DE2146629C3 - Vorrichtung zur Erfassung unterseeischer Magnetmassen - Google Patents
Vorrichtung zur Erfassung unterseeischer MagnetmassenInfo
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- DE2146629C3 DE2146629C3 DE19712146629 DE2146629A DE2146629C3 DE 2146629 C3 DE2146629 C3 DE 2146629C3 DE 19712146629 DE19712146629 DE 19712146629 DE 2146629 A DE2146629 A DE 2146629A DE 2146629 C3 DE2146629 C3 DE 2146629C3
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Description
Die Erfindung betrifft die Erfassung von eingetauchten oder unterseeischen Magnetmassen, insbesondere
von Untersee-Wracks und Unterseebooten.
Es ist bereits bekannt, ein Magnetometer zu benutzen, das an Bord eines die See überfliegenden Flugzeugs
transportiert wird, um eingetauchte Magnetmassen zu erfassen, wobei das Magnetometer Störungen des
Erdmagnetfelds feststellt, die durch die eingetauchten Magnetmassen verursacht werden. Die Empfindlichkeit
einer derartigen Erfassungseinrichtung ist gering und nimmt mit zunehmendem Abstand zwischen dem
Flugzeug und der eingetauchten Magnetmasse ab. Außerdem können wie weiter unten ersichtlich sein
wird, die örtlichen Störungen des Erdmagnetfelds verschiedene Ursachen haben, so daß das Gesamten-
sprechen des Magnetometers schwierig zu interpretieren ist
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, diese Schwierigkeiten zu überwinden.
Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung bestimmt man infolge ihrer Empfindlichkeit und Selektivität mit
einer kleinen Fehlerwahrscheinlichkeit, ob man es mit einer interessierenden Magnetmasse zu tun hat
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung beruht die unterseeische oder submarine Erfassung auf der
Störung des Erdmagnetfelds durch einen Magnetdipol, und es ist notwendig, diese Störungen in Höhe des
Magnetometers zu kennen, das sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das diese Vorrichtung trägt. Diese
Kenntnis erlaubt tatsächlich das vom Magnetometer gelieferte Signal zu verarbeiten.
Zum Verständnis der Erfindung sollen zunächst theoretische Überlegungen gebracht werden, und zwar
anhand von Fig. 1—4, die die Koordinaten der Meßvorrichtung relativ zu einem Magnetdipol, das von
diesem Dipol erzeugte Magnetfeld bzw. die Ausgangssignale der Meßvorrichtung für die Bahnen Cund D von
F i g. 2 zeigen.
Das in F i g. 1 abgebildete rechtwinklige Koordinatensystem hat als Ursprung 0 den Mittelpunkt eines
horizontalen Magnetdipols AB; die Achse 0, verläuft in Richtung von AB; die Achse Qy ist eine horizontale
Achse, die senkrecht auf /Ißsteht; und schließlich ist die
Achse Oz vertikal, wobei die Längeneinheit durch die Halblänge von AB gebildet ist. Mit x, y und ζ sind die
Koordinaten des Meßpunkts M bezeichnet, d. h. des Magnetometers im Flugzeug, ferner mit / der
Inklinationswinkel des Erdmagnetfelds Ho relativ zu einer horizontalen Ebene, und mit λ der Winkel, den Ox
mit der Projektion TJt von TJo auf die Ebene xOy
einschließt.
Die Magnetfelder ha und hb, die im Punkt Mdurch die
Magnetmasse A, die als positiv angenommen wird, bzw. die Magnetmasse B, die als negativ angenommen wird,
erzeugt werden, betragen dann:
K = K
τ* _ K b
wobei mit ?bzw. Z? die Vektoren AM bzw. BM (nicht
gezeigt in Fig. 1) bezeichnet sind und mit a und b die
Längen dieser Vektoren; K ist eine Konstante.
Die im Erdmagnetfeld durch den Dipol AB hervorgerufene
Störung beträgt:
IW = h + hu
und diese (Störung ist im allgemeinen selir schwach
(\ΔΗ\<\Ηο\). Man kann daher davon ausgehen, daß sie
nur den Betrag des Erdfelds, jedoch nicht seine Richtung beeinflußt, so daß man schreiben kann:
Λ Η =
H0
hb) w
unter Berücksichtigung der gewählten Koordinaten erhält man:
H0 ■ ha =
KH0
H0 ■ hb = —
[cos / · cos α ■ (x + 1) + cos / · sin λ ·
>' + sin / · ζ],
woraus folgt:
ferner
AH = 2K-f(x,y,zJ,x),
= (χ · cos / · cos λ + y · cos / · sin λ
+ ζ sin /)(a"3-f)-3)
— cos / · cos λ ■ (α~3 + b~3)
α2 = (χ- \)2 + y2 + ζ2
b2 = (χ+ I)2 + / + ζ2;
wobei die Konstante K nur vom Dipol abhängt.
Diese Überlegungen lassen erkennen, daß es möglich ist, Linien gleicher Störungen in horizontalen Ebenen zu
verfolgen, wenn der Dipol als fest angenommen wird.
Als Beispiel sind in F i g. 2 Linien gleicher Störung Δ Η
gezeigt für eine Höhe z=100 m, eine Inklination /=45°, einen Dipol von 100 m, der in Richtung vom Süden zum
Norden (λ = 0°) ausgerichtet und so magnetisiert ist, daß er ein Magnetfeld von ΙΟ4}- auf 10 m erzeugt. Die
Kurven sind in γ kalibriert (Iy=IO-5 Oersted).
In derselben Fig.2 sind (in Strichpunktlinie) eine
geradlinige Bahn Deines Flugzeugs, und eine Bahn CaIs Kreisbogen eingezeichnet; für diese Bahnen ist die
Geschwindigkeit des Flugzeugs bekannt, so daß leicht die Kurve der Änderung des Ausgangssignals S(t) des
Magnetometers in Abhängigkeit von der Zeit verfolgt werden kann. Diese Kurven für die Bahnen Cund D sind
in F i g. 3 bzw. 4 abgebildet.
Eine Untersuchung der Signale S(t) in verschiedenen Höhen und für verschiedene Bahnen läßt erkennen, daß
ihre Form und Amplitude sehr unterschiedlich sind; aus dieser Untersuchung geht jedoch hervor, daß man
Signale erhält, die in erster Näherung 0,5, 1 oder 1,5 Halbperioden haben.
Um eine Verarbeitung der durch die Signale 5^
gegebenen Information zu ermöglichen, hat man Grenzwerte den Bedingungen der Messung auferlegt,
d. h. der Suche von unterseeischen Marsen, die durch Magnetdipole annäherbar sind.
