DE2148998A1

DE2148998A1 - Schaltung zur Kompensation der Drift eines Halbleiterwandlers

Info

Publication number: DE2148998A1
Application number: DE19712148998
Authority: DE
Inventors: Mineo Ishikawa; Hiroshi Kuno; Kenji Suzuki
Original assignee: Toyoda Koki KK; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyoda Koki KK; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1970-09-30
Filing date: 1971-09-30
Publication date: 1972-04-06
Also published as: DE2148998B2; DE2148998C3; FR2108733A5; US3737684A; JPS5015669B1

Description

Schaltung zur Kompensation der Drift eines HaIbleiterwandlers

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Kompensation der Drift (zeitliche .änderung der Charakteristik) eines Halbleiterwandlers, bei der ein Meßkreis mit wenigstens einem Halbleiterelement, dessen Widerstand in Abhängigkeit von der Einwirkung einer physikalischen Größe veränderbar ist und ferner zum Anlegen einer Spannung an das Halbleiterelement eine Spannungsquelle vorgesehen ist.

Bei einem bekannten Spannungswandler zum Umwandeln von mechanischen Verformungen bzw. mechanischen Spannungen in eine elektrische Größe sind zwei Halbleiterverformungs- bzw.

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Spannungsmesser wie in Pig. 1 innerhalb einer Viheatstonesohen Brückenschaltung angeordnet, die in Abhängigkeit von der auf sie einwirkenden Verformung bzw. Spannung an den Ausgangsklemmen X und X eine Ausgangs spannung erzeugen.

Die beiden Halbleiterspannungsmesser G„. und G~ sind im allgemeinen aus dünnen Scheiben eines Germanium bzw. Silizium-Einkristalls oder dgl. hergestellt, damit sie die gleiche Charakteristik haben. Es ist praktisch wegen extremer Herstellungsschwierigkeiten nicht zu vermeiden, daß die HaIb-Ititerspannungsmesser in der Charakteristik einen geringfügigen Unterschied aufweisen. Der Unterschied in der Charakteristik der beiden Halbleiterspannungsmesser hat zufolge bestimmter äußerer Störfaktoren, wie einer Temperaturänderung im Verlaufe der Zeit eine Drift der Größe an den Ausgangsklemmen X und X zur lolge, selbst wenn auf die Halbleiter keine Spannung ausgeübt wird. Obwohl die beiden Spannungsmesser aus entsprechenden b- und η-leitenden Halbleitern bestehen, deren Drift,wie in Pig. 2 dargestellt, entgegengesetztes Vorzeichen hat, ist es nicht möglich, die resultierende Gesamtdrift g, bis auf Null herabzusetzen,. da es unmöglich ist, die entsprechenden Widerstandsänderungen im wesentlichen gleich groß zu machen.

So tritt die erwähnte Drift auch dann auf, wenn sieh nach einer Nulleinst ellung, die vorgenommen wird, um die Ausgangsklemmen

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X und Y bei einer bestimmten Umgebungstemperatur auf das gleiche Potential zu bringen, die Temperatur nachfolgend ändert. Die Drift beeinflusst die gemäss der Spannung in den Halbleiterspannungsmessern erzeugte Ausgangsspannung, die zwischen den Ausgangsklemmen auftritt. Es ist deshalb schwierig, durch den Halbleiterspannungswandler eine auf ihn einwirkende physikalische Grosse genau in eine entsprechende elektrische Grosse umzuwandeln.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit einfachen Mitteln die Drift der Halbleiterwandler zu kompensieren.

Die Aufgabe ist erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass mit dem Messkreis eine erste Ausgangsklemme so verbunden ist, dass hier eine auf der Widerstandsänderung beruhende Äusgangsgrösse ausgegeben wird, dass ferner eine Speicherschaltung zum Speichern der Äusgangsgrösse vorhanden ist, dass mit der Speicherschaltung eine zweite Ausgangskiemme verbunden ist, um die in der Speicheasshaltung gespeicherte Ausgangsgrösse auszugeben und dass zwischen dem Messkreis und der Speicherschaltung ein Schalter angeordnet ist, so dass beim Schliessen des Schalters die Ausgangsgrösse der Speicherschaltung zugeführt werden kann um die erste und die zweite Ausgangsklemme auf das gleiche Potential zu bringen und hierbei eine vorhandene Drift zu kompensieren und beim darauffolgenden öffnen · des Schalters zwischen der ersten und der zweiten Ausgangsklemme in Übereinstimmung mit der Veränderung der Ausgangsgrösse

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eine Potentialdifferenz auftreten kann.

Bei der erfindungsgemässen Kompensationsschaltung kann somit beim Schliessen des zwischen zwei Ausgangsklemmen eingefügten Schalters das Potential der Klemmen gleich gemacht und damit eine Drift beseitigt werden. Die Ausgangsgrösse des Messkreises wird beim Schliessen des Schalters in der Speicherschaltung gespeichert, so dass beim darauffolgenden Öffnen des Schalters zwischen den Ausgangsklemmen eine Potential-" differenz .auftritt, die der Änderung der Ausgangsgrösse entspricht .

