DE2147090A1

DE2147090A1 - Digitalfilter mit mindestens zwei teilfiltern

Info

Publication number: DE2147090A1
Application number: DE19712147090
Authority: DE
Inventors: Hans Dr Ing Koffler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1971-09-21
Filing date: 1971-09-21
Publication date: 1973-03-29
Also published as: GB1406086A; IT967598B; DE2147090B2; NL7208766A; NL154374B; DE2147090C3; FR2154138A5

Description

Digitalfilter mit'mindestens zwei Teilfiltern

DLe Erfindung bezieht sich auf ein Digitalfilter mit mindestens einem ersten Teilfilter mit Kammstruktur der Durchlaßkurve und mit einem zweiten Teilfilter, dessen Grenzfrequenz, bzw. bei einem Bandpaß, dessen Mittenfrequer.z im Vergleich zu der für das erste Teilfilter verwendeten Abtastfrequenz sehr niedrig liegt, insbesondere zur Verwendung als Filter in Empfängern von Pulsdopplerradargeräten.

Bei Digitalfiltern wird das meist in analoger Fcrxii vorliegende Signal zunächst einem Analog-Digital-Wandler zugeführt, wobei aus dem Analogsignal rait einer bestimmten Abtastfrequenz Signalproben entnommen werden. Die so erhaltenen digitalisiserten Ausgangssignalproben werden nacheinander in bestimmter Weise mit Koeffizienten (Faktoren) multipliziert, wobei durch die Wahl des Aufbaus der Filteranordnung und durch die Einstellung der Koeffizienten bestimmte Filtercharakteristiken erzielt werden können. Da Jede Signalprobe verarbeitet werden muß, legt die Abtastfrequenz bei den bekannten Digitalfiltern auch den Arbeitstakt des Digitalfilters fest, und die Abtastfrequenz gilt somit auch für die Arbeitsweise des Digitalfilters.

Die Größe der Abtastfrequenz, mit welcher die einzelnen Ρίοbon entnommen werden, wird nach dem bekannten Abtasttheoivm gewiüilt und darf einen bestimmten Wert im Vergleich zur höchsten vorkommenden Frequenz nicht unterschreiten.

VPA

309313/0506

om<5t_NAL

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In manchen Fällen ist die Abtastfrequenz aus verschiedenen, mit dem Aufbau eines Gerätes zusammenhängenden Gründen nicht ohne weiteres beliebig frei wählbar. Auch ist durch den Analog-Digital-Wandler eine bestimmte Abtastfrequenz festgelegt, die nur durch erneute Digital-Analog-Wandlung und eine v/eitere Analog-Digital-Waiidlung (mit neuer Abtastfrequenz) geändert v/erden könnte. Dadurch kann es vorkommen» dai3 bei ein-τη Digitalfilter mit einer - bezogen auf die jeweilige Grenzfrequenz bzw. Mittenfrequenz - zu hohen Abtastfrequenz gearbeitet werden muß, wodurch der notwendige Aufwand und auch die Verarbeitungszeit unnötig vergrößert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den vorstehend geschilder*ten Schwierigkeiten in möglichst einfacher Weise zu begegnen. Bei eüiem Digitalfilter der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß von einer Folgs von vorn ersten Teilfilter kommenden Ausgangssignalprohen bei der Vorarbeitung im zweiten Teilfilter jeweils nur der m-te Toil weiterverarbeitet wird und daß die Abtastfrequenz für das zweite Teilfilter gegenüber der Abtastfrequenz für das erste Teilfilter ebenfalls auf den m-ten Teil verringert ist.

Durch die niedrigere Abtastfrequenz beim zweiten und allen evtl. folgenden weiteren Teilfiltern kann der Aufwand und die Verarbeitungßzeit praktisch ohne Beeinträchtigung der Filtereigenschaften erheblich verringert werden. Der Aufbau der weiteren Teilfilter wird somit bedeutend einfacher.

