DE2146629B2 - Vorrichtung zur Erfassung unterseeischer Magnetmassen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Erfassung von eingetauchten oder unterseeischen Magnetmassen, insbesondere von Untersee-Wracks und Unterseebooten.

Es ist bereits bekannt, ein Magnetometer zu benutzen, das an Bord eines die See überfliegenden Flugzeugs transportiert wird, um eingetauchte Magnetmassen zu erfassen, wobei das Magnetometer Störungen des Erdmagnetfelds feststellt, die durch die eingetauchten Magnetmassen verursacht werden. Die Empfindlichkeit einer derartigen Erfassungseinrichtung ist gering und nimmt mit zunehmendem Abstand zwischen dem Flugzeug und der eingetauchten Magnetmasse ab. Außerdem können wie weiter unten ersichtlich sein wird, die örtlichen Störungen des Erdmagnetfelds verschiedene Ursachen haben, so daß das Gesamtan-

sprechen des Magnetometers schwierig zu interpretieren ist.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, diese Schwierigkeiten zu überwinden.

Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung bestimmt man infolge ihrer Empfindlichkeit und Selektivität mit einer kleinen Fehlerwahrscheinlichkeit, ob man es mit einer interessierenden Mlagnetmasse zu tun hat.

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung beruht die unterseeische oder submarine Erfassung auf der Störung des Erdmagnetfelds durch einen Magnetdipol, und es ist notwendig, diese Störungen in Höhe des Magnetometers zu kennen, das sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das diese Vorrichtung trägt. Diese Kenntnis erlaubt tatsächlich das vom Magnetometer gelieferte Signal zu verarbeiten.

Zum Verständnis der Erfindung sollen zunächst theoretische Überlegungen gebracht werden, und zwar anhand von Fig. 1—4, die die Koordinaten der Meßvorrichtung relativ zu einem Magnetdipol, das von d&scir. Dipol erzeugte Magnetfeld bzw. die Ausgangssignale der Meßvorrichtung für die Bahnen '.!"und Z>von F i g. 2 zeigen.

Das in F i g. 1 abgebildete rechtwinklige Koordinatensystem hat als Ursprung 0 den Mittelpunkt eines horizontalen Magnetdipols AB; die Achse 0, verläuft in Richtung von AB; die Achse Oy ist eine horizontale Achse, die senkrecht auf AB steht; und schließlich ist die Achse Oz vertikal, wobei die Längeneinheit durch die Halblänge von AB gebildet ist. Mit x, y und ζ sind die Koordinaten des Meßpunkts M bezeichnet, d. h. des Magnetometers im Flugzeug, ferner mit / der Inklinationswinkel des Erdmagnetfelds TJo relativ zu einer horizontalen Ebene, und mit λ der Winkel, den Or mit der Projektion TJ^ von Wo auf die Ebene xOy einschließt. _^ _

Die Magnetfelder h₃ und />4,die im Punkt Mdurch die Magneimasse A, die als positiv angenommen wird, bzw. die Magnetmasse B, die als negativ angenommen wird, erzeugt we.den, betragen dann:

h„ = K

h_b = — K

wobei mit ?bzw. K die Vektoren AM bzw. BM (nicht gezeigt i.i Fig. 1) bezeichnet sind und mit a und b die Längen dieser Vektoren; K ist eine Konstante.

Die im Erdmagnetfeld durch den Dipol AB hervorgerufene Störung beträgt:

In = U₁₁ + n_h ,

und diese^Störung ist im allgemeinen sehr schwach (|.37/j«|Wo|). Man kann daher davon ausgehen, daß sie nur den Betrag des Erdfelds, jedoch nichtseine Richtung beeinflußt, so daß man schreiben kann:

₀ (K + h_h)

•m

unter Berücksichtigung der gewählten Koordinaten erhält man:

H₀ ■ h„ = ■

[cos / · cos« · (jc + 1) -I- cos / · sin a · y + sin / · ζ] ,

woraus folgt:

ferner

und

AH = 2K-/(jc,y,z,/,*)_f

= (x · cos / ■ cos λ + y ■ cos / · sin λ

+ ζ · sin /) (<T³ - b'³)

— cos / · cos <% ■ {α"³ + b~³)

ir = U-I)² i-y'-?¹

tf = [X₊]Y ₊ ^ ₊ Z¹;

wobei die Konstante K nur vom Dipol abhängt.

Diese Überlegungen lassen erkennen, daß es möglich ist. Linien gleicher Störungen in horizontalen Ebenen zu verfolgen, wenn der Dipol als fest angenommen wird.

jo Als Beispiel sind in F i g. 2 Linien gleicher Störung Δ Η gezeigt für eine Höhe z= 100 m, eine Inklination /=45°, einen Dipol von 100 m, der in Richtung vom Süden zum Norden (λ = 0°) ausgerichtet und so magnetisiert ist, daß er ein Magnetfeld von \0*y auf 10 m erzeugt. Die

r» Kurven sind in γ kalibriert (Iy= 10"⁵Oersted).

In derselben Fig.2 sind (in Strichpunktlinie) eine geradlinige Bahn Deines Flugzeugs, und eine Bahn CaIs Kreisbogen eingezeichnet; für diese Bahnen ist die Geschwindigkeit des Flugzeugs bekannt, so daß leicht

die Kurve der Änderung des- Ausgangssignals S(t) des Magnetometers in Abhängigkeit von der Zeit verfolgt werden kann. Diese Kurven für die Bahnen Cund Dsind in F i g. 3 bzw.4 abgebildet.

Eine Untersuchung der Signale S(t)\n verschiedenen Höhen und für verschiedene Bahnen Iä3t erkennen, daß ihre Form und Amplitude sehr unterschiedlich sind; aus dieser Untersuchung geht jedoch hervor, daß man Signale erhält, die in erster Näherung 0,5, I oder 1,5 Halbperioden haben.

>o Um eine Verarbeitung der durch die Signale S(t) gegebenen Infoimation zu ermöglichen, hat man Grenzwerte den Bedingungen der Messung auferlegt, d. h. der Suche von unterseeischen Massen, die durch iviagnetdipole annäherbar sind.

