DE2147090C3

DE2147090C3 - Verwendung eines digitalen Tiefpaßfilters mit mindestens zwei Teilfiltern

Info

Publication number: DE2147090C3
Application number: DE19712147090
Authority: DE
Inventors: Hans Dr.-Ing. 8000 Muenchen Koffler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1971-09-21
Filing date: 1971-09-21
Publication date: 1979-10-31
Also published as: DE2147090A1; GB1406086A; DE2147090B2; FR2154138A5; NL154374B; NL7208766A; IT967598B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein digitales Tiefpaßfilter mit mindestens einem ersten Teilfilter mit Kammstruktur der Dämpfungskurve und mit einem zweiten Teilfilter, dessen Grenzfrequenz im Vergleich zu der für das erste Teilfilter verwendeten Abtastfrequenz sehr niedrig liegt, und wobei die Abtastfrequenz für das zweite Teilfilter gegenüber der Abtastfrequenz für das erste Teilfilter auf den /n-ten Teil (m ganze Zahl) verringert ist.

Ein derartiges Digitalfilter ist aus »IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics«, Vol. AU —16 Nr. 3, September 1968, Seiten 350 bis 389 bekannt. Es dient dort der Aufnahme und Auswertung von Elektrokardiogrammen.

Es ist auch bekannt (»Computer Design«, Juli 1970, Seite 30), daß Digitalfilter für Radargeräte angewendet werden können, wobei ein Zeitmultiplexbetrieb möglich ist und Kanäle sowie Abtastraten geändert werden.

Bei Puls-Doppler-Radargeräten ist die Abtastfrequenz aus mit dem Aufbau der Geräte zusammenhängenden Gründen nicht ohne weiteres beliebig frei wählbar.

Aus dem Buch von S k ο 1 η i k M. I. »Radar Handbook«, McGraw-Hill, 1970, Seiten 35-7 bis 35-10 ist es bekannt, daß die sogenannten Tiefpaß-Integrationseinrichtungen (Video-Integratoren) bei Puls-Doppler-Radargeräten in Form von Digitalfiltern aufgebaut werden können, die eine Tiefpaßcharakteristik aufweisen. Infolge der bei Digitalfiltern stets auftretenden Periodizität der Polstellen kann der Dämpfungsveriauf eines analogen ÄC-Tiefpasses nicht für alle Frequenzen verwirklicht werden und läßt sich auch unterhalb der ersten Polstelle nicht ohne Schwierigkeiten annähern.

Bei Puls-Doppler-Radargeräten ist die Abtastfrequenz aus mit dem Aufbau der Geräte zusammenhängenden Gründen nicht ohne weiteres beliebig frei wählbar. Auch ist durch den Analog-Digital-Wandler eine bestimmte Abtastfrequenz festgelegt, die nur durch erneute Digital-Analog-Wandlung und eine weitere

Analog-Digital-Wandlung (mit neuer Abtastfrequenz) geändert werden könnte. Bei Verwendung einer digitalen Tiefpaß-Integrationseinrichtung wird bei üblicher Auslegung mit einer — bezogen auf die jeweilige Grenzfrequenz — zu hohen Abtastfrequenz gearbeitet, wodurch der notwendige Aufwand und auch die Verarbeitungszeit unnötig vergrößert werden. Außerdem läßt sich der gewünschte Dämpfungsverlauf, der weitgehend einem analogen ÄC-Tiefpaß entspricht, nur schwer reagieren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den vorstehend geschilderten Schwierigkeiten zu begegnen und den Aufwand für digitale Tiefpaß-Integrationseinrichtungen bei gleichzeitiger Verbesserung der Filtercharakteristik zu verringern. Bei einem digitalen Tiefpaßfilter der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß bei Verwendung als Nachintegrationseinrichtung in einem Puls-Doppler-Radargerät die Abtastfrequenz für das erste Teilfilter gleich der Pulsfrequenz des Radargerätes gewählt ist und beide Teilfilter eine Tiefpaß-Integrationseinrichtung bilden, derart, daß die erste Polstelle des ersten TeilFilters bei der halben Abtastfrequenz liegt und somit das zweite Teilfilter mindestens eine Polstelle aufweist, die unterhalb der ersten Polstelle des ersten Teilfilters liegt

