DE2121483A1

DE2121483A1 - Abtastender Meßwertfühler

Info

Publication number: DE2121483A1
Application number: DE19712121483
Authority: DE
Inventors: Allen LeRoy Somerville; Steckler Steven Alan Clark; N.J. Limberg (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1970-04-30
Filing date: 1971-04-30
Publication date: 1971-11-11
Also published as: US3641258A; JPS529090B1; GB1338315A; CA953417A; MY7400283A; BE766582A; DE2121483B2; AT312069B; NL7105891A; SE371068B; CA943244A; YU108171A; DE2121483C3; ES390799A1; FR2086491A1; FR2086491B1; US3646362A

Description

7173 - 71 Ks/Sö

U.S. Serial Nos.: 333 336/50 592-

Piled: April 30, 1970/June 29, 1970

RCA Corporation New York, N. Y. V. St. A.

Abtastender Meßwertfühler.

Die Erfindung betrifft eine Schaltanordnung für abtastende Mei3wertfühler, insbesondere für eine Phasenvergleichsschaltung in einem Fernsehempfänger.

Mit dem Ausdruck "Abfrage- und-Halte-Detektor^M läSt sich eine Schaltung bezeichnen, die periodisch den Pegel eines Signals ermittelt, d.h. "abfragt", und den ermittelten Wert speichert, d.h. den Abfragewert "hält", bis der Pegel des Signals erneut ermittelt werden soll. Der klassische Abfrageund-Halte-Detektor besteht aus einer Signalspannungsquelle, die mittels eines Abfrageschalters periodisch an einen "Halte"-Kondensator gelegt wird. Wenn der Haltekondensator der Spannungsquelle parallel geschaltet wird, lädt er sich auf die gleiche Spannung auf, wie sie an der Quelle herrscht. Dieser Vorgang bildet die Abfrage beim Betrieb des Abfrage- und-Halte-Detektors. Wenn der Haltekondensatör von der Spannungsquelle getrennt wird, dann hält ihn die auf ihm befindliche elektrische ladung auf der Spannung, die er während der Abfragung angenommen hat. Diese Bewahrung der abgefragten Information bildet die Haltephase des Äbfrage-und-Halte-Detektors.

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In Fernsehempfängern findet man ebenso wie in anderen elektronischen Geräten eine automatische Frequenz-und Phasenregelung (AFPC), mit der die Frequenz eines Empfängeroszillators geregelt wird. Eine Phasenvergleichsschaltung (Detektor) vergMcht das Signal des Empfängeroszillators mit einem Bezugssignal und erzeugt eine von der Differenz dieser' beiden Signale bestimmte Fehlerspannung. Dieses Fehlersignal steuert die Frequenz des Empfängeroszillators im Sinne einer'Verkleinerung der Fehlerspannung.

Bei einem Horizontalfrequenz- oder Zeilenoszillator in der Horizontalablenkungsschaltung eines Fernsehempfängers bei- * spielsweise fühlt die Phasenvergleichsschaltung die Phasendifferenz zwis chen dem Signal des Horizontaloszillators und dem Synchronisiersignal, welches als Teil des Rundfunksignals empfangen wird. Die Ausgangsepannung der Phasenvergleichs schaltung (d.h. die Fehlerspannung) hängt ab von der Zeitdifferenz zwischen dem abgefragten Signal und dem Abfrage-bzw. Tastsignal.Diese Fehlerspannung wird dem Horizontaloszillator zugeführt, um dessen Frequenz so zu verändern, daß sie mit derjenigen des Synchronisiersignals übereinstimmt.

^ In vielen Fällen ist das abgefragte Signal der Frequenz des Horizontaloszillators in Form einer Sägezahn-Bezugsspannung vorhanden. Die Sägezahnspannung wird einem getasteten Phasendetektor zugeführt. Der Detektor ist im wesentlichen ein Verstärker, der nur dann eingeschaltet ist, wenn ein Tastimpuls (Abfragesignal) erscheint, der zeitlich mit der Ankunft dee empfangenen Synchronisierimpulses zusammenfällt. Dir Verstärker erzeugt nur während des Abfrageintervalls, d.h. während der Zeit des Synchronisierimpulses,

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eine Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannung des getasteten Detektors hängt ab von der gegenseitigen Phasenlage der Sägezahn-Bezugsspannung und des Tastimpulses. Diese Spannung wird in einem Tiefpaßfilter gefiltert, um die Tastfrequenz auszusieben.

Die Phasenvergleichsscha&ung kann so ausgelegt sein, daß beim Gleichlauf der Frequenz des Horizontaloszillators mit den einlaufenden Synchronisierimpulsen die Sägezahnram pen spannung ihren Mittelwert in der Mitte des Synchronisierimpulsintervalls durchläuft. Beim Gleichlauf fühlt somit die Phasenvergleichsschaltung gleiche Beträge negativer und positiver Sägezahnspannung (bezogen auf den Spannun£smittelwert), sodaß die gesiebte Ausgangsspannung unverändert bleibt.

Wenn der Horizontaloszillator nicht synchron läuft, dann ist das Abfrageintervall gegenüber dem Sägezahn verschoben, sodaß im Abfragewert entweder ein negativer oder ein positiver Teil der Sägezahnspannung überwiegt. Hieraus ergibt sich nach Filterung eine (negative oaer positive) Änderung der Ausgangsspannung der Phasenvergleichsechaltung, die als Fehlersignal zur Korrektur der Frequenz des Horizontaloszillators dient.

