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Automatisches Geräuschfilter für Schaliplattenwiedergabe Die Dynamik
von Schallplatten wird durch ein Störgeräusch begrenzt, dessen Leistungsdichte im
mittleren Bereich ein Minimum zeigt und zu den hohen und besonders zu den tiefen
Frequenzen hin ansteigt. Während im mittleren Bereich ein Geräuschspannungsabstand
bis über 70 db erreicht wird (B-Kurve DIN 45 539), sind bei Hinzunahme des unteren
Hörbereiches je nach Abspielgerät kaum mehr als 40 db erreichbar (Ä-Kurve). Bei
naser Abtastung und Verwendung von Lautsprechern mit guter Basswiedergabe stört
im wesentlichen das Rumpelgeräusch unterhalb etwa 120 Hz.
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Zur Verbesserung der Dynamik sind Filter gebräuchlich, die den Durchlaßbereich
nach unten bei ca. 40 Hz, nach oben bei ca.
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8 ldIz möglichst scharf abschneiden, sogen. Rumpel- und Rauschfilter.Bei
der Auslegung dieser Filter muß ein Kompromiß geschlossen werden: je wirksamer das
Filter durch Wahl von Einsatzfrequenz und Steilheit, um so mehr beschneidet es auch
die Nutzfrequenzen. Eine Unterscheidung von Nutz- und Störsignal ist leider nicht
möglich.
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Von ähnlichen Problemen des Tonfilms her sind zwei Filterprinzipien
bekannt, deren Wirkung auf dem Verdeckungseffekt des Ohres beruht: ein Störgeräusch
fällt unter die Mithörschwelle, sobald der Nutzpegel im gleichen (verdeckenden)
Frequenzbereich eine gewisse Größe überschreitet und tritt wieder hervor, sobald
der Pegel in derselben Frequenzgruppe unter diese Größe zurückfällt.
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In Ausnutzung dieser Eigenschaft wird von Scott (1) ein Filter mit
dynamischer Bandbreitenregelung vorgeschlagen, also Hoch-und Tiefpaßfilter, deren
Grenzfrequenzen je nach momentanem Gehalt an Höhen und Tiefen mittels einer Reaktanzröhrenschaltung
automatisch verschoben werden. Wesentlich ist dabei tli Wahl der Regelzeitkonstanten;
hier liegen auch die Probleme loses F 1 Filters. Ist d-i e Anklingzeitkonstante
zu groß, werden Ei rischw i flgvorgä?ige und lonimpulse unterdrückt,
ist
sie klein, tritt der sogenannte thumt-Effekt bei den tiefen und der hush-hush-Effekt
bei den hohen Frequenzen auf, also dumpfe Sck.läge bezw. schnelle Klangverfärbungen
der Höhenlagen. Die Abklinezeitkonstante muß von solcher Größe sein, daß der Nachhall
nicht beschnitten wird, andererseits die Filt-erwirkung nicht hörbar zu spät einsetzt.-
Wegen des Zeitkonstantenproblems konnte sich diese Anordnung nicht durchsetzen.
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Nach Olson (2) wird eine Aufteilung des Frequenzbereiches in viele
Kanäle mit je einem Schwellwertglied, z.B. vorgespannte Dioden, vorgeschlagen. Zeitkoiis
tantenprobleme treten hier nicht auf, dagegen nichtlineare Verzerrungen (besonders
kubischer Differenzton) und der sogenannte plop-in-Effekt, ein plötzliches Einsetzen,
sobald die Schwelle überschritten wird.; Filter vom Scott-Typ.können als'Filter
mit integraler Sättigung beschrieben werden, da mit -zünehmendem Pegel der ausgefilterte
Leistungsanteil höchstens konstant bleibt, meistens ar verkleinert wird.
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Filter vom Olson-Typ können als Filter mit momentaner Sättigung beschrieben
werden, da der ausgefilterte Spannungs- oder Stromanteil mit wachsendem Pegel konstant
bleibt.
