DE2148998B2

DE2148998B2 - Meßanordnung zur Kompensation der Dnft eines Halbleiterwandlers

Info

Publication number: DE2148998B2
Application number: DE2148998A
Authority: DE
Inventors: Mineo Kariya Aichi Ishikawa; Hiroshi Okazaki Aichi Kuno; Kenji Aichi Suzuki
Original assignee: Toyoda Koki KK; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyoda Koki KK; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1970-09-30
Filing date: 1971-09-30
Publication date: 1973-09-20
Also published as: DE2148998C3; FR2108733A5; DE2148998A1; US3737684A; JPS5015669B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Meßanordnung mit we- ;stens einem eine physikalische in eine elektrische :ßgröße umformenden Halbleiterelement, dessen einer Ausgangsklemme ausgegebene elektrische isgangsgröße mit einem Bezugspotential verglichen d die Differenz hieraus als Meßgröße verwendet wird, bei der ferner Maßnahmen zur Kompensation der Drift des Halbleiterwandlers vorgesehen sind.

Bei der durch die deutsche Ausiegeschrif 11 235 033 bekanntgewordenen Schaltung dieser Art ist in einer

Widerstandsbrückenschaltung wenigstens ein Widers*and als Halbleiterelement ausgebildet, und es sind zur Kompensation der bei einer Temperaturändemng auftretenden Empfindlichkeitsänderung der Schaltung Kompensationswiderstände in der Speisediago-

nale und in der Meßdiagonale der Brückenschaltung vorgesehen.

Die zur Temperaturkompensation vorgesehenen Maßnahmen setzen teure Kompensationswiderstände voraus, deren Temperaturenkoeffizient dem Tempeis raturkoeffizienten des Halbleiterelementes angepaßt ist, bedingen eine Verminderung der Empfindlichkeit der Schaltung, da zum Meßinstrument ein Kompensationswiderstand parallel geschaltet ist und ermöglichen keine Kompensation der Drift des Halbleifer-

ao wandlers bei kleinen Meßgrößen. Verändert sich nämlich während der Messung infolge einer Drift das Potential des betreffenden Anschlusses der Meßdiagonale, so kann die Potentialdifferenz in der Meßdiagonale durch die Kompensationswiderstände allen-

»5 falls beim Fließen eines größeren Meßstromes ausgeglichen werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit einfachen Mitteln und ohne Verminderung der Empfindlichkeit der Schaltung eine Kompensation der Drift des Halbleiterwandlers und diese auch bei kleinen Meßgrößen zu ermöglichen.

Die Aufgabe ist crfindungsgemaß dadurch gelöst, daß eine Speicherschaltung vorgesehen ist, deren als Bezugspotential dienende Spannung durch Anlegen der elektrischen Ausgangsgröße der Halbleiterschaltung an die Speicherschaltung an die elektrische Ausgangsgröße anpaßbar ist, und daß ein Schalter zwischen der Ausgangsklemme des Halbleiterwandlers und der Speicherschaltung vorhanden ist.

Bei der erfindungsgemäßen Maßnahme wird das Bezugspotential laufend an die elektrische Ausgangsgröße des Halbleiterwandlers vor der Messung angepaßt und damit jegliche Drift, gleich weichen Ursprungs, eliminiert. Voraussetzung ist lediglich, daß die Veränderung der Charakteristik des Halbleiterelementes so langsam erfolgt, daß sie für den Zeitabschnitt einer Messung vernachlässigbar ist. Diese Voraussetzung trifft bei dem hier in Frage kommenden Anwendungsgebiet immer zu.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele an Hand von zehn Figuren näher erläutert. Die Fig. 1 und 2 beziehen sich hierbei auf eine bekannte Meßanordnung und dienen dazu, die bei bekannten Anordnungen vorhandene Problematik deutlich zu machen.

Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer bekannten Wheatstone"schen Brückenschaltung mit spannungsempfindlichen Elementen aus piezoresistivem Halbleitermaterial,

Fi g. 2 eine Kennlinie, die die in der Schaltung nach Fig. 1 im Verlaufe der Zeit auftretende Drift darstellt,

Fig. 3 eine Längsschnittansicht eines Halbleiterdruckwandlers,

Fig. 4 eine Längsschnittansicht eines Halbleiterbeschleunigungsmessers,

Fig. 5 das Schaltungsdiagramm einer Driftkompcnsationsschaltung für Halbleiterwandler,

Fig. 6 eine Kurve, die abhängig von der Zeit die durch die Schaltung nach Fig. 5 kompensierte Drift darstellt,

pig. 7 bis 10 Schaltungsdiagramme von Abwandlungen der Driftkompensationsschaltungen nach Fig- 5-