Besonders gering kann der Einfluß der verringerten Abtastfrequenz bei den v/eiteren Teilfiltern dadurch gehalten werden» wenn m aufeinanderfolgende Abtastperioden integriert werden und der daraus gebildete Mittelwert aus dem m-ten Teil des Integrationswertes weiter verarbeitet wird.

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Besonders einfach läßt sich dagegen der Aufbau der weiteren Teilfilter dann gestalten, wenn lediglich jeweils nur das m-te Signal weiterverarbeitet und alle übrigen Signale einfach unterdrückt werden. Welche der beiden vorstehend geschilderten Möglichkeinten angewendet wird, hängt in erster Linie von dem zulässigenAufwand und von der geforderten Genauigkeit ab.

Besonders häufig können große Unterschiede zwischen der Grenz- oder Mittenfrequenz des jeweiligen Filters und der Abtastfrequenz dann auftreten, wenn zwischen dem ersten und dem zweiten Teilfilter eine nichtlineare Einrichtung, insbesondere ein Gleichrichter oder ein Mischer, vorgesehen ist. Für derartige Anwendungsfälle ist die Anwendung der Erfindung deshalb besonders vorteilhaft.

Ausführungsbeispiele sowie Weiterbildungen der Erfindung sind nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 als Anwendungsbeispiel ein Blockschaltbild

eines Pulsdoppler-Radargerätes

Fig. 2 den Dämpfungsverlauf von Filtern nach Fig. 1

in Abhängigkeit von der Frequenz

Fig. 3 das Blockschaltbild eines zweistufigen Digital*·

filters

Fig. 4 und 5 den V_erlauf der Dämpfung in Abhängigkeit

von der Frequenz für analoge und digitale Tiefpaßfilter

Fig. 6 und 7 den Dämpfungsverlauf für ein zweiteiliges

Filter mit unterschiedlicher Abtastfrequenz beim zweiten Teilfilter

309813/0506 ^QAD °*iGi_NAL

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Fig. 8 das Blockschaltbild eines zweiteiligen

Tiefpaßfilters mit unterschiedlicher Abtastfrequenz der Teilfilter

Flg. 9 den Dämpfungsverlauf in Abhängigkeit von

der Frequenz für m ,= 3

Fig. 10 den Dampfungsverlauf von Tiefpaßfiltern

mit verschiedenem m

Fig. 11 das Blockschaltbild eines Tiefpasses, welcher einem Filter zweiten Grades entspricht, und

Fig. 12 und 13 den Dämpfungsverlauf in Abhängigkeit von

der Frequenz für verschiedene Filter.

In Fig. 1 ist die Antenne eines Pulsdopplerradargerätes mit 1, der Sende-Empfangsschalter mit 2 und der Sendeoszillator mit 4 bezeichnet. Die Steuerung des Sende-Empfangsschalters erfolgt über einen Taktgeber 3 mit der für das Pulsradargerät charakteristischen Pulsfolgefrequenz. Die empfangenen Signale gelangen zu einem Mischer 5» dessen Überlagerungsoszilla ψ tor. mit 5a bezeichnet ist, und werden in der Videolage einem Dopplerfilter 6 zugeführt, durch welches die Unterdrückung von Festzeichen erfolgt. Dieses Dopplerfilter ist zweckmäßig als Digitalfilter ausgebildet, d.h. die empfangenen analogen Echosignale von Bewegtzielen werden in einem Analog-Digital-Wandler in Digitalsignale umgeformt und einmal verzögert und einem unverzögert über eine Subtrahierschaltung zusammengeschaltet (Laufzeit-Festzeichenfilter, Canceller). . Die Verzögerungszeit T entspricht dabei dem Kehrwert der Pulsfolgefrequenz, d.h. T = γ~. Nach einem Gleichrichter wird in einem Tiefpaß 8 eine integration der Bewegtzielechosignale durchgeführt und bei Überschreiten einer Schwelle eine Anzeige z.B. auf einem Sichtgerät 10 durchgeführt.

