DE2102926C3 - Schalteinrichtung für eine für ein Wechselstromnetz bestimmte Kondensatorbatterie - Google Patents
Schalteinrichtung für eine für ein Wechselstromnetz bestimmte KondensatorbatterieInfo
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Description
Ein solcher Anschluß einer Kondensatorbatterie mittels eines Thyristorschalters ist vor allem von
Bedeutung in Netzen, in denen große Schwankungen der reaktiven Leistung auftreten. Das kann in
Industriegebieten de·- Fall sein, in denen große Arbeitsmaschinen und Anlagen mit für das Netz
ungünstigen Beiastungsverhältnissen vorkommen, indem
man einen Thyristorschalter zum Ein- und Ausschalten einer Kondensatorbatterie benutzt, kann
man eine so große Regelgeschwindigkeit erreichen, daß Kondensatorbatterien als Phasenkompensatoren, zumindest
in einem Teil der Fälle, bedeutend teurere rotierende Synchronkompensatoren ersetzen können.
Der Anschluß eines Batterieteils geschieht am einfachsten, indem man eine konstante Steuerspannung
an die Steuerelektroden der antiparallelen Thyristoren legt, so daß die Thyristoren ganz einfach als Dioden
arbeiten. Hierbei können jedoch beim Ein- und Ausschalten der Batterie Probleme mit Schaltüberspannungen
auftreten.
Sollen solche Überspannungen vermieden werden, muß das Ein- und Ausschalten der Batterie sowie das
Umschalten zwischen den Thyristoren während des Betriebs bei Nullstrom erfolgen, d. h. bei oder kurz vor
den positiven und negativen Amplitudenwerten der Netzspannung. Die verschiedenen Thyristoren sind auf
diese Weise für je eine Halbperiode leitend, was eine Umpolarisierung der entsprechenden Kondensatorzweige
bedeutet. Das bedeutet aber wiederum, daß beim Abschalten der Batterie oder Teilen der Batterie
diese Teile mit voller Spannung liegenbleiben und außerdem bei voller Spannung in Bereitschaft gehalten
werden sollen, so daß sie beim Wiedereinschalten in die Maximalspannung des Netzes eingeschaltet werden
können, ohne daß irgendwelche Schaltstöße auftreten.
Das genannte übliche Vorgehen bedeutet jedoch ein Problem bei der Wahl von Kondensatoren. Die Batterie
mit voller Spannung in Bereitschaft zu halten, führt zu einer Gleichspannungsbelastung, die es erforderlich
macht, daß die Batterie aus Gleichspannungskondensatoren aufgebaut wird, da das Dielektrikum in Wechse!-
Spannungskondensatoren nicht für längere Perioden Gleichspannung ausgesetzt werden sollte. Solche
Gleichspannungskondensatoren sind jedoch bedeutend teurer als gewöhnliche Wechselspannungskondensato-
ren.
Aus der FR-PS 6 20 205 ist es bekannt, daß die Isolation eines Gleichspannungskabels durch langfristige
Belastung mit einem geringen Querstrom durch die Isolation allmählich durch elektrolytische Vorgänge
Schaden nimmt und daß diese Schäden durch Umkehrung des durch die Isolation fließenden Querstromes
zum Teil rückgängig gemacht werden können. Um daher die Lebensdauer eines Gleichspannungskabels zu
verlängern, wird in der FR-PS 6 20 205 vorgeschlagen,
das gesamte Gleichspannungsnetz in gewissen Zeitab-"Uänden
umzupolen, damit die zuvor nach und nach im Gleichspannungskabel entstandenen Schaden durch
Umkehrung der Richtung des Querstromej zwischen den beiden Adern des Kabels wieder abgebaut werden.
Eine solche Umschaltung bedeutet notwendig eine Stillsetzung aller angeschlossenen Gleichstromverbraucher.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die oben erläuterte GJ jichspannungsbelastung der abgeschalteten
Kondensatoren so niedrig zu halten, daß preiswerte Wechselspannungskondensatoren verwendet werden
können.