Abfrage- und-Halte-Detektoren sind empfindliche Phasenvergleichsschaltungen, weil sie das aufgenommene Synchronisiersignal während der Zeitspanne zwischen dem Einlaufen der Synchronisiersignale speichern. Das Synchronisiersignal ist somit praktisch längere Zeit vorhanden. Diese längere Verfügbarkeit eines Synchronisiersignals ist besonders vorteilhaft fir integrierte Schaltungen, weil die dort begrenzten

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Versorgungsspannungen den verfügbaren Aussteuerungsbereich auf nur kurze Sifnalabfragezeiten beschränken.

Das Ausgangssignal des Abfrage-und-Halte-Detektors besitzt eine geringere Welli^keit als das Ausgangssignal herkömmlicher Phasendetektoren, bei denen der Mittelwert '

der Bezugswelle geändert wird, während ihre Form erhalten bleibt. Daher erfordert das Ausgangs signal einer als Abfrage- und-Halte-Detektor aufgebauten Phasenvergleichsschaltung weniger Siebung, um eine geeignete Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator zu erhalten.

Da die gemäss der Erfindung gestalteten Abfrage-und-Halte-Detektoren mit Transistoren ausgelegt werden;Können, die alle vom gleichen Leitungstyp sind, sind sie geeignet für die Herstellung als lLonolithische integrierte Schaltung.

Die Abfrageschaltungen gemäss der Erfindung enthalten zwei in ihrer Kollektor-Emitter-Strecke hintereinander geschaltete Transistoren, wobei das Eingangssignal der Basis des ersten Transistors zugeführt und das Ausgangssignal vom gemeinsamen Anschluss des Emitters des ersten Transistors und des Kollektors des zweiten Transistors entnommen wird. Der Kollektor des ersten Transistors ist auf die Basis des zweiten Transistors rückgekoppelt. Ferner ist eine Tastet euer schaltung vorgesehen, um beide Transistoren gleichzeitig durchzuschalten und zu sperren.

Einzelheiten der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen beschrieben.

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Figur 1 zeigt in Blockform und in Schaltbildern einen Farbfernsehempfänger, in dem eine erste Ausgestaltung der Erfindung enthalten ist;

■die Figuren 2 und 3 sind jeweils Schaltbilder einer zweiten und einer dritten Ausgestaltung der Erfindung.

Bei der in Figur 1 dargestellten Anordnung empfängt eine Antenne 10 Fernseh-Gesamtsignale und koppelt sie auf einen Abstimmteil 12. Der Abstimmteil 12 wählt die gewünschten Hochfrequenzsignale eines vorgegebenen Funkkanals aus, verstärkt sie und wandelt die verstärkten Hochfrequenzsignale in Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale) niedrigerer Frequenz um. Der Ausgang des Abstimmteils 12 ist auf einen ZF-Veretärker 14 gekoppelt, der die ZF-Signale verstärkt. Der ZF-Verstärker 14 liefert Signale an den Tonteil 16 des Empfängers. Der Tonteil 16 demoduliert die Toninformation, verstärkt sie und führt die resultierenden Tonfrequenzen einem Lautsprecher 18 zu. Der Lautsprecher lö gibt den Ton des gesendeten Fernsehprogramme wieder.

Ein anderer Ausgang des ZF-Yerstärkers 14 ist auf einen Videodemodulator 20 gekoppelt. Der Videodemodulator 20 demoduliert die Leuchtdichte-,Farbart- und Synchronisiersignale von den Zv/ischenfrequenzsignalen. Der Ausgang des Videodemodulators 20 wird einem Videoverstärker 22 zugeführt. Ausgangssignale dieses Verstärkers gelangen zu einer Verstärkungsregelungsschaltung 24, einer Synchronisierimpuls-Abtrennstufe 26 und zum Farbteil 31 des Empfängers. Die Leuchtdichtesignale (Y-Signale) werden vom Videoverstärker 22 den Steuerelementen wie den Kathoden 23 einer Farbfernseh-Bildröhre 40 zugeführt.

Die Verstärkungsregelungsschaltung 24 arbeitet in herkömmlicher Weise, um die Verstärkung eines im Abstimmteil 12

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enthaltenen HF-Verstärkers und des ZF-Verstärkers 14 zu regeln. Der Färbteil 31 arbeitet mit einer Farbsynchronisierschaltung 32 zusammen, um die Farbsignale aus den vom Videoverstärker 22 kommenden Signalen abzuleiten. Diese Färbsignale werden an die Steuerelemente 25 r, 25 g und 25 b der Farbbildröhre 40 gelegt, sodaiS ein Farbbild in Übereinstimmung mit der gesendeten Färbinformation erzeugt wird. Tastimpulse für die Farbsynchronisierschaltung 32 können von einer Wicklung des (nicht gezeigten) Horizontal-Endtransformators geliefert werden.

Die Synchronisierimpuls-Abtrennstufe 26 trennt die Synchronisierinformation von der Videoinformation ab. Die Abtrennstufe 26 trennt auch die Zeilensynchronisierimpulse von den Bildsynchronisierimpulsen. Die Bildsynchronisierimpulse v/erden einem Bild- oder Vertikaloszillator 27 zugeführt, der Bildfrequenzsignale erzeugt, die zur Vertikal-Endstufe gelangen. Die Endstufe 2Q versieht aufgrund dieser Signale eine zur Bildröhre 40 gehörende Vertikal-Ablenkwicklung über die Anschlüsse Y-Y mit Ablenkstrom. Die Zeilensynchronisierimpulse werden von der Abtrennstufe 26 einem Synchronisierimpulsverstärker und - Begrenzer 36 zugeführt« Der Ausgang dieser Verstärker/Begrenzerstuf· 36 liefert negative Synchronisierimpulse einer Breite von annähernd 5 Mikrosekunden während des Synchronisieri»puleintervalls und gibt sie an eine Phaeenvergleichsschaltung 50. Diese Signale dienen ale Tastimpulse für die Vergleichsschaltung. Während der restlichen Zeit einer jeden Periode hält das Ausgangssignal der Stufe 36 die Transistoren ÖO und 90 im leitenden Zustand.