Man hat so eine Ausführung gewählt, ζemäß der das Flugzeug den Magnetdipol in einer Höhe von 100 — 400 m überfliegt, seine Geschwindigkeit größenordnungsmäßig 100 m/s beträgt und der Bereich, in dem ein Signal erfr3bar ist, einen Durchmesser von 320 — 1350 m hat. Unter diesen Bedingungen beträgt die Zeit τ des Durchgangs des Magnetometers durch die Störung 3,2- 13,5 s; entsprechend dem v_er?auf S(t) liegt die vorherrschende Frequenz fu seines Spektrums S(f)

zwischen -^- und y^ , d. h. in der vorliegenden

Ausführung gilt:

[cos / · cos λ ■ (χ - Π + cos / · sin λ · y + sin / · z] 0.037 Hz</■„,<0.47 Hz.

Nunmehr wird hauptsächlich diese Untersuchung des Spektrums S(Q des Signals S(t) ausgenutzt, um die Art des Phänomens zu identifizieren, das sich im Ursprung der Störung befindet, die dem Erdfeld aufgeprägt wird. Man nutzt außerdem den Umstand aus, daß das Magnetometer ein solches Untergrundrauschen hat, dnß die untere Grenze der Messung der Störamplitude 0.1 γ beträgt. Tatsächlich kann man, wie noch erkennbar sein wird, eine Liste von Phänomenen aufstellen, die das Magnetometer registrieren kann, und zeigen, daß die Phänomene, die Signale mit der gleichen Charakteristik wie durch eine unterseeische Magnetmasse entstehen kissen, selten sind.

Die Phänomene, die eine Störung des Erdmagnetfclds verursachen, sind folgende; Schwankungen des Erdmagnetfelds selbst, magnetische Felsmasscn. Einfluß der Seewellen. Einfluß der Küste. F.inflnß kinematischer Relativität. Mapnetismus des Trägerflugzeuges, Magne tismus des Fühlers oder Meßsignalumformers.

(a) Die zeitlichen Änderungen des F.rdmagnetfelds sind von dreierlei Art:

Zunächst tägliche Änderungen, die eine starke Amplitude haben können, bis zu ± 25y; die Rechnungen /eigen, daß im ungünstigsten Fall die vorherrschende Frequenz¹ Af des Spektrums S(Q der Signale S(i). die durch diese Schwankungen hervorgerufen werden. etw;i 0.02 Hz beträgt: diese Frequenz befindet sich daher außerhalb des interessierenden Frequenzbands:

ferner schnelle Änderung infolge von F.rdströmcn. die jedoch eine schwache Amplitude /eigen, die kleiner als O.iy ist; und

schließlich magnetische Gewitter, die Signale entstehen lassen können, die dieselbe Charakteristik wie die interessierenden Signale haben, jedoch sind magnetische Gewitter selten.

(b) Wenn die magnetischen Felsmasscn geringe Abmessungen haben, sind die Signale, dir sie verursachen, von kleiner Amplitude, während bei großen Abmessungen die erzeugten Signale eine tiefe, aber nicht störende vorherrschende Frequenz /whaben.

(c) Die Bewegung der See- oder Wassenvellcn im Erdmagnetfeld Hc, induziert Ströme, die auch cmc Störung von Hn hervorrufen. Eine von Fräser durchgeführte Untersuchung hat gezeigt, daß diese Störungen dem Feld Wo ein kleines Feld der Amplitude h= h-, sin 2 .τ/Όί überlagern, das sich in Wellenrichtung ausbreite", und die Wellengeschwindigkeit hat. In einem Abstand von 40 m von der Seeoberfläche ergeben die üblichen Wellen Λ₀<0.3" und /Ό^Ο,Οβ Hz, lange Wellen A-, <0.6y und /O = 0.08 Hz und schließlich eine ruhige See hc, <0.6v und irgendein icy Da das Magnetometer sich % erschiebt und die Geschwindigkeit des Flugzeugs groß gegen die der Wellen ist. kann die vorherrschende Frequenz (m infolge der Wellen irgendeinen Wert haben und insbesondere im interessierenden Band liegen. Die Wellen können daher störende Streusignaie erzeugen.

(d) Der Einfluß der Küste ist bisher schlecht bekann;.

(e) Der Einfluß der kinematischen Relativität hängt von der Art de« Magnetometers ab, das vom Flugzeug transponiert wird. Das Magnetometer ist vorzugsweise ein Magnetkernresonanz-Magnetometer, das den Overhauser-Abragam-Effekt ausnutzt und z. B. vom in folgenden Patentschriften-beschriebenen Typ ist: FR-PS 14 47 220, FR-PS 14 30 874, FR-Zusatz-PS 88 663, FR-PS 14 85 556.15 00 971.15 21 587 und FR-Zusatz-PS 94 075 (zu Patent 15 21 587), wobei in einem derartigen Magnetometer die Messung eines Magnetfelds auf die Messung der Frequenz der Präzision von Kernspins Ao= -ψ- /Yn zurückgeführt wird {γη ist hier das gyromagnetische Verhältnis von Kernspins).

Wenn der Fühler oder Meßsignalformer sich dreht, überlagert sich seine Winkelgeschwindigkeit w (die gleich der des Flugzeugs ist), algebraisch zu ιλο-2πίη = γηΙ1η- Das Magnetometer mißt also eine Gesamtschwingungsfrequenz wie folgt:

U - ,.„ + ... = ;._n H_n + y_n H_n '"- ,

so daß es sich ganz so verhält, als wenn ein Magnetfeld /Yn —dem Erdfeld Hn überlagert worden wäre.

Es gibt Einrichtungen, um mindestens teilweise diesen Effekt /u kompensieren.

(f) Der Magnetismus des Flugzeugs, seiner Zuladung und seiner elektrischen Steuerung kann sehr klein gemacht werden, um eine nicht erfaßbare Amplitude zu bewirken.

(g) Der Magnetismus des Fühlers selbst ist vcrnachlässigbai", wenn dieser von guter Qualität ist.

Es ist also ersichtlich, daß allein die Wellen und die magnetischen Gewitter tatsächlich Signale entstehen lassen können, die dieselben Charakteristiken wie die von einem unterseeischen Dipol ausgehenden haben.

