DE2130701A1 - Analog-Digital-Umsetzer - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Umsetzer zur Umsetzung von analogen, einen Winkel darstellenden Zwei-Phasen-Eingangssignalen in binäre, den Winkel darstellende, digitale Ausgangssignale· Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Analog-Digital-Umsetzer mit Festkörperbauelement en, der besonders in Verbindung mit analogen Ausgangssignalen verwendbar ist, die von räumlichen, orientierungsabhängigen Einrichtungen, wie beispielsweise Drehmeldern oder Funktionsdrehmeldern u. ä. erzeugt werden.

Mechanisch-elektrische Wandler, wie beispielsweise Drehmelder und Funktionsdrehmelder, werden in großer Vielzahl bei der Navigation, in Lenk- und Steuersystemen verwendet, um mit ihnen Positionsdaten, beispielsweise die Stellung oder den Winkel einer Welle in Form von analogen Ausgangssignalen abzugeben. Auf Grund der zunehmenden Beliebtheit von digitalen Daten-Verarbeitungssystemen glaubte man, Drehmelder und Funktionsdrehmelder durch digitale Wandler ersetzen zu können, wie beispielsweise Kodierscheiben magnetischer, opti-

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scher oder mechanischer Bauart, die unmittelbar Ausgangssignale in digitaler Form zur unmittelbaren Verwendung in digitalen Daten-Verarbeitungssystemen erzeugen. Der erwartete Einsatz von digitalen Kodierscheiben"anstelle von Drehmeldern und Funktionsdrehmeldern ist nicht in dem erwarteten Maße eingetreten, da die mechanisch unempfindlichen Drehmelder und Funktionsdrehmelder billig sind, nur wenige Leitungen oder Schleifringe benötigen und bei einer Datenübertragung äußerst unempfindlich'gegen Rauschen sind. Es besteht daher ein gewisser Bedarf und eine Verwendung an Umsetzungsvorrichtungen, um analoge Ausgangssignale von Drehmeldern und Funktionsdrehmeldern in binäre digitale Form umzusetzen.

Bei einem bekannten Analog-Digital-Umsetzungssystem für Drehmelder und Funktionsdrehmelder wurde ein elektromechanisches Servosystem verwendet, in dem der Ausgangswert der Drehmelder oder Funktionsdrehmelder an einen Steuer-Transformator übertragen wurde. Der Steuer-Transformator erzeugte ein Wechselstrom-Fehlersignal, das die Stellungsdifferenz zwischen der Drehmelderwelle und dem Rotor des Steuer-Transformators darstellte. Das Fehlersignal wurde verstärkt und einem Zwei-Phasen-Servomotor zugeführt, der mechanisch an den Rotor des Steuer-Transformators gekoppelt war. Wenn der Steuer-Transformator von dem Servomotor in eine KuIl-Stellung gedreht wurde, in der das Wechselstrom-Fehlersignal Null wurde, dann gab die Stellung der Welle des Steuer-Transformators die Stellung oder den Winkel der Welle des Drehmelders wieder. Eine digitale Kodierscheiben-Einrichtung wurde also durch den Servomotor angetrieben, um die erforderlichen, den Winkel des Drehmelders darstellenden, digitalen Ausgangssignale zu liefern« Obwohl diese Anordnung viele Mängel aufwies, beispielsweise eine beachtliche Größe und ein beachtliches Gewicht, eine begrenzte Genauigkeit und eine ziemlich geringe Ansprech-

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zeit, bietet sie doch, einen gewissen Vorteil derart, daß die von dem Steuer-Transformator oder dem Drehmelder erzeugten Signale mit Oberwellen oder mit einer 90°-Verschiebung von dem Zwei-Phasen-Servomotor ausgefiltert wurden· Dies ergab sich, da das Drehmoment und die Geschwindigkeit des Servomotors annähernd proportional dem Produkt der festen und der veränderlichen Phas enspannungen sind. Folglich ergibt eine Multiplikation einer Sinuswelle der Grundfrequenz, die eine phasenfeste Ansteuerung durch Oberwellenanteile der veränderlichen Phase darstellt, noch kein reines Gleichstrom-Drehmoment, sondern nur Welligkeitsanteile.

Bei anderen, bekannten Analog-Digital-Umsetzungssystemen ist das elektro-mechanische Servosystem durch eine Gruppe von Übertragern ersetzt, die entweder durch Transistoren oder durch Eelais geschaltet werden· Mit diesem System läßt sich aber kein Multiplexbetrieb durchführen und die TJmformer stellen eine ziemlich große und sperrige Baugruppe in dem System dar. Bei einer weit verbreiteten, bekannten Anordnung werden die Sinus- und Kosinus-Ausgangsspannungen eines Punktionsdrehmelders oder einer anderen Vierdraht-Einrichtung für etwa eine halbe Schwingungsperiode der Trägerfrequenz gleichgerichtet und die sich ergebenden Gleichspannungen werden dann einem Gleichspannungs-Digital-Umsetzer zugeführt. In einer solchen Anordnung wird beispielsweise die Kosinusspannung als Bezugsspannung eines sukzessive arbeitenden Näherungsumsetzers verwendet, während die Sinus-Spannung codiert wird, um den digitalen Tangens zu erhalten. Obwohl diese Gleichspannungs-Einrichtungen den Bau von Analog-Digital-Umsetzern ohne bewegliche Teile erlauben und ziemlich kompakt ausgebildet sind, müssen sie der Anforderung genügen, daß die zur Umsetzung von Wechselspannungssignale in Gleichspannungssignale verwendeten Widerstands-Kapazitäts-Produkte

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sehr genau eingehalten werden müssen. Weiterhin unterliegen diese Systeme noch den Begrenzungen, die durch Auswanderungsfehler der verwendeten Gleichspannungsverstärker erzeugt werden. Die Schwierigkeit mit den Gleichspannungsverstärkern ist insbesondere in den sogenannten. "Hochgesch.windigkeits-Nah.erungsumsetzern" von Bedeutung, da bei ihnen nach jedem Vergleich eine sehr schnelle Erholung erfolgen muß; das Erfordernis einer schnellen Erholung steht aber der Anforderung einer geringen Auswanderung der Verstärker entgegen. In anderen bekannten Umsetzungseinrichtungen mit Festkörperelementen werden die Sinus- und Kosinusfunktionen eines digitalen Winkels mittels komplizierter, geradliniger oder quadratischer W Interpolationsverfahren erzeugt. Das Funktionsdrehmelder-Sinussignal wird gewöhnlich mit einer künstlich, erzeugten Kosinusfunktion multipliziert und das Funktionsdrehmelder-Kosinussignal wird mit einer künstlich erzeugten Sinusfunktion multipliziert, so daß die Differenz zwischen den zwei Signalen ein Fehlersignal darstellt, was dem Eingangswinkel in dem Funktionsdrehmelder proportional ist. In diesen Systemen ist daher ein ziemlich komplizierter Schaltungsaufbau zur Erzeugung der Sinus- und Kosinusfunktionen erforderlich.

Die Erfindung soll daher einen Analog-Digital-Konverter für zwei-phasige, analoge Positionssignale schaffen, fc der keine bewegliche Teile enthält und bei dem ebenfalls eine Multiplikation eines Wechselspannungs-Fehlersignals mit einer Bezugswechselspannung vorgenommen wird, um hierdurch die Fehler auszuschalten, die durch die Erzeugung von Oberwellen und von 90°-Verschiebungen im Eingang auftreten. Weiterhin soll ein Analog-Digital-Umsetzer für analoge Zwei-Phasen-Eingangs signale als Wechselspannungssystem und nicht als Gleichspannungssystem arbeiten, um hierdurch alle kennzeichnenden Fehler auszuschalten, die von einer Verstärker-

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Auswanderung, einer Schalt-Abweichung oder einer Kapazitäts-Instabilität herrühren. Weiterhin soll mit einem derartigen Analog-Digital-Umsetzer ein MuItiplex-Betrieb möglich sein, wobei dann der Umsetzer eine sehr kurze Ansprechzeit besitzen muß, um einen "Datenverbrauch" zu vermeiden. Schließlich soll ein Analog-Digital-Umsetzer in IPestkörperbauweise geschaffen werden, der sehr genau arbeitet und obendrein noch relativ einfach im Aufbau ist.

Der Begriff "Zwei-Phasen-Analogsignal", das in der Beschreibung und in den Ansprüchen verwendet ist, ist als zwei analoge Signale mit zwei Phasenlagen zu verstehen, d.h. ein Signal besitzt eine Amplitude proportional zum Sinus des durch die Signale bestimmten Winkels und das andere Signal besitzt eine Amplitude proportional dem Kosinus des Winkels. Die zeitliche Phasenbeziehung ist entweder O⁰ oder 180°.

