DE2146629C3 - Vorrichtung zur Erfassung unterseeischer Magnetmassen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Erfassung von eingetauchten oder unterseeischen Magnetmassen, insbesondere von Untersee-Wracks und Unterseebooten.

Es ist bereits bekannt, ein Magnetometer zu benutzen, das an Bord eines die See überfliegenden Flugzeugs transportiert wird, um eingetauchte Magnetmassen zu erfassen, wobei das Magnetometer Störungen des Erdmagnetfelds feststellt, die durch die eingetauchten Magnetmassen verursacht werden. Die Empfindlichkeit einer derartigen Erfassungseinrichtung ist gering und nimmt mit zunehmendem Abstand zwischen dem Flugzeug und der eingetauchten Magnetmasse ab. Außerdem können wie weiter unten ersichtlich sein wird, die örtlichen Störungen des Erdmagnetfelds verschiedene Ursachen haben, so daß das Gesamten-

sprechen des Magnetometers schwierig zu interpretieren ist

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, diese Schwierigkeiten zu überwinden.

Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung bestimmt man infolge ihrer Empfindlichkeit und Selektivität mit einer kleinen Fehlerwahrscheinlichkeit, ob man es mit einer interessierenden Magnetmasse zu tun hat

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung beruht die unterseeische oder submarine Erfassung auf der Störung des Erdmagnetfelds durch einen Magnetdipol, und es ist notwendig, diese Störungen in Höhe des Magnetometers zu kennen, das sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das diese Vorrichtung trägt. Diese Kenntnis erlaubt tatsächlich das vom Magnetometer gelieferte Signal zu verarbeiten.

Zum Verständnis der Erfindung sollen zunächst theoretische Überlegungen gebracht werden, und zwar anhand von Fig. 1—4, die die Koordinaten der Meßvorrichtung relativ zu einem Magnetdipol, das von diesem Dipol erzeugte Magnetfeld bzw. die Ausgangssignale der Meßvorrichtung für die Bahnen Cund D von F i g. 2 zeigen.

Das in F i g. 1 abgebildete rechtwinklige Koordinatensystem hat als Ursprung 0 den Mittelpunkt eines horizontalen Magnetdipols AB; die Achse 0, verläuft in Richtung von AB; die Achse Qy ist eine horizontale Achse, die senkrecht auf /Ißsteht; und schließlich ist die Achse Oz vertikal, wobei die Längeneinheit durch die Halblänge von AB gebildet ist. Mit x, y und ζ sind die Koordinaten des Meßpunkts M bezeichnet, d. h. des Magnetometers im Flugzeug, ferner mit / der Inklinationswinkel des Erdmagnetfelds Ho relativ zu einer horizontalen Ebene, und mit λ der Winkel, den Ox mit der Projektion TJt von TJo auf die Ebene xOy einschließt.

Die Magnetfelder h_a und hb, die im Punkt Mdurch die Magnetmasse A, die als positiv angenommen wird, bzw. die Magnetmasse B, die als negativ angenommen wird, erzeugt werden, betragen dann:

K = K

τ* _ _K ^b

wobei mit ?bzw. Z? die Vektoren AM bzw. BM (nicht gezeigt in Fig. 1) bezeichnet sind und mit a und b die Längen dieser Vektoren; K ist eine Konstante.

Die im Erdmagnetfeld durch den Dipol AB hervorgerufene Störung beträgt:

IW = h + hu

und diese ₍Störung ist im allgemeinen selir schwach (\ΔΗ\<\Ηο\). Man kann daher davon ausgehen, daß sie nur den Betrag des Erdfelds, jedoch nicht seine Richtung beeinflußt, so daß man schreiben kann:

Λ Η =

H₀

h_b) _w

unter Berücksichtigung der gewählten Koordinaten erhält man:

H₀ ■ h_a =

KH₀

H₀ ■ h_b = —

[cos / · cos α ■ (x + 1) + cos / · sin λ · >' + sin / · ζ],

woraus folgt:

ferner

AH = 2K-f(x,y,zJ,x),

= (χ · cos / · cos λ + y · cos / · sin λ

+ ζ sin /)(a"³-f)-³)

— cos / · cos λ ■ (α~³ + b~³)

α² = (χ- \)² + y² + ζ²

b² = (χ+ I)² + / + ζ²;

wobei die Konstante K nur vom Dipol abhängt.

Diese Überlegungen lassen erkennen, daß es möglich ist, Linien gleicher Störungen in horizontalen Ebenen zu verfolgen, wenn der Dipol als fest angenommen wird.

Als Beispiel sind in F i g. 2 Linien gleicher Störung Δ Η gezeigt für eine Höhe z=100 m, eine Inklination /=45°, einen Dipol von 100 m, der in Richtung vom Süden zum Norden (λ = 0°) ausgerichtet und so magnetisiert ist, daß er ein Magnetfeld von ΙΟ⁴}- auf 10 m erzeugt. Die Kurven sind in γ kalibriert (Iy=IO-⁵ Oersted).

In derselben Fig.2 sind (in Strichpunktlinie) eine geradlinige Bahn Deines Flugzeugs, und eine Bahn CaIs Kreisbogen eingezeichnet; für diese Bahnen ist die Geschwindigkeit des Flugzeugs bekannt, so daß leicht die Kurve der Änderung des Ausgangssignals S(t) des Magnetometers in Abhängigkeit von der Zeit verfolgt werden kann. Diese Kurven für die Bahnen Cund D sind in F i g. 3 bzw. 4 abgebildet.

Eine Untersuchung der Signale S(t) in verschiedenen Höhen und für verschiedene Bahnen läßt erkennen, daß ihre Form und Amplitude sehr unterschiedlich sind; aus dieser Untersuchung geht jedoch hervor, daß man Signale erhält, die in erster Näherung 0,5, 1 oder 1,5 Halbperioden haben.

Um eine Verarbeitung der durch die Signale 5^ gegebenen Information zu ermöglichen, hat man Grenzwerte den Bedingungen der Messung auferlegt, d. h. der Suche von unterseeischen Marsen, die durch Magnetdipole annäherbar sind.