Man hat so eine Ausführung gewählt, gemäß der das Flugzeug den Magnetdipol in einer Höhe von
100 —400 m überfliegt, seine Geschwindigkeit größenordnungsmäßig
100 m/s beträgt und der Bereich, in dem ein Signal erfaßbar ist, einen Durchmesser von
320— 1350 m hat. Unter diesen Bedingungen beträgt die
Zeit τ des Durchgangs des Magnetometers durch die Störung 3,2-13,5 s; entsprechend dem Verlauf S(J,)liegt
die vorherrschende Frequenz /m seines Spektrums 5(7}
zwischen y^- und yj- , d. h. in der vorliegenden
Ausführung gilt:
[cos / · cos λ · (χ — 1) + cos / · sin * · y + sin / · z]
0.037 Hz </"„,< 0.47 H?
Nunmehr wird hauptsächlich diese Untersuchung des Spektrums S(f) des Signals S(t) ausgenutzt, um die Art
des Phänomens zu identifizieren, das sich im Ursprung der Störung befindet, die dem Erdfeld aufgeprägt wird.
Man nutzt außerdem den Umstand aus, daß das Magnetometer ein solches Untergrundrauschen hat,
daß die untere Grenze der Messung der Störamplitude O1Iy beträgt. Tatsächlich kann man, wie noch erkennbar
sein wird, eine Liste von Phänomenen aufstellen, die das Magnetometer registrieren kann, und zeigen, daß die
Phänomene, die Signale mit der gleichen Charakteristik wie durch eine unterseeische Magnetmasse entstehen
lassen, selten sind.
Die Phänomene, die eine Störung des Erdmagnetfelds verursachen, sind folgende: Schwankungen des Erdmagnetfelds
selbst, magnetische Felsmassen, Einfluß der Seewellen, Einfluß der Küste, Einfluß kinematischer
Relativität, Magnetismus des Trägerflugzeuges, Magnetismus des Fühlers oder Meßsignalumformers.
(a) Die zeitlichen Änderungen des Erdmagnetfelds sind von dreierlei Art:
Zunächst tägliche Änderungen, die eine starke Amplitude haben können, bis zu ±25j>; die Rechnungen
zeigen, daß im ungünstigsten Fall die vorherrschende Frequenz /m des Spektrums S(f) der Signale S(t), die
durch diese Schwankungen hervorgerufen werden, etwa 0,02 Hz beträgt; diese Frequenz befindet sich daher
außerhalb des interessierenden Frequenzbands:
ferner schnelle Änderung infolge von Erdströmen, die jedoch eine schwache Amplitude zeigen, die kleiner als
0,Iy ist; und
schließlich magnetische Gewitter, die Signale entstehen lassen können, die dieselbe Charakteristik wie die
interessierenden Signale haben; jedoch sind magnetische Gewitter selten.
(b) Wenn die magnetischen Felsmassen geringe Abmessungen haben, sind die Signale, die sie verursachen,
von kleiner Amplitude, während bei großen Abmessungen die erzeugten Signale eine tiefe, aber
nicht störende vorherrschende Frequenz (m haben.
(c) Die Bewegung der See- oder Wasserwellen im Erdmagnetfeld Ho induziert Ströme, die auch eine
Störung von Ho hervorrufen. Eine von Fräser durchgeführte Untersuchung hat gezeigt, daß diese
Störungen dem Feld Ho ein kleines Feld der Amplitude h—ho ■ sin 2 π fat überlagern, das sich in Wellenrichtung
ausbreitet und die Wellengeschwindigkeit hat. In einem Abstand von 40 m von der Seeoberfläche ergeben die
üblichen Wellen Λο<Ο,3)- und /b=0,08 Hz, lange Wellen
ho^Ofiy und /ö=0,08 Hz und schließlich eine ruhige See
Λο<Ο,6)> und irgendein /0. Da das Magnetometer sich
verschiebt und die Geschwindigkeit des Flugzeugs groß gegen die der Wellen ist, kann die vorherrschende
Frequenz /m infolge der Wellen irgendeinen Wert haben
und insbesondere im interessierenden Band liegen. Die Wellen können daher störende Streusignale erzeugen.
(d) Der Einfluß der Küste ist bisher schlecht bekannt
(e) Der Einfluß der kinematischen Relativität hängt von der Art des Magnetometers ab, das vom Flugzeug
transportiert wird. Das Magnetometer ist vorzugsweise ein Magnetkernresonanz-Magnetometer, das den Overhauser-Abragam-Effekt
ausnutzt und z. B. vom in folgenden Patentschriften beschriebenen Typ ist: FR-PS
14 47 220, FR-PS 14 30 874, FR-Zusatz-PS 88 663,
FR-PS 1.4 85 556,15 00 971,15 21 587 und FR-Zusatz-PS
94 075 (zu Patent 15 21 587), wobei in einem derartigen
Magnetometer die Messung eines Magnetfelds auf die Messung der Frequenz der Präzision von Kernspins
fa= -γ- M) zurückgeführt wird (γα ist hier das gyromagnetische
Verhältnis von Kernspins).
Wenn der Fühler oder Meßsignalformer sich dreht, überlagert sich seine Winkelgeschwindigkeit ω (die
gleich der des Flugzeugs ist), algebraisch zu ωό = 2 πίο = γαHo. Das Magnetometer mißt also eine
Gesamtschwingungsfrequenz wie folgt:
Ω = Hi0 + (η — γ0 H0 + γ0 H0
,
"Ό
so daß es sich ganz so verhält, als wenn ein Magnetfeld Ηο-γ-dem Erdfeld Hoüberlagert worden wäre.
Es gibt Einrichtungen, um mindestens teilweise diesen Effekt zu kompensieren.
(f) Der Magnetismus des Flugzeugs, seiner Zuladung und seiner elektrischen Steuerung kann sehr klein
gemacht werden, um eine nicht erfaßbare Amplitude zu bewirken.
(g) Der Magnetismus des Fühlers selbst ist vernachlässigbar, wenn dieser von guter Qualität ist.
Es ist also ersichtlich, daß allein die Wellen und die magnetischen Gewitter tatsächlich Signale entstehen
lassen können, die dieselben Charakteristiken wie die von einem unterseeischen Dipol ausgehenden haben.
Die Erfassungsvorrichtung verwendet die harmonische Analyse der vom Magnetometer abgegebenen
Signale. Diese Analyse gestattet die Bestimmung der Frequenz, für die das Signalspektrum ein Maximum hat.