Auf diese Weise kann wegen der niedrigen Grenzfrequenz der Tiefpaß-Integrationseinrichtung dieses Filters ohne Beeinträchtigung seiner Eigenschaften einfacher ausgelegt werden, weil der Aufwand und die Verarbeitungszeit erheblich verringert wird. Der Aufbau der weiteren Teilfilter wird somit bedeutend einfacher. Die durch die beiden Teilfilter sich ergebende resultierende Filtercharakteristik ist für den interessierenden Frequenzbereich besser an die Filtercharakteristik eines analogen ßC-Tiefpasses angenähert.

Beim gleichzeitigen Auftreten von mehr als einem Ziel ist es zweckmäßig, in an sich bekannter Weise zur Zieltrennung eine Entfernungsquantisierung vorzunehmen (Entfernungskanäle). Dabei kann gemäß einer Weiterbildung der Erfindung in jedem derartigen Entfernungskanal eine Tiefpaß-Integrationseinrichtung vorgesehen sein.

Der Aufwand läßt sich jedoch in zweckmäßiger Weise dadurch — vor allem bei vielen Entfernungskanälen — erheblich verringern, daß nur eine einzige Tiefpaß-Integrationseinrichtung vorgesehen ist, die im Zeitmultiplex füi alle Entfernungskanäle benutzt wird.

Besonders gering kann der Einfluß der verringerten Abtastfrequenz bei den weiteren Teilfiltern dadurch gehalten werden, wenn m aufeinanderfolgende Abtastperioden integriert werden und der daraus gebildete Mittelwert aus dem m-ten Teil des Integrationswertes weiter verarbeitet wird.

Besonders einfach läßt sich dagegen der Aufbau der weiteren Teilfilter dann gestalten, wenn lediglich jeweils nur das m-te Signal weiterverarbeitet und alle übrigen Signale einfach unterdrückt werden. Welche der beiden vorstehend geschilderten Möglichkeiten angewendet wird, hängt in erster Linie von dem zulässigen Aufwand und von der geforderten Genauigkeit ab.

Ausführungsbeispiele sowie Weiterbildungen der Erfindung sind nachstehend an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Puls-Doppler-Radargerätes,

F i g. 2 den Dämpfungsveriauf von Filtern nach F i g. 1 in Abhängigkeit von der Frequenz,

Fi g. 3 das Blockschaltbild eines zweistuligen Digitalfilters,

Fig.4 und 5 den Verlauf der Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz für analoge und digitale Tiefpaßfilter,

F i g. 6 und 7 den Dämpfungsverlauf für ein zweiteiliges Filter mit unterschiedlicher Abtastfrequenz beim zweiten Teilfilter,

F i g. 8 das Blockschaltbild eines zweiteiligen Tiefpaßfilters mit unterschiedlicher Abtastfrequenz der Teilfilter,

Fig.9 den Dämpfungsverlauf in Abhängigkeit von der Frequenz für m = 3,

F i g. 10 eine genauere Darstellung des niederfrequenten Durchlaßbereichs.

