DE2411069A1

DE2411069A1 - Dynamisch vorgespannte differentialverstaerkeranorddung

Info

Publication number: DE2411069A1
Application number: DE2411069A
Authority: DE
Inventors: Frederick John Kiko
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1973-03-12
Filing date: 1974-03-08
Publication date: 1974-09-26
Also published as: CH569391A5; IT1009266B; JPS49127550A; BE812148A; NL164163B; AU6634574A; NL164163C; DE2411069B2; CA995768A; US3848195A; GB1433070A; JPS5513449B2; FR2221865A1; SE395807B; DE2411069C3; FR2221865B1; NL7403028A

Description

BLUMBACH ■ WESER - BERGEN & KRAMER PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÜNCHEN DIPL.-ING. P. G. BLUMBACH · DIPL.-PHYS. Dr. W. WESER · DIPL.-ING. DR. JUR. P. BERGEN DIPL.-1NG. R. KRAMER

62 WIESBADEN · SONNENBERGER STRASSE 43 · TEL (06121) 562943, 561998 MDNCHEN

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WESTERk ELECTRIC COMPANY Kiko

Incorporated

NEW YORK, N. Y. USA

Dynamisch vorgespannte Differentialverstärkeränordnung

Die Erfindung betrifft eine dynamisch vorgespannte Differentialverstärkeranordnung mit einem Differentialverstärker, der ein Transistorpaar aufweist, ferner einen Eingangssignalanschluß, der mit einem der beiden Transistoren des Differentialverstärkers verbunden ist.und eine Schaltung zum Vorspannen der beiden Transistoren des Differentialverstärkers.

Bei PCM(Pulscodemodulation) -Nachrichtenübertragungsanlagen können kontinuierliche zeitveränderliche Informations signale wie etwa elektrische Sprechsignale durch eine Folge von EIN- und AUS-Impulsen dargestellt werden. Die Umwandlung von analogen in digitale

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Signale erfolgt durch periodisches Abtasten, Quantisieren und Codieren der Amplitude jeder der Abtastproben in ein Binärcodewort. Beim Quantisieren wird der genaue Pegel des zeitveränderlichen

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Eingangssignals durch einen aus einer Anzahl von diskreten Werten, die Quantisierungspegel genannt werden, angenähert. Die Differenz zwischen dem Augenblickswert des Eingangssignals und dem tatsächlich übertragenen Quantisierungspegel wird Quantisierungsfehler genannt und verursacht die bekannte Quantisierungsverzerrung.

Die Quantisierungsverzerrung ist besonders unerwünscht und kann sehr oft nicht hingenommen werden, wenn der Augenblickswert oder die Amplitude des Eingangseignais klein, ist aber gewöhnlich wenig bedeutend oder sogar unbedeutend, wenn die Amplitude des Augenblickswertes des Eingangssignales groß ist. Soll eine qualitativ höherwertige und effektivere Übertragung erreicht werden, ist es deshalb wünschenswert, wesentlich mehr Abtastproben von den größeren Amplituden des Eingangs signals und verhältnismäßig weniger Abtastproben von den größeren Amplituden des Eingangssignals zu nehmen. Die unerwünschten Auswirkungen eines Quantisierungsfehlers können also reduziert werden, wenn man den Quantisierungsfehler im Bereich kleinerer Amplituden des Eingangssignales, wo eine Quantisierungsverzerrung schwer wiegen würde, um den Preis eines höheren

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Quantisierungsfehlers im Bereich größerer Eingangssignale Amplituden, wo eine größere Verzerrung hingenommen werden kann, verringert.

Weil die zu codierenden eingangsseitigen Analogsignale mit ihren positiven und negativen Anteilen normalerweise symmetrisch um die Null- oder Zeitachse liegen, Mann der Quantisierungsvorgang noch genauer werden, wenn ein Teil des Eingangssignals ähnlich, wie das bei einem Doppelweggleichrichter geschieht, um die Nullachse umgeklappt wird. Ein solcher .Doppelweggleichrichter klappt die negativen Halbwellen eines sinusförmigen Wechselstromeingangssignals um die Nullachse in die Lücken zwischen den positiven Halbwellen nach oben. Die Vorteile liegen auf der Hand. Zum Beispiel kommt ein Codierer, der bei Signalspitzenwerten von +3 und -3 Volt 256 ungleiche Quantisierungspegel bildet, mit nur 128 Pegeln (Pluspolarität) aus, um ein Signal über einen Bereich von 3 VoIt(O bis +3VoItI zu codieren, wenn er die negativen Teile des Eingangssignals umklappt. Auf diese Weise muß der Codierer keine 256 Pegel mehr bilden, um das Signal über einen Bereich von 6 Volt (+3 bis -3 Volt) zu codieren.

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Eine Schaltung zur Realisierung dieses Umklapp- und Codierungsverfahrens würde eine Vorspannungsschaltung als Konstantstromquelle, einen Differential verstärker, einen Differentialschalter und ein angepaßtes, aus Widerständen aufgebautes Gewichtungsnetzwerk aufweisen, die sämtlich in Reihe geschaltet sind. Das zu codierende Eingangssignal würde an den Differentialverstärker angelegt und das einem Komparator und einer logischen Schaltung zugeführte Ausgangssignal vom Gewichtungsnetzwerk hergenommen. Das Gewichtungsnetzwerk könnte eineWiderstands-Leiternetzwerk sein, das von der logischen Schaltung gesteuert wird, um Spannungsstufen oder Strombezugswerte zu bilden, mit denen die Signale über den angepaßten Widerständen für Codierungs zwecke verglichen werden. Der Differentialschalter wird von einem Netzwerk betätigt, das entsprechend der Polarität und Frequenz des Eingangssignals synchronisiert und nullgesetzt wird, um die gewünschte Umklappwirkung zu erreichen. Weil der Strom durch das Gewichtungsnetzwerk, den Differentialschalter und Differentialverstärker immer konstant ist, führen irgendwelche Veränderungen zwischen den angepaßten Bauelementen, z. B. Widerstandsänderungen zwischen den angepaßten Widerständen des Codierungenetzwerkes,

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zu einem Fehler im Umklappverfahren, der konstant ist (das soll heißen, daß der konstante Betriebs-, Vorspannungsoder Ruhestrom (biasing current ^ mal den Änderungen '^R in den Widerständen eine Fehlerspannung Λ V erzeugt). Dieser konstante Fehler ist für Eingangssignale größerer Amplituden unproblematisch, bei denen die Verzerrung toleriert werden kann. Er wiegt aber außerordentlich schwer, wenn die Eingangssignale kleinere Amplituden haben, wie das bereits zuvor in Verbindung mit dem Quantisierungsfehler diskutiert wurde.