Wenn diese Frequenz sich im Frequenzband 0,037 — 0,47 Hz befindet, wird das Signal als mit starker
Wahrscheinlichkeit auf eine interessierende eingetauchte Magnetmasse hinweisend betrachtet. Die Vorrichtung
hat daher zwei grundsätzliche Hälften, von denen die eine gestattet, das Signalspektrum zu empfangen,
während die andere die Bestimmung der Frequenz erlaubt, bei der das Spektrum maximal ist.
Das Spektrum wird mit Hilfe von Filtern erhalten, die das Frequenzband interessierender Frequenzen in
verschiedene Teilbänder unterteilen. Derartige Filter, Bandfilter genannt, haben eine Verstärkung T(f) vom
Wert G für Frequenzen, die innerhalb ihres Bandfilters liegen, d. h. zwischen ί,—Δί, und ί,+Δίί, und von einem
Wert, der ziemlich nahe Null kommt, für die übrigen Frequenzen.
Wenn man mit F(t) das am Ausgang eines Filters empfangene Signal bezeichnet, in dessen Eingang man
das Signal S(t)einspeist, gilt für dieses Signal F(ty.
wobei S(f)aas Spektrum des Signals S(t)\st.
Wenn die Bandbreite 2Af-, des Filters hinreichend
klein ist, kann S(f) als Konstante in diesem Band
angesehen werden.
Man erhält also:
1)G1 f
/. + if,
^Jf df,
J,
woraus folgt:
= 2Af ■ G1 - S(f)
Daraus ist ersichtlich, daß F1 (I) ein sinusförmiges
Signal der Frequenz/, ist, das durch die Funktion
sin 2.-r I/, · t
dieses Filter das Filter von der Ordnung N wird. Mit der zuletzt aufgestellten Gleichung
kann man also schreiben:
fl+Afl=(fM)min=f2-Af2
und /(V-AfH=
Diese Gleichungen sowie die Beziehung Z,
2 1/.·
= Q
2.-7 I/,· t
moduliert ist; seine Amplitude ist proportional zum Abtastwert S(fj)des Spektrums des Signals S(t).
Um die Frequenz zu bestimmen, bei der dieses Spektrum ein Maximum hat, kann man nach dem Filtern
Einrichtungen vorsehen, die es ermöglichen, die Hüllkurven F(t) der Signale F(t) zu erfassen (zu
demodulieren) und danach die Maxima F, dieser Hüllkurven. Schließlich kann man eine Einrichtung
vorsehen, die ein Entscheidungsorgan darstellt, das zu bestimmen erlaubt, welche der Spannungen V, die
größte ist und ob sich die Frequenz der maximalen Spannung im interessierenden Band befindet oder nicht.
Es sollen jetzt Überlegungen angestellt werden, die
eine Vereinfachung der Ausführung der Vorrichtung 20 gestatten die Berechnung von N.
gestatten, insbesondere hinsichtlich der Ausführung der Genauer gesagt:
Filterung.
Weiter oben ist gezeigt worden, daß das Signal F(t)
am Ausgang eines Filters eine Sinusfunktion der Variablen // · t ist, die durch eine Funktion der Variablen
2 Af1 ■ t moduliert ist. Das Signal F(t) nimmt dieselbe
Form an, und zwar unabhängig von der Art des Filters, wenn das Verhältnis dieser Variablen, das mit Q oder
Feinheit des Filters definiert ist, konstant ist, und zwar unabhängig von der Art des Filters:
/2 + I/2 = /3 - h + .1/3 = /4 -
'/2
I/3
30
Ss-X I ./.V-I — (.Im) ma
Q =
Z,
2 I/,
Aus
wobei die Konstanz der Feinheit der Filter gestattet, einerseits dieselbe Schaltung für jedes der Filter zu
nehmen und andererseits ebenso die Schaltung der Organe zur Verarbeitung der Signale F(t)z\i vereinheitlichen,
da die Signale F(t) sämtlich die gleiche Form
haben.
Die Anzahl N der Filter sollte aus offensichtlichen Gründen der Vereinfachung und der Gestehungskosten
möglichst klein sein. Man erhält dieses Ergebnis mit Filtern, deren Durchlaßbänder sich gerade aneinanderreihen,
was durch folgende Beziehung ausgedrückt wird:
/■ + I/* = Z+1 - IZ1 + 1.
Die Frequenz /m, für die das Spektrum S(f)des Signals
S(t) maximal ist, befindet sich im Durchlaßband eines Filters rnii der Miuenfrequenz fa, an dessen Ausgang
man eine Spannung V3 erhält, die am größten unter den
Spannungen Vj ist. Um zu entscheiden, ob die Frequenz fu einem Maximum des Spektrums S(F) im interessierenden
Band zwischen den beiden Frequenzen (fhi)mm
und (fM)max entspricht, muß man sich vergewissern, daß
keine Spannung V-, größer als V3 außerhalb des Bands
existiert; man muß also ein Filter vorsehen, dessen Mittenfrequenz kleiner als (fM)min ist, wobei dieses Filter
das Filter von Ordnung 1 wird, und ein anderes Filter, dessen Mittenfrequenz größer als (fiujmax ist, wobei
folgt
Si
2(2
Man multipliziert alle Terme von links die Gleichung zu erhalten:
ZmU ■ /2 ■/,.../,..·Sk-x · (1 +
von /, um exp (N-2)
= Si · Λ ■ · ·/.··■ Sn-x
woraus folgt:
/
Daraus ergibt sich:
2Q
Damil erhält man:
N-2
Log
N-I =
Log
U Mimin
2Q + 1
2ß-l
2ß-l
also N = 2 +
(Zitf)min
2Q + 1 26-1
Man hat experimentell gefunden, daß man die besten Ergebnisse erhalten kann, wenn man Q= 2,5 und
infolgedessen N= 8 wählt. Unter diesen Bedingungen haben die Grenzfrequenzen der acht Filter die
folgenden Werte in Hz:
/",-0,031
h = 0,048
6 = 0,072
/, = 0,108 /5 = 0,162
4 = 0,25
/"7 = 0,39
/8 = 0,59
15
Eine elektronische Vorrichtung zur Ermittlung des Vorhandenseins oder Fehlens einer unterseeischen
Magnetmasse, die mindestens näherungsweise als ein Magnetdipol approximierbar ist, durch Verarbeitung
des von der Magnetmasse hervorgerufenen Signals am Ausgang eines Differenzmagnetometers, vorzugsweise
eines Magnetkernresonanz-Magnetometers, das die Anomalien des Magnetfelds erfaßt und sich an Bord
eines Flugzeugs befindet, das mit einer Geschwindigkeit V fliegt und sich über der See in einer Höhe zwischen
den Grenzwerten h\ und Λ2 befindet ist gemäß der
Erfindung gekennzeichnet durch
N Bandfilter, die ein Frequenzband fa—fa, das von den
Grenzwerten h\ und /12 sowie der Geschwindigkeit V
abhängt, in Teilbänder aufteilen, wobei eines der Filter jo