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Die Phasenvergleichsschaltung 50 enthält einen ersten Transistor 60, dessen Kollektor 60c über einen Kollektorwiderstand 62 an das positive Potential V einer Betriebs-

Spannungsquelle angeschlossen ist. Der Emitter 60e des Transistors 60 ist mit dem Kollektor 70c eines zweiten Transistors 70 verbunden. Ein Widerstand 75 koppelt den Emitter 70e des zweiten Transistors 70 an ein Bezugspotential, z.B. an Erdpotential.

Der Kollektor 60c des Transistors 60 ist auf die Basis 70b des Transistors 70 rückgekoppelt. Die dargestellte negative Rückkopplungsschleife besteht aus einer Avalanche-Diode 65, die eine Wechselstromkopplung und eine GMchspannungsumsetzung bewirkt. Ein Widerstand 67 koppelt die Basis 70b des Transistors 70 an Erde, um die Avalanche-Diode 65 in Sperrichtung leitend zu halten (Lawinenbildung). Diese Leitfähigkeit in Gegenrichtung kann entweder durch den Basisstrom des Transistors 70 allein oder durch Verwendung des Kollektorstroms eines fest vorgespannten Transistors aufrechterhalten werden. Der Emitter 70e des Transistors 70 ist über den Widerstand 75 oder direkt mit Erde verbunden. Falls ein Widerstand 75 vorhanden ist, so wird durch ihn die Verstärkung der Rickkopplungsschleife vermindert. Diese Verminderung der Verstärkung kann in manchen Fällen notwendig sein, um unerwünschte hochfrequente Schwingungen zu unterdrücken, die durch Phasenverschiebungen in der Rückkopplungsschleife aufgrund von Streukapazitäten entstehen.

Ein Eingangssignal, welches in einer weiter unte,n_;,beschriebenen Weise gewonnen wird, ist im Schaltbild mit V. bezeichnet. D_as Eingangssignal V₁ wird der Eingangsklemme A zugeführt. Ein Widerstand 82 koppelt die Eingangsklemme A auf

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die Basis 60b des ersten Transistors 60. Ein dritter und ein vierter Transistor 80 und 90 erhält jeweils aus der Stufe 36 Tast-Signale, wie es in der Zeichnung durch das Symbol V, gemeinsam mit der eingezeichneten Wellenform neben dem Transistor 80 veranschaulicht ist. Diese Tastsignale werden den Basiselektroden dOb und 90b der Tasttransistoren öO und 9^ zugeführt. Die Emitter 8Oe und 90e der Transistoren 80 und 90 sind in der Figur 1 als direkt mit Erde verbunden dargestellt. Die Emitter 8Oe und 90 e können jedoch in Wirklichkeit über kleine Emittergegenkopplungswiderstände mit Erde verbunden sein, wodurch eine Stromauf te ilung auf die beiden Transistoren 60 und 90 sichergestellt wird.

Der Kollektor 80c des Transistor o0 ist mit der Basis 60b des ersten Transistors 60 verbunden. Der Kollektor 90c des Transistors 90 ist mit der Basis 70b des Transistors 70 verbunden. Eine Ausgangsklemme am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter 60e des Transistors 60 und dem Kollektor 70c des Transistors 70 ist über einen Kondensator 97 auf Erdpotential gekoppelt. Dieser Kondensator 97 ist der Speicherkondensator, der gemeinhin als"Halte*Kondensator" bezeichnet wird. In manchen Fällen kann ein kleiner Widerstand zwischen den Anschluß 95 und den Kondensator geschaltet sein. Dies trägt dazu bei, daß die Ausgangsimpedanz des Abfrageschalters bei Stromfluß vom oder zum Halte^Kondensator mit Sicherheit jeweils gleich ist.Die Ladung auf dem Kondensator 97 bestimmt die Fehlersyannung, die auf einen spannungsgesteuerten Oszillator 102 gekoppelt wird. Diese Kopplung erfolgt über das Filternetzwerk 100, welches zur Unterdrückung der Tastfrequenzanteile dient.

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Der Oszillator 102 erzeugt Signale der Zeilen- oder Horizontalfrequenz und reagiert auf Änderungen der angelegten Steuerspannung zur Aufrechterhaltung der gewünschten Betriebsfrequenz (z.B. 15.734 Hz beim USA-Ferneehen). Der Ausgang des Oszillators 102 beaufschlagt die Horizon cal-Endstufe 104, die den Strom für die Horizontalablenkung erzeugt und ihn über die Anschlüsse X-X an die Horizontalablenkwicklung 34 der Bildröhre 40 liefert.

Die Endstufe 104 versorgt auch einen Horizontal-Endtransformator 110 mit Energie, der die notwendige Hochspannungsversorgung für die Bildröhre 40 übernimmt. Der Transformator 110 enthält eine Primärwicklung 111, die mit der Horizontal-Ends tufe 104 verbunden ist. Eine Sekundärwicklung 112 liefert Impulse verhältnismässig hoher Spannung an eine Hochspannungsvervielfacherschaltung 116. Die Vervielfacherschaltung transformiert die eingangsseitige Spannung auf den gewünschten Wert (z.B. 27 KV) herauf und legt diese herauftransformierte Spannung über einen Anschluss 3^ an die Bildröhre.

