DE2110677C3 - Schaltungsanordnung mit einem Verstärker mit sehr hohem Eingangswiderstand - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem Verstärker mit sehr hohem Eingangswiderstand größer 10¹⁰ Ohm, wobei an den hochohmigen Verstärkereingang eine Diode mit der Kathode und eine weitere Diode mit der Anode angeschlossen ist, deren andere Anschlüsse an Spannungen liegen, die von einem mit der Eingangsspannung niederohmig mitgeführten Punkt des Verstärkers abgeleitet sind.

Eine derartige Schaltung ist aus der Zeitschrift »Elektronik«, 1967, Heft 10, Seiten 313 bis 316 bekannt. Dabei dienen die Dioden dazu, den hochohmigen Verstärkereingang vor Überspannungen zu schützen, da die Eingangsstufe derartiger Verstärker allgemein mit MOS-FeldeffektTransistoren mit sehr geringen Eingangsströmen von 10—¹³ bis ΙΟ-'⁵ Α aufgebaut sind.

Um diese Transistoren vor Zerstörung zu bewahren, muß die Gate-Elektrode vor Spannungen größer als die Durchschlagsspannung gegenüber dem Substrat geschützt werden. Die bekannte Schutzschaltung, die den hohen Eingangswiderstand der MOS-FET aufrechterhält, gibt F i g. 1 wieder. Darin sind an den Eingang £des Verstärkers Veine Diode Di mit der Kathode und eine Diode D₂ mit der Anode angeschlossen, und der andere Anschluß der beiden Dioden ist an den Ausgang A des Verstärkers angeschlossen. Der Verstärker ist auf eine Verstärkung v= 1 eingestellt und arbeitet nur als Impedanzwandler. Als Schutzelement stehen Dioden mit differentiellem Innenwiderstand von 30 Gß bei Spannungen kleiner 20 mV zur Verfugung, die bei höheren Spannungen niederohmig werden. Mit der in F i g. 1 angegebenen Anordnung lassen sich Leckströme in der Größenordnung von 10~¹⁴ A erzielen, wenn die Offsetspannung zwischen den Differenzverstärkereingängen kleiner 100 μν ist und die Steuerspannung aufgrund der hohen Verstärkung vernachlässigbar ist.

Solche Verstärker mit hohem Eingangswiderstand werden unter anderem für Ladungsverstärker, Haltekreise und Integratoren verwendet, bei denen an den hochohm'gen Verstärkereingang ein Kondensator angeschlossen ist, der schnell auf ein bestimmtes Potential ent- oder aufgeladen werden muß. Mindestens ein Pol dieses Schalters muß daher mit dem hochohmigen Verstärkereingang verbunden sein. Um den hohen Eingangswiderstand des Verstärkers dabei nicht zu verlieren, müssen hochsperrende Schalter verwendet werden, d. h. Schalter mit mechanischen Kontakten, wie

■ z. B. Relais, die jedoch die bekannten Nachteile wie Trägheit, Prellen, Größe und begrenzte Lebensdauer besitzen.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so mit einem Schalter zu versehen, daß der Verstärkereingang bei offenem Schalter nicht oder nur unwesentlich niederohmiger wird als der Verstärkereingang ohne Schalter.

Diese Aufgabe löst die Erfindung durch die im Hauptanspruch angegebenen Merkmale.

Damit bleiben bei minimalen zusätzlichen Aufwand die günstigen Eigenschaften der bekannten Schutzschaltung, insbesondere die sehr geringen Leckströme bei offenem Schalter, erhalten, während bei geschlossenem Schalter der Eingang des Verstärkers trotzdem sehr niederohmig auf eine bestimmte Spannung gebracht werden kann.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigt

F i g. 2 eine einfache Schaltung nach der Erfindung,
F i g. 3 ein vollständiges Schaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig.4 den Ersatz der Widerstände durch weitere Schalter.

In F i g. 2 ist der Verstärker Vein Differenzverstärker mit sehr hohem Eingangswiderstand und hoher innerer Verstärkung, der durch die Verbindung des Ausgangs A des Verstärkers V mit seinem invertierenden Eingang auf die äußere Verstärkung v= 1 eingestellt ist. Es kann aber auch eine Verstärkung größer 1 eingestellt werden, wenn der invertierende Eingang an dem entsprechenden Abgriff eines dem Ausgang A angeschlossenen Spannungsteiler liegt.