Bei der in F ι g. 1 dargestellten bekannten Schaltung sind zwei Hnibleiterverformungs- bzw. Spannungsmesser innerhalb einer Wheatstone'sehen Brückenschaltung angeordnet, die in Abhängigkeit von der auf sie einwirkenden Verformung bzw. Spannung an den Ausgangsklemmen X und Y eine Ausgangsspannung erzeugen. Die beiden Halbleiterspannungsmesser G, und G₂ sind im allgemeinen aus dünnen Scheiben eines Germanium- bzw. Silizium-Einkristalls od. dgl. hergestellt, damit sie die gleiche Charakteristik haben. Es ist praktisch wegen extremer Herstellungsschwierigkeiten nicht zu vermeiden, daß die Halbleiterspannungsmesser in der Charakteristik einen geringfügigen Unterschied aufweisen. Der Unterschied in der Charakteristik der beiden Halbleiterspannungsmesser hat zufolge bestimmter äußerer Störfaktoren, wie einer Temperaturänderung im Verlaufe der Zeit eine Drifi der Größe an den Ausgangsklemmen .V und Y zur Folge, selbst wenn auf die Halbleiter keine Spannung ausgeübt wird. Obwohl die beiden Spannungsmesser aus entsprechenden p- und n-lcitenden Halbleitern bestehen, deren Drift, wie in Fig. 2 dargestell;, entgegengesetztes Vorzeichen hat, ist es nicht möglich, die resultierende Gesamtdrift g, bis auf Null herabzusetzen, da es unmöglich ist. die entsprechenden Widerstandsänderungen im wesentlichen gleich groß zu machen.

So tritt die erwähnte Drift auch dann auf. wenn siel; nach einer Nulleinstellung, die vorgenommen wird, um die Ausgangsklemmen X und Y bei einer bestimmten Umgebungstemperatur auf das gleiche Potential zu bringen, die Temperatur nachfolgend ändert. Die Drift beeinflußt die gemäß der Spannung in den Halbleiterspannungsmessern erzeugte Ausgangsspannung, die zwischen den Ausgangsklemmen auftritt. Es ist deshalb schwierig, durch den Halbleiterspannungswandler eine auf ihn einwirkende physikalische Größe genau in eine entsprechende elektrische Größe umzuwandeln.

F i g. 3 zeigt den konstruktiven Teil eines erfindungsgemäßen Druckwandlers. Mit der Bezugszahl 1 ist ein zylindrischer Hohlkörper bezeichnet. An dem einen Ende des Hohlkörpers 1 ist eine Abdeckscheibe 2 angebracht, an der wiederum eine flexible Membran 3 befestigt ist. Am äußeren Umfang der Membran 3 befindet sich ein Verstärkungsring 4. Die Membran 3 bildet ein druckempfindliches Teil.

An der Innenfläche der flexiblen Membran 3 sind zwei Verformungs- bzw. Spannungsmesser G₁ und G₂ aus Halbleitermaterial angebracht, die die gleiche Charakteristik besitzen. Einer der Spannungsmesser, nämlich der Spannungsmesser G₁, ist in der Mitle der Membran 3 angebracht, so daß bei einer Biegebeanspruchung der Membran 3 in ihm eine Zugverformung bzw. Zugspannung erzeugt wird. Der andere Spannungsmesser G₂ ist an einem peripheren Teil der Membran 3 angebracht, so daß in ihm hei einer Biegebeanspruchung der Membran 3 eine Druckverformung bzw. Druckspannung erzeugt wird. Die Enden der Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ sind mit entsprechenden Leitungen a, b, c und d verbunden. Die von dem einen Ende der betreffenden Spannungsmesser G₁ und G₂ abgehenden Leitungen α und c sind durch eine am rückseitigen Ende des zylindrischen Hohlkörpers 1 befestigte Kappe 5 aus dem Hohlkörper herausgeführt und mit entsprechenden Anschlüssen A und B verbunden. Die von dem anderen Ende der betreffenden Kalbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ abgehenden Leitungen b und d sind miteinander verbunden und die gemeinsame leitung ist aus dem Hohlkörper 1 herausgeführt und mit einem Anschluß D verbunden. Die Anschlüsse A, B und D sind zu einer Brücke geschaltet.