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TJr3 die angedeuteten Schwierigkeiten zu umgehen, wird erfindungsgemäß
vorgeschlagen, ein Filter mit momentaner Sättigungseigenschaft zusätzlich mit einer
integral wirkenden Sättigung auszurüsten, wobei die 'IIntegral-Schwellet' höher
als die "Momentan-Schwelle" liegt.In den Querzweigen eines Rumpelfilters sollen
sich symmetrische stromsättigende Elemente befinden, deren Sättigungsgrenzen gegensinnig
zum Pegel der auszufilternden Frequenzen mit relativ großer Zeitkonstante verschoben
werden. Die momentane Sättigungseigenschaft verhindert das Verschleifen von Impulsen,
die integrale Sättigung sorgt für kleine nichtlineare Verzerrungen im eingeschwungenen
Zustand.Die Zeitkonstanten können nun so groß gemacht werden, daß thumb bezw. hush-hush
einerseits, das Abschneiden von Nachhall andererseits verhindert werden.
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Zur Minderung des plop-in-Effektes wird die Absenkung durch das Filter
auf das Notwendige, also 15 bis 20 db beschränkt.
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Bei stereofoner Wiedergabe wird durch einen Zweig mit ebenfalls symmetrischem
stromsättigendent Element, rlas zudem integral geregelt wird, im nuszufiltern<len
Frequenzbereich niif'
Monofonie geschaltet. Das bedeutet, daß der
Tonabnehmer in diesem Frequenzbereich unempfindlich gegen vertikale Bewegungen ist,
was zur Fremdspannungsminderung wesentlich beiträgt. Durch einfache Mittel wird
dafür gesorgt, daß die Grenzfrequenz für das Übersprechen (Monofonie) höher ist
als die fiir das eigentliche Filtern und daß gegenphasige Signale (Tiefenschrif.t)
stärker gefiltert werden als gleichphasige.
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Im hohen Frequenzbereich (Abtastrauschen) wird über ein symmetrisches
stromsättigendes Element auf Monofonie geschaltet; die Sättigungsgrenze wird gegensinnig
zum Gesamtpegel oder zum Pegel des Mittel-Hoch-Bereiches integral verstellt.
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Die Erfindung sei anhand von Beispielen näher erläutert.
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Die Abb. 1 zeigt ein vollständiges Ausführungsbeispiel für stereofone
Schallplattenwiedergabe.
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Die vom Tonabnehmer TA kommenden Spannungen werden in V1, V2 verstärkt
und nach der Schneidkennlinie entzerrt. Es folgen nun ein aus Cl ,C3, Rl, L1 (linker
Kanal) bestehendes Rumpelfilter, dessen Querzweig jedoch nicht direkt an Masse liegt,
sondern über ein 6-Dioden-Tor D1 bis D6 sowohl an den Querzweig L2, R2 des rechten
Kanals als auch über die mittelangezapfte Induktivität L3 und den Kondensator C7
an Masse geführt ist. Eine Gleichspannung U öffnet das Tor, indem mittels der Widerstände
R1-3, R14, R5, R6 und dem ohmschen Widerstand von L3 ein kleiner Strom in Flußrichtung
der Dioden vorgegeben wird. Solange nur kleine Signale ankommen, wirken alle sechs
Dioden als ohmsche Widerstände, deren Größe vom eingestellten Vorstrom abhängt.
Dies bedeutet, daß die beiden Kanäle bezüglich tiefer Frequenzen (wegen L1, L2,
C1, C2) gekoppelt sind, die Wiedergabe also monofon ist. Zugleich bilden L1, C7
bezw.
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L2, C7 Serienkreise, die eine zur Vermeidung des plop-in-Effektes
jedoch nicht- zu starke Ableitung tiefer Frequenzen bewirken. Solange nur kleine
Signalstöme fließen (klein gegen die Vorströme) sind die Dioden D5, D6 symmetrisch
und die Induktivität L9, ist unwirksam. Bei größeren Amplituden fließt eine gerichtete
Komponente durch die Hälften der Induktivität L3 (Gegentaktprinzip). Hierdurch entsteht
eine Erniedrigung der Grenzfrequenz des Rumpelfilters, jedoch nicht beziiglich rJcsI
genau gegenphasigen Mode, also fjjr die Tiefenmodulation.