Erfindungsgemäß wird dies bei einem Analog-Digital-Umsetzer der eingangs beschriebenen Art erreicht

durch einen Zähler zur Erzeugung von binären, digitalen, den geschätzten Wert des Winkels darstellenden Ausgangssignalen,

durch eine an den Ausgang des Zählers zu dessen Steuerung angekoppelte, digital gesteuerte Schaltung mit einem Eingang zur Aufnahme von analogen Zwei-Phasen-Eingangssignalen und zur Änderung der analogen Eingangssignale in digitale Ausgangssignale des Zählers, um ein Wechselstrom-Fehlersignal mit einer Amplitude bzw. Phase zu erzeugen, die die Größe und das Vorzeichen der Differenz zwischen den geschätzten und den richtigen Werten des Winkels darstellen,

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durch, einen an den Ausgang der digital gesteuerten Schaltung angekoppelten, phasenabhängigen Demodulator zur Multiplikation des Wechselstrom-Fehlersignals mit einem Wechselstrom-Bezugssignal, um Gleichstrom-Ausgangssignale mit einer Grösse und Polarität zu erzeugen, die die Amplitude und Phase des Fehlersignals darstellen, und

durch, einen zwischen den Ausgang des Demodulators und den Eingang des Zählers geschalteten, "bipolaren Spannungs-Frequenz-Umsetzer zur Umsetzung der Gleichstrom-Ausgangs signale in digitale Ausgangsimpulse mit einer die Größe der Gleichstrom-Signale darstellendenlmpulswiederholfrequenz, wobei dann die digitalen Ausgangsimpulse den Zähler auf Null einstellen, so daß der binäre, digitale Ausgang des Zählers den richtigen Wert des Winkels darstellt,·"

Die binären, den geschätzten Wert des Winkels darstellenden, digitalen Ausgangssignale werden also durch einen Zähler erzeugt und digital gesteuerten Schaltungen zu deren Steuerung ...zugeführt. Die digital, gesteuerten Schalteinheiten, die die Form von Dämpfungsnetzwerken aufweisen können, nehmen die analogen Zwei-Phasen-Eingangssignale und modifizieren sie entsprechend den binären digitalen Ausgangssignalen des Zählers, um so ein analoges Wechselspannungs-Fehlersignal mit einer Amplitude und Phase zu erzeugen, die der Größe und dem Vorzeichen der Differenz zwischen dem geschätzten Wert des Winkels in dem Zähler und dem echten Wert des Winkels entspricht, der durch die analogen Eingangssignale dargestellt ist. Das sich ergebende Wechselspannungs-Fehlersignal wird einem phasenabhängigen Demodulator zugeführt, der das Fehlersignal mit einem Wechselspannungsbezugssignal multipliziert, um Gleichspannungs-Ausgangssignale mit einer Amplitude und einer Polarität zu erzeugen, die der

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Amplitude und Phase des Wechselstrom-Fehlersignals entspricht· Επη bipolarer Spannungs-Frequenzumsetzer ist zwischen den Ausgang des Demodulators und den Eingang an dem Zähler gekoppelt, um die Gleichspannungs-Ausgangssignale in eine Reihe von digitalen Impuls-Ausgangssignale mit einer Impuls-Wiederholfrequenz umzusetzen, die die Amplitude der Gleiehspannungs-Ausgangssignale darstellt, so daß die digitalen Impuls-Ausgangssignale an dem Volt-Frequenz-Umsetzer den Zähler auf Hull einstellen, dessen binärer, digitaler Ausgang dann den tatsächlichen Wert des Winkels darstellt.

Die digital gesteuerten Schalteinrichtungen weisen Summierverstärker und mehrere digital gesteuerte Dämpfungsnetzwerke auf, die selektiv auf ausgewählte Bits der binären digitalen Ausgangssignale des Zählers ansprechen· Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung arbeitet eines der digital gesteuerten Dämpfungsnetzwerke als ein pktant-Selektions-Netzwerk, das auf eine erste Gruppe der höchstwertigen Bits der binären, digitalen Ausgangssignale des Zählers anspricht. Ein zweites und ein drittes digital gesteuertes Dämpfungsnetzwerk dient zur Erzeugung von Tangensfunktionen des Teils des Winkels in dem Zähler, der durch eine zweite Gruppe der höchstwertigen Bits dargestellt ist. Ein viertes digital gesteuertes Dämpfungsnetzwerk dient zur Multiplikation von bestimmten der erzeugten analogen Signale mit einem Winkel, der proportional einer dritten Gruppe von Bits ist, die die restlichen Bits des Winkels in dem Zähler enthält. Die digital gesteuerten Dämpfungsnetzwerke steuern die analogen Zwei-Phasen-Eingangssignale wahlweise, um die vorher erzeugten Funktionen des digitalen Winkels in dem Zähl er herzustellen. Die Ausgänge der Netzwerke werden in dem Summierverstärker kombiniert, um ein Wechselspannungs-Fehlersignal in der Form Sinus (e_T-yi4)r|ltanee-iJ+cos (©,j,-/4)ftanOt+eJ

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zu erzeugen, wobei θ^ der von den analogen Zwei-Phasen-Eingangssignalen dargestellte Winkel,/* proportional dem Teil des von der ersten Bit-Gruppe dargestellten Winkels in dem Zähler, ei. proportional dem Teil des von der zweiten Bit-Gruppe dargestellten Winkels in.dem Zähler und β proportional dem Teil des in der dritten Bit-Gruppe dargestellten Winkels in dem Zähler ist. Dieses Verfahren zur Erzeugung eines Wechselspannungs-Fehlersignals ergibt eine Vereinfachung der verwendeten Dämpfungsnetzwerke sowie ein sehr genaues digitales Auslösen des durch die analogen Zwei-Phasen-Eingangs signale definierten Winkels durch den Zähler.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung werden an Hand der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den anliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines in Verbindung mit analogen Zwei-Phasen-Eingangssignalen verwendbaren Analog-Digital-Umsetzers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein schematisches Schaltdiagramm des detaillierten Aufbaus eines Oktant-Selektions-Netzwerkes des Umsetzers;

Fig. 3 ein schematisches Schaltdiagramm des Aufbaus eines Tanges oc-Dämpfungsnetzwerks und dessen Verbindung mit einem ρ-Dämpfungsnetzwerk des Umsetzers;

Fig. 4 ein Schaltdiagramm des Aufbaus eines P -Dämpfungsnetzwerks des Umsetzers;

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Fig. 5 ein Schaltdiagramm eines in Verbindung mit dem Analog-Digital-Umsetzer gemäß der Erfindung verwendbaren, "bipolaren Spaimungs-Frequenzumsetzers;

Fig. 6 einen Teil der logischen Schaltung des Umsetzers, mit dem logischen Schaltungsaufbau für die zur Steuerung des p-Dämpfungsnetzwerks verwendeten Bits;

Fig. 7 den restlichen Teil der logischen Schaltung des Konverters für die zur Steuerung des Oktant-Selektions-Netzwerks und der zwei TangensQC-Netzwerke verwendeten Bits.

In Fig. 1 ist ein Analog-Digital-Umsetzer gemäß der Erfindung dargestellt, der zur Umsetzung von analogen Zwei-Phas en-Eingangs signal en eines Funktionsdrehmelders u· ä. in binäre, den Funktionsdrehmelderwinkel darstellende, digitale Ausgangssignale verwendbar ist. Ein Funktionsdrehmelder 10 ist mit einer Rotorwicklung 11 und zwei miteinander verbundenen Statorwicklungen 12 und 13 dargestellt. Die Rotorwicklung 11 wird von einer Wechselstromquelle 14 erregt und mechanisch von einer Drehmelderwelle 15 eingestellt, die um einen Winkel θ_τ gedreht wird. In der Praxis beträgt die Frequenz der Versorgungsquelle für die Flugzeugnavigation und für Leitsysteme 400 Hz. Der Drehmelder liefert in bekannter Weise ein Paar analoger Zwei-Phasen-Eingangssignale sinusförmiger Form, die den Sinus und Kosinus des Winkels θ^, darstellen. Diese analogen Eingangssignale, die in der Zeichnung als Kosinus 9_T, der auf einer Ausgangsleitung 16 des Drehmelders erscheint, und als Sinus θφ, der auf einer Ausgangsleitung 17 erscheint, dargestellt sind, bestimmen vollständig den Winkel ^, um den die Drehmelderwelle 15 gedreht ist. Wie bereits erwähnt, sollten die analogen Zwei-Phas en-Eingangs sig-

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nale in binäre, den Winkel ©_T des Drehmelders darstellende, digitale Ausgangssignale umgesetzt werden. Zu diesem Zweck ist ein Zähler 18 des sogenannten "Vorwärts-Rückwärts"-Typs zur Erzeugung eines binären, digitalen 14-Bit-Ausgangssignals vorgesehen, das den geschätzten Wert θ-g des Eingangswinkels des Drehmelders darstellt. Wie der Zeichnung zu entnehmen ist, wird der geschätzte Wert θ·™ des Drehmelders durch das binäre 14-Bit-Ausgangssignal des Zählers 18 dargestellt, wobei die Bits M1, M2 und M3 die höchstwertigen Bits sind und ein Teil /*> des Winkels ©_E in dem Zähler darstellen. Die Bits A4-, A5 und A6 sind die nächsten nach den höchstwertigen Bits und stellen ein Teil Ot des Winkels in dem Zähler dar. Schließlich. w stellen die Bits B7 bis B14 des binären digitalen Ausgangssignals den niedrigstwertigen Teil ρ des Winkels in dem Zähler dar.