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In Fig. 2 ist in Abhängigkeit von der Frequenz f/f_Q (£_& ~ Abtastfrequenz des Analog-Digital-Y/andlers = Abtastfrequenz der Digitalfilter = Pulsfolgefrequenz des Radargerätes) die Dämpfung d der beiden Filter 6 und 8 dargestellt. Mit DF ist der Verlauf des Frequenzganges für das Dopplerfilter 6 bezeichnet, welches im Bereich der ganzzahligen Vielfachen dar Pulsfolgefrequenz Polstellen aufweist, wodurch eine Unterdrückung von Festzielsignalen möglich ist. Das Tiefpaßfilter 8 nach Fig. 1 hat Polstellen bei f/f = 0,5; 1,5;

2,5 usw., also bei ungeradzahligen Vielfachen von 0,5 f„> land weist bei f/f_& =0; 1,0; 2,0 usw. Nullstellen auf.

Zur Realisierung eines Tiefpaßfilters, wie es im Blockschaltbild in Fig. 3 dargestellt ist, wird nachstehend als Beispiel ein entsprechendes Digitalfilter mit Hilfe der bilinearen z-Transformation entworfen. Hierzu sollen folgende Festlegungen gelten:

Die Übertragungsfunktion für einen einfachen RC-Tiefpaß mit der Grenzfrequenz f lautet:

Ί Ί
"(a) = H-R.C.'s ⁼ 7Γ

7ΓΓ
^wo

a=1; "_O = 27T · f_Q = ^ (2)

Mit der bilinearen z-Transformation erhält man:

11(8) H(z"¹) = A. Ii^-Ur (3)

1-D.z"¹

-1 * 1

ζ bedeutet Verzögerung um die Abtastperiode T = ψ-,

f ist die Abtastfrequenz. ^a

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309813/0506 SAD ORiQiNAi

Dabei ist:

A = -.SS.. j D = £^ (4)

1+ag ' 1+ag ^v '

w .T
g = tan -§—- = tan(TTf_o/f_a) (5)

Der Koeffizient D im Nenner bildet eine Rückführschleife, es handelt sich somit um ein rekursives Filter. Das zweistufige Digitalfilter'nach Fig. 3 besteht aus einem ersten Teilfilter F1 und einem zweiten Teilfilter F2, die gleich aufgebaut und hintereinander geschaltet sind. Insgesamt kann durch ein derartiges Filter z.B. der Tiefpaß 8 nach Fig. 1 ersetzt werden. Am Eingang ist, sofern nicht bereits digitalisierte Signale vorliegen, ein Analog-Digital-tfandler vorgesehen. Jedes Filter weist in bekannter Weise Multiplikationseinrichtungen 12 und 13 bzw. 17 und 18 sowie Addierstufen 14 und 15 bzw. 19 und 20 auf. Darüber hinaus sind Verzögerungseinrichtungen I6bzw. 21 vorgesehen, in denen eine Verzögerung bzw. Speicherung um eine Zeit T = 1/f

durchgeführt wird. Der Multiplikationseinrichtung 12 ist der Multiplikationsfaktor A1, der Multiplikationseinrichtung 17 tier Faktor A2 zugeordnet. Der Multiplikationseinrichtung 13 ist der Faktor D1, der Multiplikationseinrichtung 18 der Faktor D2 zugeordnet. Diese Faktoren sind in hier nicht näher dargestellter Weise in Speichern festgehalten und werden daraus bei Bedarf entnommen.

Mit f_a = 1 kHz, f_o = 11 Hz wird für die in Fig. 3 dargestellten Schaltelemente

A1 = A2 = 0,055 D1 = D2 = 0,890 (6)

Fig. 4 zeigt vergrößert den Dämpfungsverlauf d in db für einen digitalen (FD) und einen analogen Tiefpaß (B¹RC) in Abhängigkeit von der Frequenz f/i_&· Die Frequenzachse ist

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auf die Abtastfrequenz f des ersten Teilfilters normiert. In Fig. 5 ist der zugehörige niederfrequente Durchlaßbereich nochmals vergrößert dargestellt. Im unteren Frequenzbereich sind somit analoges und digitales Filter fast gleich, Mit wachsender Frequenz liegt die Dämpfung FD des Digitalfilters deutlich höher, es ist also.hier viel zu steil.