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Diese enthält im Bassbereich meistens keine Nutzmodulati on, bei der
üblichen Intentsitätsstereofonie sind Bässe fast ausschließlich in der Seitenschrift
enthalten, also gleich-^phasig. Auf die geringe @@@@tungs information in den Tiefen
kanan
verzichtet werden zugunsten der Verminderu:ig von Rumpelgeräuschen,
die zu einem großen Teil von vertikalen Schwingungen des Plattentellers herrühren.
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Bei hinreichend großem Signalpegel wird der momentane Strom in allen
Dioden auf die Größe des Vorstromes begrenzt, die Filtereinrichtung- ist dann (momentan)
gesättigt. Der Vorstrom durch D5, D6 ist z.weckmäßig kleiner einzustellen als der
durch D1; D3 und D2, D4. In diesem Betriebszustand entstehen wegen der Induktivitäten
zwar nur schwach Harmonische, doch stö-rt der kubische Differenzton (2f1-f2). Er
entsteht an der kubischen Kennlinie des Dioden-Tores. Dieser Nachteil wird nun dadurch
beseitigt, daß der Sättigungsstrom (Vorstrom) von einem bestimmten Pegel ab sukzessive
bis auf Null verkleinert wird.
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Dies geschieht durch Kompensation des Vorstromes mit einem aus den
tiefen Frequenzen beider Kanäle abgeleiteten Steuerstrom. Wie die Abb. zeigt, werden
beide Kanäle über die 1Aiderstände R3, R4, die groß gegen die Quellimpedanzen von
V1, V2 sind, zusammengefaßt und dem Verstärker V3, der nur den unteren Frequenzbereich
verstärkt, zugeleitet. Die in D7, D8 gleichgerichtete Signalspannung sperrt bei
Überschreiten eines mittels R8 einstellbaren Schwellpegels das 6-Dioden-Tor. R10,
C11 bestimmen dabei die Ansprechzeit, die nicht kürzer als einige Zehntelsekunden
zu sein braucht, R12, Cii bestimmen die Abklingzeit, die etwa 1,5 bis 2 sec betragen
kann.
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Zur Verminderung des Störgeräusches in den Höhen ist nach vorliegenden
Erfahrungen ein entsprechendes Rauschfilter zwar möglich, aber nicht vorteilhaft.
Es genügt, die hohen Frequenz en auf Monofonie zu schalten, sobald deren Pegel einen
Grenzpegel unterschreitet. Zur Umgehung des Zeitkonstantenproblems werden die beiden
Kanäle nicht direkt, sondern über ein 4-Dioden-Tor zusammengeschaltet, Dioden B11
bis D14. R15 und C12 bezw. R16 und C13 sorgen dafür, daß nur das Band oberhalb etwa
2 bis 3 kHz wirksam gekoppelt wird. Ein mittels R17, R18 einstellbarer Vorstrom
öffnet das Tor für kleine Signalströme. Für große Signale ist das Tor blockiert.
Die in diesem Betriebszustand entstehende Intermodulatlon wird wiederum (ltlrch
Vollständiges Sperren des Tores bei Überschreiten eines Mindestpegels und nach Ablauf
einer bestimmten Regelzeit auf nur kurze Ütergangsphasen beschränkt. Der !i Flindest.pegel
ist mittels R7 einstellbar, die Rege]zeitRsonstallt(n ?itl tiiillll
R9,
010 bezw. R11, C10 gegeben.
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Der Gewinn an Fre:r.dspannungsabstand durch Nonofoniebetrieb allein
beträgt ca. 6 db, durch die Spannungsteilung erhöht er sich auf ca. 12 db. Im Eassbereich
ist der Gewinn infolge der Monofonie 6 bis 12 db je nach der Art der Laufwerkerschütterungen,
durch die gewollt geringe Filterwirkung erhöht er sich auf ca. 18 bis 30 db. Ein
Filter dieser Art reduziert Fremdgeräusche recht wirksam ohne dabei hörbare Nebeneffekte
zu erzeugen; es ist relativ einfach ausführbar, da preiswerte integrierte Schaltungen
mit vier Einzelverstärkern zur Verfügung stehen.
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Es ist aber auch möglich, ein Filter mit rein integraler Sättigung
zu bauen, das die Nachteile bekannter Filter dieses Typus (Scott) durch Ausnutzung
der Schallplattenstereofonie weitgehend vermeidet. Ein Beispiel hierzu zeigt die
Abb. 2.