Das binäre, digitale 14—Bit-Ausgangssignal des Zählers 18 wird einer logischen Schaltung 19 zugeführt, die zur Steuerung eines Oktant-Selektions-Netzwerks 20, eines ersten Tangens Ot -Dämpfungsnetzwerks 21, eines zweiten Tangens Qt -Dämpfungsnetzwerks 22 und eines ρ -Dampfungsnetzwerks 23 dient. Die Hetzwerke 20 bis 23 ändern die analogen Eingangssignale um ein Wechselspannungs-Fehlersignal mit einer Amplitude bzw. Phase zu erzeugen, das der Amplitude und dem Vorzeichen der Abweichung zwischen dem geschätzten Wert β-g des Winkels in dem Zähler 18 und dem wahren Wert @_T des Winkels entspricht, auf den die Drehmelderwelle 15 eingestellt ist. Das Oktant-Selektions-Netzwerk 20 dämpft wahlweise die Kosinus θ_τ- und die Sinus §_E-Signale, die auf den Leitungen 16 und 17 entsprechend den drei höchstwertigen Bits M1, M2 und M3 des digitalen Winkels in dem Zähler 18 erscheinen, um ein erstes den Kosinus (θιρ- f*) darstellendes erstes Ausgangssignal 24· und ein zweites den Sinus (θ^-/*) darstellen-

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des Ausgangssignal 25 zu erzeugen. Das den Kosinus (θ^- /U) darstellende Signal wird dem ersten Tangens Ot -Dämpfungsnetzwerk 21 zugeführt, in dem es mit dem Tangens des durch die Bits A4, A5 und A6 dargestellten Teil des Winkels in dem Zähler multipliziert wird. Das sich ergebende Signal Kosinus (θ_τ- /U) Tangens (X wird mit dem Sinus (e^-ytc) -Signal an der Stelle 26 differenziert, um ein Ausgangssignal an der Stelle 27 der Form Sinus (&_T-/cc,)+cos(e_T-_/u) tan 06 zu schaffen. Das am Ausgang 25 des Oktant-Selektions-Netzwerks erscheinende Sinus (0_T-yU)-Signal wird ebenfalls mit dem Tangens ot in dem zweiten Tangens «· -Dämpfungsnetzwerk 22 multipliziert und das sich ergebende Produkt zu dem Kosinus (θφ- ytrt)-Signal an der Stelle 28 addiert, um ein Ausgangssignal am Ausgang 29 der Form Sinus (^-/O tan et+cos (β^- /Α.} zu erhalten. Dieses Ausgangssignal wird dem ρ-Dämpfungsnetzwerk 23 zugeführt, um ein Ausgangs signal am Ausgang 30 der Form Sinus (θ_τ- /U.) tan oL + β oosiQ^-ytl) zu erhalten. Die Ausgänge 27 und 30 werden an der Stelle 31 summiert, wodurch sich ein Wechselspannungs-Fehlersignal an der Stelle 32 der Form Sinus (e_T-/O[/3tan OL -ij +cos (θ^-/*) £tan o& + £j ergibt.

Es kann mathematisch gezeigt werden, daß die Amplitude und Phase des Wechselspannungs-Fehlersignals {jeweils den Betrag und das Vorzeichen der Abweichung zwischen dem geschätzten Wert θ-g des digitalen Winkels in dem Zähler und dem richtigen Wert θ^ der Drehmelder-Welleneinstellung darstellen. Für geeignete Inkremente von et und β stellt das Glied £ptano6-ij in dem Fehlersignal eine sehr feine Annäherung an Kosinus (od + ß) und der Begriff ftanei + jSJ eine feine Annäherung an Sinus (oi +A ), so daß das den Sinus des Drehmelderwinkels darstellende analoge Eingangssignal mit einer Kosinusfunktion des digitalen Winkels und das analoge Kosinus-Signal mit einer Sinusfunktion des digitalen Win-

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kels multipliziert wird. Das am Punkt 32 erscheinende Wechselspannungs-Fehlersignal wird einem phasenabhängigen Demodulator und Filter 33 zugeführt, in dem es mit einem Wechselspannungs-Träger-Bezugssignal der Quelle 34- multipliziert und dann gefiltert wird, wodurch sich ein Gleichspannungs-Ausgangssignal mit einem Betrag bzw. einer Polarität ergibt, das die Amplitude und Phase des Wechselspannungs-Fehlersignals darstellt. Das Filter dient zur Entfernung der zweifachen Frequenzkomponenten, die während des Demodulationsvorgangs erzeugt werden, so daß das Gleichspannungs-Signal allein an einen bipolaren Spannungs-Frequenzumsetzer 35 angelegt wird. Der Spannungs-Frequenzumsetzer 35 setzt das Gleichspannungs-Signal des Demodulators 33 in eine erste Reihe von Impulsen 36 und eine zweite Reihe von Impulsen 37 um, die 'zum Betrieb des "Vorwärts-Rückwärts-Zählers" 18 verwendet werden. Die Impuls-Wiederholungsfrequenz jeder Serie der Ausgangssignale stellt die Größe der Abweichung zwischen dem Wert des digitalen Winkels in dem Zähler 18 und dem richtigen Wert &^ der Drehmelder-Wellenstellung in der durch diese Serien dargestellten speziellen Richtung dar. Auf Grund dieser Anordnung kann der Zähler 18 in der einen Richtung in eine Null-Stellung gesteuert werden, in der das binäre 14—Bit-Ausgangssignal des Zählers genau den durch die analogen Kosinus θφ- und Sinus θφ-Signale bestimmten Winkel darstellt.

Der Aufbau des Oktant-Selektions-Netzwerks 20 ist in Fig. 2 dargestellt; hierbei liegt das Kosinus Θφ-Signal des Drehmelders 10 an einem Funktionsverstärker 38 an, der beispielsweise einen Typ 101-Funktionsverstärker enthält. Der Ausgang des Verstärkers 38 ist über in Reihe geschaltete Widerstände 39, 40 und 4-1 an einen invertierenden Eingang 4-2 eines Funktionsverstärkers 43 angelegt. Die Verbindung zwischen den Widerständen 39 und 40 liegt über einen Transistor-

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Schalter 44 mit einem Steueranschluß S1 an Erde; die Verbin-, dung zwischen den Widerständen 40 und 41 ist über einen Transistor-Schalter 45, der an denselben Steueranschluß S1 angeschlossen ist, an Erde. Das Ausgangssignal des Verstärkers 38 wird über eine Leitung 46 den in Reihe geschalteten Widerständen 47, 48 und 49 zugeführt, die an den nicht-invertierenden Eingang 50 des Funktionsverstärkers 43 angeschlossen sind· Die Verbindung zwischen den Widerständen 47 und 48 ist über einen Schalttransistor 51, der durch einen Anschluß S4 gesteuert wird, an Erde angeschlossen; die Verbindung zwischen den Widerständen 48 und 49 ist über Transistor-Schalter 52 und 53, die ebenfalls durch den S4-Anschluß gesteuert werden, an Erde angeschlossen. In ähnlicher Weise ist der Ausgang des Verstärkers 38 über in Eeihe geschaltete Widerstände 54-, 55 und 56 an den invertierenden Eingang 57 eines Funktionsverstärkers 58 und über in Reihe geschaltete Widerstände 59, 60 und 61 an den nicht-invertierenden Eingang 62 des Verstärkers angeschlossen. Eine aus den Transistoren 63 und 64 bestehende Transistor-Schaltanordnung ist vorgesehen, um die Verbindungen der Transistoren 54-, 55 und 55, 56 entsprechend den an einem Steueranschluß S5 angelegten Signalen an Erde nebenzuschließen. Transistor-Schalter 65, 66 und 67 sind vorgesehen, um die Verbindungsleitungen der Transistoren 59, 60 und 61 entsprechend den an einen Steueranschluß S8 angelegten Signalen an Erde nebenzuschließen.

Das an dem Ausgang 17 des Drehmelders 10 erscheinende, analoge Eingangssignal Sinus θφ wird einem Funktionsverstärker 68 und über in Reihe geschaltete Widerstände 69, 70 und 71 dem invertierenden Eingang 57 des Funktionsverstärkers 58 zugeführt. Dasselbe Signal wird ebenso dem nichtinvertierenden Eingang 62 des Verstärkers 58 über in Reihe geschaltete Widerstände 72, 73 und 74 zugeführt. Die Wider-

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stände 69, 70 und 71 sind über Schalttransistoren 75 und 76, die von einem Steueranschluß S6 betätigt werden, an Erde nebengeschlossen, während die Widerstände 72, 73 und 74 über eine aus den Transistoren 77 , 78 und 79 bestehende Transistor-Schaltanordnung, die über einen Steueranschluß S7 betätigt wird, an Erde nebengeschlossen. In ähnlicher Weise wird das Sinus e^-Signal an den invertierenden Eingang 42 des Funktionsverstärkers 43 über in Serie geschaltete Widerstände 80, 81 und 82 und an den nicht-inverti er enden Eingang 50 desselben Verstärkers über Widerstände 83, 84 und 85 angelegt. Die Widerstände 80, 81 und 82 sind über Transistorschalter 86 und ^ 87, die von einem Schaltanschluß S2 gesteuert werden, an Erde angeschlossen. Die Widerstände 83, 84 und 85 sind über Transistor-Schalter 88 und 89, die von einem Schaltanschluß S3 gesteuert werden, an Erde nebengeschlossen. In der Praxis können die Verstärker 43, 58 und 68 ebenfalls die Typ 101-Funktionsverstärker aufweisen.