Durch die Frequenztransformation bei der bilinearen z-Transformation entspricht die ursprüngliche Frequenz f = oo dem neuen Wert f/f_o =0,5. Also liegt beim Digitalfilter

el

dort schon die maximale Dämpfung, theoretisch Unendlich, während das analoge Filter z.B. erst 33 dB Dämpfung aufweist. Die Dämpfung des analogen Filters steigt monoton mit zunehmendem Wert von f/f_. Der Dämpfungsverlauf des Digitalfilters wiederholt sich spiegelbildlich zu f/f =0,5

el

und hat die aus Fig. 2 bekannte Kammstruktur.

Im folgenden wird der Aufwand betrachtet, der entsteht, wenn man das zweite Teilfilter F2 nach Fig. 3 mit der gleichen Abtastfrequenz wie das erste Teilfilter F1 betreibt. Die Realisierung der betrachteten digitalen Tiefpässe wird schwierig durch die extremen Werte der Faktoren A und D aus Gleichung (6).

Die Faktoren A setzen für jede Filterstufe die Durchgängsdämpfung bei 0 Hz auf 0 dB. Eingangswerte, die zum Durchlaßbereich gehören, werden durch den Faktor A zunächst verkleinert, erreichen aber durch Summation in der Schleife - mit einem nur wenig unterhalb Eins liegenden Faktor D ihren ursprünglichen Pegel.

man die Rundungsfehler bei der Berechnung in Grenzen halten und den Faktor A = 0,055 auf 10%, also auf ca. 0,006, genau darstellen, dann muß eine Verschiebung fcu kleineren Werten) des ankommenden Digitalwortes von 7 bis 8 Binärstel-

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len (7 bis 8 Bit) oliiie Verlust möglich sein. Es ist so eine

1 Pt . ...

Division durch 2 bzw. 2 erfolgt. Hat das ankommende Digitalwort z.B. eine Länge von 8 Bit, dann müssen die Register bei der weiteren Berechnung (Addition, Multiplikation) 8+7 bzw. 8 + 8 also 15 bzw. 16 Bit lang sein«. Register dieser Länge stellen schon einen erheblichen Aufwand dar. Ins Gewicht fällt bei einem Radargerät mit einer Vielzahl der Entfernungselemente die Reduzierung des Speicherplatzes. Die Bitzahl kann jedoch nur so weit zurückgenommen werden, daß die Entdeckungswahrscheinlichkeit nicht darunter leidet.

Ein vergleichbarer Aufwand ist in der Schleife mit dom Faktor D = 0,890 notwendig. Dort gilt es, die Differenz zum kritischen Wert 1.000 (Instabilität), nämlich 0,110, z*B. ebenfalls auf 10 %t also auf 0,01, genau darzustellen. Die erforderliche Genauigkeit für den Faktor liegt dann zwischen 6 und 7 Bit. Im Gegensatz zum Faktor A läuft ein Wert oft durch die Schleife mit dem Faktor D und erleidet immer wieder einen Rundungsfehler. Man müßte bei D also noch genauer rechnen.

Beim Übergang zur nächsten Filterstufe wird man zwischendurch auf 8 Bit runden können, anschließend muß wieder so genau ψ gerechnet werden wie vorher.

Der betrachtete Aufwand geht wesentlich zurück, wenn der Wert von A größer und von D kleiner wird. Nach Gleichung (4) und (5) muß dafür das Verhältnis ^f _o/f_a größer gemacht werden.

Da die Grenzfrequenz f des Filters durch die Geräteforderungen festliegt, kann nur die Abtastfrequenz f verringert werden.