In F i g. 1 ist die Antenne eines Puls-Doppler-Radargerätes mit 1, der Sende-Empfangs-Schalter mit 2 und der Sendeoszillator mit 4 bezeichnet Die Steuerung des Sende-Empfangs-Schalters erfolgt über einen Taktgeber 3 mit der für das Pulsradargerät charakteristischen Pulsfolgefrequenz. Die empfangenen Signale gelangen zu einem Mischer 5, dessen Überlagerungsoszillator mit 5a bezeichnet ist, und werden in der Videolage einem Dopplerfilter 6 zugeführt, durch welches die Unterdrükkung von Festzeichen erfolgt Dieses Dopplerfilter ist als Digitalfilter ausgebildet d. h. die empfangenen analogen Echosignale von Bewegtzielen werden in einem Analog-Digital-Wandler in Digitalsignale umgeformt und einmal verzögert und einmal unverzögert jo über eine Subtrahierschaltung zusammengeschaltet (Laufzeit-Festzeichenfilter, Löschstufe). Die Verzögerungszeit T entspricht dabei dem Kehrwert der

Pulsfolgefrequenz; d. h. T = γ. Nach einem Gleichrich-

ter 7 wird in einem als Digitalfilter ausgebildeten Tiefpaß 8 eine Integration der Bewegtzielechosignale durchgeführt (Tiefpaß-Integrationseinrichtung). Bei Überschreiten einer Schwelle 9 erfolgt eine Anzeige z. B. auf einem Sichtgerät 10.

In Fig.2 ist in Abhängigkeit von der normierten Frequenz flf, (f, = Abtastfrequenz des Analog-Digital-Wandlers = Abtastfrequenz der Digitalfilter = Pulsfolgefrequenz des Radargerätes) die Dämpfung d der beiden Filter 6 und 8 dargestellt Mit DF ist der Verlauf des Frequenzganges für das Dopplerfilter 6 bezeichnet welches im Bereich der ganzzahligen Vielfachen der Pulsfolgefrequenz Polstellen aufweist wodurch eine Unterdrückung von Festzielsignalen möglich ist Das Tiefpaßfilter 8 nach F i g. 1 hat

so Polstellen bei flf, = 0,5; 1,5; 2,5 usw., also bei ungeradzahligen Vielfachen von 0,5 /» und weist bei flf, = 0; 1,0; 2,0 usw. Nullstellen auf. Der Verlauf ist durch die Kurve FTangedeutet.

Zur Realisierung eines Tiefpaßfilters, wie es im Blockschaltbild in F i g. 3 dargestellt ist, wird nachstehend als Beispiel ein entsprechendes Digitalfilter mit Hilfe der bilinearen z-Transformation sntworfen. Hierzu sollen folgende Festlegungen gelten:
Die Übertragungsfunktion für einen einfachen RC-Tiefpaß mit der Grenzfrequenz f₀ lautet:

H(s) =

Il =

I + R C

— (D

a +

— "> -, ■ f — "O ~ ^ζτ ./O — "5 7^~ ■

Mit der bilinearen z-Transformation erhält man:

«(ζ"¹) = A

bedeutet Verzögerung um die Abtastperiode
1

y — _J

/„ ist die Abtastfrequenz.
Dabei ist:

1 + ag 1 + ag

g = tan'--—- = tan (π/„//„). (5)

Der Koeffizient D im Nenner bildet eine Rückführschleife, es handelt sich somit um ein rekursives Filter. Das zweistufige Digitalfilter nach F i g. 3 besteht aus einem ersten Teilfilter FI und einem zweiten Teilfilter F2, die gleich aufgebaut und hintereinander geschaltet sind. Insgesamt wird durch ein derartiges Filter der Tiefpaß 8 nach F i g. 1 ersetzt. Am Eingang ist, sofern nicht bereits digitalisierte Signale vorliegen, ein Analog-Digital-Wandler 11 vorgesehen. Jedes Filter weist in bekannter Weise Multiplikationseinrichtungen 12 und 13 bzw. 17 und 18 sowie Addierstufen 14 und 15 bzw. 19 und 20 auf. Darüber hinaus sind Verzögerungseinrichtungen 16 bzw. 21 vorgesehen, in denen eine Verzögerung bzw. Speicherung um eine Zeit T = Mf₃ durchgeführt wird. Der Multiplikationseinrichtung 12 ist der Multiplikationsfaktor A 1, der Multiplikationseinrichtung 17 der Faktor A 2 zugeordnet. Der Multiplikationseinrichtung 13 ist der Faktor D1, der Multiplikationseinrichtung 18 der Faktor D 2 zugeordnet Diese Faktoren sind in hier nicht näher dargestellter Weise in Speichern festgehalten und werden daraus bei Bedarf entnommen.