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele anhand von 10 Figuren näher erläutert. Es zeigen

Pig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer bekannten Wheatstone' sehen Brückenschaltung mit spannungsempfindlichen Elementen aus piezoresistivem Halbleitermaterial

Fig. 2 eine Kennlinie, die die in der Schaltung nach KLg. im Verlaufe der Zeit auftretende Drift darstellt

Fig. 3 eine Längsschnittansicht eines Halbleiterdruckwandlers

Fig. 4- eine Längsschnittansicht eines Halbleiterbeschleunigungsmessers

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Pig. 5 das Schaltungsdiagramm einer Driftkompensationsschaltung für Halbleiterwandler

Fig. 6 eine Kurve, die abhängig von der Zeit, die durch die Schaltung nach Fig. 5 kompensierte Drift darstellt

Figuren 7, 8, 9 und 10

Schaltungsdiagramme von Abwandlungen der Driftkompensationsschaltungen nach Fig. 5.

Auf die Figuren 1 und 2 ist bereits in der Beschreibungseinleitung Bezug genommen worden.

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Pig. 3 zeigt als ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Halbleiterwandlers einen Druckwandler. Mit der Bezugszahl 1 ist ein zylindrischer Hohlkörper bezeichnet. An dem einen Ende des Hohlkörpers 1 ist eine Abdeckscheibe 2 angebracht, an der wiederum eine flexible Membran 3 befestigt ist. Am äußeren Umfang der Membran 3 befindet sich ein Verstärkungsring 4-, Die Membran 3 bildet ein druckempfindliches Teil.

An der Innenfläche der flexiblen Membran 3 sind zwei Verformungsbzw. Spannungsmesser G^. und G₂ aus Halbleitermaterial angebracht, die die gleiche Charakteristik besitzen. Einer der Spannungsmesser, nämlich·, der Spannungsmesser G^ ist in der Mitte der Membran 3 angebracht, so daß bei einer Biegebeanspruchung der Membran 3 in. ihm eine Zugverformung bzw. Zugspannung erzeugt wird. Der andere Spannungsmesser G₂ ist an einem peripheren Teil der Membran 3 angebracht, so daß in ihm bei einer Biegebeanspruchung der Membran 3 eine Druckverformung bzw. Druckspannung erzeugt wird. Die Enden der Halbleiterspannungsmesser G^. und G₂ sind mit entsprechenden Leitungen a, b, c und d verbunden. Die von dem einen Ende der betreffenden Spannungsmesser G^. und Gp abgehenden Leitungen a und c sind durch eine am rückseitigen Ende des zylindrischen Hohlkörpers 1 befestigte Kappe 5 aus dem Hohlkörper herausgeführt und mit entsprechenden Anschlüssen A und-B verbunden. Die von dem anderen Ende der betreffenden HaIb-

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leiterspannungsmesser G,. und G^ abgehenden Leitungen b und d sind miteinander verbunden und die gemeinsame Leitung ist aus dem Hohlkörper 1 herausgeführt und mit einem Anschluß D verbunden. Die Anschlüsse A, B und D sind zu einer Brücke geschaltet.

Pig. 4- zeigt als ein weiteres Beispiel eines erfindungsgemäßen Halbleiterwandlers einen Halbleiterbeschleunigungsmesser. Dieser besitzt einen Tragbalken 6 aus federndem Material, dessen eines Ende an einem Basisteil 7 befestigt ist, und dessen anderes freies Ende ein daran befestigtes Gewicht 8 trägt. Die Teile bilden ein Vibrationselement 9· Das Vibrationselement 9 ist in einem Behälter 10 untergebracht, der dicht eingeschlossen Silikonöl enthält. Entlang der Längsachse des Tragbalkens 6 sind auf dessen oberer und unterer !"lache zwei Halbleiterspannungsmesser G₇. und Gp von nahezu der gleichen Charakteristik angebracht. Da der Tragbalken 6 entsprechend der Be- . schleunigungjdie auf das Gewicht 8 ausgeübt wird, vibriert, erfahren die Halbleiterspannungsmesser G„. und Gp eine entsprechende Deformation bzw. Belastung. Wenn im Spannungsmesser G^ eine Zugspannung hervorgerufen wird, wird im Spannungsmesser Gp eine Druckspannung hervorgerufen. Wenn andererseits im Spannungsmesser G^. eine Druckspannung verursacht wird, wird der Spannungsmesser G^ auf Zug beansprucht. Die Enden der Halbleiterspannungsmesser G,. und G~ sind.mit entsprechenden Leitungen a, b, c und d verbunden. Die von dem einen Ende

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der Spannungsmesser G. und Gp abgehenden Leitungen a und c werden durch ein Leitungsrohr 11, das durch die rückseitige Wand des Behälters 10 des Beschleunigungsmessers hindurchtritt, aus dem Behälter herausgeführt und sind mit den entsprechenden Klemmen A bzw. B verbunden. Die Leitungen b und d, die vom anderen Ende der Spannungsmesser G* und G2 abgehen, sind miteinander verbunden, und die gemeinsame Leitung ist ebenfalls durch das Leitungsrohr 11 herausgeführt und dann * mit dem Anschluß D verbunden. Die Anschlüsse A, B und D sind zu einer Brücke geschaltet.