Damit auch kleinere Eingangs signal-Amplituden codiert werden können, ist es unbedingt erforderlich, daß der durch das Umklapp und Codierungsverfahren eingeführte Fehler auf Spannungsamplituden begrenzt wird, die wesentlich kleiner als die Amplitude des niedrigsten Quantisierungspegels sind. Beispielsweise ist für 256 ungleiche Quantisierungspegel ein Umklappgenauigskeitsgrad von 4000 zu 1 von Nöten. Dieser Genauigkeit steht hauptsächlich der durch die V ider stands änderungen im Codierungs- und Vorspannungsnetzwerk entstehende konstante codierte Fehler entgegen. Um 256 Quantisierungsstufen darzustellen, wäre eine Widerstandsgenauigkeit von 0, 01% oder besser zu fordern,

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um die gewünschte Codierungsgenauigkeit zu erreichen. Eine solche Genauigkeit ist beim derzeitige Stande der Technik praktisch weder zu erreichen noch aufrechtzuerhalten. Verwendet man derzeit erhältliche Bauelemente, dann besteht das Ergebnis darin, daß ungenau codiert wird, wodurch dann wiederum eine Signalverzerrung in den Nulldurchgängen und ein starkes Leerlaufrauschen entsteht.

Die erfindungsgemäße Aufgabe besteht darin, diese Nachteile zu beheben. Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art aus und ist gekennzeichnet durch

eine Schaltung zum dynamischen Steuern der Vorspannung, deren Eingang mit dem Eingangssignal anschluß der Differentialverstärkeranordnung und deren Ausgang mit der Kollektor-Emitter Strecke eines Transistors des Differentialverstärkers verbunden ist, um dem Differentialverstärker unter Ansprechen auf Amplitudenänderungen des Eingangs signals einen zusätzlichen veränderlichen Ruhestrom zuzuführen.

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Eine zusätzliche Weiterbildung der Erfindung besteht darin,

daß die Schaltung, die die Vorspannung dynamisch steuert, den zusätzlichen Strom im umgekehrten Verhältnis zur Eingangssignalamplitude an den Kollektor-Emitter-AVeg jedes der beiden Transistoren des Differentialverstärkers abgibt.

Im Zusammenhang mit der vorgeschlagenen Differentialverstärkeranordhung wird eine Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung verwendet, die die Kollektor-Emitter-Ströme der Transistoren des Differentialverstärkers im umgekehrten Verhältnis zur Amplitude des Eingangssignals beeinflußt. Well der Vorspannungs- oder Ruhestrom durch den Hauptcodierungsweg, also nur von der Amplitude des Eingangssignale und nicht von der Amplitude eines Ruhestromes bestimmt wird, der entsprechend der zu erwartenden Amplitudenspitzenwerte des Eingangs signals bereits im voraus festgelegt ist, sind der Spannungsabfall IA.R und die Basis-Leckströme in der Umklappschaltung zur Amplitude des Eingangseignales proportional. Der Fehler bleibt also für größere Eingangssignal-Amplituden, für die er toleriert werden kann, ungefähr gleich dem Fehler, der bei Schaltungen mit konstanter Vorspannung auftritt.

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Für kleinere Eingangssignal-Amplituden wird der bezeichnete Fehler aber merklich reduziert und sinkt auf einen u'ert, den man ohne weiteres tolerieren kann. Aufgrund des kleineren Fehlers für kleinere Eingangseignal-Amplituden können Dünnechicht-Bauelemente ebensogut wie leicht im Handel erhältliche Bauelemente verwendet werden, ohne daß auf Signallinearität verzichtet werden muß. Im Zusammenhang mit der in der Zeichnung dargestellten Stromumklapp- und Codierungsschaltung sind zwei gleichspannungsmäßig vorgespannte Transistoren abgebildet, die als Differentialverstärker arbeiten. An einem dieser beiden Transistoren liegt das Eingangssignal an. Die Kollektor-Emitter-'vYege beider Transistoren liegen über einen Differentialschalter und ein Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk, welch letzteres mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, parallel. Die bereits zuvor angesprochene Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung ist an die bezeichnete Vorspannungsquelle und an die Kollektor-Emitter-Wege der beiden Differentialverstärkertransistoren angeschaltet, denen sie einen Ruhestrom zuführt. Die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung ist ferner mit der Eingangssignalquelle verbunden, um die Amplitude eines zusätzlichen Stromes invers zu steuern, der entsprechend der Eingangssignal-Amplitude an die Kollektor-Emitter-Wege der

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Differentialverstärkertransistoren abgegeben wird.

Die anschließend noch detailliert zu erläuternde Stromumklapp und Codierungsschaltung weist also, wenn man die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung ausnimmt, eine Vorspannungsquelle, ein Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk, einen Differentialschalter, einen Differentialverfetärker und eine Vorspannungsschaltung zum Aufrechterhalten eines konstanten Stromes auf, die alle in Reihe geschaltet sind. Die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung weist ebenfalls einen Differentialverstärker auf. Dazu kommen ein Doppelweggleichrichter, ein Transistor zur Signalverknüpfung und zwei Transistoren zum Steuern der Vorspannung, deren Kollektor-Emitter-Wege die Vorspannungsquelle mit jeweils einem Kollektoranschluß der beiden im Haupte ο die rungs weg liegenden Differentialverstärkertransistoren verbinden. Der Differentialverstärker in der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung spricht auf die Eingangssignalamplitude an, betätigt dann wiederum die als Doppelweggleichrichter arbeitenden Transistoren und bewirkt dadurch einen proportionalen Stromfluß durch die Pegelschiebertransistoren. Die Emitter-Anschlüsse

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der gleichrichtenden Pegelschiebertransistoren sind mit den Basisanschlüssen der vor spannungs steuernden Transistoren verbunden, die den Transistoren des Differentialverstärkers im Hauptcodierungsweg die bereits erwähnten zusätzlichen Ströme zuführen. Eingangssignalspitzenwerte an der dynamischen Steuerschaltung bewirken, daß die vorspannungssteuernden Transistoren, die den zusätzlichen Strom liefern, rückwärts oder gegensinnig vorgespannt werden, und es fließt unter dieser Voraussetzung nur ein geringfügiger zusätzlicher Strom durch diese Transistoren. Eine kleine Eingangssignalamplitude bewirkt jedoch einen relativ großen zusätzlichen Strom durch die vorspannungssteuernden Transistoren und läßt nur einen kleinen Strom durch das Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk und den Differentialschalter im Hauptcodierungsweg zu. Dabei wird der Strom in dem Verbindungspunkt zwischen den beidemEmitteranschlüssen des im Hauptcodierungsweg liegenden Differentialverstärkers auf einem konstanten V/ert gehalten. Es erfolgt also ein dynamisches Vorspannen.

In der Stromumklapp schaltung kann eine Längskompensation vorgenommen werden, um große Spannungsunterschiede oder -differenzen,

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die von Längs- auf Transversalzweigspannungen im Gewichtungsund Codierungsnötzwerk übertragen werden, auszugleichen. Die Längskompensationsschaltung liegt zwischen dem Gewichtungsund Codierungsnetzwerk und der Quelle für positive Spannung, um - wie schon gesagt - die großen Spannungsunterschiede auszugleichen, die über dem Codierungsnetzwerk wegen einer abrupten Änderung des dieses Netzwerk durchfließenden Stromes auftreten würden. Eine Solche Änderung könnte beispielsweise dadurch entstehen, daß plötzlich ein Eingangssignal großer Amplitude auftritt.