Man hat so eine Ausführung gewählt, gemäß der das Flugzeug den Magnetdipol in einer Höhe von 100 —400 m überfliegt, seine Geschwindigkeit größenordnungsmäßig 100 m/s beträgt und der Bereich, in dem ein Signal erfaßbar ist, einen Durchmesser von 320— 1350 m hat. Unter diesen Bedingungen beträgt die Zeit τ des Durchgangs des Magnetometers durch die Störung 3,2-13,5 s; entsprechend dem Verlauf S(J,)liegt die vorherrschende Frequenz /m seines Spektrums 5(7}

zwischen y^- und yj- , d. h. in der vorliegenden Ausführung gilt:

[cos / · cos λ · (χ — 1) + cos / · sin * · y + sin / · z] 0.037 Hz </"„,< 0.47 H?

Nunmehr wird hauptsächlich diese Untersuchung des Spektrums S(f) des Signals S(t) ausgenutzt, um die Art des Phänomens zu identifizieren, das sich im Ursprung der Störung befindet, die dem Erdfeld aufgeprägt wird. Man nutzt außerdem den Umstand aus, daß das Magnetometer ein solches Untergrundrauschen hat, daß die untere Grenze der Messung der Störamplitude O₁Iy beträgt. Tatsächlich kann man, wie noch erkennbar sein wird, eine Liste von Phänomenen aufstellen, die das Magnetometer registrieren kann, und zeigen, daß die Phänomene, die Signale mit der gleichen Charakteristik wie durch eine unterseeische Magnetmasse entstehen lassen, selten sind.

Die Phänomene, die eine Störung des Erdmagnetfelds verursachen, sind folgende: Schwankungen des Erdmagnetfelds selbst, magnetische Felsmassen, Einfluß der Seewellen, Einfluß der Küste, Einfluß kinematischer Relativität, Magnetismus des Trägerflugzeuges, Magnetismus des Fühlers oder Meßsignalumformers.

(a) Die zeitlichen Änderungen des Erdmagnetfelds sind von dreierlei Art:

Zunächst tägliche Änderungen, die eine starke Amplitude haben können, bis zu ±25j>; die Rechnungen zeigen, daß im ungünstigsten Fall die vorherrschende Frequenz /m des Spektrums S(f) der Signale S(t), die durch diese Schwankungen hervorgerufen werden, etwa 0,02 Hz beträgt; diese Frequenz befindet sich daher außerhalb des interessierenden Frequenzbands:

ferner schnelle Änderung infolge von Erdströmen, die jedoch eine schwache Amplitude zeigen, die kleiner als 0,Iy ist; und

schließlich magnetische Gewitter, die Signale entstehen lassen können, die dieselbe Charakteristik wie die interessierenden Signale haben; jedoch sind magnetische Gewitter selten.

(b) Wenn die magnetischen Felsmassen geringe Abmessungen haben, sind die Signale, die sie verursachen, von kleiner Amplitude, während bei großen Abmessungen die erzeugten Signale eine tiefe, aber nicht störende vorherrschende Frequenz (m haben.

(c) Die Bewegung der See- oder Wasserwellen im Erdmagnetfeld Ho induziert Ströme, die auch eine Störung von Ho hervorrufen. Eine von Fräser durchgeführte Untersuchung hat gezeigt, daß diese Störungen dem Feld Ho ein kleines Feld der Amplitude h—ho ■ sin 2 π fat überlagern, das sich in Wellenrichtung ausbreitet und die Wellengeschwindigkeit hat. In einem Abstand von 40 m von der Seeoberfläche ergeben die üblichen Wellen Λο<Ο,3)- und /b=0,08 Hz, lange Wellen ho^Ofiy und /ö=0,08 Hz und schließlich eine ruhige See Λο<Ο,6)> und irgendein /0. Da das Magnetometer sich verschiebt und die Geschwindigkeit des Flugzeugs groß gegen die der Wellen ist, kann die vorherrschende Frequenz /m infolge der Wellen irgendeinen Wert haben und insbesondere im interessierenden Band liegen. Die Wellen können daher störende Streusignale erzeugen.

(d) Der Einfluß der Küste ist bisher schlecht bekannt

(e) Der Einfluß der kinematischen Relativität hängt von der Art des Magnetometers ab, das vom Flugzeug transportiert wird. Das Magnetometer ist vorzugsweise ein Magnetkernresonanz-Magnetometer, das den Overhauser-Abragam-Effekt ausnutzt und z. B. vom in folgenden Patentschriften beschriebenen Typ ist: FR-PS 14 47 220, FR-PS 14 30 874, FR-Zusatz-PS 88 663, FR-PS 1.4 85 556,15 00 971,15 21 587 und FR-Zusatz-PS 94 075 (zu Patent 15 21 587), wobei in einem derartigen Magnetometer die Messung eines Magnetfelds auf die Messung der Frequenz der Präzision von Kernspins fa= -γ- M) zurückgeführt wird (γα ist hier das gyromagnetische Verhältnis von Kernspins).

Wenn der Fühler oder Meßsignalformer sich dreht, überlagert sich seine Winkelgeschwindigkeit ω (die gleich der des Flugzeugs ist), algebraisch zu ωό = 2 πίο = γαHo. Das Magnetometer mißt also eine Gesamtschwingungsfrequenz wie folgt:

Ω = Hi₀ + (η — γ₀ H₀ + γ₀ H₀ ,

"Ό

so daß es sich ganz so verhält, als wenn ein Magnetfeld Ηο-γ-dem Erdfeld Hoüberlagert worden wäre.

Es gibt Einrichtungen, um mindestens teilweise diesen Effekt zu kompensieren.

(f) Der Magnetismus des Flugzeugs, seiner Zuladung und seiner elektrischen Steuerung kann sehr klein gemacht werden, um eine nicht erfaßbare Amplitude zu bewirken.

(g) Der Magnetismus des Fühlers selbst ist vernachlässigbar, wenn dieser von guter Qualität ist.

Es ist also ersichtlich, daß allein die Wellen und die magnetischen Gewitter tatsächlich Signale entstehen lassen können, die dieselben Charakteristiken wie die von einem unterseeischen Dipol ausgehenden haben.

Die Erfassungsvorrichtung verwendet die harmonische Analyse der vom Magnetometer abgegebenen Signale. Diese Analyse gestattet die Bestimmung der Frequenz, für die das Signalspektrum ein Maximum hat. Wenn diese Frequenz sich im Frequenzband 0,037 — 0,47 Hz befindet, wird das Signal als mit starker Wahrscheinlichkeit auf eine interessierende eingetauchte Magnetmasse hinweisend betrachtet. Die Vorrichtung hat daher zwei grundsätzliche Hälften, von denen die eine gestattet, das Signalspektrum zu empfangen, während die andere die Bestimmung der Frequenz erlaubt, bei der das Spektrum maximal ist.