Wie bereits in der US-Patentschrift ITr. 3 480 947 der Anmelderin erläutert ist, können die Steuerschalter-Anschlüsse S1 bis S8 von einer logischen Schaltung gesteuert werden, um wahlweise die Kosinus θ^- und Sinus Θ^-Signale des Drehmelderausgangs so zu dämpfen und zusammenzufassen, daß am Ausgang 90 des Funktionsverstärkers 43 eine Spannung anliegt, die dem Kosinus (Θ_τ-/Ο proportional ist, und daß an dem Ausgang 91 cLes Funktionsverstärkers 58 eine Spannung anliegt, die dem Sinus (6_T-/u) proportional ist. In der vorliegenden Anordnung werden die Schalt-Steueranschlüsse S1 bis S8 von den drei höchstwertigen Bits M1, M2 und M3 des binären, digitalen Ausgangssignals des Zählers 18 gesteuert. Diese drei Bits bestimmen den Oktant- oder >t-Teil des erzeugten analogen Signals, das den geschätzten Wert des Winkels in dem Zähler darstellt. Die logische Schaltung 19

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Steuerung der Schaltansclilüsse S1 bis S8 ist in den Fig. 6 und 7 dargestellt. Der Zähler 18 kann, wie üblich, vier Flip-Flop-Einheiten 100, 200, 300 und 400 aufweisen. Jede Flip-Flop-Einheit besteht aus vier Flip-Flop-Schaltungen, die in einer üblichen Einheitsform zusammengepackt sind. Die vier gesonderten Einheiten 100 bis 400 sind über Leitungen 92 bis 97 miteinander verbunden, um einen "Vorwärts-Rückwärts^-Zähler zu bilden, der von den Eingängen 36 und 37 des bipolaren Spannungs-Frequenz-Umsetzers 35 betätigt wird. Die drei Bits M1, M2 und M3, die das Oktant-Selektions-Netzwerk 20 steuern, gehören zu den in Fig. 7 dargestellten Einheiten 300 und 400. M1 und M2 werden von der Einheit 400 und das Bit M3 von der Einheit 300 erzeugt. Das Bit M1 wird über eine Leitung 401 an die beiden Eingänge eines NAND-Gatters 402 angelegt, das an seinem Ausgang das Bit TTT erzeugt. Der Ausgang des Gatters 402 ist an einen Eingang jedes der NAND-Gatter mit vier Eingängen 403, 404, 405 und 406 angeschlossen. Das Bit M1 wird über eine Leitung 407 an einen Eingang der NAND-Gatter mit vier Eingängen 408, 409, 410 und 411 angeschaltet. Bei den Gattern 403, 404, 405, 406, 408, 409, 410 und 411 sind zwei ihrer vier Eingänge miteinander verbunden, um ein drittes Eingangsgatter zu schaffen. Der Ausgang des Gatters 403 ist an einen Eingang eines NAND-Gatters 412 mit zwei Eingängen angelegt, dessen Ausgang mit dem Steuerschalteranschluß S4 verbunden ist. Der Ausgang des Gatters 403 wird auch einem der beiden Eingänge des NAND-Gatters 413 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Schaltanschluß S7 verbunden ist. Das Gatter 408 ist mit seinem Ausgang in ähnlicher Weise an einen der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 413 und 414 angeschlossen, deren Ausgänge mit den Schaltanschlüssen S7 und S1 verbunden sind. Der Ausgang des Gatters 409 ist mit einem der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 415 und 416 verbunden, deren Ausgänge mit den Steuer-Schaltanschlüssen S3 bzw. S5

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verbunden sind. Das Gatter 410 steuert in ähnlicher Weise einen Eingang der NAND-Gatter 416 und 417, die an die Steuer-Schal t anschlüsse S5 und S2 angeschlossen sind. Der Ausgang des Gatters 404 ist mit dem einen der "beiden Eingänge jeder der NAND-Gatter 417 und 41.8 verbunden, welche die Anschlüsse S2 und S8 steuern. Der Ausgang des Gatters 405 ist mit einem der Eingänge jedes der Gatter 415 und 418 verbunden, während das Gatter 406 an einen der Eingänge jedes der Gatter 419 und 412 angeschlossen ist. Der Ausgang des Gatters 419 steuert einen Schaltanschluß S6. Schließlich ist das Gatter 411 an einen der beiden Eingänge jedes der Gatter 419 und 414 angeschlossen.

Das Bit M2 wird über eine Leitung 420 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 421 zugeführt, an dessen Ausgang das Bit H2~ anliegt. Das auf diese Weise erzeugte K2~-Bit wird einem der Eingänge jedes der Gatter 408, 409, 404 und 406 zugeführt. Das M2-Bit des Zählers wird über eine Leitung einem der Eingänge jedes der Gatter 403» 410, 405 und 411 zugeführt. Das MJ-Bit der Einheit JOO wird über Leitungen 423 und 424 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 425 zugeführt, an dessen Ausgang ein HJ-Bit anliegt. Das TTJ-Bi t wird einem der Eingänge jedes der Gatter 408, 410, 405 und 406 zugeführt. Das KJ-Bit des Zählers wird über Leitungen 423 und 426 einem Eingang jedes der Gatter 403, 409, 404 und 411 zugeführt. Durch diese Anordnung wird jeder der Steueranschlüsse von den Bits M1, M2 und M3 und von ihren inverten Bits gesteuert.

Wie bereits in der erwähnten US-Patentschrift Nr. 3 480 947 der Anmelderin ausgeführt ist, wird der Leitungsstrom durch die verschiedenen Widerstandsbahnen in dem in Fig. 2 dargestellten Oktant-Selektions-Netzwerk 20 von der Binärkodierung der Bits M1, M2 und M3 gesteuert, die die

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Transistor-Schalter in jedem der Widerstandszweige des Selektions-Netzwerks steuern. Der Gesamtwert der drei Widerstände in jedem Zweig des Netzwerks ist für jeden Zweig derselbe, so daß das Oktant-Selektions-Netzwerk wie eine Vielzahl von Schaltern arbeitet, die ausgewählte Kombinationen der'Kosinus θ^- und Sinus Θ^-Signale an den Verstärkern 4-3 und 58 dar stellen. Da das Vorzeichen und die relative Größe der Sinus- und Kosinusfunktionen eine eindeutige Verknüpfung in jedem Oktanten besitzen, bestimmen die acht Verknüpfungen der Bits M1, M2 und M3 den Oktanten des digitalen Winkels in dem Zähler. Die folgende Tabelle I zeigt die Oktanten-Decodierung, die in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung angewendet wird:

Tabelle I

Eingangswinkel	M1	M2	M3	geöffnete	Schalter
O0 - 44.98°	0	O	O	S4 und	S6
45° - 89.98°	0	0	1	S2 und	S8
90° - 154.98°	0	1	O	S3 und	S8
135° - 179.98°	O	1	1	S4 und	S7
180° - 224.98°	1	0	0	S1 und	S7
225° - 269.98°	1	0	1	S3 und	S5
270° - 314.98°	1	1	0	S2 und	S5
315° - 359.98°	1	1	1	S1 und	S6

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In dieser Tabelle stellt eine "binäre "O" einen niederohmigen Eingang des Zählers und eine binäre "1" einen hochohmigen Eingang des Zählers dar. Aus der Tabelle ist weiterhin zu ersehen, daß jeder der acht Oktanten des erzeugten, den digitalen Winkel in dem Zähler darstellenden Analogsignals durch das öffnen verschiedener Paare von Transistor-Schaltern derart bestimmt wird, daß jeder Oktant eindeutig durch eine Verknüpfung der drei Bits M1, M2 und M3. definiert ist. Beispielsweise erzeugen für einen Winkel von 10.00° die Bits M1, M2 und M3 an dem Zähler alle einen niedrigohmigen Ausgang. Durch diese Verknüpfung werden die Schalter S4 und S6 ausgeschaltet, so daß der Strom über einen von den Widerständen 47, 48 und 49 gebildeten ersten Stromweg und über einen von den Widerständen 69, 70 und 71 gebildeten zweiten Stromweg fließen kann. Durch den Strom in dem von den Widerständen 47, 48 und 49 gebildeten Zweig wird das Kosinus ©m-Signal des Verstärkers 38 dem nicht-invertierenden Eingang 50 des Verstärkers 43 zugeführt, während durch den Stromfluß durch die Widerstände 69, 70 und 71 das Sinus ©^-Signal des Verstärkers 68 dem invertierenden Eingang 57 des Verstärkers 58 zugeführt wird. Durch diese Verknüpfung der Oktanten-Bits werden alle übrigen Schalter in dem Oktant-Netzwerk angeschaltet, durch das Fließen eines Stromes durch die von diesen Schaltern gesteuerten Widerstandsbahnen verhindert ist.

In der Schaltungsanordnung der Pig. 1 werden als nächstes die an den Ausgängen 24 bzw. 25 des Oktant-Selektions-Netzwerks anliegende Kosinus (θ^-yO, )- und Sinus (θ^-^fct )-Signale den Tangens cc -Dämpfungsnetzwerken 21 und 22 zugeführt, wo sie mit der Tangensfunktion des durch die Bits A4, A5 und A6 dargestellten Teils des Zählerwinkels multipliziert werden. Die Schaltungsanordnung jedes der Tangens öd -Dämpfungsnetzwerke und die Einrichtungen zur wahlweisen Verknüpfung

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dieser Signale zur Bildung des Wechselstrom-Fehlersignals ist in Fig. 3 dargestellt.