einen Frequenzbereich unter /ö und ein anderes der Filter einen Frequenzbereich oberhalb /Ό' hat;
N Stufen zur Erfassung der Hüllkurven der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale;
NStufen zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven; ji eine Stufe zum Vergleich der Maxima, um das Größte von ihnen anzuzeigen; und
N Stufen zur Erfassung der Hüllkurven der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale;
NStufen zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven; ji eine Stufe zum Vergleich der Maxima, um das Größte von ihnen anzuzeigen; und
eine Entscheidungsstufe, die anzeigt, daß eine !lohe
Wahrscheinlichkeit für das Vorhandensein eines unterseeischen Körpers besteht, wenn das größte der
Maxima eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes fo—fo hat.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1-4 bereits erläuterte Darstellungen zur Theo- 4-,
rie der erfindungsgemäßen Vorrichtung,
F i g. 5 ein Prinzipschaltbild in Form eines Blockschaltbilds einer Filterstufe, die ein Tiefpaßfilter und ein
Hochpaßfilter hat,
F i g. 6 ein Ausführungsbeispiel des Tiefpaßfilters von Fig.5,
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiei des nochpaofiiiers
von F i g. 5,
F i g. δ eine Schar von Kurven des Verstärkungsfaktors in db als Funktion eines frequenzabhängigen
Parameters für die Bauelemente und die Gesamtheit des Tiefpaßfilters von F i g. 6,
F i g. 9 einerseits eine Kurve F(t)und deren Hüllkurve
E(l) und andererseits eine Kurve Ej'(t), die durch die
Schaltung von Fig. 10 erhalten wird, t>o
Fig. 10 ein Prinzipschaltbild in Form eines Block-.
Schaltbilds einer Stufe zur Erfassung von Hüllkurven, die eine Zweiweggleichrichtung vornimmt.
Ausgangssignal
Eingangssignal
Eingangssignal
= G0
Fig. 11 verschiedene Signale, die in der Stufe von Fig. 10 erhalten werden,
Fig. 12 eine vorteilhafte Ausführung der Zweiweggleichrichtungs-Schaltung
von Fig. 10,
F i g. 13 eine Halbwelle von F,(t)und eine Treppenstufe
von E(i),
Fig. 14 ein Verfahren zur Gewinnung der Maxima von Va indem die Signale gezeigt sind, die mit Hilfe einer
Stufe zur Erfassung der Maxima V, der Hüllkurven E(l) wie in F i g. 15 abgebildet erhalten werden,
Fig. 15 das Schaltbild einer Stufe zur Erfassung dieser Maxima V),
Fig. 16 ein Verfahren zur Gewinnung des Endergebnisses,
indem die Signale gezeigt sind, die mit Hilfe der Stufe von F i g. 17 erhalten werden,
Fig. 17 ein Ausführungsbeispiel einer Entscheiderstufe (die anzeigt, ob das Signal interessiert oder nicht)
in Form eines Blockschaltbilds, und
Fig. 18 in Form eines Blockschaltbilds die gesamte elektronische Vorrichtung mit den erfindungsgemäßen
Merkmalen.
Im folgenden sei zunächst F i g. 5 beschrieben, die eine von acht Filterstufen zeigt, die dem (nicht
abgebildeten) Magnetometer nachgeschaltet sind, das ein Magnetkernresonanzmagnetometer sein soll. Das
Signal S(t)am Ausgang des Magnetometers muß wegen seiner geringen Amplitude mit Hilfe eines Verstärkers 1
mit dem Verstärkungsfaktor A verstärkt werden. Das verstärkte Signal AS(t) wird in den Eingang der Einheit
der acht Filter eingespeist, und eines dieser Filter (das Filter PB) soll im folgenden als Beispiel beschrieben
werden.
Das Abiastverfahren erfordert, daß für jedes Filter der Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der
Frequenz eine möglichst rechteckige Kurve ist. d. h. betragsmäßig große Anstiege und keine Resonanzen
vorliegen, die spitz zulaufende Kurven des Verstärkungsfaktors ergeben.
Um große Steigungen zu erzielen, sind unter anderem aktive Filter 2 und 3 vorgesehen, die jeweils durch einen
Gleichstromverstärker mit großem Verstärkungsfaktor gebildet sind (gewöhnlich Operations- oder Rechenverstärker
genannt), der durch ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren überbrückt ist: um
Resonanzen zu vermeiden, sind in Reihe ein Tiefpaßfilter 4 der Grenzfrequenz in und ein Hochpaßfilter 5 der
Grenzfrequenz fßgeschaltet, die so ein Bandfilter bilden,
wobei die Resonanzen für in und /"// in für sich bekannter
Weise durch Widerstands-Kapazitäts-Einheiten oder /?C-Kombinationen vermieden sind, die zu diesen
Filtern gehören.
Ein Verstärker 6 mit regelbarem Versiärkuiigbfakioi
A-gestattet, gleiche Signalamplituden an den Ausgängen
der acht Filter wie PB1 in Parallelschaltung zu erhalten.
Fig.6 und 7 zeigen das Tiefpaßfilter 4 bzw. das Hochpaßfiiter5,dieTeil des Bandfilters PS,sind.
Die aktiven Filter 2 und 3 sind von den /?C-Kombinationen
4 bzw. 5 durch Impedanzwandler oder -anpasser 7 bzw. 8 getrennt, die jeweils durch zwei Transistoren
Ta, Tb bzw. 8a, Sb gebildet sind, die in Kaskade als Emitterfolger geschaltet sind.
Die Berechnung ergibt als Übertragungsfunktion für das Tiefpaßfilter:
1 +up
+T2p)(l +2;
Tjp2)
wobei in dieser Formel unter Bezugnahme auf Fig.6 bedeuten:
ρ = j «ι
= R1 C1 , T2 = R1 C1 ; Tj = R3
(1 +T,p)(l +T,p)(l +τ,ρ)
ist die übertragungsfunktion der RC-Kombinationen;
ist die übertragungsfunktion der RC-Kombinationen;
0 R6
ist der Verstärkungsfaktor im durchgelassenen Teil bei niedriger Frequenz;
/Vg + Aq
TJ = («4 + 2,,(
Die Kurve 9 des Betrags des Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit von dsr Frequenz, genauer gesagt, des
Parameters litk^ eines derartigen Filters ist in Fig. 8
dargestellt, in der die Kurve 10 den Verstärkungsfaktor der RC- Kombinationen und die Kurve 11 den
Verstärkungsfaktor des aktiven Filters bezeichnet.