Eine vorgegebene Abtastfrequenz wird auf den m-ten Teil verringert, im einfachsten Fall z.B. halbiert, indem man nur Jeden m-ten, z.B. jeden zweiten,Abtastwert im zweiten Teilfilter verarbeitet und die übrigen Abtastwerte unterdrückt. Et-

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SAD RiGiMA

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was genauer ist es, m aufeinanderfolgende Abtastwerte zu addieren, anschließend das Ergebnis durch in zu teilen und diesen Mittelwert mit verringerter Abtastfrequenz zu verarbeiten. In allen Fällen soll zweckmäßig m eine ganze Zahl und größeiTals 1 sein.

Den DäJiipfungsverlauf eines einstufigen RC-Tiefpasses mit vorangegangener Mittelung von jeweils zwei aufeinanderfolgenden Ausgangssignalproben aus dem vorangegangenen Teilfilter (m = 2) zeigt Fig. 6. Hit den schon etwas "verbesserten" Faktoren Λ2 - 0,070 D2 = 0,8β0 wurde der gewünschte Dämpf ungsverlauf FD2 im Durchlaßbereich allein mit dem zweiten Te.ilfiltor erreicht. Durch die halbierte Abtastfrequenz hat dieser Tiefpaß allerdings schon bei der halben ursprünglichen Abtastfrequenz einen Durchlaßbereich. Im Frequenzmaßstab gesehen wiederholt sich die Kammstruktur doppelt so schnell.

Abhilfe schafft ein vorgeschalteter einfacher digitaler Tiefpaß (erstes Teilfiltor) mit A1 - 0,125 und D1 = 0.750, der nur die Aufgabe hat, den Durchlaßbereich des zweiten Teilfil- CQiB bei f/f_ =0,5 auszusperren. Der zugehörige Dämpfungsverlauf des ersten Teilfilters ist in Fig. 6 mit FD1 bezeichne l·. Die Faktoren sind so gewählt, daß sie mit 3 Bit darzustellen sind. Das bedeutet einen deutlich verringerten Aufwr.iid auch für das erste Teilfilter. Die Auslegung erfolgt soii'it derart, daß das erste Teilfilter F1 nur Ergänzungsfunktion bezüglich der Durchlaßkurve für das zweite Teilfilter F2 hat und entsprechend einfach aufgebaut ist.

Der aus beiden Teifpaßfiltern resultierende Dämpfungsablauf ist in Fig. 7 dargestellt und mit FD1 + FD2 bezeichnet. Er liegt noch immer über den Dämpfungswerten FRC des analogen RG-Filters. Der Dämpfungsverlauf in der Umgebung der Frequenz Iiull wird jetzt von dem zweiten Teilfilter bestimmt, während das erste Teilfiltor nur den unerwünschten Durchlaßbereich

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aussperren soll. Beide Filterstufen können sehr- einfach aufgebaut v/erden, da die erste Stufe nur die Nullstelle bei

0,5 f/f zu beseitigen hat und die zweite Stufe mit der a

niedrigeren (halbierten) Abtastfrequenz arbeitet.

Der Aufbau des zugehörigen Filters ist in Fig. 8 dargestellt. Das den Dämpfungsverlauf FD1 ergebende Filter ist mit F1 _} das den Dämpfungsverlauf FD2 ergebende Filter ist mit F2 bezeichnet. Mit M1 ist die Mittelungseinrichtung bezeichnet, wobei m Ausgangssignalproben, die aus dem ersten Teilfilter F1 kommen, integriert werden und der erhaltene Wert durch m geteilt wird,„Dabei ist m als ganzzahlig vorausgesetzt. Zur Steuerung der Funktionsabläufe der beiden Teilfilter ist ein Taktgeber TG vorgesehen, der auch den Analog-Digital-Wandler 11 entsprechend beeinflußt. Der Taktgeber TG ist bei einem Pulsradar gerät mit dessen Pulsfolgefrequenz synchronisiert. Für das zweite Teilfilter F2 findet eine Verringerung der Abtastfrequenz auf den m-ten Teil statt, wozu ein Frequenzteiler FT vorgesehen ist.