Fig. 5 zeigt eine erste erfindungsgemäße Ausführungsform. Diese besitzt anstelle der üblichen Wheatstoneschen Brücke eine Brückenschaltung. Die Halbleiter spannungsmess er G^ und Go sind zwischen den Anschlüssen A und B in Serie geschaltet. Der Anschluß A ist mit dem positiven Pol einer Spannungsquelle bzw. Batterie E verbunden, die eine konstante Spannung besitzt, während die Klemme B an den negativen Pol der Spannungsquelle E angeschlossen ist. Die Brückenschaltung enthält außerdem einen Feldeffekttransistor Tr,. (Junction Type), dessen Drain-Elektrode mit dem Anschluß A und mit dem positiven Pol der Spannungsquelle E verbunden ist. Die Source-Elektrode ist über einen Widerstand IL an die Klemme B angeschlossen. Es ist auch als Speicherelement ein Kondensator O vorgesehen, dessen eines Ende zwischen die Gate-Elektrode des Transistors

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y. und einen Schalter S geschaltet ist. Das andere Ende des Kondensators ist mit dem negativen Pol der Spannungsquelle E verbunden. Der Kondensator G, der Transistor Tr,. und der Widerstand IL· bilden einen Speicherkreis. Außerdem ist die Gate-Elektrode des Transistors Ir,. über den Schalter S mit einer Ausgangsklemme D verbunden. Die Ausgangsklemme D ist zwischen den Spannungsmessern G,. und Gp an diese angeschlossen.

Wenn der Schalter S geschlossen wird, bildet der Transistor Tr,. eine durch die Spannung der Gate-Elektrode gesteuerte Source-JOlgestufe. In diesem Zustand tobt an einer mit der Source-Elektrode des Transistors Tr. verbundenen Ausgangsklemme i¹ ein Potential auf, das im wesentlichen gleich dem Potential der Gate-Elektrode ist. So steuert in diesem Zustand die Brückenausgangsgröße,die an der Ausgangsklemme D auftritt, den Transistor Tr,., während gleichzeitig diese Ausgangsgröße dem Kondensator 0 zugeführt und in diesem gespeichert wird. Wenn der Schalter S geöffnet ist, wird der Transistor Tr^ nicht durch die an der Ausgangsklemme D liegende Ausgangsgröße, sondern durch das im Kondensator C gespeicherte Potential gesteuert. So wird in diesem Zustand, der von der Drain-Elektrode zur Source-Elektrode des Transistors Tr^ fließende Strom durch die Gate-Spannung gesteuert, die im wesentlichen gleich dem Brückenausgangspotential ist, wenn der Schalter S geschlossen

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ist. Man sieht, daß nach dem öffnen des Schalters S die Ausgangsgröße an der Ausgangsklemme P weiterhin auf im wesentlichen demselben Pegel gehalten wird, der unmittelbar vor dem öffnen des Schalters S vorhanden ist_e

Der Schalter S kann durch einen geeigneten Druckknopf manuell betätigt werden. Wird andererseits die Erfindung bei einem zyklischen Vorgang angewandt, so kann der Schalter automatisch in vorgegebenen Intervallen jeweils während des leils eines Zyklus betätigt werden, injdem auf die Spannungsmesser G_-1 und Gp keine Verformung bzw. Spannung ausgeübt wird.

Im spannungslosen Zustand der Spannungsmesser G^. und Gp der beschriebenen Halbleiterwandler tritt in den Spannungsmessern G. und Go keine durch Verformung bedingte Widerstandsänderung auf. An der Ausgangsklemme D ist somit auch keine eine Verformung anzeigende Größe vorhanden. Im Laufe der Zeit ändern sich jedoch die Temperaturbedingungen, und dies hat eine Änderung im Widerstand der Halbleiterspannungsmesser G^. und G^ zur Folge. Dies bedeutet, daß infolge einer Temperaturänderung an der Ausgangsklemme D eine durch eine Drift bedingte Ausgangsgröße erscheint. Wird der Schalter S geschlossen, wenn an der Ausgangsklemme D eine Driftspannung vorliegt, dann wird diese im Kondensator C gespeichert, und das gespeicherte Po-