Der Term 1 +2ξτ*ρ+τ*2 ■ ρ2 im Nenner der Übertragungsfunktion
fixiert den Wert des Verstärkungsfaktors bei der Resonanz durch ξ, der Resonanzfrequenz durch
die Zeitkonstante Γ4 sowie den Anstieg nach der Resonanz, vorausgesetzt, daß die anderen Zeitkonstanten
geeignet gewählt sind. Diese Parameter der Resonanz sind einstellbar mit Hilfe eines Potentiometers
B, durch das β variiert werden kann.
Im betrachteten Ausführungsbeispiel gelten:
£ = 0,16 2.t/b = 1,04
= T2 =
τ, = 0,2 T4
2 ί T4 = (,_, + 3R1 — /■; G0 R4) · C4 .
Die übciiiagungsfunkiion des Tiefpaßfilters lautet
also in diesem Fall:
+ 0,21
2-i in
+0.333
.7/B
1,08
4 .t2/5 y
Für die übertragungsfunktion des Hochpaßfilters ergibt die Berechnung bei Verwendung von Notationen
entsprechend den für das Tiefpaßfilter verwendeten:
gn(P) =
T2p)(l
im betrachteten Ausführungsbeispie! wählt man Mittenkreisfrequenz ω,-des Filters ist, dessen Bandbreite
T\' = T2=T3. 2zlw,beträgt.
Die Wahl der Zeitkonstanten r' beruht auf dem 40 Wenn man die Kreisfrequenz ω = * ■ Ω schreibt, wird
Umstand, unbedingt ein Bandfilter zu erreichen, dessen ihre Symmetrie relativ zur Geraden ω = Ω daher
ω, _ I. a und die Symmetriebedingung schreibt sich
Verstärkungsfaktorkurve, aufgetragen als Funktion des
Logarithmus der Frequenz, symmetrisch zu einer
vertikalen Achse ist; es ist daher notwendig, daß die also als |g7Xo>')| = |iTfl(0))l unabhängig davon, wie groß ω
Kurve \gi\ das Symmetrische der Kurve \g^ relativ zu -r>
ist. Die Ubertragungsfunktionen lauten dann:
einer Achse ω = 2πί=Ω ist, wobei Ω offensichtlich die
*„(»■') = G0
= C0 --+J-~W {]+2]ίτ
wobei in diesem letzteren Ausdruck der Term I+T/5/}
des Zählers vernachlässigt ist, der nur in großem Abstand von fg eingeht Mit Hilfe der Symmetriebedingung
und der obigen Ausdrücke für die Übertragung=- funktionen ergibt die Rechnung für das betrachtete
Ausführungsbeispiel als Übertragungsfunktion des Hochpaßfilters:
0,865 (-Β-
(\ +0,98 -Ρ-λ (\ +0,307 -^- + 0,92 -ζ-Λ
V "1H / \ ">H
<"H J
iß
"1B
13 14
Schließlich nimmt der komplexe Verstärkungsfaktor des Filters folgende Formel an:
T,if) = Λ,
•ii (■♦»!)■
Fig. 9 zeigt ein allgemeines Verfahren, das vorteilhaft
für die Erfassung der Hüllkurven E(t) der Funktionen F(t) einsetzbar ist; dieses Verfahren ist nicht
klassisch, da die Pseudoperiode von F(t) groß im Vergleich zu seiner Dauer ist. Es besteht darin, F(i)
gleichzurichten, danach ein Treppenstufensignal zu gewinnen, von dem jede Stufe eine Höhe hat, die als
Wert ein Maximum dieses gleichgerichteten Signals ist. die im Zeitpunkt des Auftretens dieses Maximums
beginnt und mit dem nächsten Maximum endet.
Ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens ist in Fig. 10 abgebildet,
während F i g. 11 ihren Betrieb erläutert.
Die aufeinanderfolgenden Schritte der Erfassung der Hüllkurven sind:
Gleichrichten von Ui(t)=\F(t){ in einem Zweiweggleichrichter
12, der F(t) empfängt und U
abgibt;
Ableiten von U2(t)=
d U, (t)
dt
in einem Differentiator
JO
13. der U\ empfängt und Ui abgibt;
Rechteckformen von U}(t)= VO ■ Vorzeichen [U2(tJ\ in einem Trigger 14, der Ui empfängt und Ui abgibt.
Rechteckformen von U}(t)= VO ■ Vorzeichen [U2(tJ\ in einem Trigger 14, der Ui empfängt und Ui abgibt.
Dieses Rechtecksignal Ui(I), das in den Eingang eines
Monoflops oder Univibrators 15 eingespeist wird, erzeugt Impulse Ua(I) vorbestimmter Dauer, die mit den
Hinterflanken von Ui(t) beginnen, d. h. in dem Zeitpunkt, in dem F(t) ein Extremum hat; die Impulse
Ua(O öffnen ein Gatter 16 während einer gegebenen
Zeit, während der ein Kondensator 17 sich auf die Spannung E1'(t)auflädt, die ein Maximum ist von
und damit
U1 = Ra i'
Es genügt daher, RnRm=RuRu zu wählen, um zu
erhalten U,(t)= | F^.
Die Ableitung von U\(t) wird vorzugsweise in an sich bekannter Weise vorgenommen, nämlich mittels eines
Operationsverstärkers, eines Gegenkopplungswiderstands und eines Kondensators.
Die Rechteckforniung von U2(t) wird vorteilhafterweise
in an sich bekannter Weise vorgenommen mit Hilfe eines Operationsverstärkers, der in positiver oder
Mitkopplung geschaltet ist und an seinem Ausgang Sättigungsspannungen U^t)= ± V0 abgibt.
Das die Impulse L^ft}liefernde Monoflop ist ebenfalls
eine an sich bekannte Transistorschaltung.