Fig. 9 zeigt den Dämpfungsverlauf, wenn über drei Werte gemittolt wird (ra = 3) · Die erste Stufe (entsprechend F1 in Fig.8) mit A1 = 0,125 D1 = 0,750 ist gleich geblieben, v'.ihrend mit ra - 3 sich A2 = 0,10 D2 = 0,80 im Vergleich zu Fig. 7 noch besser realisieren lassen.

Durcli die Mittelung von drei Abtastwerten beträgt die Abtastfrequenz nur ein Drittel ihres ursprünglichen Wertes. So wiederholt sich die Kammstruktür der zweiten Stufe (A2, D2) dreimal so schnell. Es entsteht der Einbruch des Dämpfungsverlaufs der Kurve FD1+FD2* bei f/f = 0,333.

In Fig. 10 ist der niederfrequente Durchlaßber-ich aller Filter genauer dargestellt. FRC ist wiederum dc-r Duinpfungr.-verlauf eines analogen RC-Ticfpasses, FD1+FD2 der Dämpfu^■_:.-

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verlauf der Anordnung nach Fig. 8 mit m = 2, während FD1+FD2* den Dämpfungsverlauf einer Anordnung nach Fig. 8 mit m = 3 zeigt. Die Kurvenverläufe bei den Digitalfiltern sind denen des analogen RC-Filters sehr stark angenähert.

Bei einem dreistufigen Tiefpaß hätte man auch zwei Stufen zur Mittelwertbildung vorsehen können.

Die Mittelwertbildung kann nur soweit gehen, bis am Ausgang des Filters für ein Signal mit der höchsten noch eindeutig darzustellenden Frequenz gerade noch zwei Abtastwerte pro Periode zur Verfügung stehen (Abtasttheorem).

Bei der Auswertung von Radarpulsen müssen nach der Mittelung noch genügend Werte pro Antennendurchlauf (Antennenkeule) oder pro Durchlauf des Zieles über die feststehende Antennenkeule vorhanden sein, um die Zielmitte (Maximum der Antennenkeule) noch genau genug bestimmen zu können.

Die Mittelung verringert den Aufwand erheblich. Das gilt insbesondere für die Multiplizier- und Addierstufen. Ins Gewicht fällt die Ersparnis auch bei der ersten Filterstufe. Die Koeffizienten sind beide nur noch 3 Bit lang. Der Faktor A1 und somit die Länge des Akkumulators dieser Multi- · plizierütufe ist um 4 Bit, der Faktor D1 um 5 Bit kürzer. Die V/ortlänge der Addierstufen und des Speichers ist um

5 Bit verkürzt. Kürzere Faktoren erhöhen die effektive Rechengeschwindigkeit.

Die Ersparnis bei der zweiten Stufe ist etwas geringer. Bei Mittelung von zwei Werten (m = 2) werden die Koeffizienten

6 Bit lang. Der Koeffizient A2 ist um 1 Bit, D2 um 2 Bit verkürzt. Wortlänge und. Speicherplatz sind um 2 Bit geringer. Von besonderer Bedeutung ist allerdings, daß man in dieser Stufe jetzt für Addition und Multiplikation doppelt so lange Zeit hat.

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Für die Mittelung ist bei jedem Entfernungselement ein zusätzlicher Speicher von einer Wortlänge notwendig. Bei der oben betrachteten V/ortlänge von 8 Bit wird die Reduzierung des Speicherplatzes um 7 Bit wieder aufgehoben. Der verringerte Speicherplatz resultiert aus der Bitreduzierung bei den Koeffizienten und ist unabhängig von der Wortlänge des Signals. Wird die Wortlänge des Signals durch eine logarlthmische Begrenzung der großen Bewegtziele unter 7 Bit reduziert - vorgeschlagen sind 4 Bit - so ist durch die Mittelung auch eine Reduzierung des Speicherplatzes zu erreichen.