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Die Tor.abnehrrerspannungen werden wieder in V1, V2 verstärkt und
durch Gegenkopplungsnetzwerke linear entzerrt. Die beiden folgenden Rumpelfilter
sind nun durch Fotowiderstände mit einander und mit Masse verbunden. Dabei erhalten
aber die Fotowiderstände FW1 und FW2 für die Stere o-2lono-Ums chaltung und FW3
für das eigentliche Filtern getrennte Einsatzpegel und Zeitkonstanten. Günstig ist
es, wenn bei sinkendem Basspegel zunächst mit mittlerer Zeitkonstante (0,5 sec)
die Fotowiderstände FW1 und FW2 belichtet werden, bei kleinerem Pegel dann mit großer
Zeitkonstante (1 bis 2 sec) FW3; bei steigendem Pegel sollte zunächst mit kleiner
Zeitkonstante (30 msec) FW3 hochohmig geschaltet werden, danach FW1 und FW2 mit
mittlerer Zeitkonstante (0,5 sec).
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Dies wird im Beispiel folgendermaßen bewerkstelligt. Die Signale beider
Kanäle werden mit R3, R4, die den etwa 50-fachen Wert der Verstärker-Ausgangsimpedanzen
haben müssen, zusammengefaßt und zwei Steuerverstärkern zugeführt. Der dem Rumpelfilter
zugeordnete erhält nur die vom Filter R17, R18, 015, C16 durchgelassenen tiefen
Tonfrequenzen. Nach Verstärkung in T1 gelangt die Tonfrequenz über C17 und den Schalter
S1 an den Spannungstetler R23, der eine geeignete Vorspannung über R22 erhält, und
an den Transistor T2, der sowohl verstärkt als auch gleichrichtet. Die Lampen Lal,
La2 erhalten beim Fehlen von Bussen Strom jlber R28, R27. Beim Einsetzen tiefer
Irequenzer werden die Transistoren T3, T4 leitend, da sie über
R25,
R26 positive Basisspannungen erhalten. Folglich erlöschen die Glühlampen. Der hierzu
nötige Pegel ist durch Wahl von R25, R26 einstellbar. Die Ausschaltzeitkonstanten
ergeben sich durch die Glühfadenträgheit und die Art urd die Arbeitspunkte der~Fotowiderstände.
FWi und F1f2 sind zweckmäßig niederohmige Typen, die mit kleinen Lichtstärken betrieben
werden, um die gewünschte Zeitkonstante von C,5 sec für beide Schaltrichtungen zu
erhalten. FW3 is-t dagegen ein hochohmiger Typ, der mit größerer Lichtstärke betrieben
wird, um die kleine Ausschaltzeitkonstante von 30 msec zu erhalten.
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Die relativ große Einschaltverzögerung von 1 bis 2 sec ergibt sich
z.B. durch Vorschalten eines NTC-Widerstandes vor die Glühlampe La2.
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Diese Rumpelfilter-Anordnung hat folgende Eigenschaften: Beim Fehlen
von Bässen (z.B. Solostellen) sind die aus L1, FW1, L3, FW3 bezw. L2, FW2, L3, ,FW3
bestehenden Querzweige der Rumpelfilter leitend. Die Grenzfrequenz des Übersprechens
ist durch die Summe von L1, L3 bezw. L2, L3 gegeben. Für gegenphasige Anteile, die
der TiefensChrift entsprechen, ist L3 unwirksam, so daß sie bis zu höherer Grenzfrequenz
ausgefiltert werden. Das Übersprechen ist durch L1, L2 zu hohen Frequenzen hin begrenzt.
Setzen Bässe ein, wird zuerst sehr rasch das Ausfiltern beendet (La2 erlischt),erst
bei höherem Pegel wird mit mittlerer Zeitkonstante auch das Übersprechen beendet
(La1 erlischt). Durch dieses Verfahren wird der thumb-Effekt weitgehend vermieden
ohne Impulse wesentlich zu beschneiden. Umgekehrt setzt bei sinkendem Basspegel
zunächst mit mittlerer Zeitkonstante das Übersprechen ein und bei weiter gesunkenem
Pegel sehr langsam das Eigentliche Filtern. Das ist ein guter Kompromiß zwischen
den Forderungen nach raschem Einsatz des Filters und Erhaltung des Nachhalles.