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tential (Drift-Ausgangsgröße) wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Tr_-1 aufgedrückt. Die so aufgedrückte Spannung steuert den Transistor Tr,., d.h. den Strom der von der mit dem positiven Pol der Spannungsquelle E verbundenen Drain-Elektrode zur Source-Elektrode des Transistors fließt. Als Folge hiervon erscheint die der Gate-Elektrode des Transistors Tr^ aufgedrückte Spannung, d.h. die Drift-Spannung zufolge einer Temperaturänderung der Halbleiterspannungsmesser G^ und Gp an der Ausgangsklemme F. Streng genommen, fließt ein geringer Verluststrom von der Gate-Elektrode in die Source-Elektrode des Transistors, so daß die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme F entsprechend der Abnahme der Gate-Spannung zufolge des Gate-Verluststromes abnimmt. Der Gate-Verluststrom ist jedoch vernachläßigbar gering, so daß es möglich ist, durch Wahl eines geeigneten Eapazitätswertes des Kondensators C den Abfall der Ausgangsgröße an der Ausgangsklemme F geringer als die Drift-Spannung zufolge der Temperaturänderung der Spannungsmesser G,. und G^ zu halten. .

Bei dem obigen System wird die Potentialdifferenz zwischen den Ausgangsklemmen D und F im wesentlichen zu Mull gemacht, und so genau und schnell die Nulleinstellung des Halbleiterwandlers bewirkt. Nachdem die Nulleinstellung so ausgeführt worden ist, wird der Schalter S geöffnet und danach als Ausgangsgröße an

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der Ausgangsklemme E¹ der im Kondensator C gespeicherte Span-

den
nungspegel erhalten. Bei nachfolgenden Messungen des Drucks oder der Beschleunigung durch den Halbleiterwandler wird in den Halbleiterspannungsmessern G₁* und G~ abhängig von dem zu messenden Druck bzw. der zu messenden Beschleunigung eine Verformung bzw. Spannung erzeugt. Hierdurch wird eine entsprechende Widerstandsänderung der Spannungsmesser G,- und Gp hervorgerufen, so daß an der Ausgangsklemme D eine der Verformung bzw. der Spannung in den Spannungsmessern G^ und Gp entsprechende Ausgangsgröße erscheint. Diese Ausgangsgröße wird zwischen den Ausgangsklemmen D und F als potentialdiffer enz abgenommen. Ist das der Verformung bzw."Spannung in den Spannungsmessern G,- und Gp entsprechende Potential niedriger als das im Kondensator 0 zur Zeit der Nulleinstellung gespeicherte Potential, dann wird der Kondensator G durch den Spannungsmesser Gp entladen, um die Nulleinstellung zu bewirken.

Wie bereits beschrieben, kann die infolge einer im Verlaufe der Zeit auftretenden Temperaturänderung entstehende Drift-Spannung wiederholt gelöscht werden, um wiederholt die Nulleinsteilung des Halbleiterwandlers zu bewirken, indem erfindungsgemäß der Schalter S in einem vorgegebenen Zeitabschnitt während jedes · Zyklus, wenn kein Druck oder keine Beschleunigung vorliegen,

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geschlossen wird. So wird eine infolge einer Temperaturänderung erzeugte Drift-Ausgangsspannung gelöscht, bevor sie zu groß wird.

Fig. 6 zeigt das Verhalten der durch eine sägezahnähnliche Kurve gn dargestellten Drift-Spannung, welche in Abhängigkeit von der Zeit aufgetragen ist. Wie dargestellt, ist die periodische Drift-Spannung äußerst klein und verschwindet vollständig, nachdem sich der in Fig. 2 gezeigte Gleichgewichtszustand der Drift eingestellt hat.

Es kann somit durch die Erfindung eine zuverlässige' Nulleinstellung erhalten werden, ohne daß ein konventioneller Temperaturkompensationskreis vorgesehen werden muß, und es ist hierdurch eine extrem genaue Messung der betreffenden physikalischen Größe, wie des Drucks und der Beschleunigung möglich.

Obgleich bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor (Junction Type) verwendet worden ist, ist die Erfindung keinesfalls auf diesen Typ beschränkt. Es können ebensogut Metalloxidechicht-Feldeffekttransistoren (MOS.,Type) verwendet werden. Es ist auch möglich, statt dessen Trioden und Pentoden zu verwenden, die dem Feldeffekttransistor in der Arbeitsweise und in der Wirkung ähneln. Dies trifft auch für die folgenden Ausführungsformen zu.

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Wird ein IlOS-Feldeffekttransistor verwendet, dann kann eine der beiden Gate-Elektroden, die der Gate-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors entspricht, durch den Schalter S mit der Ausgangsklemme D verbunden werden, und die andere Gate-Elektrode kann mit dem Source-Stromkreis zur Beseitigung des Häuschens verbunden werden. Die übrigen Schaltungsteile können ähnlich wie jene der vorhergehenden Ausführungsform ausgebildet sein.~

Die Fig. 7» Qi 9 und 10 zeigen entsprechende weitere Ausführungsformen der Erfindung. In diesen Fig. sind Teile, die der vorhergehenden Ausführungsform entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und sie werden nicht im einzelnen beschrieben. Es werden im wesentlichen nur die von der vorhergehenden Ausführungsform unterschiedlichen Teile erläutert.