Mit f, = 1 kHz, A = 11 Hz wird für die in Fig.3 dargestellten Schaltelemente

A 1 = A 2 = 0,055; D1 = D2 = 0,890 (6)

F i g. 4 zeigt vergrößert den Dämpfungsverlauf d in dB für einen digitalen (FD) und einen analogen Tiefpaß (FRC) in Abhängigkeit von der Frequenz fff* Die Frequenzachse ist auf die Abtastfrequenz /„ des ersten Teiifilters normiert In Fig.5 ist der zugehörige niederfrequente Durchlaßbereich nochmals vergrößert dargestellt Im unteren Frequenzbereich sind somit analoges und digitales Filter fast gleich. Mit wachsender Frequenz liegt die Dämpfung FD des Digitalfilters deutlich höher, es ist also hier viel zu steil.

Durch die Frequenztransformation bei der bilinearen z-Transformation entspricht die ursprüngliche Frequenz f = oo dem neuen Wert ff f. = 0,5. Also liegt beim Digitalfilter dort schon die maximale Dämpfung, theoretisch unendlich, während das analoge Filter z. B. erst 33 dB Dämpfung aufweist Die Dämpfung des analogen Filters steigt monoton mit zunehmendem Wert von f/f» Der Dämpfungsverlauf des Digitalfilters wiederholt sich spiegelbildlich zu f/f, = 0,5 und hat die aus F i g. 2 bekannte Kammstruktur.

Im folgenden wird der Aufwand betrachtet der

entsteht, wenn man das zweite Teilfilter F2 nach F i g. 3 mit der gleichen Abtastfrequenz wie das erste Teilfilter Fl betreibt. Die Realisierung der betrachteten digitalen Tiefpässe wird schwierig durch die extremen Werte der Faktoren A und Daus Gleichung(6).

Die Faktoren A setzen für jede Filterstufe die

ίο Durchgangsdämpfung bei 0 Hz auf 0 dB. Eingangswerte, die zum Durchlaßbereich gehören, werden durch den Faktor A zunächst verkleinert erreichen aber durch Summation in der Schleife — mit einem nur wenig unterhalb 1 liegenden Faktor D — ihren ursprünglichen Pegel.

Will man die Rundungsfehler bei der Berechnung in Grenzen halten und den Faktor A = 0,055 auf 10%, also auf ca. 0,006, genau darstellen, dann muß eine Verschiebung (zu kleineren Werten) des ankommenden Digitalwortes von 7 bis 8 Binärstellen (7 bis 8 Bit) ohne Verlust möglich sein. Es ist so eine Division durch 2^! bzw. 2⁸ erfolgt. Hat das ankommende Digitalwort z. B. eine Länge von 8 Bit, dann müssen die Register bei der weiteren Berechnung (Addition, Multiplikation) 8+7 bzw. 8 + 8 also 15 bzw. 16 Bit lang sein. Register dieser Länge stellen schon einen erheblichen Aufwand dar. Ins Gewicht fällt bei einem Radargerät mit einer Vielzahl der Entfernungselemente die Reduzierung des Speicherplatzes. Die Bitzahl kann jedoch nur so weit zurückgenommen werden, daß die Entdeckungswahrscheinlichkeit nicht darunter leidet

Ein vergleichbarer Aufwand ist in der Schleife mit dem Faktor D = 0,890 notwendig. Dort gilt es, die Differenz zum kritischen Wert 1,000 (Instabilität), nämlich 0,110, z.B. ebenfalls auf 10%, also auf 0,01, genau darzustellen. Die erforderliche Genauigkeit für den Faktor liegt dann zwischen 6 und 7 Bit Im Gegensatz zum Faktor A läuft ein Wert oft durch die Schleife mit dem Faktor D und erleidet immer wieder einen Rundungsfehler. Man müßte bei D also noch genauer rechnen.