Die vorgeschlagene Stromumklapp- und Codierungsschaltung wird in der Zeichnung durch 6 gestrichelt umrandete Einzelbaugruppen dargestellt, die als Grundnetzwerke zu verstehen sind. Diese 6 Einzelbaugruppen sind: Längskompensationsschaltung, das Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk, der Differentialschalter, der Differentialverstärker, die Vorspannungsschaltung und die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung.

In der Zeichnung ist dargestellt, daß eine eingangsseitige Quelle 1 ein umzuklappendes und zu codierendes Eingangssignal über einen

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Kondensator 2 sowohl an den Eingang des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung als auch an den Eingang des Differentialverstärkers anlegt. Das bezeichnete, von der Quelle 1 ausgehende Eingangssignal liegt ferner direkt an der Treiberschaltung 3 an, die über ihre Ausgangsanschlüsse mit dem Differentialschalter verbunden ist. Das in das Netzwerk zum Steuern der dynamischen Vorspannung eingekoppelte Eingangssignal liegt dort an der Basis des Transistors 4 an. Der Kollektor des Transistors 4 ist über einen Widerstand 5 an eine Quelle mit positivem Potential angeschlossen. Der Emitter des Transistors 4 ist über einen Widerstand 7 mit einem Widerstand 8 und über den letzteren dann wiederum mit dem Emitter eines Transistors 9 des bezeichneten Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung verbunden. Die Widerstände 7 und 8 können den gleichen Wert haben. Die Basis des Transistors 9 liegt an Erde und sein Kollektor über einen Widerstand 10 an der Quelle mit positivem Potential. Die Basis eines weiteren Transistors 11 im Netzwerk zum Steuern der dynamischen Vorspannung ist mit dem Kollektor des Transistors 4 verbunden. Der Kollektor des Transietors liegt direkt an der Quelle mit positivem Vorspannungspotential.

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Ferner ist die Basis eines Transistors 12 mit dem Kollektor des bereits erwähnten Transistors 9 verbunden. Der Transistor 12 ist ebenfalls direkt an die Quelle mit positivem Potential angeschaltet, und zwar über seinen Kollektoranschluß. Die Emitter der als Doppelweggleichrichter arbeitenden Transistoren 11 und 12 sind zusammengeschaltet und über einen ihnen gemeinsamen Widerstand 13 an eine Quelle mit negativem Potential angeschlossen. Die beiden weiteren Transistoren 15 und 16 des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung sind basisseitig zusammengeschaltet und mit dem gemeinsamen Emitteranschluß der Transistoren 11 und 12 verbunden. Dem Emitter des Transistors 15 ist ein Widerstand 17 und dem Emitter des Transistors 16 ein Widerstand 18 vorgeschaltet. Diese beiden Widerstände sind dann ihrerseits zusammengeschaltet und liegen über einen weiteren Widerstand 19 der Längskompensationsschaltung an der Quelle mit positivem Potential. Die Basis und der Kollektor des in der Längskompensationsschaltung abgebildeten Transistors 20 sind über den V/iderstand 19 zusammengeführt. Der Emitter des Transistors 20 ist mit dem Gewichtungs- und Cadierungsnetzwerk verbunden.

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Das Gewichtungsnetzwerk 21 des Gewichtungs- und Codierungs-Netzwerkes, über dessen Funktion noch gesprochen wird, ist, wie bereits gesagt, mit dem Emitter des Transistors 20 der Dängskompensationsschaltung verbunden. Der Emitter des bezeichneten Transistors liegt ferner über einen Widerstand 22 am negativen Eingangsanschluß des Komparators 23. Das Ausgangssignal des Komparators 23 wird an die Treiberschaltung 3 angelegt, um das treibende oder betätigende Signal mit der Polarität des verglichenen und zu codierenden Signal zu synchronisieren. Die Quellenimpedanz des Gewichtungsnetzwerkes 21 wird durch einen Widerstand 25 dargestellt, der mit dem positiven Eingangsanschluß des Komparators 23 verbunden ist. Am Ausgang des Komparators liegt neben der erwähnten Treiberschaltung 3 eine logische Schaltung 26, die ausgangs seitig dem Gewichtungsnetzwerk 21 verbunden ist, und von der das Ausgangssignal der Umklajäp- und Codierungsschaltung abgeht.

Der Differentialschalter weist 8 Transistoren auf, die paarweise in Darlington-Schaltung angeordnet sind. Also sind außer den Kollektoren etwa der beiden Transistoren 27 und 28 des Differentialverstärkers auch die Basis des Transistors 27 und der Emitter des Transistors 28 zusammengeschaltet. Die Basis des

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Transistors 28 liegt ferner an der Treiberschaltung 3 und über eine Diode zur Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit des gerade erwähnten Transistors am Emitter desselben. Die Diode ist so gepolt, daß sie nur in Richtung auf die Basis leitet. Die Diode 29 bildet auch einen Weg für Transistorleckströme, um zu verhindern, daß Ungenauigkeiten codiert werden, die auf diese Ströme zurückzuführen sind. Die Transistoren 30 und 31 bilden ebenfalls eine Darlington-Schaltung in der beschriebenen Schaltungsweise. So sind die Kollektoren der beiden Transistoren miteinander verbunden und liegen über einen Widerstand 22 am Gewichtungs- und Netzwerk. Außerdem ist die Basis des Transistors 30 wiederum an den Emitter des Transistors 31 angeschaltet. Der Emitter des Transistors 30 ist mit dem Emitter des Transistors 27 verbunden. Ähnlich wie im Falle der Diode 29 ist eine Diode zur Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit und zum Ableiten von Leckströmen zwischen dem Emitter des Transistors 31 und der Basis desselben vorgesehen. Die Basis des Transistors 31 ist mit dem anderen Ausgangsanschluß der Treiberschaltung 3 verbunden.

Auch die beiden Transistoren 33 und 34 bilden eine Darlington-Schaltung. Die Basis des Transistors 33 liegt an der Basis des Transistors 31 und dem bezeichneten zweiten Ausgang der

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Treiberschaltung 3. Die Transistoren 33 und 34 sind kollektorseitig zusammengeschaltet, wie das auch für den Emitter des Transistors 33 und die Basis des Transistors 34 der Fall 1st. Die miteinander verbundenen Kollektoren der Transistoren 33 und 34 sind über einen Widerstand 25 mit dem Gewichtungsund Codierungsnetzwerk verbunden. Über dem Emitter und der Basis des Transistors 33 ist eine Diode 36 zum Erhöhen der Schaltgeschwindigkeit und zum Ableiten von Leckströmen angeordnet, dte so gepolt ist, daß sie nur in Richtung auf den Basisanschluß des bezeichneten Transistors leitet. Sie erfüllt den gleichen Zweck wie die Diode 29. Der Emitter des Transistors 37 der vierten Darlington-Schaltung ist mit dem Emitter des Transistors 34 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 3? und 38 sind zusammengeschaltet und über den Widerstand dem Gewichtungs- und Codierungenetzwerk verbunden. Der Emitter des Transistors 38 liegt gleichzeitig an der Basis des Transistors 37 und die Basis des Transistors 38 an einem Ausgangsanschluß der Treiberschaltung 3 mit dem, wie erinnerlich, auch die Basis des Transistors 28 verbunden ist. Über dem Emitter und der Basis des Transistors 38 ist wiederum eine Diode 39 vorgesehen, die die Schaltgeschwindigkeit des

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Transistors erhöht, Leckströme ableitet und nur in einer Richtung, nämlich vom Emitter zur Basis des bezeichneten Transistors, leitet.