In Fi g. 13 sind eingezeichnet eine Halbwelle von F(I)
und eine Treppenstufe des Signals Εφ); dabei bedeuten Θ die Öffnungsdauer des Gatters, 5b ein Extremum von
F(I), das der Kondensator 17 speichern muß. So den
Wert von F(t) am Ende der Zeit Θ, nachdem F(t) den Wert S0 angenommen hat, Ao' die Ladespannung des
Kondensators 17 am Ende derselben Zeit, a</ die Spannung derselben Ladung im Zeitpunkt des Auftretens
des ersten Extremums von F(t) nach 5b, d. h. nach
der Zeit y, wobei Tdie Pseudoperiode von F(t)\si. Man
erhält so die Beziehungen:
45 So = S0 cos 2 .τ -—
Das Gleichrichten von F(t), das als Zweiweggleichrichter vorgenommen werden muß, richtet Signale
gleich, deren Amplitude zwichen 20 mV und 4 V liegt, und liefert das Signal U\(t) vom Ausgang relativ zur
Masse; dieses Gleichrichten wird vorteilhafterweise durch die Schaltung gemäß F i g. 12 vorgenommen.
Die Schaltung von Fig. 12 besteht im wesentlichen
aus einer Brücke von vier Dioden 18 für Zweiweggleichrichtung, einem Differenzoperationsverstärker 19,
einem Widerstand 20 mit einem Widerstandswert R10,
der als Stromgegenkopplung arbeitet, und einem Differenzoperationsverstärker 21 am Ausgang. Das
Signal F(t) wird in den Verstärker 19 über einen Widerstand 22 mit einem Widerstandswert Ru einge- t>o
speist; ein Widerstand 23 mit dem Wert R12 wird von
einem Strom / durchflossen und ein Widerstand 24 mit einem Widerstandswert Ru von einem Strom /'.
Da die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 19 und 21 sehr groß sind, gelten die Beziehungen: b5
^ = S(i 1 — c , mit τ = η ■ c.
ρ ist die Summe des Widerstandswerts ρι am Ausgang
des Verstärkers A2 (vgl. Fig. 12) und des Durchlaß
Widerstands ρ2 des offenen Gatters.
T/2 - θ
= A^ e «τ mit τ = Pc,
wobei Po der Gesamtleckwiderstand ist, über den siel
der Kondensator entlädt.
1 = ·— —
Rn
P0 p, P2 p>
■
Pi ist der Leckwiderstand des geschlossenen Gatters P2 der des Kondensators 17 und P) die Eingangsimpe
danz der Ausgangsstufe.
Schließlich erhält man:
a^ = S0COS ——— (l-(
T/2-θ
Aufgrund dieser Überlegungen sind notwendig eine kurze Öffnungsdauer θ de., Gatters, ζ. Β. θ bedeutend
4 I/2.
S0 - 2 V
kleiner 772, ein schnelles Laden des Kondensators, z. B.
τ<Θ, und eine langsame Entladung des Kondensators.
nämlich ar > -^-. ·
Man erhält also:
Man erhält also:
_ ρ-β,ΐ _
2ατ '
Der £,;(r) aufgeprägte maximale Fehler beträgt:
S0
wenn man setzt
χ = — und v τ '
Diese Überlegungen zeigen einerseits, daß der Fehler e sehr klein sein kann, wenn die Wahl von a, χ und y
angemessen ist; so erhält man mit dem Ausführungsbeispiel a= 10*. χ=3000, y= 0,005, ε = 0.35%. Sie erlauben
andererseits, eine geeignete Wahl des Gatters, der Ausgangsstufe und des Kondensators 17 zu treffen.
Für das Gatter ist ein einfaches Relais eine vorteilhafte Lösung. Was die Ausgangsstufe betrifft, ist
C ein Impedanzwandler oder -anpasser, der einen sehr großen Eingangswiderstand und einen nicht zu großen
Ausgangswiderstand hat; eine an sich bekannte Schaltung aus Feldeffekttransistoren kann zweckmäßigerweise
verwendet werden.
Der Kondensator 17 muß einen großen Isolierwiderstandswert
haben.
Fig. 14 zeigt ein vorteilr aftes Verfahren zur Gewinnung
der Maxima K, der l.üllkurven E,'(t) und Fig. 15
das Prinzipschaltbild der entsprechenden Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens.
Das Prinzip dieses Verfahrens besteht im Aufladen eines Spcicherkondensaiors 25 mit dem Signal E,'(t) in
einer derartigen Schaltung, daß der Kondensator sich nicht entladen kann, sobald E,'(i) sein Maximum V1
erreicht hat.
Man muß außerdem wissen, wann E,'(t) sein
Maximum V, erreicht hat; zu diesem Zweck erzeugt man einen Impuls /, im Zeitpunkt des Auftretens der ersten
negativen Flanke von Ι','(ι).
Zur Vornahme der ersten Operation differenziert
man l','(t). was eine Folge von Impulsen lk(t) ergibt,
wobei die Impulse dieser Folge, die den positiven Flanken von E,'(t) entsprechen, ein monostabiles
Kippglicd oder Monoflop iriggern, das Impulse Ik(I)
kalibrierter Dauer (-)' abgibt; diese Impulse IL(O
veranlassen das Öffnen eines Gatters, über das sich der Kondensator während der Zeit W auflädt.
Um die /weite Operation vorzunehmen, steuert man
mit den Impulsen U<,(l) ein bistabilcs Kippglied oder
Flipflop an. das ein Rechtecksignal Ih(Oabgibt, und die
Flanke von V-(O- die der ersten negativen Flanke von
1/(0 entspricht, trigger! ein Monoflop, das ein Signal
abgibt, das ein Impuls /,der Dauer H" ist.
Die Maxima V1 werden mittels der Schaltung
gewonnen, die in Fig. 1 5 gezeigt ist.
2α
θ
~Τ'
+ C"
In dieser Schaltung speist ein Impedanzwandler oder -anpasser 26 einerseits ein Gatter 27 und andererseits
einen Differentiator 28. Der Differentiator 28 steuert einerseits ein bistabiles Kippglied oder Flipflop 29 an,
dem ein Monoflop 30 nachgeschaltet ist, und andererid
seits ein Monoflop 31, das Impulse Uj(t) an das "Gatter
27 abgibt, dessen Ausgang an einen Kondensator 25 angeschlossen ist.
Der in Fig. 15 abgebildete Impedanzwandler 26 dient
einfach dazu, diese Stufe zur Erfassung der V, von der iri vorhergehenden zu trennen; er muß also eine große
Eingangsimpedanz und eine geringe Ausgangsimpedanz haben; dies wird in an sich bekannter Weise mittels
eines gegengekoppcllcn Operationsverstärkers realisiert.
4» Zweckmäßigerweise ist das Gatter 27 durch ein
Relais gebildet.