Beim Übergang zur nächsten Filterstufe wird man zwischendurch auf 8 Bit runden können, anschließend muß wieder so genau gerechnet werden wie vorher.

Der betrachtete Aufwand geht wesentlich zurück wenn der Wert von A größer und von D kleiner wird Nach Gleichung (4) und (5) muß dafür das Verhältnis fo/fa größer gemacht werden.

Da die Grenzfrequenz f₀ des Filters durch die

so Geräteforderungen festliegt kann nur die Abtastfrequenz f- verringert werden Eine vorgegebene Abtastfrequenz wird auf den /η-ten Teil verringert im einfachsten Fall z. B. halbiert indem man nur jeder /η-ten, z. B. jeden zweiten, Abtastwert im zweiter Teilfilter verarbeitet und die übrigen Abtastwerte unterdrückt Etwas genauer ist es, m aufeinanderfolgende Abtastwerte zu addieren, anschließend das Ergebnis durch m zu teilen und diesen Mittelwert mit verringertei Abtastfrequenz zu verarbeiten. In allen Fällen ist m eine ganze Zahl und größer als 1.

Den Dämpfungsverlauf eines einstufigen Tiefpasse! mit vorangegangener Mittelung von jeweils zwei aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen aus dem vorangegangenen Teilfilter (m = 2) zeigt Fig.6. Mit der schon etwas »verbesserten« Faktoren A² = 0,070 und D 2 = 0,860 wurde der gewünschte Dämpfungsverlaui FD 2 im Durchlaßbereich allein mit dem zweiter Teilfilter erreicht Durch die halbierte Abtastfrequem

hat dieser Tiefpaß allerdings schon bei der halben ursprünglichen Abtastfrequenz einen Durrhlaßbereich. Im Frequenzmaßstab gesehen wiederholt sich die Kammstruktur doppelt so schnell.

Abhilfe schafft ein vorgeschalteter einfacher digitaler Tiefpaß (erstes Teilfilter) mit A i = 0,125 und Dl = 0,750, der nur die Aufgabe hat, den Durchlaßbereich des zweiten Teilfilters bei f/f„ = 0,5 auszusperren. Der zugehörige Dämpfungsverlauf des ersten Teilfilters ist in Fig.6 mit FDl bezeichnet. Die Faktoren sind so gewählt, daß sie mit 3 Bit darzustellen sind. Das bedeutet einen deutlich verringerten Aufwand auch für das erste Teilfilier. Die Auslegung erfolgt somit derart, daß das erste Teilfilter Fl nur Ergänzungsfunktion bezüglich der Durchlaßkurve für das zweite Teilfilter F2 hat und entsprechend einfach aufgebaut ist.

Der aus beiden Tiefpaßfiltern resultierende Dämpfungsverlauf ist in F i g. 7 dargestellt und mit FD1 + FD 2 bezeichnet. Hr liegt noch immer über den Dämpfungswerten FRC des analogen ÄC-Filters. Der Dämpfungsverlauf in der Umgebung der Frequenz Null wird jetzt von dem zweiten Teilfilter bestimmt, während das erste Teilfilier nur den unerwünschten Durchlaßbercich aussperren soll. Beide Filterstufen können sehr einfach aufgebaut werden, da die erste Stufe nur die Nullstelle bei 0,5 f/f_M zu beseitigen hat und die zweite Stufe mit der niedrigeren (halbierten) Abtastfrequenz arbeitet.