Der zum Differentialverstärker gehörende Transistor 40 ist kollektorseitig mit den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 27 und 30 und dem Kollektor des Transistors 16 verbunden. Die Basis des Transistors 40 liegt an Erde. Dem Emitter dieses Transistors ist ein Widerstand 41 vorgeschaltet. Der Kollektor des zweiten Transistors 42 des Differentialverstärkers ist mit dem Kollektor des Transistors 15 und den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 34 und 37 verbunden. Die Basis des Transistors 42 liegt über einen Vorspannungswiderstand 50 an Erde. Sie ist ferner über einen Koppelkondensator2 mit der Eingangssignalquelle 1 verbunden. Der Emitter des Transistors 42 liegt über einen ihm vorgeschalteten Widerstand 43 zugleich am eben erwähnten Widerstand 41. Die Widerstände 41 und 43 können die gleichen Wider stands werte haben.

Die Vorspannungsschaltung umfaßt die beiden Transistoren 44 und 45. Sie hält einen konstanten Strom im Verbindungspunkt

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zwischen den beiden Widerständen 41 und 43 des Differentialverstärkers und im Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen 7 und 8 des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung aufrecht. Der Kollektor des Transistors 44 ist an den Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen 41 und 43 und der Kollektor des Transistors 45 an den Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen 7 und 8 angeschaltet. Die Basen der beiden Transistoren 44 und 45 liegen

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über den Widerstand an Erde und über den Widerstand 47 an einer Quelle mit negativem Potential. Ebenfalls mit dieser Quelle verbunden sind der Emitter des Transistors 45 über den Wider stand 48 und der Emitter des Transistors 44 über den Widerstand 49.

Ehe die Funktion jedes dieser Bauelemente detailliert geschildert wird, soll zunächst kurz auf die Funktion jedes Netzwerkes der gesamten in der Zeichnung dargestellten Stromumklappschaltung eingegangen werden. Die Treiberschaltung 3 betätigt den Differentialschalter entsprechend der Polarität und der Frequenz des von der Signalquelle 1 gelieferten Eingangssignals. Der Differentialschalter übt eine Umklappfunktion aus, d. h. er liefert an die beiden

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vorzeichenverschieden dargestellten Eingänge des Komparators 25 ungeachtet der Polarität des von der Signalquelle 1 abgegebenen alternierenden Signals Eingangssignale einer einzigen Polarität. Die Treiberschaltung würde mit dem Signal der Signalquelle 1 so synchronisiert, daß das Signal zum Betätigen des Differentialechalters nach Phase, Polarität und Frequenz gleich dem von der Signalquelle 1 abgegebenen Eingangssignal sein würde. Fachleute könnten leicht eine kompatible Schaltung für diesen Zweck entwerfen, die z. B. aus Flip-Flops besteht, die mit der Polarität und Phase des zu codierenden Eingangssignales auf null gesetzt werden.

Der Differentialverstärker verstärkt das Eingangssignal. Die Wirkungsweise dieser Schaltung, die in der Zeichnung als eine unsymmetrische Schaltung dargestellt ist, ist bekannt. Die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung steuert den Kollektorstrom, der zu den beiden Differentialverstärkertransistoren fließt, entsprechend der Amplitude des Eingangssignal* in einer noch genau zu beschreibenden Weise. Die Vorspannungsaelialtimg führt den Verbindungepunkten zwischen den Widerständen 1 und 8 und den Widerständen 41 und 43 konstante Ströme zu.

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Die Längskompensationsschaltung gleicht große Spannungsunterschiede aus, die von Längs- auf Querzweigspannungen übertragen werden können und dann einen Fehler am Eingang des Komparator« 23 bewirken.

Das Codieren des an die Umklapp- und Codierungsschaltung angelegten analogen Eingangssignals geschieht durch Vergleichen der zum analogen Eingangssignal proportionalen Spannungen oder Ströme mit einer von vielen Bezugsspannungen und- strömen, die vom Gewichtungsnetzwerk erzeugt werden. Die Vergleichs ergebnisse werden dann der logischen Schaltung 26 zugeführt und dort zu einem Wort im PCM-Code zusammengestellt. Das bezeichnete Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk ist bereits bekannt. Näheres darüber entnehme man beispielsweise der Textstelle Seiten 583 - 585 in "Transmission Systeme for Communications", 4. Auflage, verfaßt von Mitgliedern des technischen Stabes der Bell Telephon-Laboratorien. Spezieller gesagt« wird der Strom durch die Widerstände 22 und 25 in Übereinstimmung mit der Amplitude des Eingangseignais verändert, worauf später noch detailliert eingegangen wird. Die Änderungen der über diesen Widerständen

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abfallenden Spannungen werden vom Komparator 25 mit den Bezugsausgangsspannungen des Gewichtungsnetzwerkes verglichen und an die logische Schaltung zum Codieren als PCM-Wort weitergegeben. Das Gewichtungsnetzwerk 21 kann irgendein kompatibler Digital-Analog-Konverter wie z.B. das aus Widerständen aufgebaute Leiter- und Vermittlungsnetzwerk sein, das in der Fig. 25-13, Textstelle S. 584 des zuvor erwähnten Beitrages "Transmission Systems for Communication" dargestellt ist. Dieses Netzwerk erzeugt unter der Steuerung der logischen Schaltung 26 eine Reihe von Spannungen oder Strömen vorherbestimmter Abstufung, bis die über dem Widerstand 22 größer als die Summe der Spannungen wird, die über dem Gewichtungsnetzwerk 21 und dem Widerstand 25 abfallen. Die logische Schaltung setzt dann das Gewichtungsnetzwerk zurück und erzeugt ein PCM-Wort als Ausgangssignal, woraufhin das Verfahren für die nächste Eingangsabtastprobe wiederholt wird.