Das Spektrum wird mit Hilfe von Filtern erhalten, die das Frequenzband interessierender Frequenzen in verschiedene Teilbänder unterteilen. Derartige Filter, Bandfilter genannt, haben eine Verstärkung T(f) vom Wert G für Frequenzen, die innerhalb ihres Bandfilters liegen, d. h. zwischen ί,—Δί, und ί,+Δίί, und von einem Wert, der ziemlich nahe Null kommt, für die übrigen Frequenzen.

Wenn man mit F(t) das am Ausgang eines Filters empfangene Signal bezeichnet, in dessen Eingang man das Signal S(t)einspeist, gilt für dieses Signal F(ty.

wobei S(f)aas Spektrum des Signals S(t)\st.

Wenn die Bandbreite 2Af-, des Filters hinreichend klein ist, kann S(f) als Konstante in diesem Band angesehen werden.

Man erhält also:

₁)G₁ f

/. + if,

^Jf df,

J,

woraus folgt:

= 2Af ■ G₁ - S(f)

Daraus ist ersichtlich, daß F₁ (I) ein sinusförmiges Signal der Frequenz/, ist, das durch die Funktion

sin 2.-r I/, · t dieses Filter das Filter von der Ordnung N wird. Mit der zuletzt aufgestellten Gleichung

kann man also schreiben:

f_l+Af_l=(f_M)_min=f2-Af₂

und /(V-AfH=

Diese Gleichungen sowie die Beziehung Z,

2 1/.·

= Q

2.-7 I/,· t

moduliert ist; seine Amplitude ist proportional zum Abtastwert S(fj)des Spektrums des Signals S(t).

Um die Frequenz zu bestimmen, bei der dieses Spektrum ein Maximum hat, kann man nach dem Filtern Einrichtungen vorsehen, die es ermöglichen, die Hüllkurven F(t) der Signale F(t) zu erfassen (zu demodulieren) und danach die Maxima F, dieser Hüllkurven. Schließlich kann man eine Einrichtung vorsehen, die ein Entscheidungsorgan darstellt, das zu bestimmen erlaubt, welche der Spannungen V, die größte ist und ob sich die Frequenz der maximalen Spannung im interessierenden Band befindet oder nicht.

Es sollen jetzt Überlegungen angestellt werden, die

eine Vereinfachung der Ausführung der Vorrichtung 20 gestatten die Berechnung von N. gestatten, insbesondere hinsichtlich der Ausführung der Genauer gesagt:

Filterung.

Weiter oben ist gezeigt worden, daß das Signal F(t) am Ausgang eines Filters eine Sinusfunktion der Variablen // · t ist, die durch eine Funktion der Variablen 2 Af₁ ■ t moduliert ist. Das Signal F(t) nimmt dieselbe Form an, und zwar unabhängig von der Art des Filters, wenn das Verhältnis dieser Variablen, das mit Q oder Feinheit des Filters definiert ist, konstant ist, und zwar unabhängig von der Art des Filters:

/2 + I/2 = /3 - h + .1/3 = /₄ -

'/2

I/3

30

Ss-X I ./.V-I — (.Im) ma

Q =

Z,

2 I/,

Aus

wobei die Konstanz der Feinheit der Filter gestattet, einerseits dieselbe Schaltung für jedes der Filter zu nehmen und andererseits ebenso die Schaltung der Organe zur Verarbeitung der Signale F(t)z\i vereinheitlichen, da die Signale F(t) sämtlich die gleiche Form haben.

Die Anzahl N der Filter sollte aus offensichtlichen Gründen der Vereinfachung und der Gestehungskosten möglichst klein sein. Man erhält dieses Ergebnis mit Filtern, deren Durchlaßbänder sich gerade aneinanderreihen, was durch folgende Beziehung ausgedrückt wird:

/■ + I/* = Z₊₁ - IZ_{1 + 1}.

Die Frequenz /m, für die das Spektrum S(f)des Signals S(t) maximal ist, befindet sich im Durchlaßband eines Filters rnii der Miuenfrequenz f_a, an dessen Ausgang man eine Spannung V₃ erhält, die am größten unter den Spannungen Vj ist. Um zu entscheiden, ob die Frequenz fu einem Maximum des Spektrums S(F) im interessierenden Band zwischen den beiden Frequenzen (fhi)mm und (fM)max entspricht, muß man sich vergewissern, daß keine Spannung V-, größer als V₃ außerhalb des Bands existiert; man muß also ein Filter vorsehen, dessen Mittenfrequenz kleiner als (fM)_min ist, wobei dieses Filter das Filter von Ordnung 1 wird, und ein anderes Filter, dessen Mittenfrequenz größer als (fiujmax ist, wobei

folgt

Si 2(2

Man multipliziert alle Terme von links die Gleichung zu erhalten:

ZmU ■ /2 ■/,.../,..·Sk-x · (1 +

von /, um exp (N-2)

= Si · Λ ■ · ·/.··■ Sn-x

woraus folgt:

/

Daraus ergibt sich:

2Q

Damil erhält man:

N-2

Log

N-I =

Log

U Mimin

2Q + 1
2ß-l

also N = 2 +

(Zitf)min

2Q + 1 26-1

Man hat experimentell gefunden, daß man die besten Ergebnisse erhalten kann, wenn man Q= 2,5 und infolgedessen N= 8 wählt. Unter diesen Bedingungen haben die Grenzfrequenzen der acht Filter die folgenden Werte in Hz:

/",-0,031

h = 0,048

6 = 0,072

/, = 0,108 /5 = 0,162

4 = 0,25

/"7 = 0,39

/8 = 0,59

15

Eine elektronische Vorrichtung zur Ermittlung des Vorhandenseins oder Fehlens einer unterseeischen Magnetmasse, die mindestens näherungsweise als ein Magnetdipol approximierbar ist, durch Verarbeitung des von der Magnetmasse hervorgerufenen Signals am Ausgang eines Differenzmagnetometers, vorzugsweise eines Magnetkernresonanz-Magnetometers, das die Anomalien des Magnetfelds erfaßt und sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das mit einer Geschwindigkeit V fliegt und sich über der See in einer Höhe zwischen den Grenzwerten h\ und Λ2 befindet ist gemäß der Erfindung gekennzeichnet durch