Die i.rtassungsvorrichtiing verwendet die harmonische Analyse der vom Magnetometer abgegebenen Signale. Diese Analyse gestattet die Bestimmung der Frequenz, für die das Signalspektrum ein Maximum hat. Wenn diese Frequenz sich im Frequenzband 0.037-0.47 Hz befindet, wird das Signal als mit starker Wahrscheinlichkeit auf eine interessierende eingetauchte Magnetmasse hinweisend betrachtet. Die Vorrichtung hat daher zwei grundsätzliche Hälften, von denen die eine gestattet, das Signalspektrum zu empfangen, während die andere die Bestimmung der Frequenzerlaubt, bei der das Spektrum maximal ist.

Das Spektrum wird mit Hilfe von Filtern erhalten, die d.is Frequenzband interessierender Frequenzen in verschiedene Teilbänder unterteilen. Derartige Filter. Bandfilter genannt, haben eine Verstärkung T(Q vom Wert G für Frequenzen, die innerhalb ihres Bandfilters liegen, d. h. zwischen ί, — Δί, und ί, + Δί,, und von einem Wert, der ziemlich nahe Null kommt, für die übrigen Frequenzen.

Wenn man mit F(l) das am Ausgang eines Filters empfangene Signal bezeichnet, in dessen Eingang man das Signal 5^einspeist. gilt für dieses Signal F(t):

:it)

= J S(Z)-T-(Z)-C-²^" d/,

wobei S(Qaas Spektrum des Signals S(t)\sL

Wenn die Bandbreite 2 Δί, des Filters hinreichend

klein ist. kann S(Q als Konstante in diesem Band

angesehen werden.
Man erhält also:

r. * if.

d/,

f.-

woraus folgt:

F-M = 2 IZ, ο, S(Zi)

Daraus ist ersichtlich, daß F₁ [t) ein sinusförmiges Signal der Frequenz/, ist, das durch die Funktion

sin 2 π 1/,-r

dieses Filter das Filter von der Ordnung N wird. Mit der zuletzt aufgestellten Gleichung

und Diese Gleichungen sowie die Beziehung

2 I/,

= Q

.... . ,. , . , kann man also schreiben:

modi'hsrt ist; seine Amplitude ist proportional zum Abtastv.'ert S(fjdes Spektrums des Signals S(I).

Um die Frequenz zu bestimmen, bei der dieses Spektrum ein Maximum hat, kann man nacl*, dem Filtern Linrichtungen vorsehen, die es ermöglichen, die Hüllkurven F(I) der Signale F(I) zu erfassen (zu demodulieren) und danach die Maxima F, dieser Hüllkurven. Schließlich kann man eine Einrichtung vorsehen, die ein Entscheidungsorgan darstellt, das zu r> bestimmen erlaubt, welche der Spannungen V₁ die größte ist und ob sich die Frequenz der maximalen Spannung im interessierenden Band befindet oder nicht.

Es sollen jetzt Überlegungen angestellt werden, die eine Vereinfachung der Ausführung der Vorrichtung 20 gestatten die Berechnung von N. gestatten, insbesondere hinsichtlich der Ausführung der ~

Filterung.

Weiter oben ist gezeigt worden, daß das Signal F(I) am Ausgang eines Filters eine Sinusfunktion der Variablen f, ■ t ist, die durch eine Funktion der Variablen 2^ri 2 Af, ■ t moduliert ist. Das Signal F(l) nimmt dieselbe Form an. und zwar unabhängig von der Art des Filters, wenn das Verhältnis dieser Variablen, das mit Q oder Feinheit des Filters definiert ist. konstant ist. und zwar unabhängig von der Art des Filters: jo

_n= T₂-Af₂

Genauer	gesagt:	1/2	= /2 -	1/2
	</„	1 h	= /., -	I/λ
	h +		~ U —	1/4
	L +

⁸ - 2777 ^;

wobei die Konstanz der Feinheit der Filter gestattet. J5 einerseits dieselbe Schaltung für jedes der Fiter zu nehmen und andererseits ebenso die Schaltung der Organe zur Verarbeitung der Signale F(t)zu vereinheitlichen, da die Signale F(I) sämtlich die gleiche Form h.iben.

Die Anzahl N der Filter sollte aus offensichtlichen Gründen der Vereinfachung und der Gestehungskosten möglichst klein sein. Man erhält dieses Ergebnis mit Filtern, deren Durchlaßbänder sich gerade aneinanderreihen, was durch folgende Beziehung ausgedrückt wird:

Die Frequenz /m. für die das Spektrum S(f)des Signals S(t) maximal ist, befindet sich im Durchlaßband eines Filters mit der Miltenfrequenz f_a, an dessen Ausgang man eine Spannung V₁ erhält die am größten unter den Spannungen V/ ist Um zu entscheiden, ob die Frequenz /m einem Maximum des Spektrums S(F) im interessierenden Band zwischen den beiden Frequenzen (fM)_mj_n und ({μ)ιπι% entspricht, muß man sich vergewissern, daß keine Spannung V,- größer als V₁ außerhalb des Bands existiert; man muß also ein Filter vorsehen, dessen Mittenfrequenz kleiner als (fu)min ist wobei dieses Filter das Filter von Ordnung 1 wird, und ein anderes Filter, dessen Mittenfrequenz größer als (fu)max ist wobei Aus

folgt nun

\f - -I' "■ - 2Q

Man multipliziert alle Terme von links von die Gleichung zu erhalten:

exp

/, um

(N-2)

woraus folgt:

Daraus ergibt sich:
1

²Q

Damit erhält man:

(/μ)ιη

Lo⁴¹ -

N-I = Log

-, also N = 2 +

Log

2Q-1 Log

2(2 + 1
2Q-1

Man hat experimentell gefunden, daß man die besten Ergebnisse erhalten kann, wenn man Q= 2,5 und infolgedessen N=S wählt. Unter diesen Bedingungen haben die Grenzfrequenzen der acht Filter die folgenden Wertein Hz:

/",=0,031
/"2 = 0,048
Λ = 0,07 2
Λ = 0,108
Λ = 0,162
4 = 0,25

in

4 = 0,59

Ij

Eine elektronische Vorrichtung zur Ermittlung des Vorhandenseins oder Fehlens einer unterseeischen Magnetmasse, die mindestens näherungsweise als ein Magnctdipo! apprcxi,Tiicrbar ist, durch Verarbeitung des von der Magnetmasse hervorgerufenen Signals am Ausgang eines Differenzmagnetometers, vorzugsweise eines Magnetkernresonanz-Magnetometers, das die Anomalien des Magnetfelds erfaßt und sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das mit einer Geschwindigkeit V fliegt und sich über der See in einer Höhe zwischen den Grenzwerten h\ und /12 befindet ist gemäß der Erfindung gekennzeichnet durch