In Fig. 3 wird der Ausgang 90 des Funktionsverstärkers 43 in dem Oktant-Selektions-Netzwerk 20 unmittelbar dem Tangens OC -Dämpfungsnetzwerk 21 und das sich ergebende Produkt dem invertierenden Eingang eines Funktionsverstärkers 500 zugeführt. Das Tangens OC -Dämpfungsnetzwerk 21 besteht aus sieben parallelen Zweigen 501 bis 507· Jeder der Zweige weist drei in Serie liegende Widerstände auf. Der Zweig 501 enthält demnach die Widerstände 501A, 501B und 501C, während der Zweig 502 die Widerstände 502A, 502B und 502C aufweist. Jeder der übrigen fünf Zweige weist ebenfalls drei Widerstände auf. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen B und C jedes Zweiges ist über einen Transistor-Schalter D an Erde angeschlossen, während der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen A und B desselben Zweiges über einen Transistor-Schalter E mit Erde verbunden ist. Beide Transistor-Schalter in jedem Zweig sind mit einem gemeinsamen Steueranschluß für den Zweig verbunden und werden von demselben Ausgang der logischen Schaltung betätigt. Beispielsweise ist der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 501B und 5010 in dem Zweig 501 über den Transistor-Schalter 501D an Erde angeschlossen, während der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 501A und 501B über den Transistor-Schalter 501E an Erde angeschlossen ist. Beide Transistor-Schalter 501D und 501E sind mit einem gemeinsamen Steueranschluß S9 verbunden und werden von demselben Ausgang der logischen Schaltung 19 betätigt. Die Transistor-Schalter in jedem der sieben Schaltzweige sind mit einem anderen Steuer-Schaltanschluß verbunden, so daß der Anschluß S10 den Zweig 502, der Anschluß S11 den Zweig 503, der Anschluß S12 den Zweig 504, der Anschluß S13 den Zweig 505, der Anschluß S14 den Zweig 506 und der

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Anschluß SI5 den Zweig 507 steuert. Die Widerstände in geaem Zweig des Tangens OC -Dämpfungsnetzwerks 21 haben bezüglich der anderen Widerstände in dem Netzwerk einen binären, digitalen Kettenwert vorgegeben, um am Ausgang des Netzwerks einen Strom zu schaffen, der proportional dem Tangens des durch die Bits A4, A5 und A6 dargestellten Teils des digitalen Winkels in dem Zähler ist. Die Stromleitfahigkeit durch jeden Zweig wird durch Betätigung des Schalteranschlusses für den Zweig derart gesteuert, daß zur selben Zeit wahlweise die Zweige leitend sein können«, um die erforderlichen Werte des Ausgangsstroms für verschiedene Verknüpfungen der Bits A4, A5 und A6 zu erzeugen.

Das Tangens 06 -Dämpfungsnetzwerk 22, das das Sinus (θ™- jüi)-Signal mit dem Tangens OC multipliziert, besteht ebenfalls aus sieben Zweigen 508 bis 514-· Jeder Zweig weist aber nur zwei in Serie liegende Widerstände auf und der zwischen diesen Widerständen liegende Verbindungspunkt ist über einen einzelnen Transistorschalter mit Erde verbunden} jeder Transistor-Schalter ist an einen anderen der Steueranschlüsse S9 bis SI5 angeschlossen. Beispielsweise besteht der Zweig 5Ο8 aus den Widerständen 508A und 5O8B und der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen ist über einen Transistor-Schalter 5O8C, der an den Steuer-Schaltanschluß S9 angeschaltet ist, mit Erde verbunden. Der Zweig 509 besteht aus den beiden Widerständen 5O9A und 5O9B, deren Verbindungspunkt über einen Transistor-Schalter 5O9G» der an den Steueranschluß S10 angeschlossen ist, mit Erde verbunden ist. Jeder der Widerstände in den Zweigen 5Ο8 bis 514 gibt einen binären, digitalen Eettenwert relativ zu den anderen Zweigen derart ab, daß das Netzwerk einen Ausgangsstrom erzeugt, der gleich dem Produkt des Eingangsstroms und dem Tangens Ot ist. Das Tangens OC -Dämpfungsnetzwerk 22 weist einen ähnlichen Aufbau auf

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wie das Tangens OC-Dämpfungsnetzwerk 21. Dies ist zweckmäßig, da das Tangens OC-Dämpfungsnetzwerk 22 zur Multiplikation des Sinus (©rp-yU)-Signals mit dem Tangens OC betrieben wird und das sich ergebende Produkt dem ρ-Dämpfungsnetzwerk 23 zur weiteren Verarbeitung zugeführt wird. Da die β-Verarbeitung nur auf Bits niedrigerer Ordnung oder die am niedrigwertigsten Bits des binären, digitalen 14-Bit-Ausgangssignals des Zählers 18 anspricht, kann das in diesem Netzwerk benötigte TangensoC-Signal nur mit einer erheblich geringeren Genauigkeit erzeugt werden als das TangensOC-Signal, das unmittelbar dem Verstärker 500 zugeführt wird. Der kleinere Maßstabsfaktor, der in der Größenordnung von zehn liegt, ermöglicht eine Materialvereinfachung beim Aufbau des Tangens OC-Dämpfungsnetzwerks

Die logische Schaltung zur Steuerung der Schaltanschlüsse S9 bis S15 ist in Fig. 7 dargestellt. Die logische Schaltung für die Tangens OC-Netzwerke 21 und 22 spricht auf die Bits M3, A4-, A5 und A6 an. Das Bit A4· wird über eine Leitung 301 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 302 und über eine Leitung 303 dem einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 304- zugeführt. Das Bit A5 wird mittels einer Leitung 305 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 306 über eine Leitung 307 dem einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 308 zugeführt. In ähnlicher Weise wird das Bit A6 über eine Leitung 309 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 310 und über eine Leitung 311 dem einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters

312 zugeführt. An dem Ausgang des Gatters 302 liegt das Bit A"4~ an, das dem einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters

313 zugeführt wird. Am Ausgang des Gatters 306 liegt das Bit Xl? an, das direkt einem der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 314· zugeführt wird, während am Ausgang des Gatters 310 ein Bit I6* anliegt und unmittelbar dem einen Eingang eines UND-Gatters 315 zugeführt wird. Das Bit M3 wird über tine Leitung 316 dem anderen Eingang Jedes der NAND-Gatter 304,

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308 und 312 zugeführt, wahrend das Bit M3 über eine Leitung 317 dem anderen Eingang jedes der NAND-Gatter 313» 314- und 315 zugeführt wird. Mittels dieser Anordnung wird jedes der Gatter 304-, 3O8, 312, 313, 314- und 315 durch zwei verschiedene Bits aus der Gruppe gesteuert, die aus den Bits M3, H3, A4-, 3?F, A5» 33?j A6 und JJo bestehen» Der Ausgang der Gatter 313 und 304- wird über Leitungen 316A und 317A den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 318 und über eine Leitung 319 dem einen der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 320, 321 und 322 zugeführt· Derselbe Ausgangswert wird ebenfalls einem NAND-Gatter 323 mit vier Eingängen zugeführt. Der Ausgang der

^ Gatter 308 und 314- wird über eine Leitung 324- und eine Leitung 325 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 326 und über eine Leitung 327 dem einen der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 328, 321, 322 und 323 zugeführt. Die Ausgänge der Gatter 312 und 315 sind über Leitungen 329 und 330 mit den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 331 und über eine Leitung 332 mit einem der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 328, 320 und 323 verbunden. Der Ausgang des Gatters 3I8 wird über eine Leitung 333 einem Eingang eines NAND-Gatters 334- mit vier Eingängen und einem der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 335» 336 und 337 zugeführt. Der Ausgang des Gatters 326 wird über eine Leitung 338 einem Eingang des Gatters 334· und dem einen von beiden Eingängen eines Gatters 335 zuge-

p führt. Der Ausgang des Gatters 331 wird direkt einem Eingang des Gatters 534- und der Ausgang des Gatters 334 über eine Leitung 339 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 34Ό zugeführt, das einen mit den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 34-1 verbundenen Ausgang aufweist. Der Ausgang des Gatters 34-1 ist direkt mit dem Schaltanschluß S9 und der Ausgang des Gatters 335 direkt mit dem Schaltenschluß S10 verbunden. Der Ausgang des Gatters 328 ist an den einen der beiden Eingänge eine· Gatters 336 und der Ausgang diese· Gattars direkt φ

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dem Steueranschluß S11 angekoppelt. Der Ausgang des Gatters 337 ist mit dem Anschluß S12 verbunden. Die Ausgänge der Gatter 320 und 321 sind an die zwei Eingänge eines HAND-Gatters 342 angekoppelt, dessen Ausgang direkt mit dem Schaltanschluß S13 verbunden ist. Der Ausgang des Gatters 322 ist an die beiden Eingänge eines NAND-Gatters 34-3 angekoppelt, dessen Ausgang mit dem Steuer-Schaltanschluß S14 verbunden ist. Schließlich ist der Ausgang des Gatters 323 an die beiden Eingangsanschlüsse eines NAND-Gatters 3²W- angekoppelt, dessen Ausgang mit dem Schaltanschluß S15 verbunden ist.