Fig. 4 zeigt als ein weiteres Ausgestaltungsbeispiel de« konstruktiven Teil eines Halbleiterbeschleunigungsmessers. Dieser besitzt einen Tragbalken 6 aus *5 federndem Material, dessen eines Ende an einem Basisteil 7 befestigt ist, und dessen anderes freies Ende ein daran befestigtes Gewicht 8 trägt. Die Teile bilden ein Vibrationselement 9. Das Vibrationselement 9 ist in einem Behälter 10 untergebracht, der dicht eingeschlossen Silikonöl enthält. Entlang der Längsachse des Tragbalkens 6 sind auf dessen oberer und unterer Fläche zwei Haltleiterspannungsmesser G₁ und G₂ von nahezu der gleichen Charakteristik angebracht. Da der Ί ragbalken 6 entsprechend der Beschleuni^a5 gung, die auf das Gewicht 8 ausgeübt wird, vibriert, erfahren die Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ eine entsprechende Deformation bzw. Belastung. Wenn im Spannungsmesser G₁ eine Zugspannung hervorgerufen wird, wird im Spannungsmesser Ci₁ eine Druckspannung hervorgerufen. Wenn andererseits im Spannungsmesser G₁ eine Druckspannung verursacht wird, wird der Spannungsmesser G₂ auf Zug beansprucht. Die Enden der Halbleiterspannungsmesser G, und G₂ sind mit entsprechenden Leitungen a, b, c und d verbunden. Die von dem einen Ende der Spann ngsmesser G₁ und G₂ abgehenden Leitungen α und <.· werden durch ein Leitungsrohr 11, das durch die rückseitige Wand des Behälters 10 des Beschleunigungsmessers hindurchtritt, aus dem Behälter herausgeführt und sind mit den entsprechenden _ Klemmen A bzw. B verbunden. Die Leitungen b und d, die vom anderen Ende der Spannungsmesser G₁ und G₂ abgehen, sind miteinander verbunden, und die gemeinsame Leitung ist ebenfalls durch das Leitungsrohr 11 herausgeführt und dann mit dem Anschluß D verbunden. Die Anschlüsse A, B und D sind zu einer Brücke geschaltet.

Fig. 5 zeigt den Schaltungsteil einer erfindungsgemaßen Ausführungsform. Diese besitzt an Stelle der üblichen Wheatstone sehen Brücke eine Brückenschaltung. Die Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ sind zwischen den Anschlüssen A und B in Serie geschaltet. Der Anschluß A ist mit dem positiven Pol einer Spannungsquelle bzw. Batterie E verbunden, die eine konstante Spannung besitzt, während die Klemme B an den negativen Pol der Spannungsquelle E angeschlossen ist. Die Brückenschaltung enthält außerdem einen Feldeffekttransistor TV₁ (Junction Type), dessen Drain-Elektrode mit dem Anschluß A und mit dem positiven Pol der Spannungsquelle E verbunden ist. Die Source-Elektrode ist über einen Widerstand R₁ an die Klemme B angeschlossen. Es ist auch als Speicherelement ein Kondensator C vorgesehen, dessen eines Ende zwischen die Gate-Elektrode des Transistors Tr₁ und einen Schalter 5 geschaltet ist. Das andere Ende des Kondensators ist mit dem negativen Pol der Spannungsquelle E verbunden. Der Kondensator C, derTransi-

stor Tr_x und der Widerstand R₁ bilden einen luststromes abnimmt. Der Gate-Verluststrom ist

Speicherkreis. Außerdem ist die Gate-Elektrode des jedoch vernachlässigbar gering, so daß es mögich ist,

Transistors Tr₁ über den Schalter S mit einer Aus- durch Wahl eines geeigneten Kapazitätswertes des

gangsklemme D verbunden. Die Ausgangsklemme D Kondensators C den Abfall der Ausgangsgröße an der

ist zwischen den Spannungsmessern G₁ und G₂ an 5 Ausgangsklemme F geringer als die Drift-Spannung

diese angeschlossen. zufolge der Temp „raturänderung der Spannungsmes-

Wenn der Schalter 5 geschlossen wird, bildet der scr G₁ und G₂ zu halten.

Transistor Tr_x eine durch die Spannung der Gate- Bei dem obigen System wird die Potentialdiffcrenz Elektrode gesteuerte Source-Folgestufe. In diesem zwischen den Ausgangsklemmen D und Firn wesent-Zustand tritt an einer mit der Source-Elektrode des i° liehen zu Null gemacht und so genau und schnell die Transistors Tr_x verbundenen Ausgangsklemme F Nulleinstellung des Halbleiterwandlers bewirkt, eine Potential auf, das im wesentlichen gleich dem Po- Nachdem die Nulleinstellung so ausgeführt worden ist, tential der Gate-Elektrode ist. So steuert in diesem wird der Schalter S geöffnet und danach als Aus-Zustand die Brückenausgangsgröße, die an der Aus- gangsgröße an der Ausgangsklemme F der im Kongangsklemme D auftritt, den Transistor Tr₁, während 15 densator C gespeicherte Spannungspegel erhalten, gleichzeitig diese Ausgangsgröße dem Kondensator C Bei den nachfolgenden Messungen des Drucks oder zugeführt und in diesem gespeichert wird. Wenn der der Beschleunigung durch den Halbleiterwandler wird Schalter S geöffnet ist, wird der Transistor Tr_x nicht in den Halbleiterspannungsmessern G. und G₂ abdurch die an der Ausgangsklemme D liegende Aus- hängig von dem zu messenden Druck bzw. der zu mesgangsgröße,sondern durch das im Kondensator C ge- ²° senden Beschleunigung eine Verformung bzw. Spanspeicherte Potential gesteuert. So wird in diesem Zu- nung erzeugt. Hierdurch wird eine entsprechende stand, der von der Drain-Elektrode zur Source-Elek- Widerstandsänderung der Spannungsmesser G₁ und trode des Transistors Tr₁ fließende Strom durch die G₂ hervorgerufen, so daß an der Ausgangsklemme D Gate-Spannung gesteuert, die im wesentlichen gleich eine der Verformung bzw. der Spannung in den Spandem Brückenausgangspotential ist, wenn der Schal- 25 nungsmessern G₁ und G₂ entsprechende Ausgangster S geschlossen ist. Man sieht, daß nach dem öffnen größe erscheint. Diese Ausgangsgröße wird zwischen des Schalters S die Ausgangsgröße an der Ausgangs- den Ausgangsklemmen D und F als Potentialdiffeklemme F weiterhin auf im wesentlichen demselben renz abgenommen. Ist das der Verformung bzw. Pegel gehalten wird, der unmittelbar vor dem öffnen Spannung in den Spannungsmessern G₁ und G₂ enides Schalters S vorhanden ist. 3° sprechende Potential niedriger als das im Kondensa-