NBandfilter, die ein Frequenzband k—k', das von den Grenzwerten /)i und Λ2 sowie der Geschwindigkeit V abhängt, in Teilbänder aufteilen, wobei eines der F'ilter so einen Frequenzbereich unter f₀ und ein anderes der Filter einen Frequenzbereich oberhalb k' hat;
/VStufen zur Erfassung der Hüllkurven der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale;

/V Stufen zur Erfassung der Maximader Hüllkurven; eine Stufe zum Vergleich der Maxima, um das Größte von ihnen anzuzeigen; und

eine Entscheidungsstufe, die anzeigt, daß eine hohe Wahrscheinlichkeit für das Vorhandensein eines unterseeischen Körpers besteht, wenn das größte der Maxima eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes /0-/O'hat.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

F i g. 1 -4 bereits erläuterte Darstellungen zur Theorie der erfindungsgemäßen Vorrichtung,

F i g. 5 ein Prinzipschaltbild in Form eines Blockschaltbilds einer Filterstufe, die ein Tiefpaßfilter und ein Hochpaßfilter hat,

F i g. 6 ein Ausführungsbeispiel des Tiefpaßfilters von Fig. 5,

Fig.7 ein Ausführungsbeispiel des Hochpaßfilters von F i g. 5,

F i g. 8 eine Schar von Kurven des Verstärkungsfaktors in db als Funktion eines frequenzabhängigen Parameters für die Bauelemente und die Gesamtheit des Tiefpaßfilters von F i g. 6,

F i g. 9 einerseits eine Kurve F(t)und deren Hüllkurve E{t) und andererseits eine Kurve Ei'(t), die durch die Schaltung von F i g.! 0 erhalten wird,

.Fig. 10 ein Prinzipschaltbild in Form eines Blockschaltbilds einer Stufe zur Erfassung von Hüllkurven, die eine Zweiweggleichrichtung vornimmt,

Fig. Il verschiedene Signale, die in der Stufe von Fig. 10 erhalten werden,

Fig. 12 eine vorteilhafte Ausführung der Zweiweggleichrichtungs-Schaltung von Fig. 10,

Fig. 13 eine Halbwelle von F^und eine Treppenstufe von Ei(I),

Fig. 14 ein Verfahren zur Gewinnung der Maxima von Vi, indem die Signale gezeigt sind, die mit Hilfe einer Stufe zur Erfassung der Maxima Vider Hüllkurven E(t) wie in Fig. 15 abgebildet erhalten werden,

Fig. 15 das Schaltbild einer Stufe zur Erfassung dieser Maxima V»

F i g. 16 ein Verfahren zur Gewinnung des Endergebnisses, indem die Signale gezeigt sind, die mit Hilfe der Stufe von F i g. 17 erhalten werden,

Fig. 17 ein Ausführungsbeispiel einer Entscheide-Stufe (die anzeigt, ob das Signal interessiert oder nicht) in Form eines Blockschaltbilds, und

t rr_ 1 ft in prjrirj £!Π£5 Blockschaltbilds die

elektronische Vorrichtung mit den erfindungsgemäßen Merkmalen.

Im folgenden sei zunächst Fig. 5 beschrieben, die eine von acht Filterstufen zeigt, die dem (nicht abgebildeten) Magnetometer nachgeschaltet sind, das ein Magnetkernresonanzmagnetometer sein soll. Das Signal S(t) am Ausgang des Magnetometers muß wegen seiner geringen Amplitude mit Hilfe eines Verstärkers 1 mit dem Verstärkungsfaktor A verstärkt werden. Das verstärkte Signal AS(I) wird in den Eingang der Einheit der acht Filter eingespeist, und eines dieser Filter (das Filter PB) soll im folgenden als Beispiel beschrieben werden.

Das Abtastverfahren erfordert, daß für jedes Filter der Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der Frequenz eine möglichst rechteckige Kurve ist, d. h. betragsmäßig große Anstiege und keine Resonanzen vorliegen, die spitz zulaufende Kurven des Verstärkungsfaktors ergeben.

Um große Steigungen zu erzielen, sind unter anderem aktive Filter 2 und 3 vorgesehen, die jeweils durch einen Gleichstromverstärker mit großem Verstärkungsfaktor gebildet sind (gewöhnlich Operations- oder Rechenverstärker genannt), der durch ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren überbrückt ist; um Resonanzen zu vermeiden, sind in Reihe ein Tiefpaßfilter 4 der Grenzfrequenz /«und ein Hochpaßfilter 5 der Grenzfrequenz (bgeschaltet, die so ein Bandfilter bilden, wobei die Resonanzen für /βund fn'm für sich bekannter Weise durch Widerstands-Kapazitäts-Einheiten oder RC-Kombinationen vermieden sind, die zu diesen Filtern gehören.

Ein Verstärker 6 mit regelbarem Verstärkungsfaktor Ar,·gestattet, gleiche Signalamplituden an den Ausgängen der acht Filter wie Pß,in Parallelschaltung zu erhalten.

Fig.6 und 7 zeigen das Tiefpaßfilter 4 bzw. das Hochpaßfilter 5, die Teil des Bandfilters PB₁ sind.

Die aktiven Filter 2 und 3 sind von den WC-Kombina tionen 4 bzw. 5 durch Impedanzwandler oder -anpasser 7 bzw. 8 getrennt, die jeweils durch zwei Transistoren 7a, Tb bzw. 8a, 86 gebildet sind, die in Kaskade als Emitterfbiger geschaltet sind.

Die Berechnung ergibt als Übertragungsfunktion für das Tiefpaßfilter:

Ausgangssignai Eingangssignal

(i + ^TiP)(i +

+ 2 ξ r₄p + ijp²)

wobei in dieser Formel unter Bezugnahme auf Fig.6 bedeuten:

ρ = j

— R₁ C_x ; T₂ = R₂ C₂

= R₃ C₃

(I

+T₂p){l + T₃p)

ist die übertragungsfunktion der RC-Kombinationen;

_ R₆ + R₇

^G° - K

ist der Verstärkungsfaktor im durchgelassenen Teil bei niedriger Frequenz;

R₈ + Ri)

2,J)R₄Cl

Die Kurve ?l des Betrags des Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit von der Frequenz, genauer gesagt, des Parameters 7nh*, eines derartigen Filters ist in Fig. 8 dargesteiit, in der die Kurve iO den Verstärkungsfaktor der ffC-Kombinationen und die Kurve 11 den Verstärkungsfaktor des aktiven Filters bezeichnet.