Eine weitere Sekundärwicklung 115 des Transformators 110 erzeugt Zeilenfrequenzimpulse, die einem wellenformenden Netzwerk 120 zugeführt werden, um an dessen Ausgangsklemme A eine im allgemeinen äägezahnförmige Spannung zu erhalten. Der Mittelwert dieser Sägezahnspannung wird auf eine vorgegebene Bezugsspannung eingestellt. Das wellenformende Netzwerk 120 kann z.B.eine Integrierschaltung bekannter Bauweise enthalten. Dps Ausgangssignal des Netzwerkes 120 wird mit einem Kondensator 125 auf die Basis 130b eines Transistors 130 gekoppelt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 130 ist mit dem Betriebspotential + V verbunden und der Emitter

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des Transistors 130 ist über einen Emitterarbeitswiderstand 13I mit Erdpotential verbunden.

Die Basis des Transistors 130 wird vom Abgriff zwischen den miteinander verbundenen Widerständen 126 und 127 eines Spannungsteilers vorgespannt. Der aus der Reihenschaltung der Widerstände 126 und 127 bestehende Spannungsteiler liegt zwischen einem Betriebspotential (+? ) und Erde. Die rela-

tiven Werte der Widerstände 126 und 127 sind so ausgesucht, daß am Emitter des Transistors 130 eine ausgewählte Gleichspannung liegt. Der Emitter des in Kollektorschaltung befindlichen Transistors 130 hat eine Ausgangsklemme A¹ . Das resultierende Ausgangssignal an der Klemme A ist in der Zeichnung durch die Wellenform neben dieser Klemme dargestellt und besteht im allgemeinen aus einer Sägezahnspannung, die einer vorgewählten Gleichspannung überlagert ist. Die Klemme A¹ ist durch eine in den Zeichnungen nicht dargestellte Leitung mit der Klemme A verbunden.

Im Betrieb wird die Phasenvergleichsschaltung während der Abfragezeiten und der Haltezeiten jeweils ein- und ausgeta,stet. Dieses Schalten der beiden Betriebszustände erfolgt durch Tastsignale (V^) aus der Stufe 36. Während des Haltebetriebs ist das Tastsignal V, genügend positiv, um die Tasttransistoren 80 und 90 durehzuschalten. Ein Eingangswiderstand 82 begrenzt den Höchstwert des Kollektorstroms des Transistors 80. Der maximale Kollektorstrom des Transistors 90 wird durch den Widerstand 62 begrenzt. Da die Kollektorelektroden dOc und 90c mit den Basiselektroden 60b und 70b der Transistoren 60 und 70 verbunden sind, wenn die Tasttransistoren durchgeschaltet.bzw· leitend sind, sinken die Basisspannungen der Transistoren 60 und 70 soweit ab, daß diese Transistoren gesperrt werden. Bei ge-

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sperrten Transistoren 60 und 70 bleibt die an der Klemme 95 vorhandene Ausgangsspannung auf einem Ruhewert, welcher der auf dem Haltekondensator 97 vorhandenen Ladung entsoricht.

Zu dem Zeitpunkt, wo das Bezugssignal (V-.) abgefragt werden soll (beispielsweise während des Intervalls der Zeilensynchronisierimpulse), schlägt das Tastsignal V_k steil und weit genug so weit ins Negative aus, daß die Tasttransistoren 80 und. 90 in den Sperrzustand getrieben werden. Bei gesperrten Transistoren 80 und 90 kann die Basisspannung an den BasisanSchlüssen 60t) und 70b der Transistoren 60 und 70 ansteigen. Wie oben erwähnt wurde, stellt das Bezugssignal die Frequenz des Horizontaloszillators dar. Falls der Oszillator synchron äit den einlaufenden Zeilensynchronisierimpulsen schwingt, liegt die Mitte des Tastimpulses V- bezüglich des Sägezahn-Bezugssignals V. so, daß der Vergleichsschaltung 50 gleiche positive und negative Signal/Zeitflächen (bezogen auf den Gleichspannungspegel in V.) zugeführt werden. Wenn jedoch der Oszillator aus der Synchronisation geraten ist, liegen die Eingangs signale V^. und V. so zueinander, daß der VergleichsschaJt ung 50 während des Abfragebetriebs ein positives oder ein negatives Restsignal zugeführt wird.

Während des AbirageIntervalls erzeugen die Transistoren 60 und 70 in der folgenden Weise eine Fehlerspannung für den Oszillator 102. Wenn V^ bezüglich seinem Gleichspannungspegel negativ ist, wird der Transistor 60 in Sperrrichtung betrieben (wobei angenommen wird, daß die im Kondensator 97 gespeicherte Spannung grosser ist als der augenblickliche Wert des Signals V. minus der Durchlaßspannung an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 6o)

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■ und seine Kollektorspannung hat einen verhältnisnaässig hohen positiven Wert. Die Avalanche-Diode 65, die durch das Betriebspotential + V und die Widerstände 62 und 67

im Lawinenbetrieb arbeitet, bildet eine Rückkopplungsschleife vom Kollektor 60c des Transistors 60 zur Basis 70b des Transistors 70. Die positive Kollektorspannung wird daher auf die Basis 70b gekoppelt, wodurch der Transistor 70 leitend wird und sich der Kondensator 97 entlädt.