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Ehe die Schaltung detaillierter diskutiert wird, ist es zunächst sinnvoll, kurz darauf einsagekeB_ä warum der Differentiates:- stärker der Umklapp- und Codierungssohaltung dynamisch vorgespannt werden muß. Eine Schaltung ohne dynamische Vorspannung würde natürlich nicht die Transistoren 4, 9, 11« 12, 15 und 16 und die diesen Transistoren im Netzwerk zum Steuern der dynamischen Vorspannung zugeordnete Beschallung aufweisen. Auch würden der Transistor 45 und der Widerstand 48 der Vorspammngsschaltung nicht erforderlich sein. Wenn man die Längskompensationssohaltung einen Moment außer acht läßt and annimmt, daß der Verbindungepunkt zwischen dem Gewichtungsnetzwerk 21 und dem Widerstand 22 direkt an der Quelle mit positivem Vorspansungspotentlal liegt, dann würde die sich ergebende Umklappschaltung des Gewichtungs- und Codierungsßetzwerk, den Differentialschalter, den Differentialversfrärker und die Vorspannungsschaltung umfaßes. Wenn nun kein Eingangssignal an dieser Schaltung ohne dynamische Vorspannung anläge, würden symmetrische und gleiche Ströme von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) über die beiden Stromzweige oder -pfade mit des Widerständen 22 und 25, die zusammen den Hauptvodiertmgspfad bilden, zur Quelle mit negativem Potential (in der Zeichnung unten) fließen» Der linke Zweig dieses Hauptoodlerungspfades würde das Gewioh-

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tungsnetzwerk 21, dec Wideretand 25, die Transistoren 27 und 28, den Transistor 40, den Wideretand 41, den Kollektor-Emitteswsg des Transistors 44 und den Widerstand 49 der Vorepumisngssohaitung bis hin zur Quelle mit negativem Vorepannungspotential oder negativer Vorspannung einschließen. Der rechte Zweig dieses Hauptcodierungepfades umfaßt den Wideretand 22, die Transistoren 37 und 38, den Translator 42, den Widerstand 43, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 44 usd den Widerstand 48 der Vorspannung*« cd&aitung bis ebenfalls hin seur Quelle mit negativer Vorspannung. Wie bereits im Zusammenhang mit der vorgeschlagenen Schaltung erörtert wurde, würde das Codieren in dieser modifitiertoa Schaltung ebenfalls durch Vergleichen der Spannungen tsnd/oder Ströme des Gewichtungs&etEwerkes 21 und der Widerstünde 22 und 25 erfolgen. Auch wird wie in der vorgeschlagenen Schaltung der Strom im Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 41 und 43 des Differentialverstärkers von dem Transistor 44 der Vorspennungssohaltung auf einem konstanten Wert gehalten.

Ia dieser Schaltung ohne dyaamiaohe Vorspannung ist deshalb die Summe der Ströme in jedem Stromswel des Codtorungspfades immer gleich dem konstanten Strom, der von dem Tran-

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stator 44 der Vorspannungesohaltung aufrechterhalten wird. Weil der Spannungefehler bei dem Umklapp- und Codierungeverfahren auf eine Spannung eingeschränkt iat, die betrag·- mäßig kleiner als der Spannungepegel de· niedrigsten Quantieterungepegele ist, muß die Änderung AR der Widerstände 22 und 25 im Gewiohtung·- und Codierungenetzwerk begrenzt werden auf

α _{n c} kleinstzuläßlger Spannungsfehler ^ ^c konstanter Vorspannungsetrom

Dabei wird der erforderlich, relativ große Wert des konstanten Vorspannungsstromes durch den Vorspannungsstrom bestimmt, der für Signalamplitudenspitzenwerte nötig Ut, wenn im wesentlichen der gesamte Strom durch den einen oder anderen Stromzweig des Hauptoodierungspfades fließt, was, wie nachstehend noch diskutiert wird, von der Polarität des Eingangssignale abhängt. Für die 256 Quantisierungspegel und ein Eingangssignal mit einem Amplitudenspitzenwert von S V würde das z.B. bedeuten, daß die Widerstände 22 und 25 Toleranzen von o, ol2 % oder besser haben miißen, um die Fehler spannung LAR auf annehmbare Werte bra begrenzen. Ganz ähnlich mttßen die Widerstände 41 und 43 des Differenttlalverstärkers so gewählt werden, daß die Veränderungen

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R nur geringfügig sind. Des weiteren mttßen die Transistoren 27, 28, 30, Sl, S3, 34, 37 und 38 des Differentlalverstärkers so gewählt werden, daß ihr Basisstrom im wesentlichen den Wert null hat, damit eine Ungleichheit dieser Ströme nicht auch die Ströme in jedem Zweig des Codierungspfades ungleich macht dadurch ein Fehler entsteht. Doch sind Widerstände mit Toleranzen von 0,012 % und Transistoren mit Basis-Emttterleok- oder Veriuststrümen vom Betrage null beim gegenwärtigen Stand der Technik nicht verfügbar. Die Art und Weise, in der das erfindungsgemäße Vorspannungsverfahren angewendet wird, macht es unnötig, diese nicht erhältlichen Bauelemente zu gebrauchen und läßt es tatsächlich zu, daß eine Umklapp- und Codierungesohaltung unter Verwendung von Dünnschichtverfahren hergestellt wird.

Die Funktion der vorgeschlagenen dynamischen Vorspannungsschaltung kann am besten dadurch erläutert werden, daß man zunächst annimmt, die Signalquelle 1 liefere kein Eingangssignal, also ein Signal vom Betrage null. Für diese Eingangssignalbedingung ist der Strom L durch den Kollektor-Emitterweg des Transistors 4 ungefähr gleich dem Strom I. durch den Kollektor-Emitterweg des Transistors 9. Wie aus der Zeichnung zu entnehmen ist, sind die Transistoren 4 und 9

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wie ein Differenzverstärker mit einem unsymmetrischen Eingangssignal geschaltet. Die Arbeltsweise einer solchen Schaltung ist bekannt. Der Strom I im Knotenpunkt zwisohen den Widerständen 7 und 8 1st immer gleich der Summe der Ströme I₁ und I₀ und wird von dem Tranaistor 45 der Vorspannungeschaltung konstant gehalten, der einen Konstantstrom aufnimmt. Die Widerstände 5 und 10 sind so gewählt, daß sie im wesentlichen gleich sind. Folglich ist das Basispotential der beiden Transistoren 11 und 12 ungefähr gleich. Das Baeispotential der beiden Transistoren 15 und 16, deren Basen zusammengesohaltet und mit den ebenfalls zusammengeführten Emittern der Transistoren 15 und 16 verbunden sind, ist genügend klein, um einen Strom durch diese Transistoren zu ermöglichen. In Abwesenheit eines Eingangssignales sind die Ströme I. bzw. I_ kaum kleiner als die Ströme

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I₆ bzw. I₇.