Der Aufbau des zugehörigen Filters ist in F i g. 8 dargestellt. Das den Dämpfungsverlauf FD1 ergebende Filter ist mit Fl, das den Dämpfungsverlauf FD2 ergebende Filter ist mit F2 bezeichnet. Mit AfI ist die Mittelungseinrichtung bezeichnet, wobei m Ausgangssignalproben, die aus dem ersten Teilfilter Fl kommen, integriert werden und der erhaltene Wert durch m geteilt wird. Dabei ist m ganzzahlig. Zur Steuerung der Funktionsabläufe der beiden Teilfiltcr ist ein Taktgeber TG vorgesehen, der auch den Analog-Digital-Wandler 11 entsprechend beeinflußt. Der Taktgeber TG ist bei einem Pulsradargerät mit dessen Pulsfolgefrequenz synchronisiert. Für das zweite Teilfilter F2 findet eine Verringerung der Abtastfrequenz auf den m-ten Teil statt, wozu ein Frequenzteiler FTEvorgesehen ist.

F i g. 9 zeigt den Dämpfungsverlauf, wenn über drei Werte gemiltelt wird (m = 3). Die erste Stufe (entsprechend Fl in Fig.8) mit /41=0,125 und Dl= 0,750 ist gleich geblieben, während mit m = 3 sich A 2 = 0,10 und D2 = 0,80 im Vergleich zu Fig. 7 noch besser realisieren lassen.

Durch die Mittelung von drei Abtastwerten beträgt die Abtastfrcqucnz nur ein Dritte! ihres ursprünglicher. Wertes. So wiederholt sich die Kammslruktur der zweiten Stufe (AZ, D 2) dreimal so schnell. Es entsteht der Einbruch des Dämpfungsverlaufs der Kurve FD1 >r FD 2' bei ///, = 0333.

In Fig. 10 ist der niederfrequente Durchlaßbereich aller Filter genauer dargestellt FRC ist wiederum der Dämpfungsverlauf eines analogen flC-Tiefpasses, FDt + FD2 der Dämpfungsverlauf der Anordnung nach Fig.8 mit m = 2, während FDi+ FD2* den Dämpfungsverlauf einer Anordnung nach Fig.8 mit tn = 3 zeigt. Die Kurvenverläufe bei den Digitalfiltern sind denen des analogen ÄC-Filters sehr stark angenähert.

Bei einem dreistufigen Tiefpaß hätte man auch zwei Stufen zur Mittelwertbildung vorsehen können.

Die Mittelwertbildung kann nur soweit gehen, bis am Ausgang des Filters für ein Signal mit der höchsten noch eindeutig darzustellenden Frequenz gerade noch zwei Abtaslwerte pro Periode zur Verfügung stehen (Abtasttheorem).

Bei der Auswertung von Radarpulsen müssen nach der Mittelung noch genügend Werte pro Antennendurchlauf (Antennenkeule) oder pro Durchlauf des Zieles über die feststehende Antennenkeule vorhanden sein, um die Zielmitte (Maximum der Antennenkeule) noch genau genug bestimmen zu können.

κι Die Mittelung verringert den Aufwand erheblich. Das gilt insbesondere für die Multiplizier- und Addierstufen. Ins Gewicht fällt die Ersparnis auch bei der ersten Filterstufe. Die Koeffizienten sind beide nur noch 3 Bit lang. Der Faktor A1 und somit die Länge des

r, Akkumulators dieser Multiplizierstufe ist um 4 Bit, der Faktor D1 um 5 Bit kürzer. Die Wortlänge der Addierstufen und des Speichers ist um 5 Bit verkürzt. Kürzere Faktoren erhöhen die effektive Rechengeschwindigkeit.

2<i Die Ersparnis bei der zweiten Stufe ist etwas geringer. Bei Mittelung von zwei Werten (m = 2) werden die Koeffizienten 6 Bit lang. Der Koeffizient A 2 ist um 1 Bit, D 2 um 2 Bit verkürzt. Wortlänge und Speicherplatz sind um 2 Bit geringer. Von besonderer Bedeutung

2> ist allerdings, daß man in dieser Stufe jetzt für Addition und Multiplikation doppelt so lange Zeit hat.