Wenn V- wachet und positiv wird, dann wird der Transistor 60 in Durchlaßrichtung betrieben, sodaß er leitet und sich die Ladung auf den Kondensator 97 erhöht. Der Kollektorstrom des Transistors 60 erzeugt eine Spannung am Widerstand 62. Diese Spannung wird mit der Diode 65 auf die Basis 70b des Transistors 70 gekoppelt , wodurch dieser Transistor sparfct.

Der Betrag'des Ladimgezuwachses oder der Ladungeabnahme auf dem Kondensator 97 wird daher bestimmt durch die Leitfähigkeit des Transistors 60 (wodurch die Ladung auf dem Kondensator 97 erhöht wird) und durch die Leitfähigkeit des Transietors 70 (wodurch die Ladung vermindert wird). Wenn beispielsweise das Bezugssignal während des ganzen Abfrageintervalle positiv ist (was bei Frequenzabweichung des Oszillators 102 der Fall sein kann), dann leitet der Transistor während dee ganzen. Äbtastintervalls und vergrössert die Ausgangsspannung an der Klemme 95 durch Aufladen des Kondensators 97. Diese Fehlerspannung wird dem Oszillator 102 zugeführt, um ihn auf die gewünschte Frequenz zurückzubringen.

Am Ende des Abfrageintervalls schwingt der Tastimpuls V. steil in positive Richtung zurück, wodurch die Transistoren 80 und 9o durchgeschaltet werden. Dies wiederum ver-

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kleinert die Spannungen an den Basiselektroden der Transistoren 60 und 70 soweit, daß diese Bauelemente gesperrt werden. Der Kondensator 97 behält daher seine Ladung bis zum nächsten Abfrageintervall.

Eine zweite Ausgestaltung der Erfindung ist mit dem Schaltbild der Figur 2 dargestellt. Die Bauelemente der Schaltung sind im wesentlichen die gleichen wie bei der Schaltung nach Figur 1 und sind mit entsprechenden Bezugszahlen bezeichnet. Die Vergleichsschaltung nach der Figur 2 aroeitet bei der Gewinnung einer Fehlerspannung am Kondensptor 97 in der gleichen Weise, wie es im Zusammenhang mit Figur 1 beschrieben worden ist.

Der wesentliche Unterschied der Schaltung nach Figur 2 zur Schaltung nach Figur 1 besteht darin, daß der Kollektor 90c des-Tasttransistors 90 auf⁼den Kollektor ooc des Transistors 00 gekoppelt ist und nicht auf die Basis 70b des Transistors 70. Die Ruckkopplungsschleife vom Kollektor 60c zur Basis 70b gestattet es dem Transistor 90, wie anhand der Figur erläutert, den Transistor 7ο ein- und auszuschalten, und zwar aufgrund der Tastimpulse, die den Transistor 90 aus seinem vollständig leitenden Zustand in den Sperrzustand treioen. Bei zusammengedrängten integrierten Schaltungsplättchen mit vielen Schaltkreisstufen ist es wichtig, den verfügbaren Platz auf die wirtschaftlichste Weise auszunutzen. Der Vorteil der in Figur 2 dargestellten Schaltung besteht darin, daß bei integrierter Bauweise auf monolithischem Basismaterial die Transistoren 90 und 60 eine gemeinsame isolierte Kollektorzone besetzen können, wodurch auf den Plättchen Platz gespart wird.

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Die Verbindung zwischen dem Kollektor 90c und dem Kollektor 60c ist dann vorzuziehen, wenn der Widerstand 62 von der Wirkung der Belastung des Widerstands 67 abgeschäumt werden soll, indem ein als Emitterfolger geschalteter Transistor zwischen den Kollektor 60c und die Avalanche-Diode 65 geschaltet wird. Die Basis eines solchen Emitterfolgers würde mit dem Kollektor 6ocjund sein Emitter würde über die Avalsnche-Diode 65 mit der Basis 70b des Transistors 70 verbunden werden. Der Kollektor des Emitterfolgers würde an der Yersorgungsspannung + V liegen. Die

Spannungsteilerwirkung zwischen den Widerständen 62 und würde auf diese Weise verhindert werden, und die Schaltung könnte mit geringerer Spannung + V betrieben werden, und

ihre Leistungsverluste wären kleiner.

Die in Figur 2 dargestellte Schaltung icann auch ohne dem Transistor 80 hergestellt werden. Wenn der Transistor 90 durchschaltet, spannt er den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 60 in Durchlaßrichtung. Wenn der Koliektor-Basis-Übergang des Transistors 60 leitend wird, kann der Kollektorstrom des Transistors 90 sowohl durch den Widerstand 82 als auch durch den Widerstand 62 fließen. Dies bewirkt ein Absinken der Spannung an der Basis 60b des Transistor© 60. Wenn die Spannung an Emitter 60e des Transistors 60 durch den Haltekondensator 97 aufrechterhalten wird, dann wird der Baüs-Emitter-Übergang des Transistors 60 in Sperrichtung gespannt. Dies trennt den Haltekondensator 97 während der Haltezeit .vom Eingangssignal an der Klemme A. Die Beendigung der Leitfähigkeit des Transistors 70 während der Haltezeit erfolgt genauso wie.bei der ursprünglichen Ausführuagsform nach der Figur Die Verminderung der Kollektorsgaimung, des Transistors 60

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wirkt eich über die Avalanche-Diode 65 auf die Basis 70b des Transistors 70 aus, sodaß dieser Transistor gesperrt wird.