Der Differentiator 28 kann in klassischer Weise einfach aus einem Widerstand und einem Kondensator
bestehen, in welchem Fall anschließend das diffcrcnzier-4'i
te Signal verstärkt werden muß, was durch eine klassische Transistorschaltung mit negativem Verstärkungsfaktor
vorgenommen werden kann.
Die beiden Monoflops 30 und 31 und das llipflop 29
sind an sich bekannte Einrichtungen; es sei jedoch ,ο darauf hingewiesen, daß das Monoflop 31, das das Relais
27 steuert, auf negative Impulse ansprechen muH. während das Monoflop 30, das den Impuls /, abgibt,
durch positive Impulse gctriggerl wird.
I" ig. 16 zeigt ein vorteilhaftes Verfahren zur Gewin-
» niing des Endergebnisses »]a« oder »Nein«.
Das Ergebnis muß »Ja« sein, wenn der größte Wen
von V1 bei einer Frequenz Λ/ liegt, die sich im
interessierenden Intervall befindet, das im betrachteten Ausführiingsbcispicl 0,037—0,47 11/. beträgt, und
Wi »Nein« im gegenteiligen Fall.
Man erhält also »]a« für[ Vi] max.= V1-, mit 2<;i<
7.
Das Verfahren besteht also im Vergleich von l', mit V1 ι. wobei /von 2 bis 8 läuft.
Das Verfahren besteht also im Vergleich von l', mit V1 ι. wobei /von 2 bis 8 läuft.
»ei V1- V1 ι
<(> ergibt sich/Λ(<
^-/W1.
ι,-, »ei V1- V1 ,-> 0 ergibt sich fM> I]-Al].
Wenn man erhält:
ι,-, »ei V1- V1 ,-> 0 ergibt sich fM> I]-Al].
Wenn man erhält:
V,- V, ,Xlund 1'..,,I- V,<A).
schließt man daraus:
d. h. fM befindet sich im Durchlaßband des Filters von
der Ordnung a; es genügt daher, den Übergang einer negativen Differenz Vi — V,_i in eine positive Differenz
V,— V,_i nachzuweisen.
Zu diesem Zweck — in Kenntnis davon, daß V, ab
dem Zeitpunkt T/des Auftretens des Impulses //existiert,
und daß diese Impulse nacheinander vcn /g bis l\ auftreten — erzeugt man ein Signal t/ofrjt das aus einer
Folge von Impulsen zusammengesetzt ist, deren jeder im selben Zeitpunkt Ti wie jeder der Impulse /,beginnt,
dieselbe Dauer Θ" hat und der einem Impuls /, mit dem Wert V1+1 — V, entspricht; wenn der Übergang von
einem negativen Impuls Uq(i)\n einen positiven impuls
U9(I) .innerhalb einer Zeit / im interval! 71+ι+θ",
Τα + Θ" mit 2<a<7 stattfindet, liefert die Vorrichtung
die Anzeige »Ja«.
Wenn jedoch nicht nur ein Signal am Eingang der Vorrichtung anliegt, kann sich dieses Verfahren als
unzureichend erweisen. Wenn z. B. die Frequenz /]» des
Spektrums eines ersten Signals unter 0,037 Hz liegt, sind alle erhaltenen Impulse negativ, und wenn die Frequenz
/Xf des Spektrums des folgenden Signals größer als
0,47 Hz ist, sind alle entsprechenden Impulse positiv, und es findet ein Übergang von einem negativen Impuls
zu einem positiven Impuls statt, ohne daß ein interessierendes Signal aufgetreten ist.
Um dieser Schwierigkeit abzuhelfen, läßt man außer dem Vorzeichen der Impulse Ut(t) deren Zeitabstand
eingehen; dabei legt man folgende empirische Überlegung
zugrunde: Die Erfahrung zeigt, daß die erste negative Flanke der Hüllkurve Ej'(t) der Antwort des
Filters der Ordnung /der Halbwelle von der Ordnung 3 bis 6 dieser Antwort F(t) entspricht; das maximale
Zeitintervall zwischen 7/und T1 >1 hat dann den Wert:
IT - 6
damit
+Τ /l
J fi
Q = 2'5);
- Tj +1)mux —
Die Vorrichtung muß daher die Anzeige »Ja« liefern, wenn ein Übergang von einem negativen Impuls zu
einem positiven Impuls in der Folge Ug(O auftritt und außerdem diese beiden Impulse nicht um ein Zeitintervall
getrennt sind, das größer als
ist.
Fig. 17 zeigt ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der Endstufe für das in F i g. 16 erläuterte Verfahren.
Die Differenzen V1+1 — V1 werden durch sieben
Differenzverstärker 32 gebildet, denen sieben Doppelgatter 31 vorgeschaltet sind, die durch Impulse /,(/= 1...
7) gesteuert werden, die V1+1 am positiven Eingang des
Verstärkers der Ordnung /und V,-an seinem negativen
Eingang anlegen.
Am Ausgang jedes Verstärkers der Ordnung /=2 — 7 ist eir. Monoflop 34 der Impulsdauer Δ Ti angeschlossen,
das durch einen negativen Impuls angesteuert wird, ferner ein UND-Glied 35, das anschließend diese
Impulsdauer mit dem Zeitintervall vergleicht, das /,und
/,--ι trennt.
Ein ODER-Glied 36 mit sechs Eingängen ist an die Ausgänge der sechs UND-Glieder 35 angeschlossen.
Die Antwort »Ja« der Vorrichtung äußert sich also in einem positiven Impuls am Ausgang des ODER-Glieds
36.
Die Differenzverstärker 32 sind vorzugsweise Opera-
)o tionsverstärker, und die Doppelgatter 33 sind Relais mit
kurzer Ansprechzeit.
In Fig. 18 ist schließlich in Form von Funktionsblök
ken die Schaltung der verschiedenen Stufen der F i g. 5, 10,15 und 17 gezeigt, die zusammen ein Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen elektronischen Vorrichtungbilden.
In Fig. 18 ist zunächst erkennbar der Verstärker 1
mit dem Verstärkungsfaktor A von F i g. 5, dessen Ausgangssignal AS(t) parallel N Bandfilter PB1 PBh
..., PBn speist, von denen eines (PB1) ebenfalls in F i g. 5
abgebildet ist. Diese N Filter speisen entsprechend
NStufen DE\ DEh ... DEn zur Erfassung von
Hüllkurven (Demodulation) von der in F i g. 10 abgebildeten Art. Diese N Stufen zur Erfassung der Hüllkurven
speisen N Stufen DMi DMH... DMn zur Erfassung
der Maxima der in F i g. 15 abgebildeten Art.