Der Schalter S kann durch einen geeigneten tor C zur Zeit der Nulleinstellung gespeicherte

Druckknopf manuell betätigt werden. Wird anderer- Potential, dann wird der Kondensator C durch den

seits die Erfindung bei einem zyklischen Vorgang an- Spannungsmesser G₂ entladen, um die Nulleinstellung

gewandt, so kann der Schalter automatisch in vorge- zu bewirken.

gebenen Intervallen jeweils während des Teils eines 35 Wie bereits beschrieben, kann die infolge einer im

Zyklus betätigt werden, in dem auf die Spannungs- Verlaufe der Zeit auftretenden Temperaturänderung

messer G₁ und G, keine Verformung bzw. Spannung entstehende Drift-Spannung wiederholt gelöscht wer-

ausgeübt wird. den, um wiederholt die Nulleinstcllung des Halblei-

Im spannungslosen Zustand der Spannungsmesser terwandlers zu bewirken, indem erfindungsgemäß der G₁ und G₂ der beschriebenen Halbleiterwandler tritt 4° Schalter S in einem vorgegebenen Zeitabschnitt wähin den Spannungsmessern G₁ und G₂ keine durch rend jedes Zyklus, wenn kein Druck oder keine BeVerformung bedingte Widerstandsänderung auf. An schleunigung vorliegen, geschlossen wird. So wird eine dor Ausgangsklemmen D ist somit auch keine eine infolge einer Temperaturänderung erzeugte Drift-Verformung anzeigende Größe vorhanden. Im Laufe Ausgangsspannung gelöscht, bevor sie zu groß wird. der Zeit ändern sich jedoch die Temperaturbedingun- 45 Fig. 6 zeigt das Verhalten der durch eine dagegen, und dies hat eine Änderung im Widerstand der zahnähnliche Kurve g₄ dargestellten Drift-Spannung, Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ zur Folge. welche in Abhängigkeit von der Zeit aufgetragen ist. Dies bedeutet, daß infolge einer Temperaturänderung Wie dargestellt, ist die periodische Drift-Spannung an der Ausgangsklemme D eine durch eine Drift be- äußerst klein und verschwindet vollständig, nachdem dingte Ausgangsgröße erscheint. Wird der Schalter S 50 sich der in F i g. 2 gezeigte Gleichgewichtszustand der geschlossen, wenn an der Ausgangsklemme D eine Drift eingestellt hat.

Driftspannung vorliegt, dann wird diese im Konden- Es kann somit durch die Erfindung eine zuverlässator D gespeichert, und das gespeicherte Potential sige Nulleinstellung erhalten werden, ohne daß ein (Drift-Ausgangsgröße) wird der Gate-Elektrode des konventioneller Temperaturkompensationskreis vorFeldeffekttransistors Tr_x aufgedrückt. Die so aufge- 55 gesehen werden muß, und es ist hierdurch eine extrem drückte Spannung steuert den Transistor Tr_x, d.h. den genaue Messung der betreffenden physikalischen Strom, der von der mit dem positiven Pol der Span- Größe wie des Drucks und der Beschleunigung mögnungsquelle E verbundenen Drain-Elektrode zur lieh.

Source-Elektrode des Transistors fließt. Als Folge Obgleich bei dem Ausführungsbeispiw nach Fig. 5

hiervon erscheint die der Gate-Elektrode des Transi- 60 ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor (Junction Type)

store Tr₁ aufgedrückte Spannung, d.h. die Drift- verwendet worden ist, ist die Anordnung keinesfalls

Spannung zufolge einer Temperaturänderung der auf diesen Typ beschränkt. Es können ebensogut Me-

Halbleiterspannungsmesser G, und G₂ an der Aus- talloxidschicht-Feldeffekttransistoren (MOS Type)

gangsklemme F. Streng genommen, fließt ein geringer verwendet werden. Es ist auch möglich. >tatt dessen

Veriuststrom von der Gate-Elektrode in die Source- 65 Trioden und Pentoden zu verwenden, t'ie uem Feldef-

Elektrode des Transistors, so daß die Ausgangsspan- fekttransistor in der Arbeitsweise und in ucr Wirkung

nung an der Ausgangsklemme F entsprechend der ähneln. Dies trifft auch für die folgenden Ausfüh-

Abnahme der Gate-Spannung zufolge des Gate-Ver- rungsformen zu.