Die Ausführungsform nach Fig. 7 besitzt einen zusätzlichen oder zweiten Feldeffekttransistor TTg > der die gleiche Charakteristik wie der genannte Feldeffekttransistor Tr₄^ hat. Die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors T^ ist mit der Ausgangsklemme D verbunden, der die Ausgangs spannung aufgrund der Widerstandsänderung der Spannungsmesser G^. und Gg zuzuführen ist. Die Drain-Elektrode ist mit dem positiven Pol der Spannungsquelle E und die Source-Elektrode über einen Widerstand Rp mit dem negativen Pol der Spannungsquelle E

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verbunden. Eine gesonderte Ausgangsklemmen¹ ist mit der Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors IDr₂ verbunden.

Die beschriebene Ausführungsform ist eine Verbesserung der Ausführungsform nach Fig. 5 im Einblick auf Messungen mit erhöhten Genauigkeitsanforderungen. Bei der Ausführungsform nach Fig. 5 , bei der nur ein einziger Feldeffekttransistor Tr^ vorgesehen ist, können noch die bei vielen Anwendungsfällen allerdings nicht störenden Mangel auftreten:

a) Es sind infolge der Source-Folgestufenverbindung des Feldeffekttransistors Übertragungsverluste vorhanden.

b) Die Charakteristik des Feldeffekttransistors ist bei einer Temperaturänderung selbst einer leichten Drift unterworfen.

c) Das Potential an der Ausgangsklemme F kann wegen des Gate-Verluststroms, der die Gate-Spannung reduziert, nicht exakt auf dem in dem Kondensator 0 eingespeicherten Pegel gehalten werden.

Bei der vorliegenden Ausführungsform können die erwähnten Mängel a und b durch die beiden Feldeffekttransistoren Tr,. und Tr₂ der gleichen Charakteristik kompensiert werden^ So ist die Differenz der Ausgangsgrößen zwischen den Ausgangsklemmen F und D¹ frei von einer Drift, die den Charakteri-

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stiken der Feldeffekttransistoren selbst zuzuschreiben ist.

Die Ausführungsform nach Fig. 8 besitzt einen Feldeffektschalttransistor Tr,, der anstelle des Schalters S der Ausführungsform nach Fig. 5 vorgesehen ist. Die Gate-Elektrode des Transistors Tr^ ist an einen Impulsgenerator 13 angeschlossen. Durch die Ausgangsgröße des Impulsgenerators 13 wird die Drain-Eource-Strecke des Feldeffektschalttransistors Tr₅ leitend gesteuert, um der Gate- Elektrode des Transistors Tr_x. die aufgrund der Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G_x, und G₂ erzeugte" Ausgangsgröße aufdrücken zu können. So kann bei dieser Ausführungsform die Nulleinstellung vollkommen automatisch ohne manuelle Bedienung dardurch bewirkt werden, daß der Impulsgenerator 15 der Gate-Elektrode des Feldeffektschalttransistors Tr., zu Beginn jedes Meßzyklus einen Ausgangsimpuls immer dann zuführt, wenn die Halbleiterspannungsmesser G* und G_n im spannungslosen Zustand sind.

Abweichend von den vorhergehenden Ausführungsformen gemäß den Fi-S· 5» 7 und 8 sind bei der AusfiüSrungsform nach Fig. 9 die Halbleiterspannungsmesser G. und Gp zu einer halben Wheatstone · sehen Brückenschaltung geschaltet, die einen Widerstand E, mit einem Mittelabgriff enthält. Außerdem ist die Ausgangsklemme D mit einem Operationsverstärker 12 verbunden, dem die

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durch eine Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G^ und G^ erzeugte Ausgangsgröße zugeführt wird, und dessen verstärkte Ausgangsgröße an der Ausgangsklemme D¹ erscheint. Die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 12 kann auch über den Schalter S an die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Tr^. angelegt werden.