N Bandfilter, die ein Frequenzband fa—fa, das von den Grenzwerten h\ und /12 sowie der Geschwindigkeit V abhängt, in Teilbänder aufteilen, wobei eines der Filter jo einen Frequenzbereich unter /ö und ein anderes der Filter einen Frequenzbereich oberhalb /Ό' hat;
N Stufen zur Erfassung der Hüllkurven der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale;
NStufen zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven; ji eine Stufe zum Vergleich der Maxima, um das Größte von ihnen anzuzeigen; und

eine Entscheidungsstufe, die anzeigt, daß eine !lohe Wahrscheinlichkeit für das Vorhandensein eines unterseeischen Körpers besteht, wenn das größte der Maxima eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes fo—fo hat.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1-4 bereits erläuterte Darstellungen zur Theo- 4-, rie der erfindungsgemäßen Vorrichtung,

F i g. 5 ein Prinzipschaltbild in Form eines Blockschaltbilds einer Filterstufe, die ein Tiefpaßfilter und ein Hochpaßfilter hat,

F i g. 6 ein Ausführungsbeispiel des Tiefpaßfilters von Fig.5,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiei des nochpaofiiiers von F i g. 5,

F i g. δ eine Schar von Kurven des Verstärkungsfaktors in db als Funktion eines frequenzabhängigen Parameters für die Bauelemente und die Gesamtheit des Tiefpaßfilters von F i g. 6,

F i g. 9 einerseits eine Kurve F(t)und deren Hüllkurve E(l) und andererseits eine Kurve Ej'(t), die durch die Schaltung von Fig. 10 erhalten wird, t>o

Fig. 10 ein Prinzipschaltbild in Form eines Block-. Schaltbilds einer Stufe zur Erfassung von Hüllkurven, die eine Zweiweggleichrichtung vornimmt.

Ausgangssignal
Eingangssignal

= G₀

Fig. 11 verschiedene Signale, die in der Stufe von Fig. 10 erhalten werden,

Fig. 12 eine vorteilhafte Ausführung der Zweiweggleichrichtungs-Schaltung von Fig. 10,

F i g. 13 eine Halbwelle von F,(t)und eine Treppenstufe von E(i),

Fig. 14 ein Verfahren zur Gewinnung der Maxima von Va indem die Signale gezeigt sind, die mit Hilfe einer Stufe zur Erfassung der Maxima V, der Hüllkurven E(l) wie in F i g. 15 abgebildet erhalten werden,

Fig. 15 das Schaltbild einer Stufe zur Erfassung dieser Maxima V),

Fig. 16 ein Verfahren zur Gewinnung des Endergebnisses, indem die Signale gezeigt sind, die mit Hilfe der Stufe von F i g. 17 erhalten werden,

Fig. 17 ein Ausführungsbeispiel einer Entscheiderstufe (die anzeigt, ob das Signal interessiert oder nicht) in Form eines Blockschaltbilds, und

Fig. 18 in Form eines Blockschaltbilds die gesamte elektronische Vorrichtung mit den erfindungsgemäßen Merkmalen.

Im folgenden sei zunächst F i g. 5 beschrieben, die eine von acht Filterstufen zeigt, die dem (nicht abgebildeten) Magnetometer nachgeschaltet sind, das ein Magnetkernresonanzmagnetometer sein soll. Das Signal S(t)am Ausgang des Magnetometers muß wegen seiner geringen Amplitude mit Hilfe eines Verstärkers 1 mit dem Verstärkungsfaktor A verstärkt werden. Das verstärkte Signal AS(t) wird in den Eingang der Einheit der acht Filter eingespeist, und eines dieser Filter (das Filter PB) soll im folgenden als Beispiel beschrieben werden.

Das Abiastverfahren erfordert, daß für jedes Filter der Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der Frequenz eine möglichst rechteckige Kurve ist. d. h. betragsmäßig große Anstiege und keine Resonanzen vorliegen, die spitz zulaufende Kurven des Verstärkungsfaktors ergeben.

Um große Steigungen zu erzielen, sind unter anderem aktive Filter 2 und 3 vorgesehen, die jeweils durch einen Gleichstromverstärker mit großem Verstärkungsfaktor gebildet sind (gewöhnlich Operations- oder Rechenverstärker genannt), der durch ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren überbrückt ist: um Resonanzen zu vermeiden, sind in Reihe ein Tiefpaßfilter 4 der Grenzfrequenz in und ein Hochpaßfilter 5 der Grenzfrequenz fßgeschaltet, die so ein Bandfilter bilden, wobei die Resonanzen für in und /"// in für sich bekannter Weise durch Widerstands-Kapazitäts-Einheiten oder /?C-Kombinationen vermieden sind, die zu diesen Filtern gehören.

Ein Verstärker 6 mit regelbarem Versiärkuiigbfakioi A-gestattet, gleiche Signalamplituden an den Ausgängen der acht Filter wie PB₁ in Parallelschaltung zu erhalten.

Fig.6 und 7 zeigen das Tiefpaßfilter 4 bzw. das Hochpaßfiiter5,dieTeil des Bandfilters PS,sind.

Die aktiven Filter 2 und 3 sind von den /?C-Kombinationen 4 bzw. 5 durch Impedanzwandler oder -anpasser 7 bzw. 8 getrennt, die jeweils durch zwei Transistoren Ta, Tb bzw. 8a, Sb gebildet sind, die in Kaskade als Emitterfolger geschaltet sind.

Die Berechnung ergibt als Übertragungsfunktion für das Tiefpaßfilter:

1 +up

+T₂p)(l +2;

Tjp²)

wobei in dieser Formel unter Bezugnahme auf Fig.6 bedeuten:

ρ = j «ι

= R₁ C₁ , T₂ = R₁ C₁ ; Tj = R₃

(1 +T,p)(l +T,p)(l +τ,ρ)
ist die übertragungsfunktion der RC-Kombinationen;

⁰ R₆

ist der Verstärkungsfaktor im durchgelassenen Teil bei niedriger Frequenz;

/Vg + Aq

TJ = («4 + 2,,(

Die Kurve 9 des Betrags des Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit von dsr Frequenz, genauer gesagt, des Parameters litk^ eines derartigen Filters ist in Fig. 8 dargestellt, in der die Kurve 10 den Verstärkungsfaktor der RC- Kombinationen und die Kurve 11 den Verstärkungsfaktor des aktiven Filters bezeichnet.