Die Mittelung samt zugehörigem Speicherplatzbedarf kann bei sonst gleichbleibender Filtercharakteristik eingespart werden, wenn nach der ersten Filterstufe nur noch jeder zweite bzw. m-te Abtastwert genommen wird. Man verliert allerdings dabei die Eigenschaft der Mittelwertbildung, das Eigenrauschen sowie das Quantisierungs- und Rundungsrauschen zu verringern.

Die Methode, Abtastwerte zu mitteln bzw. wegzulassen und dann vreiterzuverarbeiten, ist ebenso auf Hoch- und Bandpässe anwendbar. Sie ist überall dort von Vorteil, wo die Abtastfolgefrequenz aus anderen Gründen festgelegt ist und dabei für das betrachtete Filter an sich zu hoch liegt.

In der Radartechnik z.B. wird die Abtastfrequenz durch den gewünschten eindeutigen Entfernungsbereich über die Pulsfolgefrequenz festgelegt. Dabei sollte sie im Interesse eines großen eindeutigen Geschwindigkeitsbereiches möglichst hoch liegen.

Bei den vorher realisierten digitalen Tiefpässen war nicht zu vermeiden, daß die Dämpfung bei f/f =0,5 dem Wert Unendlich zustrebte. Für die Nachbildung des analogen Filters ist dies an sich nicht erforderlich. Der Grund dafür liegt in der Verzerrung der Frequenzachse durch die bilineare z-Transf ο relation. Der ursprüngliche Punkt f = eo wird in dem Punkt =0,5 abgebildet.

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Anstelle der beschriebenen bilinearen z-Transformation lassen sich im Rahmen der Erfindung auch Digitalfilter über trigonometrische Funktionen oder die Standard-z-Transformation entwerfen. Dabei ist es möglich, daß die Dämpfung dieser Filter nicht über einen vorgegebenen Wert steigt.

Durch die Verringerung der Abtastfrequenz beim zweiten und den folgenden Teilfiltern und die damit zusammenhängenden vereinfachten Faktoren für dieses Filter ergibt sich die Möglichkeit, die Rechenvorgänge in diesem Filter besonders langsam durchzuführen, so daß dafür besonders einfache Bausteine verwendet werden können.

Dieser Umstand läßt sich jedoch auch in anderer Weise vorteilhaft ausnützen, und zwar dadurch, daß das zweite Teilfilter mit unverändert hoher Arbeitsgeschwindigkeit betrieben wird und die dadurch sich ergebenden Pausenzeiten anderweitig ausgenützt werden. So ist es vorteilhaft möglich, andere als die im ersten Teilfilter verarbeiteten Signalproben in den Pausenzeiten des zweiten Teilfilters zu verarbeiten und diese Filter in einer Art Zeitmultiplexbetrieb im Vielfach auszunützen.

Eine weitere vorteilhafte Möglichkeit besteht darin, die vom ersten Teilfilter kommenden Signalproben in den Pausenzeiten nach der ersten Verarbeitung des zweiten Teilfilters noch ergänzend weiterzuverarbeiten, so daß das zweite Teilfilter ein Filter höheren Grades bildet. Dadurch lassen sich bei dem zweiten Teilfilter besonders komplizierte Übertragungsfunktionen realisieren, ohne daß der benötigte Zeitaufwand zu groß wird.

In den vorstehend geschilderten Fällen kann es vielfach zweckmäßig sein, für die Verarbeitung der Signale in den Pausenzeiten die Faktoren des zweiten Teilfilters zu ändern, wo-

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für vorteilhaft zusätzliche umschaltbare Speicher vorzusehen sind, in denen die jeweils benötigten Faktoren bereitgestellt werden.