Die Eingangsleitung Eist mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers V verbunden. Mit dieser Eingangsleitung sind auch die Deiden Schutzdioden Di und D₂ mit der Kathode bzw. der Anode verbunden. Der

andere Anschluß der Dioden D\ und Dj führt über je einen Widerstand R], R₂ auf den invertierenden Eingang Jes Verstärkers V. Falls kein Differenzverstärker verwendet wird, führen die Widerstände auf einen Punkt im Verstärker, der niederohmig mit der Eingangsspannung mitgeführt wird. Die Übergangsstellen a\ und a₂ zwischen je einer Diode Di, D₂ und einem Widerstand R\, R2 werden durch steuerbare Schalter Tl, T₂ an zwei verschiedene Spannungen U\ bzw. U₂ gelebt, so daß die Dioden in Durchlaßrichtung betrieben werden, wen:; die Schalter geschlossen sind. Für diese Schalter werden zweckmäßig Feldeffekt-Transistoren verwendet, da sie im gesperrten Zustand einen sehr hohen Widerstand besitzen. Durch den symmetrischen Aufbau des Umladekreises (Reihenschaltung aus Γι, D₁, Di und Tj) entsteht am Eingang des Verstärkers bei geschlossenem Schalter die Spannung U₂ ■ (U\-U2). Sie bleibt dank der Symmetrie in erster Näherung unbeeinflußt von Temperaturschwankungen konstant.

Werden die Drain-Source-Strecken der Transistoren T], T₂ gesperrt, nähern sich die Potentiale der Punkte au ai dem des Punktes A, da die Sperrwiderstände der Schalttransistoren sehr groß gegen die Widerstände R], R₂ sind. Damit liegt über den Schutzdioden eine kleine Spannung, die den Leckstrom des gesperrten Schalters bestimmt. Sie setzt sich zusammen aus einer Spannung zwischen den Eingängen des Differenzverstärkers und aus dem Spannungsabfall an den Widerständen /Ί und Ri. Die Fehlspannungen zwischen den Differenzverstärkereingängen rührt von der Offsetspannung, der Steuerspannung und einem Anteil aufgrund der endlichen Gleichtaktunterdrückung her, und ihre Größe hängt vom Aufwand innerhalb der Verstärkerschaltung Vab.

Der Reststrom durch die gesperrten Transistoren 71, Ti beträgt für FET-Transistoren etwa 1 nA, so daß der Spannungsabfall an den Widerständen R], R₂ kleiner 1 mV wird, wenn R] und R₂ den Wert 1 ΜΩ nicht überschreiten. Soli der Spannungsabfall weiter reduziert werden, lassen sich R] und R₂ noch verkleinern, nur muß der Widerstand der Reihenschaltung von /?, und R₂ größer bleiben als der der Reihenschaltung der beiden Dioden D], D₂ in Durchlaßrichtung, sonst wird der Umladekreis zusätzlich belastet. Die Ausgangsspannung des Verstärkers V ist durch eine symmetrische Zenerdiode Z] in ihrer Größe eingeschränkt, und alle Spannungen am Eingang des Verstärkers werden je nach Polarität durch die Dioden D] und Di und die Widerstände R], /f₂ bis auf die Höhe der Zenerspannung abgebaut. Sind dabei die Ausgleichsströme durch die Schutzschaltung sehr groß, so könnte doch an den Widerständen R], R₂, wenn sie nicht sehr klein sind, ein zu hoher Spannungsabfall auftreten. Um das zu vermeiden, werden Dioden Di, Da, parallel zu den Widerständen gelegt, die den Schalter in seiner Wirkungsweise nicht beeinträchtigen.

In Fig.3 wird eine ausgeführte Schaltung beschrieben, die der Ladungsmessung dient.

Ein Kondensator Ci wird aus einer Stromquelle, die an den Eingang E angeschlossen ist, mit Strömen bis herab zu 10 pA aufgeladen. Beim Erreichen einer bestimmten Spannung am Kondensator soll mit einer nicht dargestellten Triggerschaltung ein Impuls erzeugt werden. Die Kondensatorspannung wird von einem Differenzverstärker Vi, der um eine Dual-MOS-FET-Eingangsstufe V₂ mit einem Eingangswiderstand von 10^lbß erweitert ist, mit einer Verstärkung 1 in eine Spannungsquelle mit niedriger Ausgang.iimpedanz gewandelt.

Die Restströme der gesperrten Feldeffekttransistoren Ti, T₂ von etwa 1 nA verursachen an dem Rückführungswiderstand Rm von 5 ki2 vernachlässigbare Spannungsabfälle von einigen μν. Der Hauptanteil der Spannung an den Schutzdioden bei gesperrtem Diodenschalter rührt von der Offsetspannungstemperaturdrift von 0,1 mV/°C des Impedanzwandlers und der Abweichung der Verstärkung von 1 um 0,1% her. Aufgrund dieser Fehlspannungen betragen die Leckströme des gesperrten Entladeschalters bei Zimmertemperatur für Eingangsspannungen kleiner 1 V unter 10 -^|J A und bei Spannungen von 1 ... 10 V um 10" A.

Diese Leckstromwerte werden mit einer handelsüblichen Kapazitätsdiode von 10 · 10^lu Ω differentiellem lnnenwidersund um 0 V Diodenspannung erhalten.