Der Term 1 +2ξτ*ρ+τ*² ■ ρ² im Nenner der Übertragungsfunktion fixiert den Wert des Verstärkungsfaktors bei der Resonanz durch ξ, der Resonanzfrequenz durch die Zeitkonstante Γ4 sowie den Anstieg nach der Resonanz, vorausgesetzt, daß die anderen Zeitkonstanten geeignet gewählt sind. Diese Parameter der Resonanz sind einstellbar mit Hilfe eines Potentiometers B, durch das β variiert werden kann.

Im betrachteten Ausführungsbeispiel gelten:

£ = 0,16 2.t/_b = 1,04

= ^T2 =

τ, = 0,2 T₄

2 ί T₄ = (,_, + 3R₁ — /■; G₀ R₄) · C₄ .

Die übciiiagungsfunkiion des Tiefpaßfilters lautet also in diesem Fall:

+ 0,21

2-i in

+0.333

.7/_B

1,08

4 .t²/5 y

Für die übertragungsfunktion des Hochpaßfilters ergibt die Berechnung bei Verwendung von Notationen entsprechend den für das Tiefpaßfilter verwendeten:

gn(P) =

T₂p)(l

im betrachteten Ausführungsbeispie! wählt man Mittenkreisfrequenz ω,-des Filters ist, dessen Bandbreite T\' = T2=T3. 2zlw,beträgt.

Die Wahl der Zeitkonstanten r' beruht auf dem 40 Wenn man die Kreisfrequenz ω = * ■ Ω schreibt, wird Umstand, unbedingt ein Bandfilter zu erreichen, dessen ihre Symmetrie relativ zur Geraden ω = Ω daher

_ω, _ I. _{a und die} Symmetriebedingung schreibt sich

Verstärkungsfaktorkurve, aufgetragen als Funktion des Logarithmus der Frequenz, symmetrisch zu einer

vertikalen Achse ist; es ist daher notwendig, daß die also als |g7Xo>')| = |iTfl(⁰⁾)l unabhängig davon, wie groß ω Kurve \gi\ das Symmetrische der Kurve \g^ relativ zu -r> ist. Die Ubertragungsfunktionen lauten dann:

einer Achse ω = 2πί=Ω ist, wobei Ω offensichtlich die

*„(»■') = G₀

= C₀ --_+J-~_{W {]+2]ίτ}

wobei in diesem letzteren Ausdruck der Term I+T/5/} des Zählers vernachlässigt ist, der nur in großem Abstand von fg eingeht Mit Hilfe der Symmetriebedingung und der obigen Ausdrücke für die Übertragung=- funktionen ergibt die Rechnung für das betrachtete Ausführungsbeispiel als Übertragungsfunktion des Hochpaßfilters:

0,865 (-Β-

(\ +0,98 -Ρ-λ (\ +0,307 -^- + 0,92 -ζ-Λ

V "¹H / \ ">H <"H J

iß

"¹B

13 14

Schließlich nimmt der komplexe Verstärkungsfaktor des Filters folgende Formel an:

T,if) = Λ,

•ii (■♦»!)■

Fig. 9 zeigt ein allgemeines Verfahren, das vorteilhaft für die Erfassung der Hüllkurven E(t) der Funktionen F(t) einsetzbar ist; dieses Verfahren ist nicht klassisch, da die Pseudoperiode von F(t) groß im Vergleich zu seiner Dauer ist. Es besteht darin, F(i) gleichzurichten, danach ein Treppenstufensignal zu gewinnen, von dem jede Stufe eine Höhe hat, die als Wert ein Maximum dieses gleichgerichteten Signals ist. die im Zeitpunkt des Auftretens dieses Maximums beginnt und mit dem nächsten Maximum endet.

Ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens ist in Fig. 10 abgebildet, während F i g. 11 ihren Betrieb erläutert.

Die aufeinanderfolgenden Schritte der Erfassung der Hüllkurven sind:

Gleichrichten von Ui(t)=\F(t){ in einem Zweiweggleichrichter 12, der F(t) empfängt und U abgibt;

Ableiten von U₂(t)=

d U, (t) dt

in einem Differentiator

JO

13. der U\ empfängt und Ui abgibt;
Rechteckformen von U}(t)= VO ■ Vorzeichen [U2(tJ\ in einem Trigger 14, der Ui empfängt und Ui abgibt.

Dieses Rechtecksignal Ui(I), das in den Eingang eines Monoflops oder Univibrators 15 eingespeist wird, erzeugt Impulse Ua(I) vorbestimmter Dauer, die mit den Hinterflanken von Ui(t) beginnen, d. h. in dem Zeitpunkt, in dem F(t) ein Extremum hat; die Impulse Ua(O öffnen ein Gatter 16 während einer gegebenen Zeit, während der ein Kondensator 17 sich auf die Spannung E₁'(t)auflädt, die ein Maximum ist von

und damit

U₁ = Ra i'

Es genügt daher, R_nRm=RuRu zu wählen, um zu erhalten U,(t)= | F^.

Die Ableitung von U\(t) wird vorzugsweise in an sich bekannter Weise vorgenommen, nämlich mittels eines Operationsverstärkers, eines Gegenkopplungswiderstands und eines Kondensators.

Die Rechteck^forniung von U2(t) wird vorteilhafterweise in an sich bekannter Weise vorgenommen mit Hilfe eines Operationsverstärkers, der in positiver oder Mitkopplung geschaltet ist und an seinem Ausgang Sättigungsspannungen U^t)= ± V₀ abgibt.

Das die Impulse L^ft}liefernde Monoflop ist ebenfalls eine an sich bekannte Transistorschaltung.