Diese Aufgabe wird bei einer Schalteinrichtung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß gelöst durch
eine derartige Ausbildung der Steuerorgane, daß bei reduzierter Blindleistungsaufnahme der Batterie die
Steüerorgane zumindest einiger der Thyristorschalter Steuerimpulse abgeben, die diese Thyristorschalter mit
einer Frequenz, die nur ein Bruchteil der Netzfrequenz ist, jeweils bei Maximalwerten der Netzspannung
abwechselnd in die eine und andere Richtung einschalten. Die Thyristoren werden also so gesteuert, daß die
Kondensatoren auch in den Bereitschaftsperioden ständig umpolarisiert werden, d. h. wenn die Kondensatoren
im Prinzip unbelastet sind. Dadurch vermeidet man reine Gleichspannungsbeanspruchungen der Kondensatoren
und kann die bedeutend billigeren Wechselspannungskondensatoren verwenden, deren Dielektrikum
keine längere Gleichspannungsbeanspruchunp jo
verträgt.
Die Frequenz zum Umpolarisieren während der Bereitschaftsperioden kann innerhalb eines ziemlich
weiten Bereichs gewählt werden, wobei die obere Grenze 1 bis 10 Hz nicht übersteigen sollte, wenn die
Batterie im großen und ganzen abgeschaltet sein soll, ebenso ergibt eine Umschaltfrequenz über diese Größe
hinaus eine Störfrequenz, die z. B. in Beleuchtungsanlagen störend sein kann. Die untere Grenze wird von der
Zeit bestimmt, in der die Kondensatoren mit angemessener Sicherheit einer Gleichstrombelastung ausgesetzt
werden können, ohne daß eine Tendenz zu Gasbildung im Dielektrikum entsteht.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist im folgenden an Hand der Zeichnung näher beschrieben; in
dieser zeigt
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer Kondensatorbatterie
mit zugehöriger Schalteinrichtung,
Fig.2 Spannungs- und Stromkurven dieser Batterie
sowohl bei voller Blindleistungsaufnahme als auch während der Bereitschaftsperioden bei Ausbildung der
Schalteinrichtung gemäß der Erfindung,
F i g. 3 und 4 Beispiele für die Steuerorgane der Thyristorschalter gemäß der Erfindung und
F i g. 5 Spannungskurven für die verschiedenen Stufen des Organs gemäß F i g. 4.
F i g. 1 zeigt ein einphasiges Wechselstromnetz mit zwei Leitern 1 und 2, zwischen denen eine aus drei
parallelen Zweigen 3, 4,5 bestehende Kondensatorbatterie mit Hilfe von Thyristorschaltern 6, 7, 8
eingeschaltet ist. Diese Thyristorschalter bestehen aus zwei antiparallelgeschalteten Thyristorzweigen A und
B. In der Figur ist nur ein Kondensator in jedem Zweig gezeigt, während es in Wirklichkeit eine große Anzahl
reihen- und parallelgeschalteter Kondensatoren sind, die der Nennspannung, dem Nennstrom und der
Nennkapazitanz des betreffenden Kondensatorteils entsprechen. Außerdem sind in jedem Thyristorschalter
nur zwei antiparailelgeschaltete Thyristoren gezeigt,
während der Thyristorschalter in Wirklichkeit aus zwei antiparallelen Zweigen besteht, von denen jeder reihen-
und parallelgeschaltete Thyristoren hat, die der Nennspannung und dem Nennstrom des jeweiligen
Kondensatorteils entsprechen.
Die Thyristorschalter sind mit je einem Steuerorgan 9, 10, 11 versehen, mit deren Hilfe diese Schaltorgane
zwischen Steuerlagen für Normalbetrieb und Bereitschaft gesteuert werden. Diese in Fig.3 näher
beschriebenen Steuerorgane werden wiederum von einer Anordnung 12 in Abhängigkeit von der reaktiven
Leistung im Netz 1,2 gesteuert, so daß bei zunehmender
induktiver Belastung im Netz mehr Kondensatorzweige eingeschaltet werden, während bei abnehmender
induktiver Belastung ein oder einige Kondensatorzweige in Bereitschaftslage versetzt werden.
Um das Prinzip für den Aufbau der Steuerorgane 9 bis 11 gemäß der Erfindung zu erläutern, verweisen wir auf
F i g. 2, in der Spannungs- und Stromkurven für Netz und Kondensatoren sowie die Steuerimpulse für die
Thyristoren angegeben sind.