Wird ein MOS-Feldeffekttransistor verwendet, dann kann eine der beiden Gate-Elektroden, die der Gate-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors entspricht, durch den Schalter S mit der Ausgangsklemme D verbunden werden, und die andere Gate-Elektrode kann mit dem Source-Stromkreis zur Beseitigung des Rauschens verbunden werden. Die übrigen Schaltungstcile können ähnlich wie jene der vorhergehenden Ausführungsform ausgebildet sein.

Die Fig. 7, 8, 9 und 10 zeigen entsprechende weitere Ausführungsformen der Erfindung. In diesen Figuren sind Teile, die der vorhergehenden Ausführungsform entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und sie werden nicht im einzelnen beschrieben. Es werden im wesentlichen nur die von der vorhergehenden Ausführungsform unterschicdli-

i nach Fi e. 7 besitzt einen zu-

Uie.rt.U5I Ulli Ullgai«-""» "<«-" ^{l 1}B . ,

sätzlichen oder zweiten FeldeffeKtiranMS.or ,,₂,d~ die gleiche Charakteristik wie der genannte feldei-FektKnsistor Tr_x hat. Die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors Tr₂ ist mit der Ausgangs klemme D verbunden, der die Ausgangsspannung auf Grund der Widerstandsänderung der Spannungsm«- ser G₁ und G₂ zuzuführen ist. Die Dra.n-Elektrode ist mit'dem positiven Pol der Spannungsquelle E und die Source-Elektrode über einen Widerstand Λ, mit dem negativen Pol der Spannungsquelle E ve bun den. Eine gesonderte Ausgangsklemme Ltf.*«t der Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors

Tr₁ verbunden. . ■ _Vpr.

Die beschriebene Ausführungsform «st eine Ver besserung der Ausführungsform nach F. g 5 im H,n

blick auf Messungen mit erhöhten Genauigke tsan forderungen. Bei der Ausführungs form "ach Fg

dung des Feldeffekttransistors Ubertragungs bei einer Temperaturänderung selbst «nu

des Gate-Verluststrom^j

erwähnten Mangel α undI
fekttransistoren Tr.und

Feldeffekttransistor «.^^_einen

Die Aiisführungsform nach j-»g._des^₃₁. FeldeffektschaUtransistor Tr,, der an » _hen

ters S der Ausführungsform nach,Fig. > rg^ ist.DieGatc-ElektrodedesTrans^torsO,«

Impulsgenerator 13 angeschlossen^ⁿ

Source-Strecke des
leitendgesteuert .«™

store Tr₁ die auf Gru
Halbleiterspannungsmesser

gangsgröße aufdrücken zu ^ Ausführungsform die Nullei automatisch ohne manuelle Bedienung dadurch bewirkt werden, daß der Impulsgenerator 13 der Gate-Elektrode des Feldeffektschalttransistors Tr₃ zu Beginn jedes Meßzyklus einen Ausgangsimpuls immer dann zuführt, wenn die Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ im spannungslosen Zustand sind.

Abweichend von den vorhergehenden Ausführungsformen gemäß den Fig. 5, 7 und 8 sind bei der Ausführungsform nach F i g. 9 die Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ zu einer halben Wheatstone'schen Brückenschaltung geschaltet, die einen Widerstand R₃ mit einem Mittelabgriff enthält. Außerdem ist die Ausgangsklemme D mit einem Operationsverstärker 12 verbunden, dem die durch ¹S eine Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ erzeugte Ausgangsgröße zugeführt wird, und dessen verstärkte Ausgangsgröße an der Ausgangsklemme D' erscheint. Die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 12 kann auch über den *^c halter S an die Gate-Elektrode des Feldeffekttran-. >tors Tr_x angelegt werden.