Für die Mittelung ist bei jedem Entfernungselement ein zusätzlicher Speicher von einer Wortlänge notwendig. Bei der oben betrachteten Wortlänge von 8 Bit wird

jo die Reduzierung des Speicherplatzes um 7 Bit wieder aufgehoben. Der verringerte Speicherplatz resultiert aus der Bitreduzierung bei den Koeffizienten und ist unabhängig von der Wortlängc des Signals. Wird die Wortlänge des Signals durch eine logarithmische

j5 Begrenzung der großen Bewegtziele unter 7 Bit reduziert — vorgeschlagen sind 4 Bit — so ist durch die Mittelung auch eine Reduzierung des Speicherplatzes zu erreichen.

Die Mittelung samt zugehörigem Speicherplatzbe-

4(i darf kann bei sonst gleichbleibender Filtercharakteristik eingespart werden, wenn nach der ersten Filterstufe nur noch jeder zweite bzw. /n-te Abtastwert genommen wird. Man verliert allerdings dabei die Eigenschaft der Mittelwertbildung, das Eigenrauschen sowie das Quanti-

4> sierungs- und Rundungsrauschen zu verringern.

In der Radartechnik wird die Abtastfrequenz durch den gewünschten eindeutigen Entfernungsbereich über die Pulsfolgefrequenz festgelegt Dabei sollte sie im Interesse eines großen eindeutigen Geschwindigkeits bereiches möglichst hoch liegen.

Bei den vorher realisierten digitaler. Tiefpässen war nicht zu vermeiden, daß die Dämpfung bei f/f, = 0,5 dem Wert Unendlich zustrebte. Für die Nachbildung des analogen Filters ist dies an sich nicht erforderlich. Der Grund dafür liegt in der Verzerrung der Frequenzachse durch die bilineare ^-Transformation. Der ursprüngliche Punkt Γ = oo wird in dem Punkt f/f_t = 0,5 abgebildet

Anstelle der beschriebenen bilinearen z-Transformation lassen sich im Rahmen der Erfindung auch

«α Digitalfilter über trigonometrische Funktionen oder die

Standard-z-Transformation entwerfen. Dabei ist es

möglich, daß die Dämpfung dieser Filter nicht fiber einen vorgegebenen Wert steigt

Durch die Verringerung der Abtastfrequenz beim

zweiten und den folgenden Teilfiltern und die damit zusammenhängenden vereinfachten Faktoren für dieses Filter ergibt sich die Möglichkeit, die Rechenvorgänge in diesem Filter besonders langsam durchzuführen, so

daß dafür besonders einfache Bausteine verwendet werden können.

Dieser Umstand läßt sich jedoch auch in anderer Weise vorteilhaft ausnützen, und zwar dadurch, daß das zweite Teilfilter mit unverändert hoher Arbeitsgeschwindigkeit betrieben wird und die dadurch sich ergebenden Pausenzeiten anderweitig ausgenützt werden. So ist es vorteilhaft möglich, andere als die im ersten Teilfilter verarbeiteten Signalproben in den Pausenzeiten des zweiten Teilfilters zu verarbeiten und diese Filter in einer Art Zeitmultiplexbetrieb im Vielfach auszunützen.

Eine weitere vorteilhafte Möglichkeit besteht darin, die vom ersten Teilfilter kommenden Signalproben in

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den Pausenzeiten nach der ersten Verarbeitung des zweiten Teilfilters noch ergänzend weiterzuverarbeiten, so daß das zweite Teilfilter ein Filter höheren Grades bildet. Dadurch lassen sich bei dem zweiten Teilfilter besonders komplizierte Übertragungsfunktionen realisieren, ohne daß der benötigte Zeitaufwand zu groß wird.