Der Term \+2ξτ*ρ+τ*² ■ P²Jm Nenner der Obertragungsfunktion fixiert den Wert des Verstärkungsfaktors bei der Resonanz durch ξ, der Resonanzfrequenz durcl. die Zeitkonstante τ* sowie den Anstieg nach der Resonanz, vorausgesetzt, daß die anderen Zeitkonstanten geeignet gewählt sind. Diese Parameter der Resonanz sind einstellbar mit Hilfe eines Potentiome-_(ers B, durch das β variiert werden kann.

Im betrachteten Ausfiilirungsbeispiel gelten:

ΐ = 0,16

= 1,04

= T₃ = 0.98 r₄ r, = 0,2 r₄

2 ; r₄ = (» + 3R₄ — /i G_n R₄) C₄.

Die Übertragungsfunktion des Tiefpaßfilters lautet also in diesem Fall:

Zb(P) = C_n

+0.21

(\ + 1,02 .τ'νΛ fl+0,333 --'-,r- + 1,08 ^r,-V 2.-J /_B / V 2.-7 /„ 4.-7-¹Z^

Für die übertragungsfunktion des Hochpaßfilters ergibt die Berechnung bei Verwendung von Notationen entsprechend den für das Tiefpaßfilter verwendeten:

im betrachteten Ausführungsbeispiel wählt man TY = TY = Tj'.

Die Wahl der Zeitkonstanten r' beruht auf dem Umstand, unbedingt ein Bandfilter zu erreichen, dessen Verstärkungsfaktor^, aufgetragen als Funktion des Logarithmus der Frequenz, symmetrisch zu einer vertikalen Achse ist; es ist daher notwendig, daß die Kurve |gw| das Symmetrische der Kurve \g^ relativ zu einer Achse ω = 2πί=Ω ist, wobei Ω offensichtlich die Mittenkreisfrequenz ω, des Filters ist, dessen Bandbreite 2/loj,beträgt.

-in Wenn man die Kreisfrequenz ω = χ ■ Ω schreibt, wird ihre Symmetrie relativ zur Geraden o) = iJ daher _o),_ 1. _{Q md dje} Symmetriebedingung schreibt sich

also als \gtico')\ = |^s(o>)| unabhängig davon, wie groß ω 4^r> ist. Die Uberfagungsfunktionen lauten dann:

^{= G}°

(I + j Tt χ Qf(I₊Ij ξ T*x Ω-

wobei in diesem letzteren Ausdruck der Term 1+Tsp des Zählers vernachlässigt ist, der nur in großem Abstand von f_B eingeht Mit Hilfe der Symmetriebedingung und der obigen Ausdrücke für die Obertiagungs-

Sh(P) =

funktionen ergibt die Rechnung für das betrachtete Ausführungsbeispiel als Übertragungsfunktion des Hochpaßfilters:

0,865

(l +0,98 -?-) (\ +0,307 -^- + 0,92

Λ "¹H / V ">H

Q²

t3 14

Schließlich nimmt der komplexe Verstärkungsfaktor des Filters folgende Formel an:

T,(f) = Λ,

(i) ir) (^1+26fT ^{+ t!}i

f)

Fig.9 zeigt ein allgemeines Verfahren, das vorteilhaft für die Erfassung der Hüllkurven E(i) der Funktionen F(i) einsetzbar ist; dieses Verfahren ist nicht klassisch, da die Pseudoperiode von F(i) groß im Vergleich zu seiner Dauer ist. Es besieht darin, F(t) gleichzurichten, danach ein Treppenstufensignal zu '5 gewinnen, von dem jede Stufe eine Höhe hat, die als Wert ein Maximum dieses gleichgerichteten Signals ist. die im Zeitpunkt des Auftretens dieses Maximums beginnt und mit dem nächsten Maximum endet.

Pin ,AiicfiihriincTcKgicrtigl einer SchaiiiiH^{0 7}U¹" Dii^rcH- ?^

führung dieses Verfahrens ist in Fig. 10 abgebildet, während F i g. 11 ihren Betrieb erläutert

Die aufeinanderfolgenden Schritte der Erfassung der Hüllkurven sind:

25

Rn

F₁ (t)

30

Gleichrichten von U\(t)=\F(t)^ in einem Zweiweggleichrichter IZ der F(t) empfängt und U\ abgibt:

Ableiten von Ui(t)= in einem Differentiator

13. der U] empfängt und Ui abgibt:
Rechteckformen von U^t)= Vo · Vorzeichen [U2(tj\ in einem Trigger 14. der Ui empfängt und Us abgibt.

35

Dieses Rechtecksignal Uj(t), das in den Eingang eines Monoflops oder Univibrators 15 eingespeist wird, erzeugt Impulse U*(t) vorbestimmter Dauer, die mit den Hinterflanken von Usft) beginnen, d. h. in dem Zeitpunkt, in dem F(t) ein Extremum hat; die Impulse Ut(t) öffnen ein Gatter 16 während einer gegebenen Zeit, während der ein Kondensator 17 sich auf die Spannung F,'(/,(auflädt, die ein Maximum ist von

Das Gleichrichten von F(t), das als Zweiweggleichrichter vorgenommen werden muß, richtet Signale gleich, deren Amplitude zwichen 20 mV und 4 V liegt, und liefert das Signal U\(t) vom Ausgang relativ zur Masse: dieses Gleichrichten wird vorteilhafterweise durch die Schaltung gemäß F i g. 12 vorgenommen.

Die Schaltung von Fig. 12 besteht im wesentlichen aus einer Brücke von vier Dioden 18 für Zweiweggleichrichtung, einem Differenzoperationsverstärker 19, einem Widerstand 20 mit einem Widerstandswert /?io, der als Stromgegenkopplung arbeitet, und einem Differenzoperationsverstärker 21 am Ausgang. Das Signal F(t) wird in den Verstärker 19 über einen Widerstand 22 mit einem Widerstandswert Rw eingespeist; ein Widerstand 23 mit dem Wert Rn wird von einem Strom /durchflossen und ein Widerstand 24 mit einem Widerstandswert Rn von einem Strom /'.