Bei dieser Ausführungsform kann abweichend von den vorhergehenden Ausführungsformen die halbe Brückenschaltung durch den Widerstand R-, vorläufig "5 abgeglichen werden. So ist die Drift der halben Brükkenschaltung auf Grund einer nachfolgenden Temperaturänderung äußerst klein. Die kleine Ausgangsgröße der Drift wird durch den Operationsverstärker 12 verstärkt, und die verstärkte Ausgangsgröße er-30 scheint an der Ausgangsklemme D'. Beim Schließen des Schalters S wird die Ausgangsklemme F im wesentlichen auf den gleichen Spannungspegel gebracht, wie er am Verstärkerausgang vorliegt, und die Potentialdifferenz wird zwischen den Ausgangsklemmen F 35 und D' hierdurch im wesentlichen zu Null gemacht. Nach darauffolgendem Öffnen des Schalters S wird die Ausgangsklemme F verglichen zu den vorhergehenden Ausführungsformen auf einem niedrigen Potential gehalten. Andererseits wird die infolge einer 40 Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ erzeugte Ausgangsgröße der Brückenhälfte durch den Operationsverstärker 12 ebenfalls verstärkt, und die verstärkte Ausgangsgröße erscheint an der Ausgangsklemme D'. Somit wird die Poten-45 tialdifferenz zwischen den Ausgangsklemmen F und D', verglichen zu den vorhergehenden Ausführungsauf dem in dem formen, sehr groß.

Bei dieser Ausführungsform ist auch das Gate-Potential des Transistors Tr_x verhältnismäßig niedrig, so 50 daß der Gate-Spannungsfall zufolge des Gate-Verluststromes und die Drift des Transistors Tr_x verrin-Charakteri- gert sind. Die Schaltung ist damit für Messungen mit

noch höherer Genauigkeit vorteilhaft.

F und Bei der Ausführungsform nach Fig. 10 handelt es

der 55 sich um eine Schaltung mit automatischer Nulleinstellung, in die alle Merkmale der vorhergehenden Ausführungsformen gemäß den Fig. 5, 7, 8 und 9 aufgenommen sind. Die Schaltung enthält alle obengenannten Schaltungskomponenten, nämlich eine halbe 60 Brückenschaltung, welche Halbleitungsspannungsmesser G, und G₂ umfaßt und den in der Hälfte festgehaltenen Widerstand Rj, ferner der Verstärker 12, den durch den Impulsgenerator 13 gesteuerten FeIdeffektschalttransistor Tr₃, den als Verstärkungsele-65 ment dienenden ersten Feldeffekttransistor Tr . den zweiten Feldeffekttransistor Tr₂, der die gleiche Charakteristik wie der erste besitzt, den Kondensator C und die Spannungquelle E. Diese Schaltung ist nicht

309538/331

_jn.

^,^ des Transi-™^änderung der _{t Aus}.

10

und durch den GateSpag g

Verluststroms im Feldeffekttransistor. Sie zeichnet sich auch dadurch aus, daß bei automatischer Kornpensation der thermischen Drift im Meßkreis der Halbleiterspannungsrnesser die Änderung der Ausgangsgröße auf Grund einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser entsprechend einer physikalischen Größe, wie dem Druck oder der zu erfassenden Beschleunigung genau als große Potentialdifferenz zwischen den beiden Ausgangsklemmen erfaßt werden kann.

Im einzelnen sind bei der Ausführungsform nach Fig. lOdie Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂ zu einer halben Wheatstone"schen Brückenschaltung geschaltet, dit durch den Widerstand R₁ vorläufig abge-

d G

wesentlich in Mitleidenschaft gezogen durch den speicherte Spannung, die der vorherigen Ausgangs-Source-Spannungsfallverlust infolge der Source-Fol- größe der Ausgangsklemme D entspricht, an die gestufenverbindung des Feldeffekttransistors, durch Gate-Elektrode des ersten Transistors Tr₁ angelegt, die thermische Drift des Feldeffekttransistors selbst Bei dem Aueführungsbeispiel nach Fig. 10 wird bei

und durch den Gate-Spannungsfall zufolge des Gate- 5 Einstellung der Zeitsteuerung des leitenden Zustan-

ki Si ih des der Drain-Source-Strecke des Schalttransistors

Tr_i durch den Puls des Impulsgenerator 13 in der Weise, daß die Steuerung in den leitenden Zustand

Halbleiterspannungsrnesser die Änderug jeweils mit dem Zeitabschnitt übereinstimmt, in dem

gangsgröße auf Grund einer Widerstandsänderung io in den Halbleiterspannungsmessern G₁ und G₂ keine der Halbleiterspannungsmesser entsprechend einer durch die zu erfassende physikalische Größe, wie dem

Druck oder der Beschleunigung bedingte Verformung bzw. Spannung vorliegt, das Ausgangspotential im Falle einer Änderung der Ausgangsgröße als Folge ^l5 einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G₁ und G₂zufolge anderer Ursachen wie eines Temperaturwechsels als der zu erfassenden physikalischen Größe von der Ausgangsklemme Z) zum