Schließlich steuert die Gesamtheit dieser Stufen zur Erfassung der Maxima eine Stufe ECzum Vergleich der
obengenannten Maxima Can, der eine Entscheidungsstufe ED nachgescha'tet ist, wobei die Stufen EC und
EDm Fig. 17 abgebildet sind.
Hierzu IO Blatt Zeichnungen
Claims (8)
1. Elektronische Vorrichtung zur Ermittlung des Vorhandenseins oder Fehlens einer unterseeischen
Magnetmasse, die mindestens näherungsweise als ein Magnetdipol approximierbar ist, durch Verarbeitung
des von der Magnetmasse hervorgerufenen Signals am Ausgang eines Differenzmagnetometers,
vorzugsweise eines Magnetkernresonanz-Magneto- ίο meters, das die Anomalien des Magnetfeldes erfaßt
und sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das mit einer Geschwindigkeit V fliegt und sich über der See
in einer Höhe zwischen den Grenzwerten h\ und h2
befindet, gekennzeichnetdurch NBandfilter (PB1, ..„ PBh ..„ PBn), die ein
Frequenzband fo — fa, das von den Grenzwerten hy
und h2 sowie der Geschwindigkeit V abhängt, in
Teilbänder aufteilen, wobei eines der Filter einen Frequenzbereich unter fö und ein anderes der Filter
einen Frequenzbereich oberhalb fd hat;
N Stufen (DEU . ., DEi,..., DEn) zur Erfassung der Hüllkurven (E(t)) der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale (F(t)){¥ i g. 9);
N Stufen (DEU . ., DEi,..., DEn) zur Erfassung der Hüllkurven (E(t)) der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale (F(t)){¥ i g. 9);
N Stufen (DM\ DMi,.. , DMn) zur Erfassung der
Maxima der Hüllkurven (El(φ,
eine Stufe (EC) zum Vergleich der Maxima, um das
Größte von ihnen anzuzeigen; und
eine Entscheidungsstufe (ED), die anzeigt, daß eine
hohe Wahrscheinlichkeit für das Vorhandensein eines unterseeischen Körpers besteht, wenn das
größte der Maxima eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes fo — fo' hat (F i g. 18).
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandfilter (PB1 PB„ ..., PBn) v,
sämtlich das gleiche Verhältnis zwischen ihrer Mittenfrequenz und ihrer Bandbreite haben.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbänder der Bandfilter
(PBi PBi,..., PBn) unmittelbar aneinander-
grenzen, daß das erste Bandfilter einen Frequenzbereich unterhalb /0 erfaßt, wobei seine obere
Bandgrenzfrequenz /ö beträgt, und daß das letzte Filter einen Frequenzbereich oberhalb k' erfaßt,
wobei sein unterer Grenzwert fd beträgt.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Flugzeug mit einer Geschwindigkeit
von etwa 100 m/s und in einer Höhe zwischen 100 und 400 m fliegt, daß die Frequenz /ö 0,0037 Hz
und die Frequenz fd 0,47 Hz beträgt, und daß die Bandfilter (PBi) mit einer Feinheit von 2,5 in einer
Anzahl von 8 vorhanden sind.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jedes
Bandfilter (PBi) durch die Reihenschaltung eines Tiefpaßfilters (4) und eines Hochpaßfilters (5)
gebildet ist, und daß das Tiefpaßfilter und das Hochpaßfilter jeweils aus einer Reihen-/?C-Kombination
(Ru Q, R2, C2, R3, C3; C\, R\'\ C2', R2, C3', R3')
bestehen, die über einen Impedanzwandler oder -anpasser (7; 8) mit einer Stufe (2; 3) verbunden ist,
die einen Gleichstromverstärker mit hohem Verstärkungsfaktor hat, der durch ein Netzwerk von
Widerständen und Kondensatoren überbrückt ist, um für die Anstiege der Verstärkungsfaktorkurve in
Abhängigkeit von der Frequenz an den Bandgrenzen hohe Werte zu erzielen (F i g. 5 - 7).
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (DEi) zur Erfassung der Hüllkurven (Εφ)) der von
den Bandfiltern (PBi) abgegebenen Signale (F(t)) gebildet ist durch einen Zweiweggleichrichter (12),
der einen Differentiator (13) und ein Gatter (16) speist, wobei der Differentiator (13) einen Trigger
(14) ansteuert, der ein monostabiles Kippglied oder Monoflop (15) speist, das seinerseits Öffnungsimpulse
an das Gatter (16) abgibt, so daß ein Kondensator (17) während der Öffnungszeit des Gatters (16)
durch die vom Zweiweggleichrichter (12) abgegebenen Signale aufladbar ist (F ig. 10).
7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe
(DMi) zur Erfassung der Maxima V1 der Hüllkurven
(Εφ)) einen Impedanzwandler oder -anpasser (26) hat, der einerseits ein erstes Gatter (27) und
andererseits einen Differentiator (28) speist, der Öffnungsimpulse an ein zweites Gatter (31) abgibt
und ein bistabiles Kippglied oder Flipflop (29) betätigt, das ein monostabiles Kippglied oder
Monoflop (30) ansteuert, das seinerseits einen Impuls (Ug(t)) abgibt, der den Zeitpunkt anzeigt, in
dem das Maximum erhalten worden ist, und daß über das erste Gatter (27) in dessen geöffnetem Zustand
ein weiterer Kondensator (25) durch die vom Impedanzwandler (26) abgegebenen Impulse aufladbar
ist (F ig. 15).
8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufen
(EQ ED) zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven (E(i)) und zum Vergleich der Maxima (N-1)
Doppelgatter (33) haben, deren Öffnen durch Impulse (Y,,)steuerbar ist, die die Maxima K1+1 und V,
an die Eingänge von (N- 1) Differenzverstärkern (32) legen, die an ihrem Ausgang die Signale
V1+I-K in (N—2) monostabile Kippglieder oder
Monoflops (34) einspeisen, von denen jedes eine vorbestimmte Impulsdauer hat und durch einen
negativen Impuls ansteuerbar ist, wobei aber dem das Signal V2- V) abgebenden Verstärker kein
Monoflop nachgeschaltet ist, daß jedes Monoflop ein UND-Glied (35) mit zwei Eingängen speist, von
denen der zweite Eingang durch die Signale K-1 — Vi gespeist wird, und daß jedes der (N-2)
UND-Glieder (35) ein und dasselbe ODER-Glied (36) mit (N—2) Eingängen speist, das ein Signal
abgibt, wenn die Frequenz /wsich im Frequenzband
fo-fo befindet(Fig. 17).
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