Mit Hilfe dieser Schaltungsanordnung wird jeder der Steuer-Schaltanschlüsse S9 bis S15 durch eine bestimmte Verknüpfung der Bits A4, A5 und A6 ebenso wie durch das Bit M3 gesteuert, das das am wenigsten kennzeichnende Bit der Oktant-Steuerungsgruppe ist. Die Logik für die Tangens OC -Kodierung ist in Tabelle II wiedergegeben:

Tabelle II

Winkel	A4	A5	A6	geschlossene
				Schalter
0° - 5.603°	0	0	0	keine
5.625° - 11.228°	0	0	1	S9
11.250° - 16.853°	0	1	0	S9, S10
16.875° - 22.478°	0	1	1	S9, S10 und S11
22.500° - 28.103°	1	0	0	S9 - S12
28.125° - 33.728°	1	0	1	S9 - S13
33.750° - 39.353°	1	1	0	S9 - S14
39.375° - 44.978°	1	1	1	A11

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Wenn die Schaltensclilüsse S9 "bis SI5 in Fig. 3 dem Ausgang der logischen Schaltung 19 betätigt werden, schaltet jeder der so' betätigten Schalter das Signal in der zu dem Schalter gehörenden Widerstandsbahn im Nebenschluß an Erde, so daß die ausgewählten-Zweige der Kettennetzwerke 21 und 22 ein Signal zu den entsprechenden Ausgangsleitungen 515 "UZicL 5I6 weiterleiten. Diese Schaltanschlüsse werden wahlweise durch die drei Bits A4, A5 und A6 entsprechend der Logik in Tabelle II gesteuert. Beispielsweise sind für einen Winkel von 10.00° die Bits A4, A5 und A6 0, 0 bzw. 1 und nur der Schalter S9 ist eingeschaltet. Zu dieser Zeit fließt daher kein Strom durch die Zweige 501 und 5O8 der Tangens Ot-Dämpfungsnetzwerke. Die übrigen Zweige jedes Netzwerks leiten aber und die Summe der so erzeugten Ströme liefert ein Ausgangssignal für jedes Netzwerk, das der Tangens des durch diese Bit-Verknüpfung dargestellten Winkels (10.00°) ist. Wie der Tabelle II zu entnehmen ist, werden die Tangenset-Netzwerke in Schritten von 5.625° gesteuert. Die relativen Widerstandswerte der Zweige jedes der Tangens O^ -Dämpfungsnetzwerke sind so proportioniert, daß die relative Leitfähigkeit der Zweige in jedem Netzwerk proportional zu dem Tangens Ot zunimmt.

Auf Grund der vorbeschriebenen Operation erscheint das Kosinus (θφ- yu)-Signal am Eingang zu dem Netzwerk 21, wo es mit Tangens OC multipliziert wird, und dadurch das Signal Kosinus (θ^- /4 ) Tangens ot an der Ausgangsleitung 515 dieses Netzwerkes erzeugt wird. Auf ähnliche Weise arbeitet das Netzwerk 22, um das auf einer Leitung 91 erscheinende Sinus (θ_τ- /a. )-Signal mit Tangens oc zu multiplizieren, um so am Ausgang 5I6 dieses Netzwerks das Signal Sinus (θφ- /λ) Tangens <x zu erzeugen. Zu dieser Zeit wird über eine Leitung 517 das Sinus (θ^- /O-Signal vom Eingang des Tangens Oo -Netzwerks 22 über zwei parallel liegende Wider-

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stände 518 und 519 an den Schaltungsverbindungspunkt 26 angelegt, wo das Sinus (θ-^-/u)-Signal von dem am Ausgang des Kettennetzwerks 21 erscheinende Kosinus (θ^-^) TangensOt-Signal subtrahiert wird. Dieses in Fig. 1 an der Ausgangsleitung 27 schematisch dargestellte Differenzsignal wird über eine Leitung 520 in Fig. 3 dem invertierenden Eingang des Funktionsverstärkers 500 zugeführt. Gleichzeitig wird über eine Leitung 521 und einen Widerstand 522 das am Eingang 90 des Netzwerks 21 erscheinende Kosinus (θ™- μ )-Signal dem invertierenden Eingang eines Funktionsverstärkers zugeführt. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 523 ist über einen Widerstand 524 mit Erde verbunden, so daß der Verstärker tatsächlich die Polarität des durch ihn hindurchgehenden Signals umkehrt. Das in seiner Polarität umgekehrte Ausgangssignal des Verstärkers wird über eine Leitung 525 und einen Widerstand 526 dem invertierenden Eingang eines Funktionsverstärkers 52? zugeführt. Ebenso wird der Ausgang des Tangens 06 -Netzwerks 22 über eine Leitung 516 demselben invertierenden Eingang des Verstärkers 527 zugeführt, so daß der an der Leitung 528 erscheinende Ausgangswert des Verstärkers Sinus (.Q₁Ji-At) tan Ot + cos (θ^,- /*) darstellt. Dieses Signal wird dem p-Dämpfungsnetzwerk 23 zugeführt, wo es mit β multipliziert und über eine Leitung 529 dem invertierenden Eingang des Summierverstärkers 500 zugeführt wird.

Die Schaltung des ρ-Dämpfungsnetzwerks ist in Fig. 4 dargestellt. Das Netzwerk weist acht parallel zueinander liegende Zweige 601 bis 608 auf. Der Zweig 601 besteht aus zwei in Reihe liegenden Widerständen 601A und 601B, deren Verbindungspunkt über einen Transistor-Schalter 6010, der an den Steuer-Eingangsanschluß S16 angekoppelt ist, mit Erde verbunden ist. Der Zweig 602 besteht aus Widerständen 602A und 602B, die in ähnlicher Weise über einen Transistor-

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Schalter 6020, der mit dem Steueranschluß S17 in diesem Zweig in Verbindung steht, im Nebenschluß an Erde geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 602A und 602B ist ebenfalls über einen Widerstand 602D an Erde geschaltet. Der Zweig 603 weist Widerstände 6O3A und 6O3B sowie einen
Transistor-Schalter 603C auf, der von dem Steuerschalter S18 gesteuert wird. Der Widerstand 603D liegt wiederum zwischen
Erde und dem Mittelpunkt zwischen den Widerständen in diesem Zweig. Die übrigen Zweige 604 bis 608 sind genauso aufgebaut wie der Zweig 603 und werden über S ehalt anschlüsse S19 bis
S23 betätigt. Da durch die relativen Widerstandswerte der
Zweige des ρ-Dämpfungsnetzwerks 23 die binären, digitalen
Kettenwerte ausgewählt sind, kann das Netzwerk analoge Signale erzeugen, die den Teil ρ des durch die Bits B7 bis B14
wiedergegebenen, digitalen Winkels in dem Zähler darstellen. Durch das j5-Dämpfungsnetzwerk 23 ist eine feine Einstellung möglich und in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung steuern die Bits B7 bis B14 des Zählerausgangs den Winkel in Schritten von 0.022°. In der Praxis besitzt jeder Zweig des
Kettennetzwerks 23 einen Widerstandswert, der etwa doppelt so groß ist wie der Wert des nächst niedrigen, von oben nach unten in dem Netzwerk aufeinanderfolgenden Zweigs. Der Nebenschlußwiderstand D jedes der Zweige 602 bis 608 kann gegebenenfalls eliminiert werden, da er nur in der offenbarten An ordnung verwendet wird, damit jeder der A- und B-Widerstände denselben Wert besitzt.

Die logische Schaltung zur Steuerung der Schaltan schlüsse S16 bis S23 ist in Fig. 6 dargestellt. Die Flip- Ei op-Einheit 200 erzeugt Ausgangsbits B7 bis B10, während
die Einheit 100 die Bits B11 bis B14 erzeugt. Das Bit B7
wird über eine Leitung 201 den beiden Eingängen eines NAND- Gatter» 202 zugeführt, das an seinem Ausgang das Bit B"7

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erzeugt. Das Bit B7 wird ebenso einem der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 203 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Steuer-Schaltanschluß S16 verbunden ist. In ähnlicher Weise ist das Bit B8 über eine Leitung 204 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 205 zugeleitet, das an seinem. Ausgang das Bit B"8~ erzeugt. Das Bit B8 wird ebenso an einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 206 angekoppelt, dessen Ausgang an den Steuer-Schaltanschluß S17 angekoppelt ist. Das Bit B9 wird über eine Leitung 207 an die beiden Eingänge eines NAND-Gatters 208 gekoppelt, damit das Bit B§ am Ausgang dieses Gatters erscheint. Auch das Bit B9 wird an den einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 209 angekoppelt, dessen Ausgang direkt an den Schaltanschluß S18 angekoppelt ist. Das Bit B10 wird über eine Leitung 210 an die beiden Eingänge eines NAND-Gatters 211 angekoppelt, das an seinem Ausgang das Bit B10 erzeugt. Auch das Bit B10 wird einem der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 212 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Schaltanschluß SI9 verbunden ist. Das Bit M3, das auf der Leitung 423 erscheint und durch die Flip-Flop-Einheit 300 erzeugt wird, wird den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 213 zugeführt, an dessen Ausgang auf einer Leitung 214 dann das Bit TT^" anliegt. Dieses Bit wird über eine Leitung 215 dem einen der beiden Eingänge jedes der NAND-Gatter 216, 217, 218 und 219 zugeführt, deren Ausgänge mit den Schaltanschlüssen S16, SI7, S18 und SI9 verbunden sind. In ähnlicher Weise wird das Bit HJ, das auf der Leitung 427 erscheint, den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 220 zugeführt, an dessen Ausgangsleitung 221 dann das Bit M3 anliegt. Das Bit M3 wird über eine Leitung 222 dem einen Eingang jedes der NAND-Gatter 203, 206, 209 und 212 zugeführt. Die Schalter S16 bis SI9 werden also tatsächlich über B10 durch die Bits B7 gesteuert und werden während des Betriebs des "Vorwärts-Rückwärts"-Zählers 18 durch die Addition der

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Bits M3 und M3 getastet.

In ähnlicher Weise wird das dureL·. die Flip-IPlop-Einheit 100 erzeugte Bit B11 über eine Leitung 223 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 224 zugeführt, das an seinem Ausgang das Bit B11 erzeugt| das Bit B11 wird ebenfalls einem der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 225 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Sehaltanschluß S20 verbunden ist. Das Bit B12 wird über eine Leitung 226 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 227 und dem einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 228 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Schaltant schluß S21 verbunden ist. Das Bit B13 wird über eine Leitung 229 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 230 und ebenfalls einem der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 231 zugeführt, dessen Ausgang an einen Schaltanschluß S22 angekoppelt ist. Schließlich wird das Bit B14 über eine Leitung 232 den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 233 und dem einen der beiden Eingänge eines NAND-Gatters 234- zugeführt, dessen Ausgang mit dem Schaltanschluß S23 in Verbindung steht.