schaltet, dit durch d ₁ g g Operationsverstärker 12 gebracht und die verstärkte

elichen ist. Die Halbleiterspannungsmesser G₁ und G, 20 Ausgangsgröße wird der Gate-Eiektrode des ersten sind außerdem an die Spannungsquelle E angesciilos- 1 ransistors Vr₁, wie der Gate-Hlektrode des zweiten sen, so daß sie stets an Spannung liegen. Die Aus- Transistors Tr₂ aufgedrückt und hiermit der Stromfluß gangsklemrae D der halben Brückenschaltung ist mit von der Drain- zur Source-Elektrode der einzelnen dem Operationsverstärker 12 verbunden, dessen Transistoren Tr₁ und Tr₂ gesteuert, so daß die AusAusgang wiederum mit der Drain-Elektrode des 25 gangsklemmen F und D' im wesentlichen auf das Feldeffektschalttransistors Tr_i und mit der Gate- gleiche Potential wie der Ausgang des Opcrationsver-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors 7V₂ ver- stärkers 12 gebracht werden. Dabei heben sich die bunden ist. Die Gate-Elektrode des Schalttransistors thermischen Driften im ersten und im zweiten 1 ransi- Tr₁ steht mit dem Impulsgenerator 13 in Verbindung stör Tr₁ und 7r₂ gegenseitig auf, da diese Transistoren und die Soarce-Elektrode dieses Transistors nii: der 30 die gleiche Charakteristik besitzen und unter den glei-Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors Tr_x, chen Temperaturbedingungen in einer Diffcrenzso daß die Drain-Source-Strecke des Schalttransistors schaltung angeordnet sind. Auch die Übertragungs- Tr durch die Ausgangsimpulse des Impulsgenerators Verluste in diesen Transistoren zufolge der Source-13 leitend gesteuert werden kann, um die auf der Wi- Folgestufenverbindung werden gegenseitig aufgehoderstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser 35 ben. Somit wird eine nahezu perfekte Nulleinsteilung G₁ und G, beruhende Ausgangsgröße des Opera- zwischen den Ausgangsklemmen Fund D' erhallen, tionsverstärkers 12 der Gate-Eiektrode des ersten Da ferner die aus den Halbleiterspannungsmessern G₁ Transistors Tr₁ aufdrücken zu können. Der erste und G₂ und dem Widerstand R₁ bestehende halbe Transistor Tr₁ hat die gleiche Charakteristik wie der Brückenschaltung durch den Widerstand Ä, vorläufig zweite Transistor Tr,. Der Ausgang des Verstärkers 40 abgeglichen ist, wird die durch auftretende Störungen. 12 ist sowohl über den Schalttransistor Tr₁ mit der wie eine Temperaturänderung, bedingte Drift in der Gate-Elektrode des ersten Transistors Tr_x verbunden. halben Brückenschaltung extrem klein. Außerdem als auch mit der Gate-Elektrode des zweiten Transi- wird diese sehr kleine Drift, wie oben erwähnt, im stors Tr.. Die beiden Feldeffekttransistoren Tr_x und leitenden Zustand der Drain-Source-Strecke automa-Tr, liegen parallel zur Spannungsquelle £, wobei die 45 tisch auf Null eingestellt. Außerdem wird im leitenden Drain-Elektroden der Transistoren Tr_x und Tr, mit Zustand der Drain-Source-Strecke des Transistors den positiven Polen der Spannungsquelle E verbun- Tr₁ das Potential der Gate-Elektrode des Transistor' den sind und die Source-Elektroden der Transistoren Tr₁ aufgedrückt und gleichzeitig im Kondensator C Tr_x und Tr-, über die Widerstände R. bzw. R₂ mit des Speicherkreises gespeichert. Im nicht leitender den negativen Polen der Spannungsquelle E. Die 50 Zustand der Drain-Source-Strecke des Transistors h ßd d Tr₃ wirkt der Speicherkreis so, daß er den Pegel dei

Potentials an der Ausgangsklemme F auf dem glei chen Wert wie vor dem nicht leitenden Zustand hält

TV₃ l g Bei dieser Ausführungsfonn ist die Gate-Spannunj

gangsklemmen F und D' das gleiche Potential. Der 55 des Transistors Tr_x verhältnismäßig niedrig, so dai Kondensator C ist zwischen der Gate-Elektrode des der Gate-Spannungsfall zufolge des Gate-Verlust ersten Transistors Tr₁ und der Ausgangsklemme D stromes klein ist und eine sehr genaue Potentialkon parallel zum Widerstand R₁ geschaltet. Der erste stanz an der Ausgangsklemme Fsichergestellt werdei Transistor Tr_x dient als Verstärkungselement, der Wi- kann.