In Fig.2 entspricht die Kurve (1, 2) der Netzspannung
zwischen den Leitern 1 und 2. Bei Normalbetrieb, d. h. normaler Belastung eines Kondensatorzweiges,
bekommt die Kurve für die Kondensatorspannung dasselbe Aussehen, während der Kondensatorstrom /
90° in der Phase voreilt, wie in der zweiten Kurve in F i g. 2 angedeutet ist. Bei jedem Nulldurchgang des
Stromes, was Maximalspannung am Kondensator bedeutet, soll der Strom zwischen den Thyristoren A
und B eines Thyristorschalters umgeschaltet werden. Der Grund hierfür ist, daß eine Umschaltung zu einem
anderen Zeitpunkt Spannungs- und Stromsprünge mit sich bringen würde, die Schaltüberspannungen verursachen
würden. Die Steuerimpulse a und b für die Thyristoren A und B müssen daher gemäß F i g. 2, dritte
und vierte Reihe, verteilt werden.
Die fünfte Reihe von Fig. 2 zeigt die Kondensatorspannung
Uk, wie sie gemäß der Erfindung während der Bereitschaftsperiode aussehen soll. Abschalten der
Batterie erfolgt ganz einfach durch Abschalten der normalen Steuerimpulse der Thyristoren, wobei der
zuletzt leitende Thyristor beim nächsten Nulldurchgang des Stromes gesperrt wird, wenn die Kondensatorspannung
gleichzeitig ein Maximum der einen oder anderen Polarität beträgt. In Fig.2 hat die Kondensatorspannung
Uk negative Polarität bis zu dem Zeitpunkt 11, zu
dem der Thyristor B einen Zündimpuls erhält, siehe F i g. 2B. Hierdurch wird der Kondensator während der
nächstfolgenden Halbperiode il-r2 mit einem Ladungsstrom
/' gemäß Fi g. 2 wieder aufgeladen, so daß die Kondensatorspannung Uk positiv wird.
Unter anderem auf Grund eines eingebauten Streuungswiderstandes nimmt die Kondensatorspannung
nach und nach ab, was ungünstig ist, da eine niedrigere Kondensatorspannung sowohl bei Umpolarisierung
während der Bereitschaftsperiode sowie beim Wiedereinschalten des Kondensators Spannungsstöße
verursacht. Man muß daher den betreffenden Thyristor in gewissen Abständen einschalten, um die Ladung, wie
im Zeitpunkt i3 gezeigt, aufrechtzuerhalten. Dieser Zeitpunkt entspricht dem Maximalwert der Netzspannung,
und wenn die Unterhaltungsimpulse ausreichend oft kommen, zweckmäßigerweise jede Periode, ist die
Entladung des Kondensators gering und die Spannungsstöße beim Unterhaltungsaufladen vernachlässigbar.
Aus F i g. 2B geht hervor, daß die Umpolarisierungsim-
pulse mit den normalen Steuerimpulsen gemäß F i g. 2b synchron sind. Dagegen liegen die Unterhaltungsimpulse
in Gegenphase zu den normalen Steuerimpulsen.
Im Zeitpunkt 14 stellt man sich vor, daß der Bedarf an
Netzkapazität so zugenommen hat, daß der betreffende Kondensatorzweig wieder eingeschaltet werden soll,
was dadurch geschieht, daß man die normalen Steuerimpulse gemäß F i g. 2a und b wieder einschaltet.
Dadurch wird beim nächsten Spannungsmaximum der Thyristor gezündet, der an der Reihe ist.
Aus F i g. 2 ist nun das Programm ersichtlich, das man zum Steuern der Thyristoren eines Kondensatorzweiges
abwechselnd im Normalbetrieb und in Bereitschaftsperioden benötigt. Für den ersten Fall benötigt
man synchrone Impulse der Netzfrequenz gemäß Fig.2a und b, für den zweiten FaI! synchrone Impulse
zum Umpolarisieren, aber mit bedeutend niedrigerer Frequenz, d. h. innerhalb der obengenannten Grenzen.
Weiter können Unterhaltungsimpulse in Gegenpnase zu den normalen Steuerimpulsen erforderlich sein. Hält
sich die Umpolarisierungsfrequenz in der Nähe der oberen Frequenzgrenze, wo z. B. jede halbe Sekunde die
Umpolarisierung erfolgt, können die Unterhaltungsimpulse möglicherweise ausgelassen werden. Nähert man
sich dagegen einer niedrigeren Grenze, wo die Umpolarisierungsintervalle z. B. sich einer Minute
nähern können, sind die Unterhaltungsimpulse notwendig, wenn man Schaltüberspannungen vermeiden will.