Bei dieser Ausführungsform kann abweichend von den vorhergehenden Ausführungsformen die halbe Brückenschaltung durch den Widerstand E, vorläufig abgeglichen werden. So ist die Drift der halben Brückenschaltung aufgrund einer nachfolgenden Temperaturänderung äußerst klein. Die kleine Ausgangsgröße der Drift wird durch den Operationsverstärker 12 verstärkt, und die verstärkte Ausgangsgröße erscheint an der Ausgangsklemme D¹ Beim Schließen des Schalters S wird die Ausgangsklemme J* im wesentlichen auf den gleichen Spannungspegel, gebracht, wie er am Verstärkerausgang vorliegt, und die Potentialdifferenz wird zwischen den Ausgangsklemmen 3? und D¹ hierdurch im wesentlihen zu Mull gemacht. Nach darauffolgendem öffnen des Schalters S wird die Ausgangsklemme F verglichen zu den vorhergehenden Ausführungsformen auf einem niedrigen Potential gehalten. Andererseits wird die infolge einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G- und G₂ erzeugte Ausgangsgröße der Brückenhälfte durch den Operationsverstärker 12 ebenfalls verstärkt, und die verstärkte Ausgangsgröße erscheint an der

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Ausgangsklemme D¹. Somit wird die Potentialdifferenz zwischen den Ausgangsklemmen F und D', verglichen zu den vorhergehenden Ausführungsformen sehr groß".

Bei dieser Ausführungsform ist auch das Gate-Potential des Transistors Tr^. verhältnismäßig niedrig, so daß der Gate-,Spannungsfall zufolge des Gate-Verluststromes und die Drift ^ des Transistors Tr,- verringert sind. Die Schaltung ist damit für Messungen mit noch höherer Genauigkeit vorteilhaft.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 10 handelt es sich um eine Schaltung mit automatischer Fulleinsteilung, in die alle Merkmale der vorhergehenden Ausführungsformen gemäß den Pig. 5, 7» 8 und 9 aufgenommen sind. Die Schaltung enthält alle obengenannten Schaltungskomponenten, nämlich eine halbe Brückenschaltung, welche Halbleitungsspannungsmesser G^ und Go umfaßt und den in der Hälfte festgehaltenen Widerstand E,, ferner den Verstärker 12, den durch den Impulsgenerator 13 gesteuerten Feldeffektschalttransistor Tr^, den als Verstärkungselement dienenden ersten Feldeffekttransistor Tr,., den zweiten Feldeffekttransistor Tr₂, der die gleiche Charakteristik wie der erste besitzt, den Kondensator O und die Spannungsquelle E. Diese Schaltung ist nicht wesentlich in Mitleidenschaft gezogen durch den Source-Spannungsfallverlust infolge' der Source-Folgestufenverbindung des Feldeffekttransistors, durch die thermische Drift des Feldeffekttransistors selbst

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und durch den Gate-Spannungsfall zufolge des Gate-Verluststroms im Feldeffekttransistor. Sie zeichnet sich auch dadurch aus,. daß bei automatischer Kompensation der thermischen Drift im Meßkreis der Halbleiterspannungsmesser die Änderung der Ausgangsgröße aufgrund einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser entsprechend einer physikalischen Größe, wie dem Druck oder der zu erfassenden Beschleunigung genau als große Potentialdifferenz zwischen den beiden Ausgangsklemmen erfaßt werden kann·

Im einzelnen sind bei der Ausführungsform nach Fig. 10 die Halbleiterspannungsmesser G. und G₂ zu einer halben Wheatstoneschen Brückenschaltung geschaltet, die durch den Widerstand IU vorläufig abgeglichen ist. Die Halbleiterspannungsmesser G,. und Gp sind außerdem an die Spannungsquelle E angeschlossen, so daß sie stets an Spannung liegen. Die Ausgangsklemme D der halben Brückenschaltung ist mit dem Operationsverstärker 12 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit der Drain-Elektrode des Feldeffektschalttransistors Tr, und mit der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors Tr~ verbunden ist. Die Gate-Elektrode des Schalttransistors Tr, steht mit dem Impulsgenerator 15 in Verbindung und die Source-Elektrode dieses Transistors mit der Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors Tr^, so daß die Drain-Source-Strecke des Schalttransistors Tr,

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durch die Ausgangsimpulse des Impulsgenerators 1J leitend

gesteuert werden kann, um die auf der Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G^ und G~ "beruhende Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 12 der Gate-Elektrode des ersten Transistors IDr_-. aufdrücken zu können. Der erste Transistor Tr,. hat die gleiche Charakteristik wie der zweite Transistor Tr₂. Der Ausgang des Verstärkers 12 ist sowohl über den Schalttransistor Tr^ mit der Gate-Elektrode des ersten Transistors Tr_-. verbunden, als auch mit der Gate-Elektrode des zweiten Transistors Tr~. Die beiden Feldeffekttransistoren Tr_-. und Trp liegen parallel zur Spannungsquelle E, wobei die Drain-Elektroden der Transistoren Tr,- und Tr₂ mit den positiven Polen der Spannungsquelle E verbunden sind und die Source-Elektroden der Transistoren Tr^ und Tro über die Widerstände R,. bzw. E₂ ¹^* ^^en negativen Polen der Spannungsquelle E. Die Source-Elektroden stehen außerdem mit den entsprechenden Ausgangsklemmen Έ und D¹ in Verbindung. Wird " die Drain-Source-Strecke des Schalttransistors Tr₂ leitend gesteuert, dann haben somit die Ausgangsklemmen ¥ und D¹ das gleiche Potential. Der Kondensator 0 ist zwischen der Gate-Elektrode des ersten Transistors Tr^ und der Ausgangsklemme D parallel zum Widerstand E,. geschaltet. Der erste Transistor Tr,. dient als Verstärkungselement, der Widerstand R,.