Das Schaltbild einer dritten Ausgestaltung der Erfindung ist in Figur 3 gezeigt. Die Bauelemente sind im wesentlichen die gleichen wie in Figur 2 und tragen entsprechende Bezugezahlen. Der wesentliche Unterschied besteht darin, daß der Transistor 90 fehlt, seine Funktion wird von dem Traneistor 00 übernommen. Dies ist dadurch möglich, daß die direkte Verbindung vom Kollektor 80c des Transistors 80 zum gemeinsamen Anschluss des Wideretandes 82 und der Bpsis 60b des Transistors 60 durch eine Diode 85 mit unipolarer Leitfähigkeit ersetzt wird«

Beim Fehlen des Transistors 90 kann die direkte Verbindung zwischen den Kollektor en 60c und 90c der Transistoren 60 und 90 nicht langer vorhanden sein. Vielmehr koppelt eine Diode 87 mit unipolarer Leitfähigkeit den Kollektor 60c des Transistors 60 auf den Kollektor 80c des Transistors Die Dioden 85 und 87 sind in solcherPolarität geschaltet, daß sie durch den Kollektorstrom des Transietors 80 leitend werden. Venn der Transistor 80, wie in Figur 3 gezeigt, vom npn-Leitungstyp ist, dann sind die Kathoden der Dioden 85 und 87 Mit den Kollektor 80c des Transistors 80 verbunden.

Die Wirkungsweise der in der Figur 3 gezeigten Schaltung ist derjenigen der zuvor beschriebenen Schaltung ähnlich. Der aus den Transistoren 60 und 70 bestehende Abfrageund-Halte-Verstärker leitet während des Haltebetriebe nicht, weil der Transistor 80 während der Zeitspanne zwischen den Synchronisieriapulsen durch das V_k - Signal in die Sättigung

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getrieben wird. Der Kollektor 60c und die Basis 60b des Transistors 60 werden nahezu auf der gleichen Spannung gehalten, die der Durchlasspannung der Dioden ö5 und öl annähernd gleich ist, weil die Sättigungsspannung des Transistors 80 nahezu Null ist. Der Transistor 60 wird somit gesperrt, weil die im Kondensator 97 gepeicherte Spannung den Emitter 6Oe gegenüber der Basis 60b auf einer positiveren Spannung hält. Die Basis 70b des Transistors 70 ist über die Avalanche-Diode 65 mit dem Kollektor 60c des Transistors 60 verbunden und ebenfalls im Sperrbereich vorgespannt. Wenn die Transistoren 60 und 70 nicht leiten, bleibt die Ausgangsspannung am Kondensator 97 auf einem Ruhewert, der von der vorhandenen Ladung abhängt. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Zeitkonstante des Filternetzwerks 100 im Vergleich zum Halteintervall verhältnismässig lang ist (z.B. etwa 58 Mikrosekunaen beim USA-Fernsehen).

Wenn die ankommende, an der Klemme A erscheinende Bezugsspannung V. abgefragt werden soll,(beispielsweise während des Intervalls des Zeilensynchronisierimpulses), wird der Basis 80b des Transistors 80 ein.Tastimpulst zugeführt. Auf den Tastimpuls hin wird der Transistor 80 während des Abfrageintervalls (dargestellt durch T auf den Wellen-

formen V* und V·) gesperrt, wodurch der Stromweg vom Kollekte ι

tor 60c und von der Basis 60b des Transistors 60 zum Erdpotential unterbrochen wird. Wenn der Transistor 80 gesperrt ist, steigt seine Kollektorspannung in positive Richtung, wodurch die Leitfähigkeit der Diode 85 und die Leitfähigkeit der Diode 87 vermindert wird. Wenn der Strom durch die Diode 87 kleiner wird, dann vermindert sich die Spannung am Widerstand 62, was ein Ansteigen der Spannung am Kollektor 60c des Transistors 60 bewirkt. Diese erhöhte

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Spannung wird mittels der Avalanche-Diode 65 auf die Basis 70b des Transistors 70 gekoppelt und schaltet diesen Transistor durch. Beim Anwachsen der Kollektorspannung des Transistors 80 erhöht sich auch die Spannung an der Basis 60b des Transistors 60, wodurch dieser Transistor durchgeschaltet wird.

Während des Abfrageintervalls T sind die ersten beiden Transistoren 60 und 70 leitend und arbeiten als ein Verstärker in der folgenden Weise. Wenn die am Eingang liegende Bezugsspannung Y^ positiv wird, .wird der Transistor 60 immer mehr in Durchiaß richtung gespannt, was seine Leitfähigkeit zu verg-rössern trachtet. Gleichzeitig empfängt die Basis des Transistors 70 ein ins Negative gehendes Signal vom Kollektor des Transistors 60 über die mit der Avalanche-Diode 65 versehene Rückkopplungsstrecke, wodurch die LeitfähigKeit dieses Transistors vermindert wird. Der Ausgangsstrom, der von der Klemme 95 in den Kondensator 97 fließt, ändert sich insgesamt in dem Sinne, daß die Ladung auf dem Kondensator vergrössert wird. Daher wird die Spannung an der Klemme 95 positiver.

Wenn die Bezugsspannung V^ sich in negativer Richtung ändert, wird die Leitfähigkeit des Transistors 60 geringer. · Gleichzeitig ändert sich das durch die Diode 65 auf die Basis 70b des Transistors 70 gekoppelte Signal in positiver Richtung, was eine Vergrösserung der Leitfähigkeit des Transistors 70 bewirkt. Die Gesamtäncierung des von der Klemme 95 entnommenen Ausgangsstroms ist daher so gerichtet, daß der Kondensator 97 entladen wird und die Ausgangsspanuung kleiner wird. Wenn somit die am Eingang liegende Bezugsspannung V^ in positiver Richtung wachet, erhöht sich die Ausgangsspannung am Kondensator 97 mit dem wachsenden

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Ladestrom aus der Klemme 95t ußd wenn V. kleiner wird, entlädt sich der Kondensator 97, wodurch die Ausgangsspannung vermindert wird.