In Fi g. 13 sind eingezeichnet eine Halbwelle von F(I) und eine Treppenstufe des Signals Εφ); dabei bedeuten Θ die Öffnungsdauer des Gatters, 5b ein Extremum von F(I), das der Kondensator 17 speichern muß. So den Wert von F(t) am Ende der Zeit Θ, nachdem F(t) den Wert S₀ angenommen hat, Ao' die Ladespannung des Kondensators 17 am Ende derselben Zeit, a</ die Spannung derselben Ladung im Zeitpunkt des Auftretens des ersten Extremums von F(t) nach 5b, d. h. nach

der Zeit y, wobei Tdie Pseudoperiode von F(t)\si. Man erhält so die Beziehungen:

45 So = S₀ cos 2 .τ -—

Das Gleichrichten von F(t), das als Zweiweggleichrichter vorgenommen werden muß, richtet Signale gleich, deren Amplitude zwichen 20 mV und 4 V liegt, und liefert das Signal U\(t) vom Ausgang relativ zur Masse; dieses Gleichrichten wird vorteilhafterweise durch die Schaltung gemäß F i g. 12 vorgenommen.

Die Schaltung von Fig. 12 besteht im wesentlichen aus einer Brücke von vier Dioden 18 für Zweiweggleichrichtung, einem Differenzoperationsverstärker 19, einem Widerstand 20 mit einem Widerstandswert R₁₀, der als Stromgegenkopplung arbeitet, und einem Differenzoperationsverstärker 21 am Ausgang. Das Signal F(t) wird in den Verstärker 19 über einen Widerstand 22 mit einem Widerstandswert Ru einge- t>o speist; ein Widerstand 23 mit dem Wert R₁₂ wird von einem Strom / durchflossen und ein Widerstand 24 mit einem Widerstandswert Ru von einem Strom /'.

Da die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 19 und 21 sehr groß sind, gelten die Beziehungen: b5

^ = S(i 1 — c , mit τ = η ■ c.

ρ ist die Summe des Widerstandswerts ρι am Ausgang des Verstärkers A₂ (vgl. Fig. 12) und des Durchlaß Widerstands ρ2 des offenen Gatters.

T/2 - θ

= A^ e «τ mit τ = Pc,

wobei Po der Gesamtleckwiderstand ist, über den siel der Kondensator entlädt.

1 = ·— —

Rn

P₀ p, P₂ p> ■

Pi ist der Leckwiderstand des geschlossenen Gatters P₂ der des Kondensators 17 und P) die Eingangsimpe danz der Ausgangsstufe.

Schließlich erhält man:

a^ = S₀COS ——— (l-(

T/2-θ

Aufgrund dieser Überlegungen sind notwendig eine kurze Öffnungsdauer θ de., Gatters, ζ. Β. θ bedeutend

4 I/2.

S₀ - 2 V

kleiner 772, ein schnelles Laden des Kondensators, z. B. τ<Θ, und eine langsame Entladung des Kondensators.

nämlich ar > -^-. ·
Man erhält also:

_ ρ-β,ΐ _

2ατ '

Der £,^;(r) aufgeprägte maximale Fehler beträgt:

S₀

wenn man setzt

χ = — und v τ '

Diese Überlegungen zeigen einerseits, daß der Fehler e sehr klein sein kann, wenn die Wahl von a, χ und y angemessen ist; so erhält man mit dem Ausführungsbeispiel a= 10*. χ=3000, y= 0,005, ε = 0.35%. Sie erlauben andererseits, eine geeignete Wahl des Gatters, der Ausgangsstufe und des Kondensators 17 zu treffen.

Für das Gatter ist ein einfaches Relais eine vorteilhafte Lösung. Was die Ausgangsstufe betrifft, ist C ein Impedanzwandler oder -anpasser, der einen sehr großen Eingangswiderstand und einen nicht zu großen Ausgangswiderstand hat; eine an sich bekannte Schaltung aus Feldeffekttransistoren kann zweckmäßigerweise verwendet werden.

Der Kondensator 17 muß einen großen Isolierwiderstandswert haben.

Fig. 14 zeigt ein vorteilr aftes Verfahren zur Gewinnung der Maxima K, der l.üllkurven E,'(t) und Fig. 15 das Prinzipschaltbild der entsprechenden Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Das Prinzip dieses Verfahrens besteht im Aufladen eines Spcicherkondensaiors 25 mit dem Signal E,'(t) in einer derartigen Schaltung, daß der Kondensator sich nicht entladen kann, sobald E,'(i) sein Maximum V₁ erreicht hat.

Man muß außerdem wissen, wann E,'(t) sein Maximum V, erreicht hat; zu diesem Zweck erzeugt man einen Impuls /, im Zeitpunkt des Auftretens der ersten negativen Flanke von Ι','(ι).

Zur Vornahme der ersten Operation differenziert man l','(t). was eine Folge von Impulsen lk(t) ergibt, wobei die Impulse dieser Folge, die den positiven Flanken von E,'(t) entsprechen, ein monostabiles Kippglicd oder Monoflop iriggern, das Impulse Ik(I) kalibrierter Dauer (-)' abgibt; diese Impulse IL(O veranlassen das Öffnen eines Gatters, über das sich der Kondensator während der Zeit W auflädt.

Um die /weite Operation vorzunehmen, steuert man mit den Impulsen U<,(l) ein bistabilcs Kippglied oder Flipflop an. das ein Rechtecksignal Ih(Oabgibt, und die Flanke von V-(O- die der ersten negativen Flanke von 1/(0 entspricht, trigger! ein Monoflop, das ein Signal abgibt, das ein Impuls /,der Dauer H" ist.

Die Maxima V₁ werden mittels der Schaltung gewonnen, die in Fig. 1 5 gezeigt ist.

2α

θ ~Τ'

+ C"

In dieser Schaltung speist ein Impedanzwandler oder -anpasser 26 einerseits ein Gatter 27 und andererseits einen Differentiator 28. Der Differentiator 28 steuert einerseits ein bistabiles Kippglied oder Flipflop 29 an, dem ein Monoflop 30 nachgeschaltet ist, und andererid seits ein Monoflop 31, das Impulse Uj(t) an das "Gatter 27 abgibt, dessen Ausgang an einen Kondensator 25 angeschlossen ist.

Der in Fig. 15 abgebildete Impedanzwandler 26 dient einfach dazu, diese Stufe zur Erfassung der V, von der i^ri vorhergehenden zu trennen; er muß also eine große Eingangsimpedanz und eine geringe Ausgangsimpedanz haben; dies wird in an sich bekannter Weise mittels eines gegengekoppcllcn Operationsverstärkers realisiert.

4» Zweckmäßigerweise ist das Gatter 27 durch ein Relais gebildet.