Weiter können diese Unterhaltungsimpulse bei jedem Spannungsmaximum in entsprechender Richtung oder
nur bei einigen dieser Spannungsmaxima eingeschaltet werden.
Zweckmäßigerweise versieht man jedes Steuerorgan mit verschiedenen Generatoren, die die obengenannten
Impulsserien abgeben können, und einem System zum
Ein- und Ausschalten dieser Impulsserien in Abhängigkeit von dem Signal der Anordnung 12. Fi g. 3 zeigt ein
Beispiel eines der Steuerorgane 9 bis 11.
Anordnung 12 gibt ein Signal, wenn die betreffende Kondensatorengruppe mittels der Thyristoren A und B
eingeschaltet werden soll, und wenn das Signal von 12 aufhört, geht der Thyristorschalter in Bereitschaftslagc
über. Die Thyristoren A und S werden von 12 über zwei verschiedene Paare von UND-Gliedern 18, 19 und 20,
21 gesteuert, wobei das erste Paar von 12 über einen Signalumkehrer 17 gesteuert wird. Dies bedeutet also,
daß die UND-Glieder 20 und 21 aktiviert werden, wenn 12 Signal gibt, während 18 und 19 gesperrt sind auf
Grund dessen, daß das Signal von 17 Null ist. Verschwindet dagegen das Signal von 12, werden 20 und
21 gesperrt, während der Umwandler 17 Signal an 18 und 19 gibt.
Die Netzspannung über den Leitern 1, 2, die aus der ersten Kurve in Fig. 2 ersichtlich ist wird an einem
Impulsgenerator 14 angeschlossen, der aus der Netzspannung die beiden Impulsserien auf die Ausgänge a
und b herleitet Diese beiden Impulsserien entsprechen den positiven und negativen Amplituden der Netzspannung
und sind als dritte und vierte Kurve in Fig.2 gezeigt Es sind diese beiden Impulsserien, die die
Thyristoren A und B steuern sollen, wenn die Kondensatorgruppe eingeschaltet ist und dies geschieht
über die UND-Glieder 20,21 und ODER-Glieder 34,35 sowie 36, 37. Die Impulse über die Ausgänge a und b
sollten an den Maximalpunkten der Netzspannung oder kurz davor eintreffen, so daß die Thyristoren leitend
werden, wenn die Spannung den Maximalpunkt passiert hat und das Wiederaufladen des Kondensators beginnen
soll.
Fällt das Signal von 12 weg, werden die UND-Glieder 20, 21 gesperrt, so daß die normalen Steuerimpulse der
Thyristoren wegfallen. Der gerade leitende Thyristor wird beim nächsten Nulldurchgang gesperrt, was
bedeutet, daß die Kondensatorgruppe bis zur Maximaispannung in der einen Richtung aufgeladen liegenbleibt.
Während der darauffolgenden Bereitschaftsperiode sollen die Kondensatoren mit einer gewissen niedrigen
ίο Frequenz umpolarisiert werden, die von Impulsgeneratoren
15 und 16 gesteuert wird, deren Ausgangsimpulse in F i g. 2, (15) und (16), gezeigt werden. Die Periodenlänge für diese Impulse soll normalerweise mindestens
fünf- bis zehnmal länger sein als die der Netzspannung,
sie ist aber der Übersichtlichkeit wegen in Fig. 2 bedeutend kürzer gewählt worden. Im übrigen können
Phasenlage und Periodenlänge für diese Impulse unabhängig von Phasenlage und Periodenlänge der
Netzspannung gewählt werden.
Geht man von der Kurve Uk in F i g. 2 aus, in der der Kondensator am Anfang negative Spannung in der
oberen Hälfte hat, soll der Thyristor B bei der nächsten umpoiarisierung leitend werden. Die Glieder 18 und 19
haben bereits ein Eingangssignal von 17, da das Signal von 12 Null ist. Wird der Ausgang von 16 positiv, wird
das Glied 19 ein Signal an ein UND-Glied 23 geben, was bedeutet, daß die Impulse b von 14 gemäß der Kurve
(23) in F i g. 2 durch 23 gehen und einen Kippschalter 27 umschalten, der dabei ein Ausgangssignal gibt. Das
Ausgangssignal von 27 hält an, bis der Signalimpuls von 16 aufhört, wobei ein derivierendes Organ 25 einen
Impuls — (25) in Fig. 2 — abgibt, der den Kippschalter
27 auf NuIi zurückschaltet. Das Ausgangssignal von 27 bekommt daher das mit der Kurve (27) in Fig. 2
gezeigte Aussehen. Das Signal von 27 hat zur Folge, daß ein derivierendes Organ 29 bei Einleitung dieses Signals
einen Impuls — (29) in F i g. 2 — gibt, der den Thyristor
S zum Zeitpunkt /1 zündet. Man sieht, daß die Zündung
des Thyristors B zum Umpolarisieren mittels der normalen Steuerimpulse von Ausgang ödes Generators
14 erfolgt.