In den vorstehend geschilderten Fällen kann es vielfach zweckmäßig sein, für die Verarbeitung der Signale in den Pausenzeiten die Faktoren des zweiten Teilfilters zu ändern, wofür vorteilhaft zusätzliche umschaltbare Speicher vorzusehen sind, in denen die jeweils benötigten Faktoren bereitgestellt werden.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Digitales Tiefpaßfilter mit mindestens einem ersten Teilfilter mit Kammstruktur der Dämpfungskurve und mit einem zweiten Teilfilter, dessen Grenzfrequenz im Vergleich zu der für das erste Teilfilter verwendeten Abtastfrequenz sehr niedrig liegt, und wobei die Abtastfrequenz für das zweite Teilfilter gegenüber der Abtastfrequenz für das erste Teilfilter auf den m-ten Teil (m ganze Zahl) verringert ist dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung als Nachintegrationseinrichtung (8) in einem Puls-Doppler-Radargerät die Abtastfrequenz (fj für das erste Teilfilter (Fi) gleich der Pulsfrequenz des Radargerätes (1 — 10) gewählt ist und beide Teilfilter (Fi, F2) eine Tiefpaß-Integrationseinrichtung bilden, derart daß die erste Polstelle des ersten Teilfilters (Ft) bei der halben Abtastfrequenz liegt (FDi) und somit das zweite Teilfilter (F2) mindestens eine Polstelle aufweist (FD 2), die unterhalb der ersten Polstelle des ersten Teilfilters (Fl) liegt

2. Digitales Tiefpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von einer Folge von Ausgangssignalproben des ersten Teilfilters (Fl) nur

jeweils — zur Auswertung im zweiten Teilfilter (F2) /n

zugelassen sind und die übrigen Ausgangssignalpro- m ben unterdrückt werden.

3. Digitales Tiefpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus jeweils einer Folge von tn Ausgangssignalproben des ersten Teilfilters (Fl) durch Auf integration und Dividieren durch m ein Mittelwert gebildet wird, der zur Auswertung im zweiten Teilfilter (F2) herangezogen ist.

4. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Abtastfrequenz zur charakteristisehen Frequenz (Grenzfrequenz bzw. Mittenfrequenz) des nachfolgenden Teilfilters gleich 1 :2 gewählt ist.

5. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Teilfilter (Fl) so einfach aufgebaut ist, daß es lediglich eine Ergänzungsfunktion bezüglich der Unterdrückung unerwünschter Durchlaßbereiche des zweiten Teilfilters (F2) erfüllt.

6. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teilfilter (F2) in den infolge der niedrigeren Abtastfrequenz gegebenen Pausen zusätzlich ausgenutzt ist.

7. Digitales Tiefpaßfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teilfilter (F2) im Zeitmultiplexbetrieb zusätzlich für die Verarbeitung verschiedener anderer Signalproben ausgenutzt ist.

8. Digitales Tiefpaßfilter nach Anspruch 6, ω dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teilfilter (F2) in den Pausen die gleichen, vom ersten Teilfilter (Fl) kommenden Ausgangssignalproben nochmals weiterverarbeitet und so ein Filter höheren Grades bildet. b-

9. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Faktoren des zweiten Teilfilters (F2) bei den weiteren Arbeitstakten der zusätzlichen Ausnutzung geändert werden.

10. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere weitere Teilfilter (F2) vorgesehen sind, die alle mit niedrigerer Abtastfrequenz arbeiten.

11. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise zur Zieltrennung eine Entfernungsquantisierung vorgenommen ist und in jedem Entfernungselement (Entfernungskanal) eine derartige Tiefpaß-Integrationseinrichtung (8) vorgesehen ist

12. Digitales Tiefpaßfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise zur Zieltrennung eine Entfernungsquantisierung vorgenommen ist und eine einzige Tiefpaß-Integrationseinrichtung (8) im Zeitmultiplex für alle Entfernungskanäle benutzt ist.