Jedes der Gatter 224-, 227, 230 und 233 erzeugt die logische Umkehr seines Eingangsbits. Der Ausgang des Gatters 224- ist an einen Eingang eines NAND-Gatters 235 angekoppelt, während der Ausgang des Gatters 227 an einen Ein-P gang eines NAND-Gatters 236 angekoppelt ist. Der Ausgang des Gatters 230 ist an einen NAND-Gatter 237 angekoppelt, dessen Ausgang mit dem Schaltanschluß S22 verbunden ist. Der Ausgang des Gatters 233 ist mit einem Eingang eines NAND-Gatters 238 verbunden, dessen Ausgang an den Schaltanschluß S 23 angeschlossen ist. Das auf der Leitung 214- erscheinende Bit H3 wird an einen der Eingänge jedes der NAND-Gatter 2$5 bis 238 angelegt, während das Bit M3 über die Leitung 221 an einen der Eingänge jedes der Gatter 225, 228, 231 und 234

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angelegt wird. Bei dieser Schaltungsanordnung steuern die Bits B7 bis B14 tatsächlich die Schaltanschlüsse S16 bis S23» so daß das ρ-Dämpfungsnetzwerk 23 ein Signal mit einem den Wert des β-Teils des digitalen Winkels in dem ¹¹ Vorwärts-Rüekwärts"-Zähler darstellenden Strom erzeugt. Die Logik für die p-Kodierung ist in der Tabelle III wiedergegeben:

Tabelle III

	Winkel	0.02197°	B7	B8	B9	B10	B11	B12	B13	B14	Schalter geschlossen
	0° -	- 0.044°	0	0	0	0	0	0	0	0	keine
O.	02197°	- 0.066°	0	0	0	0	0	0	0	1	S16
0.	044°	- 0.088° *	0	0	0	0	0	0	1	0	S17
0.	066°	- 5.623°	0	0	0	0	0	0	1	1	S16,,S17
5.	621°	- 5.625°	1	1	1	1	1	1	1	0	S23- S17
5.	623°	1	1	1	1	1	1	1	1	alle

Die Tabelle III ist verkürzt wiedergegeben. Die Ergänzung der Daten kann leicht bei Berücksichtigung der Tatsache berechnet werden, daß das p-Netzwerk in Schritten von 0.022° steuert und daß jedes der B7 bis B14-Bits keinen anderen der Steueranschlüsse S16 bis S23 steuert.

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Mit dem in Fig. 3 dargestellten p-Dämpfungsnetzwerk 23 wird das Ausgangssignal des Verstärkers 527 niit β multipliziert, um das Signal β Sinus (θ^- JUL ) tan OK. + β cos (öfji- /C ) an seinem Ausgang 529 zu erzeugen, das dann an den invertierenden Eingang des Summierverstärkers 500 angelegt wird. Das am Ausgang des Summierverstärkers 500 erscheinende Fehlersignal besitzt dann die am Ausgang 32 in J¹Xg. 1 dargestellte Form. Das Signal, das ein Wechselstrom-Fehl er signal mit einer Amplitude bzw. einer Phase ist, das die Größe und das Vorzeichen der Abweichung zwischen dem richtigen Wert des Winkels in dem Drehmelder und dem geschätzten Wert des Winkels in dem Zähler darstellt, wird über ein EC-Koppelnetzwerk aus einem Kondensator 530 und einem Widerstand 531 an den Eingang des phasenabhängigen, in Fig· 1 dargestellten Demodulators 33 angekoppelt. Die RC-Kopplung entfernt wirksam alle Gleichstromkomponenten aus dem Fehlersignal durch Eliminierung der auf der Verstärkerauswanderung und einer Schaltabweichung u. ä. beruhenden Fehlern. Das die Fehlerinformation enthaltende Signal ist daher eher ein Wechselstrom-Signal als ein Gleichstromsignal. Hierdurch werden die Schwierigkeiten vermieden, die durch die Verwendung von Gleichstrom-Fehlersignalen bei den bekannten Anordnungen aufgetreten sind. Das Wechselstrom-Fehlersignal wird an die phasenabhängige Demodulatorschaltung 33 angekoppelt, in der es mit einem Träger-Bezugssignal der Quelle 34- multipliziert wird, die auf derselben Frequenz wie die Signalquelle 14 für die Drehmelder-Rotorwicklung liegt. Das Gleichstrom-Fehlersignal wird mit der Träger-Bezugsspannung multipliziert, um ein Gleichstrom-Ausgangssignal mit einer Größe und einer Polarität zu erzeugen, die die Amplitude und Phase des an den Eingang des Demodulators angelegten Wechselstrom-Fehlersignals darstellen. Wegen der Multiplikation des Wechselstrom-Fehlersignals mit der Träger-Bezugsspannung arbeitet der phasenabhängige Demodula-

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tor tatsächlich auf dieselbe Weise wie ein Zwei-Phasen-Servomotor, um praktisch alle auf Oberwellen- und um 90°- verschobenen Signalen beruhende Fehler zu eliminieren· Der Analog-Digital-Umsetzer gemäß der Erfindung besitzt dieselbe Unempfindlichkeit gegen Oberwellensignale und gegen Signale mit einer 9O°-VerSchiebung wie ein elektromechanisches Servosystem mit einem Zwei-Phasen-Servomotor, aber es unterliegt nicht denselben Begrenzungen an Genauigkeit und Ansprechverhalten, wie sie solchen Systemen anhaften. In der Praxis wird für den phasenabhängigen Demodulator 33 ein abgeglichener Modulator-Demodulator des Typs Motorola MC1596G verwendet·

In Pig. 5 werden die abgeglichenen Ausgänge des phasenabhängigen Demodulators 33 dem Eingang eines bipolaren Spannungs-Frequenzumsetzers 35 zugeführt· Die Ausgänge des Demodulators werden über Leitungen 701 und 702 und Eingangswiderstände 703 und 705 an die invertierenden und nicht-invertierenden Eingänge eines Funktionsverstärkers 704- angekoppelt. Ein Filter aus in Serie geschalteten Kapazitäten 7O6 und 707» deren Verbindungspunkt mit Erde verbunden ist, ist parallel zum Eingang an den Verstärker 704 nebengeschlossen und dient zur Entfernung von Doppelfrequenz-Komponenten, die während des Demodulationsvorgangs erzeugt werden. Der Ausgang des Funktionsverstärkers 704- ist an den invertierenden Eingang über einen Rückkopplungswiderstand 7O8 und an den nicht-invertierenden Eingang über in Serie liegende Widerstände 709 und 710 rückgekoppelt. Der Verbindungspunkt der Widerstände 709 und 710 ist über einen Kondensator 7II mit Erde und über eine Diode 712 und Eingangswiderstände 714- und 721 mit dem nicht-invertierenden Eingang einer Vergleichsschaltung 715 verbunden. Der Ausgang der Vergleichsschaltung 715 ist über eine Leitung 716 mit dem "Aufzähl"-Eingang des

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"Vorwärts-Rückwärts"-Zählers 18 verbunden. Der Ausgang der Vergleichs schaltung 715 ist über einen Rückkoppelwider stand 717 an <3-^en nicht-invertierenden Eingang und über einen Vorwiderstand 7I8 an eine nicht dargestellte negative Spannungsquelle angekoppelt. Der invertierende Eingang der Vergleichsschaltung 715 ist über einen Widerstand 719 mit Erde und über einen Widerstand 720 mit einer positiven, nicht dargestellten Spannungsquelle verbunden. Die Verbindung der Diode 712 und des Eingangswiderstandes 714- ist über einen Transistor 713 und eine Leitung 722 an Erde angeschlossen. Der Transistor arbeitet als Schalter, dessen Basis mittels eines Widerstandes 723 und einer Leitung 724 mit positiven Rückstellimpulsen verbunden. Der Ausgang des Eunktionsverstärkers 704- ist über eine Diode 725 und Eingangswiderstände 727 und 729 an den invertierenden Eingang einer Vergleichsschaltung 728 angekoppelt. Der Ausgang der Vergleichsschaltung 728 ist an die ¹¹ Zähl-Ab"-Steuerung des "Vorwärts-Rückwärts"-Zählers 18 mittels einer Leitung 730 angekoppelt und an den nicht-invertierenden Eingang über einen Widerstand 731 rückgekoppelt. Der Ausgang dieser Vergleichsschaltung ist über einen Widerstand 732 an eine nicht dargestellte negative Spannungsquelle angekoppelt, während der nicht-invertierende Eingang über einen Widerstand 733 an dieselbe Spannungsquelle angeschlossen ist. Mittels eines Transistors 726 ist der Verbindungspunkt zwisehen der Diode 725 und dem Widerstand 727 über den K.ollektor-Emitter-B-reis und eine Leitung 735 an Erde angeschaltet. Die Basis des Transistors ist über einen Widerstand 736 und eine Leitung 737 an die negativen Rückstellimpulse angekoppelt.