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und der Kondensator 0 bilden den Sjpeicherkreis. Somit wird, wenn die Drain-Source-Strecke des Schalttransistors Tr₃, leitend wird, die auf der Widerstandsänderung der Halbleiter-

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verstärkte Ausgangsgröße der Ausgangsklemme D in dem Kondengatojf, g..gesp§icJiert| .und wenn die Drain-Source-Strecke des TransistorsTr,~ sperrend gesteuert wird, wird die in dem Kondensator C gespeicherte Spannung, die der vorherigen Ausgangsgröße der Ausgangsklemme D entspricht, an . die Gate-Elektrode des ersten Transistors Tr_-. angelegt.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 wird bei Einstellung der Zeitsteuerung des leitenden Zustandes der Drain-Source-Steeeke-des Schalttransistors Tr, durch den Puls des Impulsgenerator 13.in der Weise, daß die Steuerung in den leitenden Zustand jeweils mit dem Zeitabschnitt übereinstimmt, injdern in den Halbleiterspannungsmessern G.. und Gp keine durch die zu erfassende physikalische Größe, wie dem Druck oder der Beschleunigung bedingte Verformung bzw. Spannung vorliegt, das Ausgangspotential im Falle einer Änderung der Ausgangsgröße als Folge einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G_-. und Gp zufolge anderer Ursachen wie eines Temperaturwechsels als der zu erfassenden physikalischen Größe, von der Ausgangsklemme D zum Operationsverstärker 12 gebracht und die verstärkte Ausgangsgröße wird der Gate-Elektrode des ersten Transistors Tr_-., wie der Gate-Elektrode des zweiten Transistors T^ aufgedrückt und hiermit der

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Stromfluß von der Drain- zur Source-Elektrode der einzelnen Transistoren Tr^ und T^ gesteuert, so daß die Ausgangsklemmen F und D¹ im wesentlichen auf das gleiche Potential wie der Ausgang des Operationsverstärkers 12 gebracht werden. Dabei heben sich die thermischen Driften im ersten und im zweiten Transistor Trv und Trp gegenseitig aufy -da diese Transistoren die gleiche Charakteristik besitzen und unter den gleichen Temperaturbedingungen in einer Differenzschaltung angeordnet sind. Auch die Übertragungsverluste in diesen Transistoren zufolgeder Source^Folgestufenverbindung werden gegenseitig aufgehoben. Somit wird eine nahezu perfekte Mulleinstellung zwischen den Ausgangsklemmen F und D¹ erhalten. Da ferner die aus den Halbleiterspannungsmessern G* und Gp und dem Widerstand E-, bestehende halbe Brückenschaltung durch den Widerstand E, vorläufig abgeglichen ist, wird die durch auftretende Störungen, wie eine Temperaturänderung bedingte Drift, in der halben Brückenschaltung extrem klein. Außerdem wird

* diese sehr kleine Drift, wie oben erwähnt, im leitenden Zustand der Drain-Source-Strecke automatisch auf Mull eingestellt. Außerdem wird im leitenden Zustand der Drain-Source-Strecke des Transistors Tr, das Potential der Gate-Elektrode des Transistors Tr* aufgedrückt und gleichzeitig im Kondensator C des Speicherkreises gespeichert. Im nicht leitenden Zustand der Drain-Source-Strecke des Transistors Tr^ wirkt der Speicherkreis so, daß er den Pegel des Potentials an der Ausgangsklemme

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ϊ¹. auf dem gleichen Wert wie vor dem nicht leitenden Zustand hält. Bei dieser Ausführungsform ist die Gate-Spannung des Transistors Tr_x. verhältnismäßig niedrig, so daß der Gate-Spannungsfall zufolge des Gate-Verluststromes klein ist, und eine sehr genaue Potentialkonstanz an der Ausgangsklemme ]p sichergestellt werden kann.

Wenn bei Fehlen eines Impulses am Ausgang des Impulsgenerators 13 die Drain-Source-Strecke des Schalttransistors Tr nicht leitend ist, wird eine auf einer Widerstandsänderung der HaIbleiterspannungsmesser G^ und G₂ beruhende Änderung der Ausgangsgröße durch den Operationsverstärker 12 verstärkt und es erscheint an der Ausgangsklemme D eine entsprechende verstärkte Ausgangsgröße. Da von dem der Ausgangsklemme D¹ Zugeführten Potential die auf einer Widerstandsänderung zufolge von Störeffekten wie einer Temperaturänderung beruhende Ausgangsgröße bereits der Ausgangsklemme Έ zugeführt worden ist, wird nur die Ausgangsgröße als eine große Potentialdifferenz zwischen den Ausgangsklemmen Έ und D¹ erfaßt, die auf einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G_x. und &2 zufolge einer durch, eine entsprechende physikalische Größe verursachten Verformung bzw. Spannung beruht, so daß die in Frage stehende physikalische Größe extrem genau gemessen werden kann.