In der Schaltung wird der Kondensator bei eingeschaltetem Umladekreis (Ti, Tj leitend) auf eine Spannung von 0 V entladen, um eine erneute Ladungsmessung vorzubereiten. Zum Sperren des Entladekreises werden die Transistoren Ti, T₂ mit einem Spannungssprung von—10 V auf 0 V an ihren Gates gesperrt. Die Spannungsänderung verursacht an dem Integrierkondensator C₁, bedingt durch die kapazitive Kopplung der Gates mit dem Verstärkereingang über die Gate-Drain-Kapazität und die Diffusionskapazität der Diode, eine Fehlladung, die nicht wieder abfließen kann, da der Entladekreis gesperrt ist. Die Ladung wirkt sich voll als Meßfehler aus. Diese Fehlladung unterdrükken zwei Kondensatoren Ci, C₂. die sehr groß gegenüber der Drain-Gate-Kapazität der Transistoren sind (Faktor IO⁴) und zwischen die Drain-Elektroden und Masse geschaltet sind, dadurch, daß sie die Ladung für die Drain-Gate-Kapazitätsumladung zur Verfügung stellen, ohne daß sich ihre Spannung merklich ändert. Damit bleibt auch die Spannung am Integrierkondensator während des Schaltvorganges konstant.
Zum vollständigen Sperren des Diodenschalters müssen sich die Kondensatoren G, C₂ und die Diffusionskapazitäten der Dioden Di, D₂ über das Potentiometer R]₂ entladen, damit die Spannung an den Dioden Di, D, zu Null wird. Während der Entladezeit müssen die Zeitkonstanten für die Kondensatoren G und C₂ gleich sein, da sonst wieder Fehlladungen auf dem Eingangskondensator C, resultieren. Die Zeitkonstanten lassen sich mit dem Schleifer Rn einregeln. Die Anwendung der Kondensatoren G und C₂ und des Potentiometers R]₂ ermöglicht eine Spannungsänderung am Eingangskondensator C₁ von z. B. 400 pF durch das Sperren des Diodenschalters von weniger als 1 mV, das entspricht z. B. einer Fehlladung auf Q von weniger als4 ■ 10-¹³Asec.

Mit dem Potentiometer Ri wird das Potential, auf das der Integrierkondensator bei niederohmigen Diodenschalter entladen wird, auf Massepotential eingestellt. Es ist natürlich auch möglich, mii dem Potentiometer /?i ein anderes gewünschtes Startpotential des Kondensators Q einzustellen.

ho In F i g. 4 sind die Widerstände R\ und R₂ durch FET-Transistoren T3, Ta ersetzt, die im Gegentakt zu Ti, T₂ geschaltet werden. Dann ist der Spannungsabfall über den niederohmig gesteuerten Tj und Ti, verursacht vom Reststrom des Ti bzw. Tj, sehr klein, andererseits bleibt

(15 der Sperrstrom von Ti und T* vernachlässigbar gegenüber dem Diodendurchlaßstrom.

Hierzu 2 Blau Zeiuiiiungcü

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung mit einem Verstärker mit sehr hohem Eingangswiderstand größer 10¹⁰ Ohm, wobei an den hochohmigen Verstärkereingang eine Diode mit der Kathode und eine weitere Diode mit der Anode angeschlossen ist, deren andere Anschlüsse an Spannungen liegen, die von einem mit der Eingangsspannung niederohmig mitgeführten Punkt des Verstärkers abgeleitet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die anderen Anschlüsse der Dioden (Di, D₂) über je einen Widerstand (R\, R₂) mit dem Punkt des Verstärkers (V) verbunden sind, der mit der Eingangsspannung niederohmig mitgeführt wird, und daß zum niederohmigen Verbinden des Einganges (E) mit einer vorgegebenen Spannung die anderen Anschlüsse (a\, a₂) der Dioden (Di, D₂) ferner mit je einem Schalter (Ti, T₂) verbunden sind, der im geschlossenen Zustand diese Anschlüsse mit Hilfsspannungen (Uu U₂) verbindet, die die Dioden niederohmig leitend machen, wobei die Hilfsspannungen so gewählt sind, daß der Verstärkereingang bei geschlossenem Schalter die vorgegebene Spannung erhält.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die anderen Anschlüsse der Dioüen (Di, Ch) zusätzlich über Kondensatoren mit einem festen Bezugspunkt verbunden sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Widerstände (A₁, R₂) durch ein Potentiometer (Rw) ersetzt sind, dessen Schleifer mit dem Ausgang (A) des Verstärkers (V) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu jedem der Widerstände (Ru R₂) eine weitere Diode (Dj, D₄) mit einer derartigen Polung liegt, daß ein gleichzeitiger Stromfluß durch jeweils zwei hintereinander geschaltete Dioden (D₁, D₄, D₂, Dj) möglich ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände (Ru R2) aus zwei weiteren elektronischen Schaltern (Tj, 7}) bestehen, die jeweils dann eingeschaltet sind, wenn die Schalter (T₁, T₂) ausgeschaltet sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (Ti bis T₄) Feldeffekt-Transistoren sind.