Der Differentiator 28 kann in klassischer Weise einfach aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehen, in welchem Fall anschließend das diffcrcnzier-4'i te Signal verstärkt werden muß, was durch eine klassische Transistorschaltung mit negativem Verstärkungsfaktor vorgenommen werden kann.

Die beiden Monoflops 30 und 31 und das llipflop 29 sind an sich bekannte Einrichtungen; es sei jedoch ,ο darauf hingewiesen, daß das Monoflop 31, das das Relais 27 steuert, auf negative Impulse ansprechen muH. während das Monoflop 30, das den Impuls /, abgibt, durch positive Impulse gctriggerl wird.

I" ig. 16 zeigt ein vorteilhaftes Verfahren zur Gewin- » niing des Endergebnisses »]a« oder »Nein«.

Das Ergebnis muß »Ja« sein, wenn der größte Wen

von V₁ bei einer Frequenz Λ/ liegt, die sich im interessierenden Intervall befindet, das im betrachteten Ausführiingsbcispicl 0,037—0,47 11/. beträgt, und

Wi »Nein« im gegenteiligen Fall.

Man erhält also »]a« für[ Vi] max.= V₁-, mit 2<;i< 7.
Das Verfahren besteht also im Vergleich von l', mit V₁ ι. wobei /von 2 bis 8 läuft.

»ei V₁- V₁ ι <(> ergibt sich/_Λ(< ^-/W₁.
ι,-, »ei V₁- V₁ ,-> 0 ergibt sich f_M> I]-Al].
Wenn man erhält:

V,- V, ,Xlund 1'..,,I- V,<A).

schließt man daraus:

d. h. f_M befindet sich im Durchlaßband des Filters von der Ordnung a; es genügt daher, den Übergang einer negativen Differenz Vi — V,_i in eine positive Differenz V,— V,_i nachzuweisen.

Zu diesem Zweck — in Kenntnis davon, daß V, ab dem Zeitpunkt T/des Auftretens des Impulses //existiert, und daß diese Impulse nacheinander vcn /g bis l\ auftreten — erzeugt man ein Signal t/ofrjt das aus einer Folge von Impulsen zusammengesetzt ist, deren jeder im selben Zeitpunkt Ti wie jeder der Impulse /,beginnt, dieselbe Dauer Θ" hat und der einem Impuls /, mit dem Wert V₁₊1 — V, entspricht; wenn der Übergang von einem negativen Impuls Uq(i)\n einen positiven impuls U₉(I) .innerhalb einer Zeit / im interval! 71+ι+θ", Τ_α + Θ" mit 2<a<7 stattfindet, liefert die Vorrichtung die Anzeige »Ja«.

Wenn jedoch nicht nur ein Signal am Eingang der Vorrichtung anliegt, kann sich dieses Verfahren als unzureichend erweisen. Wenn z. B. die Frequenz /]» des Spektrums eines ersten Signals unter 0,037 Hz liegt, sind alle erhaltenen Impulse negativ, und wenn die Frequenz /Xf des Spektrums des folgenden Signals größer als 0,47 Hz ist, sind alle entsprechenden Impulse positiv, und es findet ein Übergang von einem negativen Impuls zu einem positiven Impuls statt, ohne daß ein interessierendes Signal aufgetreten ist.

Um dieser Schwierigkeit abzuhelfen, läßt man außer dem Vorzeichen der Impulse Ut(t) deren Zeitabstand eingehen; dabei legt man folgende empirische Überlegung zugrunde: Die Erfahrung zeigt, daß die erste negative Flanke der Hüllkurve Ej'(t) der Antwort des Filters der Ordnung /der Halbwelle von der Ordnung 3 bis 6 dieser Antwort F(t) entspricht; das maximale Zeitintervall zwischen 7/und T₁ >1 hat dann den Wert:

IT - ⁶

damit

+Τ ^/l

J ^fi

^{Q = 2}'^5);

- Tj ₊1)_mux —

Die Vorrichtung muß daher die Anzeige »Ja« liefern, wenn ein Übergang von einem negativen Impuls zu einem positiven Impuls in der Folge Ug(O auftritt und außerdem diese beiden Impulse nicht um ein Zeitintervall getrennt sind, das größer als

ist.

Fig. 17 zeigt ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der Endstufe für das in F i g. 16 erläuterte Verfahren.

Die Differenzen V₁₊₁ — V₁ werden durch sieben Differenzverstärker 32 gebildet, denen sieben Doppelgatter 31 vorgeschaltet sind, die durch Impulse /,(/= 1...

7) gesteuert werden, die V₁₊1 am positiven Eingang des Verstärkers der Ordnung /und V,-an seinem negativen Eingang anlegen.

Am Ausgang jedes Verstärkers der Ordnung /=2 — 7 ist eir. Monoflop 34 der Impulsdauer Δ Ti angeschlossen, das durch einen negativen Impuls angesteuert wird, ferner ein UND-Glied 35, das anschließend diese Impulsdauer mit dem Zeitintervall vergleicht, das /,und /,--ι trennt.

Ein ODER-Glied 36 mit sechs Eingängen ist an die Ausgänge der sechs UND-Glieder 35 angeschlossen. Die Antwort »Ja« der Vorrichtung äußert sich also in einem positiven Impuls am Ausgang des ODER-Glieds 36.

Die Differenzverstärker 32 sind vorzugsweise Opera-

)o tionsverstärker, und die Doppelgatter 33 sind Relais mit kurzer Ansprechzeit.

In Fig. 18 ist schließlich in Form von Funktionsblök ken die Schaltung der verschiedenen Stufen der F i g. 5, 10,15 und 17 gezeigt, die zusammen ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen elektronischen Vorrichtungbilden.

In Fig. 18 ist zunächst erkennbar der Verstärker 1 mit dem Verstärkungsfaktor A von F i g. 5, dessen Ausgangssignal AS(t) parallel N Bandfilter PB₁ PB_h

..., PBn speist, von denen eines (PB₁) ebenfalls in F i g. 5 abgebildet ist. Diese N Filter speisen entsprechend

NStufen DE\ DE_h ... DEn zur Erfassung von

Hüllkurven (Demodulation) von der in F i g. 10 abgebildeten Art. Diese N Stufen zur Erfassung der Hüllkurven

speisen N Stufen DMi DM_H... DMn zur Erfassung

der Maxima der in F i g. 15 abgebildeten Art.