Wenn während des Betriebs eine Gleichstrom-Ausgangsspannung des Demodulators 33 parallel zu den Eingangsanschlüssen des Spannungs-Frequenzumsetzers 35 angelegt wird, wird

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die Spannung an dem Ausgangswiderstand 709 reproduziert, wo ein Strom zur Ladung eines Kondensators 711 erzeugt wird. Der größte Teil des auf diese Weise erzeugten Stroms wird zum Laden des Kondensators 711 verwendet, da die Impedanz des Kondensators klein ist verglichen mit der Größe der Rückkopplungswiderstände 708 und 710. Wenn die Spannung an dem Kondensator 7II der Vergleichsschaltung 715 über die Diode 712 zugeführt wird, steigt das Potential an dem nicht-invertierenden Eingang der Vergleichsschaltung über das Potential an dem invertierenden Eingang an, wodurch das Ausgangspotential der Vergleichsspannung an der Leitung 716 von einem niedrigen auf einen hohen Wert ansteigt. Ein von der (nicht dargestellten) logischen Schaltung erzeugter, positiver Rückstellimpuls wird über eine Leitung 724· der Basis eines !Transistors 713 zugeführt, so daß der Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors als Schalter arbeitet, so daß die Spannung an dem Kondensator 711 an Erde gelegt wird und der Kondensator dadurch entladen wird. Wenn das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang der Vergleichsschaltung unter das Potential an dem invertierenden Eingang sinkt, wird der Ausgang der Vergleichsspannung wieder so niedrig, daß die Vergleichsschaltung 715j sobald fortwährend ein Gleichstrom-Signal an den Eingang des Verstärkers 704- gelegt wird, eine Reihe von Ausgangsimpulsen mit einer Impuls-Wiederholfrequenz erzeugt, die von der Größe des Gleichstrom-Signals von dem phasenabhängigen Demodulator 35 abhängt. Auf ähnliche Weise erzeugt die Vergleichsschaltung 728 eine Reihe von Ausgangsimpulsen auf der Leitung 730, wenn Gleichstrom-Signale der entgegengesetzten Polarität von dem Demodulator 33 anliegen. Diese Impulsreihen werden dazu verwendet, damit der Zähler 18 rückwärts und wieder vorwärts zählt; die Impuls-Wiederholfrequenz ist von der Größe des Gleichstrom-Signals des Demodulators abhängig.

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Wenn der Zähler 18 ein binäres, digitales Ausgangssignal erzeugt, das einen von dem Winkel der Drehmelder-Eingangswelle verschiedenen Winkel anzeigt, dann stellt das Wechselstrom-Fehlersignal, das durch die Betätigung der Dämpfungsnetzwerke erzeugt wird, mit seiner Amplitude und Phase die entsprechende Größe und das entsprechende Vorzeichen der Abweichung zwischen der Zählereinstellung und dem richtigen Wert des Eingangswinkels dar. Das Fehlersignal wird dann in der Art eines Servosignals verwendet, um den "Vorwärts-Bückwärts"-Zähler auf Null einzustellen, so daß dann sein Ausgang den richtigen Wert des Drehmelder-Eingangswinkels darstellt. Durch diese Schaltungsanordnung schafft der Analog-Digital-Umsetzer gemäß der Erfindung bei einer 14~Bit-Auflösung eine 13-Bit-Genauigkeit und arbeitet als Festkörperbauteil proportional dem Servosystem. Ein Umsetzer dieser Bauart ermöglicht auf Grund seiner extrem schnellen Ansprechzeit eine Multiplex-Betrieb mit einer Vielzahl von Drehmelder-Eingangssignalen. Auf Grund der schnellen Ansprechzeit des Umsetzers ist die Schwierigkeit eines "Verbrauchs" von Digitaldaten eliminiert, das sogar noch manchmal bei bekannten Umsetzersystemen mit Festkörperbauteilen auftritt. Der Analog-Digital-Umsetzer gemäß der Erfindung könnte in Verbindung mit analogen, auf drei Leitungen gelieferten Eingangssignalen verwendet werden, wie sie beispielsweise von Drehmelders erhalten werden, wobei ein geeignetes Umsetzungsnetzwerk, wie beispielsweise' ein "Scott-Umsetzer" verwendet wird, der die auf drei Leitungen eintreffenden, analogen Signale des Drehmelders in analoge, auf vier Leitungen zugeführten Signale umsetzt.

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Claims (1)

Ansprüche

1./Analog-Digital-Umsetzer zur Umsetzung von analogen, einen Winkel darstellenden Zwei-Phasen-Eingangssignalen in binäre, digitale, den Winkel darstellende Ausgangssignale, gekennzeichnet durch

einen Zähler (18) zur Erzeugung "binärer, digitaler, den geschätzten Wert des Winkels darstellende Ausgangssignalei

eine an den Ausgang des Zählers (18) angekoppelte, digital gesteuerte Schaltung mit einem Eingang zur Aufnahme der analogen Zwei-Phasen-Eingangssignale und zur Änderung der analogen Eingangssignale in entsprechende digitale Ausgangssignale des Zählers (18), um so ein analoges Wechselstrom-Fehlersignal mit einer Amplitude "bzw. Phase zu erzeugen, die die Größe und das Vorzeichen des Unterschiedes zwischen den geschätzten und den richtigen Werten des Winkels darstellen;

einen an den Ausgang der Schaltung gekoppelten, phasenabhängigen Demodulator (35) zur Multiplikation des Wechselstrom-Fehlersignals mit einem Wechselstrom-Bezugssignal, um Gleichstrom-Ausgangssignale mit einer-Größe bzw· Polarität zu erzeugen, die die Amplitude und Phase des Wechselstrom-Fehlersignals darstellen;

einen zwischen den Ausgang des Demodulators und den Eingang des Zählers gekoppelten, bipolaren Spannungs-Frequenz-Umsetzer (35) zur Umsetzung der Gleichstrom-Ausgangssignale in digitale Ausgangsimpulse mit einer die

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Größe der Gleichstromsignale darstellenden Impulswiederholfrequenz, wobei die digitalen Ausgangsimpulse den Zähler (18) auf Null einstellen, so daß der "binäre, digitale Ausgang des Zählers (18) den richtigen Wert des Winkels darstellt.

2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die analogen Zwei-Phasen-Eingangssignale erste bzw. zweite Wechselstrom-Eingangssignale aufweisen, die den durch die Eingangssignale definierten Kosinus und Sinus des Winkels darstellen, daß die digi-

^ tal gesteuerte Schaltung ein Oktant-Selektions-Netzwerk (20) aufweist, das auf eine erste Gruppe der höchstwertigen Bits (M1, M2, M3) der binären, digitalen Ausgangssignale anspricht j um wahlweise die ersten und zweiten Eingangssignale zur Erzeugung von dritten bzw. vierten Signalen zu verknüpfen, die den Kosinus und Sinus der Abweichung zwischen dem richtigen Wert des Winkels und dem Teil des geschätzten, von der ersten Bitgruppe (M1, M2, M3) wiedergegebenen Winkels in dem Zähler (18) darstellen.

3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die digital gesteuerte Schaltung erste und zweite Dämpfungsnetzwerke (21, 22) aufweist, die auf

ψ eine zweite Gruppe der nächsten, auf die höchstwertigen Bits folgenden Bits (A4, A5, A6) der binären, digitalen Ausgangssignale ansprechen, um die dritten und vierten Signale des Oktant-Selektions-Netzwerks (20) mit dem Tangens des durch die zweite Bitgruppe dargestellten Teils des geschätzten Winkels in dem Zähler zu multiplizieren, um dadurch fünfte bzw. sechste Signale zu erhalten.

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4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die digital gesteuerte Schaltung ein drittes Dämpfungsnetzwerk (23) aufweist, das auf eine dritte, die restlichen Bits der binären, digitalen Ausgangssignale enthaltende Bitgruppe (B7 bis B14) anspricht, um die Summe der dritten und sechsten Signale mit dem von der dritten Bitgruppe (B7 bis B14) dargestellten Teil des geschätzten Winkels zu multiplizieren, um dadurch ein siebtes Signal zu erzeugen·

5. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die digital gesteuerte Schaltung Summiereinrichtungen zur Summierung des siebten Signals mit einem achten Signal aufweist, das die Differenz zwischen den vierten und fünften Signalen darstellt, um dadurch ein Wechselstrom-lehlersignal zu erzeugen.

6. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das erste, zweite und dritte Dämpfungsnetzwerk (21, 22, 23) digital gesteuerte Kettennetzwerke aufweist, die von mittels Schalter gesteuerter, parallel liegender Schaltzweige gebildet sind.

7. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Bitgruppe die drei höchstwertigen Bits (ΓΊ1, M2, M3) eines 14-Bit-Ausgangs des Zählers (18) aufweist, und daß die zweite Bitgruppe die nächsten, auf die drei höchstwertigen Bits (A4·, A5, A6) folgenden Bits des 14-Bit-Ausgangs aufweist.

8. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiphasigen analogen Eingangssignale ein erstes Wechselstrom-Eingangssignal der Form cos θψ und ein zweites Wechselstrom-Eingangssignal der Form

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sin &,jt aufweisen, und daß das Wechselstrom-Fehlersignal die Form sin (θ_τ-/4) £$tan (O4-1)J + cos (©_T-/O tan (QC+/5) besitzt, wobei Θ^ der richtige Wert des Winkels /4. proportional einer Gruppe der höchstwertigen Bits
(M1, M2, M3) der binären, digitalen Ausgangssignale, & proportional einer Gruppe der nächsten, auf die höchstwertigen Bits folgenden Bits (A4, A5_f A6) der binären, digitalen Ausgangssignale und β proportional den restlichen Bits (B7 bis B14) der binären digitalen Ausgangssignale ist·

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