Die Transistoren 40 und 42 des Differentialverstärkers bilden ferner eine unsymmetrische Differentialverstärkerschaltung. In Abwesenheit eines Eingangssignals von der Quelle 1 sind die Ströme I. und I. deshalb wie im Falle der Ströme L

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und I₀ der Transistoren 4 und 9 der Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung gleich. Der Transistor 44 der

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Vorspannungeschaltung hält den Strom I₀ konstant, der

der Summenstrom der Zweigströme I. und I_ ist. Der Wert des Stromes I. würde, wie das bereite zuvor In Verbindung mit der Umklapp- und Codierungesohaltung ohne dynamische Vorspannung erörtert wurde, entsprechend dem Strom gewählt werden, der für ein Eingangesignal der Quelle mit Amplitudenspitzwert zu fordern ist. Ist also das Eingangssignal ein Signal vom Betrag null, dann 1st der Strom I im linken Zweig des Hauptcodierungspfades mit dem Gewiohtungenetzwerk 21 und dem Widerstand 25 gleich der Differenz der

Ströme I. und I und der Strom I im rechten Zweig dee

mit

Hauptcodlerungepfadee\dem Widerstand 22 gleich der Differenz der Ströme I- und I_.

Ί O

Wenn ein Eingangssignal mit Aplitudenepitzenwert und positiver Polarität anliegt, dann wird der Traneistor 4 dee Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung derart vorgespannt, daß er vollständig leitet, wodurch der Strom I. beträchtlich anwächst. Well die Summe der Ströme im Knotenpunkt zwieohen den Widerständen 7 und 8 gleich dem Strom I₀ sein muß, nimmt der Kollektor-Emitterstrom I dee Transistors 9 in

it

einem direkten Verhältnis zum Anwachsen dee Stromes I₁ ab. Der angewachsene Strom I₁ bewirkt, daß dae Baeispotential

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des Transistors 11 abfällt. Das Absinken des Stromes I„

it

bewirkt, daß das Basispotential des Transistors 12 anwächst. An den Transistor 12 wird also eine BasIs-Emlttervorspannung angelegt, die diesen In den leitenden Zustand versetzt. Das Emitterpotential des Transistors 11 steigt nun steil an und zwar bis zum Basispotential des Transistors 12 minus dem kleinen Spannungsabfall Über der Basis-Emitterstrecke des Transistors 12. Der Transistor 11 ist also Jetzt gesperrt und der Transistor 12 leitet. Der Strom fließt von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) Über den Kollektor-Emitterweg des Transistors 12 und den Widerstand 13 zur Quelle mit negativem Potential. Die zusammengeschalteten Basen der Transistoren 15 und 16 sind mit den ebenfalls zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 11 und 12 verbunden und das positivere Potential am Emitter des Transistors 12 bewirkt, daß die Ströme I bzw. I durch die Kollektor-Emitterwege der Transistoren 16 bzw. 15 abfallen. Fttr beispielsweise ein Eingangssignal mit Amplitudenspitzenwert würden die Ströme I. und I„ auf einen geringen Wert ab-

4 O

fallen.

Das Eingangssignal mit Amplltudenspltzenwert wird auch an

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die Basis des Transistor 42 angekoppelt und zwar über den Kondensator 2. Steigt das Basispotential des bezeichneten Transistors in positiver Richtung, dann wächst auch der Kollektor-Emitterstrom I- des Transistors und der Kollektor-Emitterstrom I. des Transistors 40 nimmt ab, wobei der 6

Strom I₀ Im Knotenpunkt zwischen den Widerständen 41 und

43 vom Transistor 44 der Vorspannungsschaltung konstant gehalten wird. Wie zuvor erläutert wurde, bewirkt ein positives Eingangssignal mit einem Amplltudenspitzenwert, daß

die Ströme I. und I_ von der Schaltung zum Steuern der dyna-4 5

mischen Vorspannung auf einen Im wesentlichen geringfügigen Stromwert abfallen. Außerdem bewirkt die Anwesenheit einer positiven Eingangssignalspitze, daß der Strom I_ ungefähr gleich dem Vorspannungsstrom I 1st, der betragsmäßig so

gewählt ist, daß er den fUr Eingangssignalspitzen geforderten Vorspannungsstrom annähert. Der Strom I ist also ungefähr gleich dem Strom I_ und fließt von der Quelle mit positivem Potential über den Kollektor-Emitterweg des Transistors 20, den Widerstand 22 des Codlerungs- und Gewichtungsnetzwerkes, die Transistoren 37 und 38 des Differentialschalters, den Kollektor-Emitterweg des Transistors 42 und dem Widerstand 43 des Differentialverstärkers und den Kollektor-Emitterweg des Transistors 44 und den Widerstand 49 der Vorspannungs-

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schaltung zur Quelle mit negativem Potential. (Die Transistoren 37 und 38 des Differentialschalters würden von der Treiberschaltung 3 fs den leitenden Zustand überführt, die, wie bereits zuvor erwähnt wurde, mit dem Signal der Eingangssignalquelle synchronisiert ist und auf null gesetzt wird. Die Treiberschaltung 3 würde ferner versuchen, die Transistoren 27 und 28 für den behandelten Fall, daß ein positives Eingangssignal vorliegt, leit/ent zu machen. Wie aber bereits erwähnt wurde, ist der Strom I₁ der diese Transistoren durchfließt, für positive Signalspitzen klein gegenüber dem Strom I .)

Ein negativer Eingangsslgnalspitzenwert, der von der Quelle 1 an die Basis des Transistors 4 der Schaltung zur Steuerung der dynamischen Vorspannung und den Transistor 42 des Differentialverstärkers angelegt wird, reduziert den Kbllektor-Emltterstrom Jedes dieser beiden Transistoren. Der Kollektor-Emftterstrom I des Transistors 4 sinkt also. Hingegen steigt der Kollektor-Emitterstrom I des Transistors 9 in dem. Maße, die der Strom I absinkt. Weil die Summe der Ströme I und I gleich dem Strom I ist, der vom Transistor 45 konstant gehalten wird, bewirkt eine Abnahme des Stromes I , daß das Basispotential des Transistors 11 ansteigt und ihn so vorspannt, daß er leitend wird. Sobald der Transistor 11 leitet, Hegt am

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Emitter des Transistors 12 das Basispotential des Transistors 11 abzüglich einer kleinen Potentialdifferenz zwischen den Basis-Emitteranschlttssen des Transistors 11 an. Der Transistor 12 wird dadurch so vorgespannt, daß er sperrt. Das positive Emitterpotential des Transistors 11 liegt aber auch an den Basen der Transistoren 15 und 16 an, die deshalb weniger leiten und nur noch geringfügige Kollektor-Emitterströme I. und I. führen.