Schließlich steuert die Gesamtheit dieser Stufen zur Erfassung der Maxima eine Stufe ECzum Vergleich der obengenannten Maxima Can, der eine Entscheidungsstufe ED nachgescha'tet ist, wobei die Stufen EC und EDm Fig. 17 abgebildet sind.

Hierzu IO Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Elektronische Vorrichtung zur Ermittlung des Vorhandenseins oder Fehlens einer unterseeischen Magnetmasse, die mindestens näherungsweise als ein Magnetdipol approximierbar ist, durch Verarbeitung des von der Magnetmasse hervorgerufenen Signals am Ausgang eines Differenzmagnetometers, vorzugsweise eines Magnetkernresonanz-Magneto- ίο meters, das die Anomalien des Magnetfeldes erfaßt und sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das mit einer Geschwindigkeit V fliegt und sich über der See in einer Höhe zwischen den Grenzwerten h\ und h₂ befindet, gekennzeichnetdurch NBandfilter (PB₁, ..„ PB_h ..„ PB_n), die ein Frequenzband fo — fa, das von den Grenzwerten hy und h₂ sowie der Geschwindigkeit V abhängt, in Teilbänder aufteilen, wobei eines der Filter einen Frequenzbereich unter fö und ein anderes der Filter einen Frequenzbereich oberhalb fd hat;
N Stufen (DE_U . ., DEi,..., DE_n) zur Erfassung der Hüllkurven (E(t)) der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale (F(t)){¥ i g. 9);

N Stufen (DM\ DMi,.. , DM_n) zur Erfassung der

Maxima der Hüllkurven (El(φ,

eine Stufe (EC) zum Vergleich der Maxima, um das Größte von ihnen anzuzeigen; und

eine Entscheidungsstufe (ED), die anzeigt, daß eine hohe Wahrscheinlichkeit für das Vorhandensein eines unterseeischen Körpers besteht, wenn das größte der Maxima eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes fo — fo' hat (F i g. 18).

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandfilter (PB₁ PB„ ..., PB_n) v,

sämtlich das gleiche Verhältnis zwischen ihrer Mittenfrequenz und ihrer Bandbreite haben.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbänder der Bandfilter (PBi PBi,..., PB_n) unmittelbar aneinander-

grenzen, daß das erste Bandfilter einen Frequenzbereich unterhalb /0 erfaßt, wobei seine obere Bandgrenzfrequenz /ö beträgt, und daß das letzte Filter einen Frequenzbereich oberhalb k' erfaßt, wobei sein unterer Grenzwert fd beträgt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Flugzeug mit einer Geschwindigkeit von etwa 100 m/s und in einer Höhe zwischen 100 und 400 m fliegt, daß die Frequenz /ö 0,0037 Hz und die Frequenz fd 0,47 Hz beträgt, und daß die Bandfilter (PBi) mit einer Feinheit von 2,5 in einer Anzahl von 8 vorhanden sind.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Bandfilter (PBi) durch die Reihenschaltung eines Tiefpaßfilters (4) und eines Hochpaßfilters (5) gebildet ist, und daß das Tiefpaßfilter und das Hochpaßfilter jeweils aus einer Reihen-/?C-Kombination (R_u Q, R₂, C₂, R₃, C₃; C\, R\'\ C₂', R₂, C₃', R₃') bestehen, die über einen Impedanzwandler oder -anpasser (7; 8) mit einer Stufe (2; 3) verbunden ist, die einen Gleichstromverstärker mit hohem Verstärkungsfaktor hat, der durch ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren überbrückt ist, um für die Anstiege der Verstärkungsfaktorkurve in Abhängigkeit von der Frequenz an den Bandgrenzen hohe Werte zu erzielen (F i g. 5 - 7).

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden

Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (DEi) zur Erfassung der Hüllkurven (Εφ)) der von den Bandfiltern (PBi) abgegebenen Signale (F(t)) gebildet ist durch einen Zweiweggleichrichter (12), der einen Differentiator (13) und ein Gatter (16) speist, wobei der Differentiator (13) einen Trigger (14) ansteuert, der ein monostabiles Kippglied oder Monoflop (15) speist, das seinerseits Öffnungsimpulse an das Gatter (16) abgibt, so daß ein Kondensator (17) während der Öffnungszeit des Gatters (16) durch die vom Zweiweggleichrichter (12) abgegebenen Signale aufladbar ist (F ig. 10).

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (DMi) zur Erfassung der Maxima V₁ der Hüllkurven (Εφ)) einen Impedanzwandler oder -anpasser (26) hat, der einerseits ein erstes Gatter (27) und andererseits einen Differentiator (28) speist, der Öffnungsimpulse an ein zweites Gatter (31) abgibt und ein bistabiles Kippglied oder Flipflop (29) betätigt, das ein monostabiles Kippglied oder Monoflop (30) ansteuert, das seinerseits einen Impuls (Ug(t)) abgibt, der den Zeitpunkt anzeigt, in dem das Maximum erhalten worden ist, und daß über das erste Gatter (27) in dessen geöffnetem Zustand ein weiterer Kondensator (25) durch die vom Impedanzwandler (26) abgegebenen Impulse aufladbar ist (F ig. 15).

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufen (EQ ED) zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven (E(i)) und zum Vergleich der Maxima (N-1) Doppelgatter (33) haben, deren Öffnen durch Impulse (Y,,)steuerbar ist, die die Maxima K₁₊1 und V, an die Eingänge von (N- 1) Differenzverstärkern (32) legen, die an ihrem Ausgang die Signale V₁₊I-K in (N—2) monostabile Kippglieder oder Monoflops (34) einspeisen, von denen jedes eine vorbestimmte Impulsdauer hat und durch einen negativen Impuls ansteuerbar ist, wobei aber dem das Signal V2- V) abgebenden Verstärker kein Monoflop nachgeschaltet ist, daß jedes Monoflop ein UND-Glied (35) mit zwei Eingängen speist, von denen der zweite Eingang durch die Signale K-1 — Vi gespeist wird, und daß jedes der (N-2) UND-Glieder (35) ein und dasselbe ODER-Glied (36) mit (N—2) Eingängen speist, das ein Signal abgibt, wenn die Frequenz /wsich im Frequenzband fo-fo befindet(Fig. 17).