Da die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 19 und 21 sehr groß sind, gelten die Beziehungen:

und damit

U₁ = R₁₃V

Rio

IF₁(Ol-

Es genügt daher, /?ij/?io=Äu/?i2 zu wählen, um zu erhalten U,(t)= \ F(I^.

Die Ableitung von U;(t) wird vorzugsweise in an sich bekannter Weise vorgenommen, nämlich mittels eines Operationsverstärkers, eines Gegenkopplungswiderstands und eines Kondensators.

Die Rechteckformung von Urft) wird vorteilhafterweise in an sich bekannter Weise vorgenommen mit Hilfe eines Operationsverstärkers, der in positiver oder Mitkopplung geschaltet ist und an seinem Ausgang Sättigungsspannungen Us(t)=* ± V₀ abgibt.

Das die Impulse ίΛ(Χ)liefernde Monoflop ist ebenfalls eine an sich bekannte Transistorschaltung.

In F i g. 13 sind eingezeichnet eine Halbwelle von F(I) iind eine Treppenstufe des Signals Εφ); dabei bedeuten θ die Öffnungsdauer des Gatters, So ein Extremum von F(t), das der Kondensator 17 !speichern muß, So den Wert von F(t) am Ende der Zeit Θ, nachdem F(t) den Weit So angenommen hat, A» die Ladespannung des Kordensators 17 am Ende derselben Zeit, aö die Spannung derselben Ladunj; im Zeitpunkt des Auftre-I :ns des ersten Extremums von F(t) nach 5^, d. h. nach

eier Zeit y, wobei Tdie Pseudoperiode von F/y ist. Man erhält so die Beziehungen:

45 = S₀ COS In —

4) = S₀ ^- M - e ,1 mi

mit r = ρ ■ C .

50 ρ ist die Summe des Widerstandswerts ρι am Ausgang des Verstärkers A2 (vgl. Fig. 12) und des Durchlaßwiderstands ρ2des offenen Gatters.

55

60 — /Ioe

mit r = P-c,

wobei Po der Gesamtleckwiderstand ist, über den sich der Kondensator entlädt.

65 Pt ist der Leckwiderstand des geschlossenen Gatters. Pi der des Kondensators 17 und Pi die Eingangsimpedanz der Ausgangsstufe.

Schließlich erhält man:

_ 2πθ

O₀ = S₀COs ——~

T/2-β

kleiner 772, ein schnelles Laden des Kondensators, z. B. τ<θ, und eine langsame Entladung des Kondensators,

nämlich ar> γ.

Aufgrund dieser Überlegungen sind notwendig eine 5 Man erhält also: kurze Öffnungsdauer θ des Gatters, ζ. Β. θ bedeutend

2ατ

Der £/(r) aufgeprägte maximale Fehler beträgt:

wenn man setzt

T , θ

χ = — und y = —.

Diese Überlegungen zeigen einersehs, daß der Fehler e sehr klein sein kann, wenn die Wahl von a, χ und y angemessen ist; so erhält man mit dem Ausführungsbeispiel a= I0⁶, *=3000, y=0,005, ε=035%. Sie erlauben andererseits, eine geeignete Wahl des Gatters, der Ausgangsstufe und des Kondensators 17 zu treffen.

Für das Gatter ist ein einfaches Relais eine vorteilhafte Lösung. Was die Ausgangsstufe betrifft, ist CeIn Impedanzwandler oder -anpasser, der einen sehr großen Eingangswiderstand und einen nicht zu großen Ausgangswiderstand hat; eine an sich bekannte Schaltung aus Feldeffekttransistoren kann zweckmäßigerweise verwendet werden.

Der Kondensator 17 muß einen großen Isolierwiderstandswert haben.

Fig. 14 zeigt ein vorteilhaftes Verfahren zur Gewinnung der Maxima Kder Hüllkurven Εφ) und Fig. 15 das Prinzipschaltbild der entsprechenden Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Das Prinzip dieses Verfahrens besteht im Aufladen eines Speicherkondensators 25 mit dem Signal Εφ) in einer derartigen Schaltung, daß der Kondensator sich nicht entladen kann, sobald Εφ) sein Maximum V, erreicht hat.

Man muß außerdem wissen, wann Εφ) sein Maximum V;erreicht hat; zu diesem Zweck erzeugt man einen Impuls /, im Zeitpunkt des Auftretens der ersten negativen Flanke von Εφ)

Zur Vornahme der ersten Operation differenziert man Εφ), was eine Folge von Impulsen U*(t) ergibt, wobei die Impulse dieser Folge, die den positiven Flanken von Εφ) entsprechen, ein monostabiles Kippglied oder Monoflop triggern, das Impulse U₆(I) kalibrierter Dauer Θ' abgibt: diese Impulse Uf,(t) veranlassen das Öffnen eines Gatters, über das sich der Kondensator während der Zeit Θ' auflädt.

Um die zweite Operation vorzunehmen, steuert man mit den Impulsen L/φ) ein bistabiles Kippglied oder Flipflop an, das ein Rechtecksignal Lh(I) abgibt, und die Flanke von Lh(I) die der ersten negativen Flanke von Εφ) entspricht, triggert ein Monoflop, das ein Signal abgibt, das ein Impuls /,der Dauer Θ" ist.

Die Maxima V, werden mittels der Schaltung gewonnen,die in Fig. 15gezeigt ist.

In dieser Schaltung speist ein Impedanzwandler oder -anpasser 26 einerseits ein Gatter 27 und andererseits einen Differentiator 28. Der Differentiator 28 steuert einerseits ein bistabiles Kippglied oder Flipflop 29 an, dem ein Monoflop 30 nachgeschaltet ist. und andererseits ein Monoflop 31, das Impulse U_b(t) an das Gatter 27 abgibt, dessen Ausgang an einen Kondensator 25 angeschlossen ist.

Der in Fig. 15 abgebildete Impedanzwandler 26 dient einfach dazu, diese Stufe zur Erfassung der K von der vorhergehenden zu trennen; er muß also eine große Eingangsimpedanz und eine geringe Ausgangsimpedanz haben; dies wird in an sich bekannter Weise mittels eines gegengekoppelten Operationsverstärkers realisiert.

Zweckmäßigerweise ist das Gatter 27 durch ein Relais gebildet.