Wenn der Oszillator mit den ankommenden Zeilensynchronisierimpulsen im G3ß ichlauf ist, liegt die Mitte des Tastimpulses Vt. bezüglich des Sägezahn-Bezugs signals V. so, daß jeweils gleiche positive und negative Signal/Zeitflächen (bezüglich des- im Signal V. vorhandenen Gleichspannungspegels) der Vergle ichsschaltung 50 zugeführt werden. Wenn der Oszillator jedoch nicht synchron sQhwingt, ist das Eingangssignal V. gegenüber dem Signal V, phasenverschoben, und während des Abfrageintervalls wird der Vergleichsschaltung 50 ein Restsignal mit positivem oder nega- · tiwem Mittelwert zugeführt.

Am Ende des Abfragerintervalls schwingt das Tastsignal in positive Richtung, was den Transistor 80 durchschaltet. Es sei bemerkt, daß in Sperrzustand der Transistoren 60 und 70 die Basiseingänge dieser Transistoren eine verhältnismässig hohe Impedanz aufweisen. Wenn diese Transistoren jedoch leitend sind (wie es während des Abfrageintervalls T der Fall ist), dann bildet die Basis des Transistors 70 einen Verzweigungspunkt in der negativen Rückkopplungsschleife. Daher stellt die Basis des Transistors 70 eine geringere Impedanz dar als die Basis des Transistors 60. Hierdurch spricht der Transistor 70 etwas langsamer auf ein seiner Basis 70b zugeführtes Sperrsignal aa, als der Transistor 60 auf ein Sperrsignal anspricht, welches seiner Basis 60b zugeführt wird. Dieser Effekt kann einen kleinen Fehler in der Ausgangsspannung der Baasenvergleichssehaltung hervorrufen.

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Besagter Effekt wird in der Schaltung nach Figur 3 auf folgende Weise sehr stark verringert. Wenn der Transietor 80 am Ende des Abfrageintervalls durch das Signal V^ durchgeschaltet wird, dann wird die Diode 87 von der Kollektorspannung des Transistors 60 in Durchlassrichtung gespannt, weil die Kollektorspannung höher ist als der Spannungsmittelwert des Bezugssignals V.. Die Diode 85 wird nicht leitend, weil der Kollektor dOc deß Transistors üO auf einer genügend hohen Spannung gehalten wird, um die Diode 85 in Sperrichtung zu spannen. Dieser Vorgang ist möglich, weil der Transistor 80 nicht sofort in die Sättigung getrieben wird.

Wenn sich der Kollektorstrom des Transietors 80 dem Sättigungswert nähert, erzeugt der vergrösserte Stromfluß durch die Diode 87 einen Spannungeabfall am Widerstand 62. Dies bedeutet eine Verminderung der Spannung am Kollektor 60c des Transistors 60. Wenn diese Spannung kleiner wird, bekommt die Basis 70b über die mit der Avalanche-Diode 65 versehene Rückkopplungestrecke ebenfalls weniger Spannung zugeführt.Hierdurch wird der Transietor 70 gesperrt. Wenn die Spannung am Kollektor 60c des Transistors 60 .den Wert der Spannung an seiher Basis 60b erreicht, wird die Diode 85 leitend. Die Diode 85 zieht dann die Spannung an der Basis 60b auf einen Wert herunter, der gleich iet der Spannung am Kollektor c 4- der Durchlaßspannung der Diode 85· Durch Verwendung der Dioden 85 und 87 ist es möglich, die Transistoren 60 und 70 gleichzeitig zu sperren.

Da die Basis des Transistorβ 70 wegen der negativen Rückkopplungsschleife eine geringere Impedanz darstellt, als die Basis des Transietore 60, spricht der Transistor 70 schlechter auf das Tastsignal an und ist daher schwieriger

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zu sperren. Ohne die Diodenanordnung würde das Absinken der Basisspannung des Transistors 60 diesen Transistor vorzeitig sperren und somit einen leicht unsymetrischen Betrieb zur Folge haben. Mit der Diodenanordnung wird jedoch die Kollektorspannung des Transistors 60 zuerst vermindert,wodurch sich auch die Basisspannung des Transistors 70 verkleinert. Durch Umschaltung der Diode 85 in die Leitfähigkeit wird dann die Basisspannung des -Transistors 60 abgesenkt. Dies hat zur Folge, daß die Transistoren 60 und 70 gleichzeitig gesperrt werden. Die Diodenschaltung stellt sicher, daß die Basis 60b des Transistors 60 nicht schneller in ihrer Spannung abgesenkt wird als die B^sis 70b des Transistors 70.

Der Eingangswiderstand 82 begrenzt den Kollektorstrom des Transistors 80, wenn dieser gesättigt ist. Der Widerstand 75 ist wie erwähnt ein Gegenkopplungswiderstand zur Stabilisierung des Verstärkers. Der Widerstand 6 7 bildet einen Strompfad vom Kollektor 60c des Transistors 60 zum Erdpotential über _die Avalanche-Diode 65 und dient zur Vorspannung der Diode im Avalanche-Betrieb.