13 Figuren

17 Patentansprüche

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Claims

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Patentansprüche

Digitalfilter mit mindestens einem ersten Teilfilter mit Kammstruktur der Durchlaßkurve und mit einem zweiten Teilfilter, dessen Grenzfrequenz, bzw. bei einem Bandpaß, dessen Mittenfrequenz im Vergleich zu der für das erste Teilfilter verv/endeten Abtastfrequenz sehr niedrig liegt, insbesondere zur Verwendung als Filter in !Empfängern von Pulsdoppler-Radargeräten, dadurch gekennzeichnet, daß von einer Folge von vom ersten Teilfilter kommenden Ausgangssignalproben bei der Verarbeitung im zweiten Teilfilter (F2) jeweils nur der m-te Teil v/eiterverarbeitet wird und daß die Abtastfrequenz für das zweite Teilfilter (FZ) gegenüber der Abtastfrequenz für das erste Teilfilter (F1) ebenfalls auf den m-ten Teil verringert ist.
2. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß m ganzzahlig und größer als 1 gewählt ist.
3. Digitalfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß von einer Folge von Ausgangssignalproben des ersten Teilfilters (F1) nur jeweils m zur Auswertung im zweiten Teilfilter (F2) zugelassen sind und die übrigen Ausgangssignalproben unterdrückt werden.
4. Digitalfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß aus jeweils einer Folge von Ausgangssignalproben des ersten Teilfilters (F1) durch Aufintegration und Dividieren durch ra ein Mittelwert gebildet wird, der zur Auswertung im zweiten Teilfilter (F2) herangezogen ist.

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^SAD

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5. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem ersten und dem zweiten Teilfilter eine nichtlineare Einrichtung, insbesondere ein Gleichrichter oder eine Mischstufe, vorgesehen ist.
6. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichn et, daß die Taktfrequenz für das erste und das zweite Teilfilter

. aus einem gemeinsamen Taktgeber (TG) hergeleitet sind.
7. Digitalfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Taktgeber (TG) "und dem zweiten Teilfilter (F2) ein Frequenzteiler (FT) mit dem Teilungsfaktor 1/m eingeschaltet ist.
8. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Abtastfrequenz zur charakteristischen Frequenz (Grenzfrequenz bzw. Mittenfrequenz) des nachfolgenden Teilfilters gleich oder größer ist als 1:2.
j) 9. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Teilfilter (F1) nur Ergänzungsfunktion bezüglich der Durchlaßkurve für das zweite Teilfilter (F2) hat und entsprechend einfach aufgebaut ist.
10. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teilfilter (F2) in den infolge der niedrigeren Abtastfrequenz gegebenen Pausen zusätzlich ausgenützt ist.

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11. Digitalfilter nach Anspruch 1Q, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teilfilter (F2) im Zeitmultiplexbetrieb zusätzlich für die Verarbeitung verschiedener anderer Signalproben ausgenützt ist.
12. Digitalfilter nach Anspruch 1Oj dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teilfilter (F2) in den Pausen die gleichen, vom ersten Teilfilter (F1) kommenden Ausgangssignalproben nochmals weiterverarbeitet und so ein Filter höheren Grades bildet.
13. Digitalfilter nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Faktoren des zweiten Teilfilters (F2) bei den v/eiteren Arbeitstakten der zusätzlichen Ausnutzung geändert werden.
14. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere weitere Teilfilter (F2) vorgesehen sind, die alle mit niedrigerer Abtastfrequenz arbeiten.
15. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung für ein Pulsradargerät die Abtastfrequenz von der Pulsfolgefrequenz des Radargerätes abgeleitet, für das erste Teilfilter (FI) ihr vorzugsweise gleich gewählt ist.
16. Digitalfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung bei einem Pulsdoppler-Radargerät beide Teilfilter (F1, F2) eine Tiefpaß-Integrationseinrichtung bilden.

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17. Digitalfilter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung als Tiefpaßfilter für ein Pulsdoppler-Radargerät bei diesem zur Zieltrennung eine Entfernungsquantisierung vorgenommen ist und in jedem Entfernungselement (Entfernungskanal) ein derartiges Tiefpaßfilter vorgesehen ist oder ein Tiefpaßfilter im Zeitmultiplex für alle Entfernungskanäle benutzt ist.

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