4 D

Der an die Basis des Transistors 42 angelegte negative Eingangssignalspitzenwert bewirkt, daß der Kollektor-Emitterstrom I_ dieses Transistors abfällt, weil der Strom I_ für den be-

7 O

zeichneten negativen Eingangssignalspitzenwert nur klein ist. Das gleiche gilt auch für den vom Hauptcodierungs- und Gewichtungsnetzwerk über den Hauptcodierungeweg zufließenden Strom I₁₀. Deshalb fließt für den FaIl₁ daß ein Eingangssignal mit negativem Amplitudenspltzenwert anliegt, in der Umklapp- und Codierungesohaltung ein Strom von der Quelle mit positivem Potential (in der Zeichnung oben) Über den Kollektor-Emitterweg des Transistors 20 der Längskompensatlonssohaltung,das Gewichtungsnetzwerk 21 und den Widerstand des Gewichtungs- und Codierungsnetzwerkes, die Transistoren 27 und 28 des Differentialschalters, den Kottektor-Emitter-

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weg des Transistors 40 und Widerstand 41 des Differential-Verstärkers und den Kollektor-Emitterweg des Transistors 44 und den Widerstand 49 der Vorspannungssohaltung zur Quelle mit negativem Potential. (Die Transistoren 33 und 34 des Differentialsobalters würden von der Treiberschaltung 3 entsprechend der Polarität des Eingangesignale in den leltenten Zustand überführt. Die Treiberschaltung würde ferner versuchen, die Transistoren 30 und 31 für den behandelten Fall, daß ein negatives Eingangssignal vorliegt, leitent zu machen. Wie aber bereits zuvor erwähnt wurde, ist der Strom L ., der diese Transistoren durchfließt, klein. Der Differentialschalter sorgt also dafür, daß der Strom durch die Widerstände 22 und 25 und das Gewichtungenetzwerk 21 des Gewichfcmgs- und Codierungsnetzwerkes ungeachtet der Polarität des EIsgangseignales in einer Richtung fließt, d.h., die Potentialpolarität an den Eingangeansohlüfien des Comparators 23 ist immer dieselbe.)

Deshalb läßt sich für positive ader negative Eingangssignalspitzenwerte aussagen, daß die Ströme durch die Zweige des Hauptoodierungspfades im wesentlichen dieselben wie im Falle ▼on Umklapp- und Stromschaltungen sind, die nicht dynamisch vorgespannt werden. Weil die Eingangssignalamplituden groß

sind, sind die duroh Widerstandstoleranzm bewirkten und dem 409839/0687

Strom proportionalen Fehler sowie die Translstor-Baslsströme Jedoch anteilsmäßig Mein und belasten das Codierungsoder Quanttelerungsverfahren nur mit einem sehr kleinen Fehler. Vorteil durch dynamisches Vorspannen ergeben sich deshalb erst fllr Eingangssignale mit Amplituden, die kleiner als die Amplitudenspitzenwerte sind und besonders für Signale mit verhältnismäßig kleinen Amplituden. Um das zu zeigen, werde angenommen, daß die Signalquelle 1 Eingangssignale relativ kleiner Amplitude liefert.

Wenn ein positives Eingangssignal kleiner Amplitude anliegt, steigt der Kollektor-Emitterstrom I des Transistors 4 und fällt der Kollektor-Emitterstrom I_ des Transistors 9 dazu proportional. Das Anwachsen des Stromes I bewirkt, daß das Basispotential des Transistors 11 abfällt und die Abnahme des Stromes I bewirkt, daß das BasispotentIaI des Transistors 12 anwächst. Das größere Basispotential des Transistors 12 abzüglich der Potentialdifferenz an den Basis-EmltteranschlU-ßen dieses Transistors wird an den Emitter des Transistors angelegt, um dessen Leitzustand zu begrenzen bzw. ihn zu sperren. Obwohl die Gleichspannungepegel des Signals am Emitter des Transistors 12 gegenüber dem Gleichspannungspegel des Eingangseignale fest sind, ist das am Emitter des

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Transistors 12 auftretende pulsierende Signal nichtsdesto weniger der Amplitude des Eingangesignale proportionaLAlso sind die

Ströme I. bzw. I_ durch die Transistoren 15 bzw. 18 propor-

4 5

tional zum Emitterpotential der Transistoren 11 und 12, das dann wiederum zur Eingangssignalamplitude proportional ist.

Das als Beispiel angeführte positive Eingangssignal kleiner Amplitude von der Quelle 1 liegt auch an der Basis des Transistors 42 des Differentialverstärkers an, erhöht den Kollektor-Emitterstrom I- dieses Transistors und vermindert proportional dazu den Kollektor-Emitterstrom I. des Transistors 42

des Dlfferentlalverstärkers. Der Kollektor-Emitterstrom I_ des Transistors 42 ist die Summe der Zweigströme I_ und I,., während der Kollektor-Emitterstrom I₀ des Transistors 40 die

Summe der Zweigströme I und I ist. Weil der Strom I von

4 8 8

dem Transistor 44 der Vorspannungsschaltung konstant gefüllten wird, ist die Summe der Ströme I_ und I_n gleich dem bezeich-

o ι

neten Strom I₀. Es bringt nun verschiedene Vorteile mit sich, den in das Gewichtungs- und Codierungsnetzwerk fließenden Strömen I und I bei Signalen kleiner Amplitude die Ströme

8 10

I. und I_ zuzuführen. Zunächst sind die Ströme durch die Wider-4 &

stände 22 und 25 Jedes Stromzweiges Gewichtungs- und Codierungsweges nicht darauf eingeschränkt, gleich dem konstan-

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ten Vorspannungstrom I zu sein, der für Signalspitzenwerte

gewählt werden muß. Stattdessen sind die Ströme I_ und I₁₀ nur zum Augenblickswert des Eingangssignales und zu den Besugssignalen des Gewlohtungsnetzwerkes proportional. Deshalb steht der aufdie Widerstände 22 und 25 zurückzuführende Fehler I R im selben relativen Verhältnis zu einer kleinen Eingangssignalamplitude wie zu einer großen. Well das Verhältnis der Fehler relativ zu den Eingangssignalamplituden immer dasselbe bleibt, können die Fehler für sämtliche Eingangssignalamplituden toleriert werden, und zwar im Gegensatz zu einer Umklapp- und Codierungsschaltung mit einem dynamisch vorgespannten Differentialverstärker, bei der Fehler nur toleriert werden können, wenn die Amplitude des anliegenden Eingangssignales groß ist. Die Widerstände 22 und 25 der Umklapp- und Codierungssohaltung brauchen deshalb nur Toleranzen wie handelsübliche Bauelemente auf zuweisen und können tatsächlich unter Verwendung von Dünnschichtverfahren hergestellt werden. Ein zweiter Vorzug der vorgeschlagenen Anordnung mit dynamischer Vorspannung besteht darin, daß, weil die Ströme in den Zweigen des Hauptoodierungapfades I. und L , proportional zum Eingangssignal sind, die Basisströme der Differentialsohaltertransistoren proportional sur Abnahme der Zweigströme des Hauptcodierungspfades kleiner werden,

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wodurch gleichfalls dazu beigetragen wird, daß dieser Fehler auf akzeptable Werte sinkt. Ein dritter, und vielleicht der wichtigste, Vorzug der vorgeschlagenen, dynamisch vorgespannten Anordnung ist darin zu sehen, daß es möglich 1st, durch Zuführen der bereits angesprochenen Ströme zu den Kollektoren der Diff erentialverstärkertraneistoren die Verstärkung derselben relativ konstant zu halten.