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Die Störverminderung im hohen Frequenzbereich wird allein durch die
Umschaltung auf Monofonie vorgenommen. Hierzu werden mit C18, R29, C19 die mittleren
und hohen Frequenzen selektiert und in T5 verstärkt. Die an R34 abgegriffene Teilspannung
laird im Darlington-Paar T6, T7 gleichgerichtet und verstärkt und steuert den Nebenschluß
zur Gliihlampe La3.Die Belastungswiderstände Ri5, R16 und ie Kondensatoren 12, C13
bestimmen die untere Grenzfrequenz des beim Belichten vorl einsetzenden Übersprechens.
Zweckmäßig ist eine Frequenzgrenze
von 2 bis 3 MIz Bringt man die
Schalter S1, S2 in die obere Stellung, lassen sich beide j'iltereinrichtugen von
Hand fest einstellen.
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Eine weitere Möglichkeit, ein automatisches Rumpelfilter mit brauchbaren
Eigenschaften zu bauen, zeigt die Abb. 3.
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Dieses Filter sättigt wiederum sowohl momentan als auch integral.
Das Prinzip besteht darin, den durch den Querzweig des Filters fließenden Strom
konstant zu regeln oder genauer, mittels eines llaltereglers auf einen fest vorgegebenen
Wert -zu begrenzen. Das Filter selbst ist identisch mit dem-nach Abb. 2, doch ist
der Fotowiderstand FW3 durch einen (kleinen) Widerstand R36 ersetzt, an dem ein
Spannungsabfall entsteht.
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Er wird im Verstärker V5 verstärkt, in dem aus T8, R37, R38, C21,
C22, Gi bestehenden Vollweggleichrichter erdsymmetrisch gemacht und dem als Shunt
zur Glühlampe Lal wirkenden Transistor T9 zugeführt. Damit ist der Regelkreis geschlossen.
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Bei kleinem Pegel und tiefen Frequenzen spricht die Regelung Momentan"an,
vorausgesetzt, die Glühlampe besitzt einen hinreichend dünnen Faden. Der NTC-Widerstand
hat dabei seine Betriebs temperatur und reagiert wenig auf kurzzeitige und kleine
Stromänderungen. Steigt der Pegel an, so nimmt die Schwankungsamplitude der Stellgröße
wesentlich zu und die Glühlampenströme werden mehr durch die thermische Zeitkonstante
des NTC-Widerstandes als der des Glühfadens bestimmt. Dann ist die Regelung intensitätsabhängig,
also integral in dem hier gebrauchten Sinne. Bei dieser Regelanordnung bleibt der
gegenphasige Signalanteil unberücksichtigt, was erwünscht ist.
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Eine sehr einfache Anordnung mit integraler Sättigung schließlich
ist in Abb. 4 gezeigt.
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In den Querzweigen der Rumpelfilter befinden sich Kaltleiter Kli und
S12, deren Widerstandswert mit wachsendem Pegel steigt und so eine Regelllng der
Filterwirkung ergibt. Die Ausschaltgeschwindigkeit des Filters wird um so größer,
je höher. der Pegelsprung ist; die Einschaltgeschwindigkeit ist durch die thermische
Abkühlzeitkonstante festgelegt. Zur weiteren Ver besserung des Filters-sind beide
Kanäle induktiv gekoppelt, r1. h. also nir dann, wenn auch gefiltert wird und nur
im unteren Frequenzbereich.
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Die beschriebenen Filteranordningen sind geeignet, insbesondere bei
stereofoner Schallplattenwiedergabe den Störpegel effektiv
abzusenken.
Die von bekannten automatischen Filtern produzi.erten Pump- und Atemgeräusche (thumb
und hush-hush) und die nichtlinearen Verzerrungen treten hier weit weniger auf.
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Ausgeführte Muster nach dem Prinzip der Abbn. 1 und 2 zeigen dies
eindrucksvoll.
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(1) H. H. Scott, "Dynamic Noise Suppressor", Electronics, Vol. 20,
p. 96, Dec. 1947 (2) H. F. Olson, "Audio Noise Reduction Circuits", Electronics,
Vol. 20, p. 118, Dec. 1947