Der Differentiator 28 kann in klassischer Weise einfach aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehen, in welchem Fall anschließend das differenzierte Signal verstärkt werden muß, was durch eine klassische Transistorschaltung mit negativem Verstärkungsfaktor vorgenommen werden kann.

Di; beiden Monoflops 30 und 31 und das Flipflop 29 sind an sich bekannte Einrichtungen· es sei jedoch darauf hingewiesen, daß das Monoflop 31, das das Relais 27 s'euert, auf negative Impulse ansprechen muß, während das Monoflop 30, das den Impuls /, abgibt, durch positive Impulse getriggert. wird.

Fig. 16 zeigt ein vorteilhaftes Verfahren zur Gewinnung des Endergebnisses »Ja« oder »Nein«.

Das Ergebnis muß »Ja« sein, wenn der größte Wert von V, bei einer Frequenz f_M liegt, die sich im interessierenden Intervall befindet, das im betrachteten Ausführungsbeispiel 0,037-0,47Hz beträgt, und »Nein« im gegenteiligen Fall.

Man erhält also »Ja« für [ K] max. = V, mit 2 < a < 7.

Das Verfahren besteht also im Vergleich von V, mit V,_ 1, wobei /von 2bis8 läuft.

Bei Vj- V,_i<Oergibt sich/"M-C/)-/^ Bei Vj- K-i >0 ergibt sich f_M> ί,-ΔΓί. Wenn man erhält:

Ki-K,-,>0und Ki₊,- V,<0,

schließt man daraus:

d. h. /a* befindet sich im Durchlaßband des Filters von der Ordnung a; es genügt daher, den Obergang einer negativen Differenz Vj — V/_i in eine positive Differenz V,— Vi-i nachzuweisen.

Zu diesem Zweck — in Kenntnis davon, daß V₁ ab dem Zeitpunkt T/des Auftretens des Impulses //existiert, und daß diese Impulse nacheinander von k bis /| auftreten — erzeugt man ein Signal Ua(t), das aus einer Folge von Impulsen zusammengesetzt ist, deren jeder im selben Zeitpunkt 7/ wie jeder der Impulse //beginnt, dieselbe Dauer Θ" hat und der einem Impuls // mit dem Wert Vj₊I- Vi entspricht; wenn der Übergang von einem negativen Impuls lh(t) in einen positiven Impuls Ui(t) innerhalb einer Zeit / im Intervall 7*₃+ι+θ". Τ,+θ" mit 2<a<7 stattfindet, liefert die Vorrichtung die Anzeige »Ja«.

Wenn jedoch nicht nur ein Signal am Eingang der Vorrichtung anliegt, kann sich dieses Verfahren als unzureichend erweisen. Wenn z. B. die Frequenz fu des Spektrums eines ersten Signals unier 0,037 Hz liegt, sind alle erhaltenen Impulse negativ, und wenn die Frequenz 4; des Spektrums des folgenden Signals größer als 0,47 Hz ist, sind alle entsprechenden Impulse positiv, und es findet ein Übergang von einem negativen Impuls zu einem positiven Impuls statt, ohne daß ein interessierendes Signal aufgetreten ist.

Um dieser Schwierigkeit abzuhelfen, läßt man außer dem Vorzeichen der ImpiMse U^:) deren Zeitabstand eingehen; dabei legt man fo'gende empirische Überlegung zugrunde: Die Erfahrung ze·' t, daß die erste negative Flanke der Hüllkurve Εφ) der Antwort des Filters der Ordnung /der Halbwelle von der Ordnung 3 bis 6 dieser Antwort F(t) entspricht; das maximale Zeitintervall zwischen 7/und 7/+1 hat dann den Wert:

2/, IfXH '

/ι = ^/i+l = T ^fi" ^{(Wegen Q = 2}'^5);

damit

Tj — T_i+i)_max —

Die Vorrichtung muß daher die Anzeige »Ja« liefern,

wenn ein Übergang von einem negativen Impuls zu einem positiven Impuls in der Folge Lh(t) auftritt und außerdem diese beiden Impulse nicht um ein Zeitintcr-

s vall getrennt sind, das größer als

/η

ist.

ίο Fig. 17 zeigt ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der Endstufe für das in F i g. 16 erläuterte Verfahren.

Die Differenzen Vi+i—Vj werden durch sieben Differenzverstärker 32 gebildet, denen sieben Doppelgatter3t vorgeschaltet sind, die durch Impulse /,(/= 1...

7) gesteuert werden, die V^+1 am positiven Eingang des Verstärkers der Ordnung / und V-, an seinem negativen Eingang anlegen.

Am Ausgang jedes Verstärkers der Ordnung /=2 — 7 ist ein Monoflop 34 der Impulsdauer ATiangeschlossen, das durch einen negativen Impuls angesteuert wird, ferner ein UND-Glied 35, das anschließend diese Impulsdauer mit dem Zeitintervall vergleicht, das /,-und //_! trennt.

Ein ODER-Glied 36 mit sechs Eingängen ist an die Ausgänge der sechs UND-Glieder 35 angeschlossen. Die Antwort »Ja« der Vorrichtung äußert sich also in einem positiven Impuls am Ausgang des ODER-Glieds 36.

Die Differenzverstärker 32 sind vorzugsweise Opera-

tionsverstärker, und die Doppelgatter 33 sind Relais mit kurzer Ansprechzeit

In Fig. 18 ist schließlich in Form von Funktionsblökken die Schaltung der verschiedenen Stufen der F i g. 5, 10,15 und 17 gezeigt, die zusammen ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen elektronischen Vorrichtungbilden.

In Fig. 18 ist zunächst erkennbar der Verstärker 1 mit dem Verstärkungsfaktor A von Fig.5, dessen Ausgangssignal AS(t)parallel .VBamifilter PB₁, ..^ PBi, ■■-, PBn speist, von denen eines (PBi)ebenfalls in F i g. 5 abgebildet ist. Diese N Filter speisen entsprechend /VStufen DEu ... DEi, ■■■ DE_n zur Erfassung von Hüllkurven (Demodulation) von der in Fi g. 10 abgebildeten Art. Diese N Stufen zur Erfassung der Hüllkurven speisen /VStufen DMi,..., DMi,... DMn zur Erfassung der Maxima der in F i g. 15 abgebildeten Art.