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Obwohl bei den beschriebenen Ausführungsformen zwei Halbleiterspannungsmesser verwendet worden sind, ist es selbstverständlich möglich, den einen der beiden Spannungsmesser durch einen Widerstand zu ersetzen. Andererseits können auch mehr als zwei Halbleiterspannungsmesser verwendet werden, falls dies wünschenswert erscheint.

Die Erfindung kann nicht nur bei Halbleiterdruckwandlern und W Halbleiterbeschleunigungsmessern angewandt werden, um die aufgrund von störenden Ursachen, wie einem Temperaturwechsel, auftretende Drift zu kompensieren, sondern auch bei Halbleiterverschiebungsmessern, Halbleiterbelastungsmessern und anderen Halbleiterwandlern, bei denen die Yerformungs- bzw. Spannungs-Viderstandscharakteristik des Halbleiters ausgenutzt wird. Außerdem kann die Erfindung ebensogut zur Kompensation der Drift aufgrund von Störgrößen wie einer Änderung des äußeren Drucks im Halbleiterwandler unter Verwendung der Temperaturwiderstandscharakteristik des Halbleiters und eines Halbleiterelementes als !Thermistor angewandt werden.

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Claims

Ansprüche

Schaltung zur Kompensation der Drift (zeitliche Änderung der Charakteristik) eines Halbleiterwandlers, bei der ein Messkreis mit wenigstens einem Halbleiterelement, dessen Widerstand in Abhängigkeit von der Einwirkung einer physikalischen Grosse veränderbar ist und ferner zum Anlegen einer Spannung an das Halbleiterelement eine Spannungsquelle vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet , dass mit dem Messkreis (A, G-,, Gp, B) eine erste Ausgangsklemme (D) so verbunden ist, dass hier eine auf der Widerstandsänderung beruhende Ausgangsgrösse ausgegeben wird, dass ferner eine Speicherschaltung (0, Tr-, , E-,) zum Speichern der Ausgangsgrösse vorhanden ist, dass mit der Speicherschaltung eine zweite Ausgangsklemme (F) verbunden ist, um die in der Speicherschaltung gespeicherte Ausgangsgrösse auszugeben und dass zwischen dem Messkreis (A, G-j „ Go, B) un-d der Speicherschaltung (O, Tr-, , H-,) ein Schalter (S) angeordnet ist," so dass beim Schliessen des Schalters (S) die Ausgangsgrösse der Speicherschaltung zugeführt werden kann, um die erste und die zweite Ausgangsklemme (D und F) auf das gleiche Potential zu bringen

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und hierbei eine vorhandene Drift zu kompensieren und beim darauffolgenden öffnen des Schalters (S) zwischen der ersten und der zweiten Ausgangskiemme (D und F) in Übereinstimmung mit der Veränderung der Ausgangsgröße eine Potentialdifferenz auftreten kann.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Speicherschaltung ein Verstärkerelement (Tr,.) enthält, daß die zweite Ausgangsklemme (ϊ) mit dem Verstärkereiement (Tr,,) verbunden ist und ein Ende des Speicherelementes (0) zwischen das Verstärkerelement (Tr,.) und dem Schalter (S) geschaltet ist und daß das andere Ende des Speicherelementes mit der Spannungsquelle (E) verbunden ist, so daß die Ausgangsgröße des Keßkreises gespeichert und das Verstärkerelement (Tr,.) so gesteuert wird, daß das Potential der zweiten Ausgangsklemme (F) auf dem gleichen Wert gehalten wird wie das im Speicherelement (C) gespeicherte

. Potential.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die erste Ausgangsklemme (D¹) und die Ausgangsklemme (D) des Meßkreises (A, GL, G₂, B) ein zweites Verstärkerelement (Tr₂

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geschaltet ist, das die gleiche Charakteristik wie das erste Verstärkerelement (Tr₁) der Speicherschaltung besitzt.

4-. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3₅ dadurch gekennzeichnet , dass die Messchaltung eine Brückenschaltung enthält, die zwei Halbleiterelemente und einen Widerstand mit einem Abgriff zum vorläufigen Abgleich der Brückenschaltung umfasst und dass zwischen den Abgriff und die Halbleiterelemente ein Operationsverstärker zum Verstärken der auf der .Änderung des Widerstandes der Halbleiterelemente beruhenden Ausgangsgrösse der Brückenschaltung geschaltet ist und dass die Ausgangsklemme des Operationsverstärker mit der ersten Ausgangsklemme und dem Schalter verbunden ist.

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