derstand R_x und der Kondensator C bilden den Spei- 60 Wenn bei Fehlen eines Impulses am Ausgang de cherkreis. Somit wird, wenn die Drain-Source-Strecke Impulsgenerators 13 die Drain-Source-Strecke de des Schalttransistors TV, leitend wird, die auf der Wi- Schalttransistors Tr nicht leitend ist, wird eine auf ei derstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser ner Widerstandsänderung der Halbleiterspannungs G₁ und G₂ beruhende und durch den Verstärker 12 messer G₁ und G₂ beruhende Änderung der Aus verstärkte Ausgangsgröße der Ausgangsklemme D in 65 gangsgroße durch den Operationsverstärker 1· dem Kondensator C gespeichert, und wenn die verstärkt und es erscheint an der Ausgangsklcmme Z Drain-Source-Strecke des Transistors Tr₁ sperrend eine entsprechende verstärkte Ausgangsgröße. D gesteuert wird, wird die in dem Kondensator C ge- von dem der Ausgangsklemme D'zugeführten Poten

den negati pgq

Source-Elektroden stehen außerdem mit den entsprechenden Ausgangsklemmen Fund D'in Verbindung. Wird die Drain-Source-Strecke des Schalttransistors TV₃ leitend gesteuert, dann haben somit die Aus- ' lih Pil D

tial die auf einer Widerstandsänderung zufolge von Störeffenkten wie einer Temperaturänderung beruhende Ausgangsgröße bereits der Ausgangsklemmc F zugeführt worden ist, wird nur die Ausgangsgröße als eine große Potentialdifferenz zwischen den Ausgangsklemmen Fund D' erfaßt, die auf einer Widerstandsänderung der Halbleiterspannungsmesser G₁ und G; zufolge einer durch eine entsprechende physikalische Größe verursachten Verformung bzw. Spannung beruht, so daß die in Frage stehende physikalische Größe extrem genau gemessen werden

kann.

Obwohl bei den beschriebenen Ausführungsformen zwei Halbleiterspannungsmesser verwendet worden sind, ist es selbstverständlich möglich, den einen der beiden Spannungsmesser durch einen Widerstand zu ersetzen. Andererseits können auch mehr als zwei Halbleiterspannungsmesser verwendet werden, falls dies wünschenswert erscheint.

Die Erfindung kann nicht nur bei Halbleiterdruckwandlern und Halbleiterbeschleunigungsmessern an-

gewandt werden, um die auf Grund von störenden Ursachen, wie eintm Temperaturwechsel, auftretende Drift zu kompensieren, sondern auch bei Halbleiterverschiebungsmessern, Halbleiterbelastungsmessern und anderen Halbleiterwandlern, bei denen die Ver-

>o formungs- bzw. Spannungs-Widerstandscharakteristik des Halbleiters ausgenutzt wird. Außerdem kann die Erfindung ebensogut zur Kompensation der Drift auf Grund von Störgößen wie einer Änderung des äußeren Drucks im Halbleiterwandler unter Verwen-

dung der Temperaturwiderstandscharakteristik des Halbleiters und eines Halbleiterelementes als Thermistor angewandt werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Meßanordnung mit wenigstens einem eine physikalische in eine elektrische Meßgröße umformenden Halbleiterelement, dessen an einer Ausgangsklemme ausgegebene elektrische Ausgangsgröße mit einem Bezugspotential verglichen und die Differenz hieraus als Meßgröße verwendet wird, bei der ferner Maßnahmen zur Kompensation der Drift des Halbleiterwandlers vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine Speicherschaltung (TR₁, R₁, C) vorgesehen ist, deren als Bezugspotential dienende Spannung durch Anlegen der elektrischen Ausgangsgröße der Halbleiterschaltung (A, G₁, G₂, B) an die Speicherschaltung an die elektrische Ausgangsgröße anpaßbar ist, und daß ein Schalter (S) zwischen der Ausgangskiemme (D) des Halbleitcrwandlers und der Speicherschaltung (TR₁, R,, C) vorhanden ist.

2. Meßanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherschaltung ein Verstärkerelement (TR_t) enthält, daß das Potential an der Ausgangsklemme (F) des Verstärkerelementes auf dem gleichen Wert gehalten wird wie das Potential am Speicherelement (C) und daß die Meßgröße zwischen der Ausgangsklemme (F) des Verstärkerelementes und der Ausgangskiemme (D) der Halbleiterschaltung abgenommen wird.

3. Meßanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßgröße zwischen der Ausgangskiemme des Verstärkerelementes (TR₁) und der Ausgangsklemme (D') eines weiteren Verstärkerelementes (TR₂) abgenommen wird, dessen Eingangsklemme mit der Ausgangskiemme (D) der Halbleiterschaltung (A, G₁, G₂, B) verbunden ist und daß die beiden Verstärkerelemente (TR₁, TR₁) etwa die gleiche Charakteristik aufweisen.

4. Meßanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Briikkenschaltung aus zwei Halbleiterelementen (G₁, G₂) und einem Widerstand (A₃) mit einem Abgriff zum Abgleich der Brückenschaltung umfaßt und daß zwischen den Abgriff und die Halbleiterelemente ein Operationsverstärker (12) geschaltet ist, und daß die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers als eine Klemme der Meßdiagonale dient, die gleichzeitig mit dem Schalter (5 bzw. 77?j) verbunden ist.

5. Meßanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterelemente und die Verstärkerelemente aus der gleichen Speisespannungsquelle (£) gespeist werden.