Nachstehend sind die Daten der in Figur 3 gezeigten Schaltung angegeben, wie sie in bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung als monolithisches, integriertes Schalt ungsplättchen ausgeführt wurde:

V_o +10,5V=

V- 2 V Spitze-Spitze Sägezahn

von + 2,5 V bis + 4,5 V

positiv zur Durchschaltung'

null zur Sperrung * ^des Transistors

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Diode 65 :	5,6 V ί
Widerstände:
62	3900-Ω-
67	3000 Λ-
75	390 -Ω-
82	6200 Π-

Bei den Transietoren 60, 70 und 80 handelte es sich um npn-Transistoren üblicher Bauweise. Die Dioden 85 und 87 waren in der gleichen Weise aufgebaut wie die- Transistoren, wobei jedoch jeweils Kollektor und Basis miteinander verbunden waren, um Dioden zu bilden.

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Claims

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Patentansprüche.

Π^/Schaltanordnung ait zwei Transistoren, deren Kollektor-Emitter-Strecken in Serie zwischen ein Betriebspotential und ein Bezugspotential geschaltet sind, wobei der Emitter des ersten Transistors an eine Ausgangskleame galvanisch gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis (60b) des ersten Transistor^ (60) ein abzufragendes Signal (V.) zuführbar ist, daß am Kollektor (60c) des ersten Transistors (60) erscheinende Signalfrequenzen auf eine Steuerelektrode (70b) des zweiten Transistors (70) Rückgekoppelt sind und daß eine Taststeuerschaltung (80,90) vorgesehen ist, die auf empfangene Tastsignale (V.) hin die Leitfähigkeit der beiden Transistoren (60,70) gleichzeitig steuert. .—

2. Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (60c) des ersten Transistors (60) über einen Widerstand (62) mit dem Betriebspotential (+Vs) verbunden ist, daß der Emitter (70e) des zweiten Transistors (70) mit dem Bezugspotential galvpnisch gekoppelt ist und daß ein Haltekondensator (97) die Ausgangsklemme (95) auf eine Gleichspannung koppelt.

3t Schaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplung aus einer zwischen den Kollektor 60c) des ersten Transistors (60) und die Basis (70b) des zweiten Transistors (HO) geschalteten Ayalanche-Diod· (65) besteht, die für Lawinenbetrieb vorgespannt ist, und daß der Kollektor (60c) des ersten Transistors (60) über einen Widerstand (62) mit dem Betriebipotential (+Va) verbunden ist»

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4· Schaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplung aus einem den Kollektor des ersten Transistors mit dem Betriebspotentitptl verbindenden Widerstand und einem Emitterfolger besteht, dessen Eingang mit dem Kollektor des ersten Transistors . und dessen Ausgang über eine Avalanche-Diode auf die Basis des zweiten Transistors gekoppelt ist, wobei die Avalanche-Diode für Lawinenbetrieb vorgespannt ist..

5. Schaltanordnung nach Anspruch 2 oder 3» dadurch gekennzeichnet, daß die TastSteuerschaltung aus einem dritten und einem vierten Transistor (80 und 90) besteht, wobei der Kollektor (80c) dee dritten Transistors (80) mit der Basis (60b) des ersten Transistors (60) und der Kollektor 9Oc)₁ des vierten Transistors (90) mit der Basis (70b) des zweiten Transistors gekoppelt ist, und daß die Tastsignale(V. ) zwischen Basis und Emitter sowohl des dritten als auch des vierten Transietors zuführbar sind.

6. Schaltanordnung nach Anspruch 2, 3 oder 4» dadurch gekennzeichnet, daß die Taststeuerschaltung aus einem dritten und einem vierten Transistor (80 und 90) besteht, wobei der Kollektor (80c) des dritten Transietore (80) mit der Basis (60b) des ersten Transistors (60) und der Kollektor (90c) des vierten Transistors (90) mit dein Kollektor (60c) des ersten Transistors (60) gekoppelt ist, und daß die Tastsignale(V-);zwischen Basis und Emitter sowohl des dritten als auch des vierten Transistors zuführbar sind,

7. Schaltanordnung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Taststeuerschaltung aus einem

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dritten Transistor (80) besteht, dessen Kollektor (80c) über ein erstes unipolares Bauelement (85) mit der Basis (60b) des ersten Transistors (60) und über ein zweites unipolares Bauelement (87) mit dem Kollektor (60c) des ersten Transistors gekopoelt ist, wobei die beiden unipolaren Bauelemente so gepolt sind, daß sie den Kollektorstrom des dritten Transistors leiten,, und wobei das Tastsignal (V₁ ) zwischen Basis (80b) und Emitter (öOe) des dritten Transistors zuführbar ist*

Ö. Schaltanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das abzufragende Signal (V-) ein Bezugssignal und das Tastsignal (V^) ein Ausgangssignal· eines Empfängerosziliators (102) ist oder umgekehrt t wobei die Oszillatorfrequenz v.on den Ausgangssignalen eines Tiefpaßfilters (lOO) steuerbar ist, dessen Eingang mit der Ausgangsklemme (95) der Transistor-Serienschaltung (60, 70) verbunden ist.

9. Schaltanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Tastimpulse (V, ) mit der Frequenz von Zeilensynchronisierirapulsen aus der Synchronisierimpuls-Abtrennstufe (26) eines Fernsehempfängers zuführbar sind, daß der Empfängeroszillator (102) der Horizontaloszillator dieses Fernsehempfängers ist und daß das abzufragende Signal (V.) über einen Sägezahn-Wellenformer (120) zuführbar ist.

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