Schließlich steuert die Gesamtheit dieser Stufen zur Erfassung der Maxima eine Stufe £fCzum Vergleich der obengenannten Maxima Can, der eine Entscheidungsstufe ED nachgeschaltet ist, wobei die Stufen EC und ED in F i g. 17 abgebildet sind.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Elektronische Vorrichtung zur Ermittlung des Vorhandenseins oder Fehlens einer unterseeischen Magnetmasse, die mindestens näherungsweise als ein Magnetdipol approximierbar ist, durch Verarbeitung des von der Magnetmasse hervorgerufenen Signals am Ausgang eines Differenzmagnetomelers, vorzugsweise eines Magnetkernresonanz-Magneto- in meters, das die Anomalien des Magnetfeldes erlaßt und sich an Bord eines Flugzeugs befindet, das mit einer Geschwindigkeit Vfliegt und sich über der See in einer Höhe zwischen den Grenzwerten h\ und hi befindet, gekennzeichnet durch NBandfilter (PB_U .., PB_h .., PB_n), die ein Frequenzband fo—fo, das von den Grenzwerten h\ und Λ2 sowie der Geschwindigkeit V abhängt, in Teilbänder aufteilen, wobei eines der Filter einen Frequenzbereich unter /0 und ein anderes der Filter einen Frequenzbereich oberhalb to' hai;

N Stufen (DE_U ..., DEi,..., DE_n) zur Erfassung der Hüllkurven (E(t)) der von jedem der Bandfilter abgegebenen Signale (FfOK¹P i g. 9);

NStufen (DM\,.., DM_h..., DM_N)zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven (Ε!((ψ,

eine Stufe (EC) zum Vergleich der Maxima, um das Größte von ihnen anzuzeigen; und

eine Entscheidungsstufe (ED), die anzeigt, daß e:ine hohe Wahrscheinlichkeit für das Vorhandensein so eines unterseeischen Körpers besteht, wenn das größte der Maxima eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes k — /ö' hat (F i g. 18).

2. Vorrichtung nach Ar:spairh 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandfilter (hB,,... PB„..., PB_n) sämtlich das gleiche Verhältnis zwischen ihrer Mittenfrequenz und ihrer Bandbreite haben.

3. Vorrichtung nach Anspruch i oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbänder der Bandfilter (PB\,..., PBi,..., PB_n) unmittelbar aneinandergrenzen, daß das erste Bandfilter einen Frequenzbereich unterhalb /ö erfaßt, wobei seine obfre Bandgrenzfrequenz k beträgt, und daß das letzte Filter einen Frequenzbereich oberhalb /0' erfaßt, wobei sein unterer Grenzwert /Ό' beträgt. 4^r>

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Flugzeug mit einer Geschwindigkeit von etwa 100 m/s und in einer Höhe zwischen 100 und 400 m fliegt, daß die Frequenz k 0,0037 Hz und die Frequenz /0' 0,47 Hz beträgt, und daß die Bandfilter (PBi) mit einer Feinheit von 2,5 in einer Anzahl von 8 vorhanden sind.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Bandfilter (PBi) durch die Reihenschaltung eines Tiefpaßfilters (4) und eines Hochpaßfilters (5) gebildet ist, und daß das Tiefpaßfilter und das Hochpaßfilter jeweils aus einer Reihen-/?C-Kombination (R₁, Q, R₂, C₂, R₃, Cy, C₁', R₁'; C₂', R₂', C₃', R₃') bestehen, die über einen Impedanzwandler oder -anpasser (7; 8) mit einer Stufe (2; 3) verbunden ist, die einen Gleichstromverstärker mit hohem Verstärkungsfaktor hat, der durch ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren überbrückt ist, um für die Anstiege der Verstärkungsfaktorkurvt! in Abhängigkeit von der Frequenz an den Bandgrenzen hohe Werte zu erzielen (F i g. 5 - 7).

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden

Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (DEi) zur Erfassung der Hüllkurven (Ef(O) der von den Bandfiltern (PBJ abgegebenen Signale (Fj(O) gebildet ist durch einen Zweiweggleichrichter (12), der einen Differentiator (13) und ein Gatter (16) speist, wobei der Differentiator (13) einen Trigger (14) ansteuert, der ein monostabiles Kippglied oder Monoflop (15) speist, das seinerseits Öffnungsimpulse an das Gatter (15) abgibt, so daß ein Kondensator (17) während der Öffnungszeit des Gatters (16) durch die vom Zweiweggleichrichter (12) abgegebenen Signale aufladbar ist (F i g. 10).

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (DMj) zur Erfassung der Maxima V-, der Hüllkurven (Ei'(0) einen Impedanzwandler oder -anpasser (26) hat, der einerseits ein erstes Gatter (27) und andererseits einen Differentiator (28) speist, der Öffnungsimpulse an ein zweites Gatter (31) abgibt und ein bistabiles Kippglied oder Flipflop (29) betätigt, das ein inonostabücs Kippgücd oder Monoflop (30) ansteuert, das seinerseits einen Impuls (Us(O) abgibt, der den Zeitpunkt anzeigt, in dem das Maximum erhalten worden ist, und daß über das erste Gatter (27) in dessen geöffnetem Zustand ein weiterer Kondensator (25) durch die vom Impedanzwandler (26) abgegebenen impulse aufladbar ist (F ig. 15).

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufen (EC, ED) zur Erfassung der Maxima der Hüllkurven (E(O) und zum Vergleich der Maxima (N-1) Doppelgatter (33) haben, deren öffnen durch Impulse (^steuerbar ist, die die Maxima V,+ i und V, an die Eingänge von (N-1) Differenzverstärkern (32) legen, die an ihrem Ausgang die Signale Vi₊)- Vj in (N—2) monosüibilc Kippglieder oder fvionofiops (34) einspeisen, von denen jedes eine vorbestimmte Impulsdauer I:at und durch einen negativen Impuls ansteuerbar ist, wobei aber dem das Signal V₂- V\ abgebenden Verstärker kein Monoflop nachgeschaltet ist, daß jedes Monoflop ein UND-Glied (35) mit zwei Eingängen speist, von denen der zweite Eingang durch die Signale Vi-i — Vj gespeist wird, und daß jedes der (N—2) UND-Glieder (35) ein und dasselbe ODER-Glied (36) mit (N-2) Eingängen speist, das ein Signal abgibt, wenn die Frequenz /Ά/sich im Frequenzband fo-fo befindet(Fig. 17).