Ein negatives Eingangssignal mit einer Amplitude, die kleiner als der Spitzenwert des Eingangssignales ist, wird In derselben Weise wie ein positives Eingangssignal mit einer Amplitude, die kleiber als der Spitzenwert ist, umgeklappt und codiert. Für ein negatives Eingangssignal nimmt der Strom I₁ der Schaltung zum Steuern der dynamischen ab und der Strom I steigt proportional dazu an. Der Transistor 11 wird dabei so vorgespannt, daß er leitet und den Transistor 12 sperrt. Die

Kollektor-Emitterströme I. und I, der Transistoren 15 und

4 5

16 sind dann proportional zur Eingangssign&lamplitude. Der Kollektor-Emitterstrom I. des Transistors 42 des Differentialverstärkers wird kleiner und der Kollektor-Emitterstrom I₀ des Transistors 40 steigt an. Der Strom I₀ ist der Summen-

strom der beiden Zweigströme I₄ und I_n. Die Ströme I., I_,

4 y 4 5

Ig, I_, I_n und L sind alle proportional zur Eingangsslgnal-409839/0687

amplitude. Jeder der bereits in Bezug auf positive Eingangssinale beschriebenen Vorteile läßt sich also auch erzielen, wenn ein negatives Eingangssignal anliegt.

Die Längskompensatlonssohaltung gleicht große Spannungsunterschiede aus, die von Längs- auf Transversalzweigspabnungen übertragen werden können und so einen Fehler am Eingang des Comparators 23 bewirken. Wenn man z.B. annimmt, daß die Quelle 1 ein großes positives oder negatives Eingangssignal abgibt, dann wächst, wie bereite zuvor diskutiert wurde, entweder der Strom I oder I durch das Codlerungs- und Gewtohtungsnetzwerk schnell und stark an. Dieser stark anwachsende und der Quelle mit positivem Vorspannungspotenr tial abverlangte Strom durchfließt den Kollektor-Emitterweg des Transistors 20 der Längskompensatlonsschaltung. (Wie bereits zuvor erläutert wurde, sinken die Ströme I. und I_

4 5

durch die Widerstände 15 und 16 des Netzwerkes zum Steuern der dynamischen Vorspannung In Falle eines Eingangesignals mit Spitzenwert auf einen geringfügigen Wert ab. Folglich nimmt auch der Strom durch den Widerstand 19 der Längskompensationsschaltung soweit ab, daß er verhachläßlghar ist, und macht das Basispotential des Transistors 20 positiver.) Das positivere Baeispotential des Transistors 20 erzwingt eine

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3«

Erhöhung des Emitterpotent lala des bezeichneten Transistors und will die Längsspannung aufheben, die durch das Anwachsen der über den Widerständen 22 und 25 abfallenden Spannung zustande kam und zwar verursacht durch eine Zunahme der Ströme I oder I . Fdgllch steigt die Spannung in dem ge-

0 J-V

meinsamen Knotenpunkt zwischen dem Emitter des Transistors 20, dem Gewichtungsnetzwerk 21 und dem Widerstand 22 betragemäßig so weit an, daß sie jetzt dichter am Potentlalpegol der Quelle mit positivem Vorspannungspotential liegt als das noch vor Anlegen des erhöhten Eingangseignales der Fall war. Die abrupte Änderung des Spannungsabfalles entweder über den Widerstand 22 oder den Widerstand 25, die auf den durch den angewachsenen Strom ausgelösten Stromstoß zurückzuführen ist, welch letzterer wieder dadurch bewirkt wird, daß ein Eingangssignal mit großer Signalampütude anliegt, wird also durch den Potentialanstieg in dem zuvor erwähnten Knotenpunkt ausgeglichen. Die mittlere Spannung in diesem Knotenpunkt bleibt also relatüi konstant und der im Comparator 23 vorgenommene Vergleich der Spannungen bzw. Ströme über bzw. durch das Gewichtungsnetzwerk 21, dem Widerstand 22 und den Widerstand 25 ist allein in Bezug darauf erforderlich, wie sich der Strom in dem einen oder dem anderen der beiden Stromzweige des Hauptcodierungepfades ändert. Wird also

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nun die Längs- in eine Transversalspannung umgewandelt, wird der damit; verbundene Fehler dadurch im wesentlichen vermieden.

Obwohl die Sohaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung mit einem unsymmetrischen Differentialverstärker arbeitet, könnte auch ein symmetrischer Dlfferentialverstärker verwendet werden, in dem einfach die Basis dee Traneistors an die zweite Signalquelle angekoppelt wird, deren Signal als Eingangssignal an der Basis des Transistors 40 des Differentialverstärkers anliegt. Obwohl ferner der Differentialverstärker und die Schaltung zum Steuern der dynamischen Vorspannung für vorliegende Zwecke im Rahmen einer Umklapp- und Codierungsschaltung dargestellt sind, könnten sie ebenso gut überall dort verwendet werden, wo dynamisch vorgespannt werden soll. Z.B. könnte die Schaltung in einer Rück- oder Aufklappschaltung ("unfolder") verwendet werden, wobei das Gewiohtungsnetzwerk mit der Eingangssignalquelle 1 vertauscht und der Comparator 23 durch einen differentlellen C^erationsverstärker ersetzt wird. In diesem Falle würde der Koppelkondensator 2 fortfallen.

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Claims

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BLUMBACH - WESER ■ BERGEN & KRAMER

PATENTANWÄLTE IN WIESBmDEN UND MÜNCHEN

DIPL-ING. p. G. BLUMBACH · DIPL-PHYS. DR. W. WESER · DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DIPL-ING. R. KRAMER

WIESBADEN . SONNENBERGER STRASSE 43 · TEL. (04121) 562943, 561998 MÖNCHEN

PATENTANSPRÜCHE

Dynamisch vorgespannte Differentialverstärkeranordnung mit einem Differentialverstärker, der ein Traneistorpaar aufweist, ferner einen Eingangssignalanschluß, der mit einem der beiden Transistoren des Differentialverstärkers verbunden ist und eine Schaltung zum Vorspannen der beiden Transistoren des Differentialverstärkers, gekennzeichnet durch

eine Schaltung (5,4,7, - 13, 15,- 18) zum dynamischen Steuern der Vorspannung, deren Eingang mit dem Eingangssignalanschluß der Differentialverstärkeranordnung und deren Ausgang mit der Kollektor-Emitterstrecke eines Transistors (40, 42) des Differentialverstärkers verbunden ist, um dem Differentialverstärker unter Ansprechen auf Amplitudenänderungen des Eingangssignals einen zusätzlichen, veränderlichen Buhestrom (I., IJ zuzuführen.

4 5

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2. Differentialverstärkeranordnung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (4, 5, 7-IS, 15-18) die die Vorspannung dynamisch steuert, den zusätzlichen Strom im umgekehrten Verhältnis zur Eingangssignalamplitude an den Kollektor-Emitterweg jedes der beiden Transistoren (40, 42) des Differentialverstärkers abgibt.

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