungen können dadurch erzielt werden, daß nicht alle möglichen Paare von Codepunkte miteinander verglichen werden. Einige Vergleiche haben nämlich einen sehr geringen Effekt auf das Ergebnis. In einigen Fällen können gewisse Vergleiche einfach fortgelassen werden, da sie redundante Ausdrücke in den logischen Ausdrücken für das Ausgangssignal mit sich bringen. Beispielsweise ist der Vergleich zwischen den Punkten A und D, dargestellt durch die Schaltung 2 nicht notwendig für das Ergebnis in Gl. (27).

Auf diese Weise kann der Quantisierer ausgedehnt werden, um eine beliebige Anzahl von zukünftigen Ei.igangssignalen zu behandeln, wobei die einzige praktische Beschränkung in der Kompliziertheit der erforderlichen Schaltung für diese Bestimmung besteht.

Hierzu 5 Blatt Zcichnunnen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Analog-Digitalumsetzer mit einer Schaltung (100, 105) zur Gewinnung einer augenblicklichen Probe (S₀) und (N-I) zukünftiger Proben eines analogen Eingangssignals, mit einem Decodierer (130) zur Erzeugung eines äquivalenten Analogsignals (£-1) aus einem digitalen Code, und mit einer ersten Summierschaltung (135) zur Erzeugung von Quantisierungsfehlerausdrücken (qo) aufgrund der Differenz zwischen dem äquivalenten Analogsigna! und der augenblicklichen Probe des analogen Eingangssignals, gekennzeichnetdurch
Kombinationsschaltungen (110, 115), die die äugenblickliche Probe und zukünftige Probe zur Erzeugung von Quantisierereingangssignalen für die augenblickliche Probe und die zukünftigen Proben mit Rückkopplungsausdrücken (ψο. ψι) additiv bzw. subtraktiv modifizieren, einen Rechner (140), der zur Erzeugung der Rückkopplungsausdrücke (ψο, ψι) Μ aufeinanderfolgende, vorher erzeugte Quantisierungsfehlerausdrücke bewertet und miteinander kombiniert, und
eine Vielzahl von Codierschwellenwerten aufweisende Quantisiererschaltungen (120), die die Quantisierereingangssignale in einen digitalen Code umsetzt.

wobei die durch die Rückkopplungsausdrücke bewirkte Modifizierung und die Codierschwellenwerte speziell zur Verminderung des Quantisierungsrauschens für einen bestimmten Frequenzbereich ausgewählt sind.

2. Analog-Digitalun.se'aer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß c'ti Quantisiererschaltung (120) gleichzeitig die Kombination der Bits des digitalen Codes erzeugt.

3. Analog-Digitalumsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein digitales Schieberegister (125) mit einer Vielzahl von Stufen vorgesehen ist, die die Ausgangsbits der Quantiiiererschaltung (120) parallel aufnehmen, wobei das erste Bit des Codes in die letzte Stufe des mit der Quantisiererschaltung verbundenen Schieberegisters und das letzte Bit des Codes in die benachbarte Stufe des Schieberegisters eingeschrieben werden, und daß der Decodierer (130) die im Schieberegister gespeicherten Bits empfängt, wenn sie in Richtung zur Ausgangsstufe des Schieberegisters verschoben werden.

4. Analog-Digitalumsetzer nach Anspruch J. dadurch gekennzeichnet, daß der Rechner folgende Bauteile enthält:

Schaltungen (141 — 143), die eine Vielzahl von Quantisierungsfehlerausdrücken mit der Abtastrate speichern und verzögern,

Multiplizierschaltungen (144—149). die die gespeicherten Quantisierungsfehlerausdrücke mit vorbestimmten Koeffizienten multiplizieren, um Teilprodukt-Ausgangssignale der Multiplizierschaltung aufsummieren, eine weitere Kombiniererschaltung (155), die die AusgangssignaUi der Summierschaltungen (150—153) kombiniert Und die Rückkopplungsausdrtfcke (ψο,ψι) erzeugt.

5. Analog-Digitalumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß N Quantisierer (Fig,4: 410, 420) zur sequentiellen Erzeugung des Ausgangscodes vorgesehen sind, daß der erste Quantisierer (410) das erste Bit des Codes in Abhängigkeit von einem ersten Teilrückkopplungssignal, der augenblicklichen Probe und den (N-]) zukünftigen Proben erzeugt,
daß die nachfolgenden Quantisierer (420) jeweils ein nachfolgendes Bit des Codes in Abhängigkeit von weiteren Teilrückkopplungssignalen und um Eins verminderte Proben gegenüber dem jeweils vorhergehenden Quantisierer erzeugen, wobei die eine Probe die jeweils nächstliegende in der Zukunft ist und der /V-te Quantisierer das letzte Bit des Codes in Abhängigkeit vom letzten Teilrückkopplungssignal und der am weitesten in der Zukunft liegenden Probe erzeugt, und

daß ein Teilrückkopplungssignal-Erzeuger (441 — 445) vorgesehen ist, der unter Ansprechen auf den augenblicklichen und die zuvor erzeugten Quantisierungsfehlerausdrücke die Teilrückkopplungssignale in solcher Weise erzeugt, daß jeder der N Quantisierer ein Bit des digita^n Ausgangscodes erzeugt, der in Zusammenfassung mit vorher erzeugten Quantisierungsfehlerausdrücken zu einem verringerten, frequenzbewerteten Quantisierungsfehler nach einer Rauschabstandsfunktion führt