Um die Kondensatorspannung während der Bereitschaftsperiode aufrechtzuerhalten, wird das Signal von
19 über ein ansprechverzögerndes Organ 31 an ein anderes UND-Glied 33 angeschlossen. Dies führt zur
Verzögerung des Signals 16 um eine Periode der Netzspannung 1, 2, um zu vermeiden, daß die
Unterhaltungsimpulse schon zum Zeitpunkt (2 eingeschaltet werden, was unnötig ist, da zu diesem Zeitpunkt
so B aufhören soll zu leiten. Auf der anderen Seite ist das
Organ 31, zumindest im Prinzip, nicht absolut notwendig und kann daher ausgelassen werden. Das Signal von 31
wird in der Kurve (31) in Fig.2 gezeigt und hat zur
Folge, daß das UND-Glied 33 Impulse vom Ausgang a des Generators 14 durchläßt welche Impulse durch das
ODER-Glied 37 den Thyristor Bbeeinflussen. In Fi g. 2,
wo die Periodenlänge zum Umpolarisieren nur 2,5mal die Periodenlänge des Netzes ist, wird nur ein
Unterhaltungsimpuls (33) in jeder Halbperiode der Umpolarisierung auftreten, und zwar zum Zeitpunkt f 3.
Jeder der Thyristorschalter 6 bis 8 hat ein
Steuerorgan 9 bis 11 gemäß F i g. 3. Diese Steuerorgane
werden wiederum, wie erwähnt vom Organ 12 gesteuert das die Kondensatorgruppen in Abhängigkeit
vom Bedarf an Kompensierungskapazitanz des Netzes ein- und ausschaltet Eventuell kann dabei ein
permutierendes Organ 13 eingeschaltet sein, z.B. in Form eines Ringzählers, so daß bei teilweiser Belastune
der Kondensatorbatterie diese Belastung gleichmäßig über alle Gruppen verteilt wird.
Aus demselben Grund sollten auch die niederfrequenten Impulse der Impulsgeneratoren 15 und 16 für die
verschiedenen Steuerorgane 9 bis 11 im Verhältnis zueinander fest verschoben sein, so daß die Umpolarisierung
der verschiedenen, in Bereitschaft liegenden Kondensatorgruppen nicht in derselben Periode der
Netzspannung erfolgt.
Dieses letztere Prinzip kann dahin weiterentwickelt werden, daß die Generatoren 15 und 16 mit variabler
Frequenz und Impulslänge ausgeführt werden. Durch eine ausreichend feine Aufteilung der Batterie in
parallele Zweige kann man eine kontinuierliche Steuerung der Kapazitanz von dem vollen Wert auf den
Wert eines Zweiges erreichen, wobei im letzteren Fall die Belastung ständig von einem Zweig der Batterie auf
einen anderen übertragen wird. Dabei entfallen die Umpolarisierungsstromimpulse gemäß Fig.2B ganz,
und man erhält fortlaufend eine völlig gleiche Belastungsverteilung über alle Kondensatorzweige.
Hierbei kann das Steuerorgan im Verhältnis zu F i g. 3 in gewissem Umfang vereinfacht werden, wie aus F i g. 4
hervorgeht, wo gezeigt wird, wie die Klemmen a und b des Steuerimpulsgenerators 14 von F i g. 3 über zwei
UND-Glieder 38,39 an den beiden Thyristoren A und B
eines Thyristorschalters 7 angeschlossen sind. Einem zweiten Eingang dieser UND-Glieder werden die
Impulse von einer Phase eines mehrphasigen Impulsgenerators 40 mit variabler Impulslänge und Ausgangsphasen
41 bis 45 zu fünf Thyristorschaltern einer Kondensatorbatterie mit fünf Zweigen zugeführt. Die
Impulslänge wird von einem Regler 12 in Fig. 1 gesteuert.
Die Variation der Impulse vom Generator 40 und die
entsprechenden Kondensalorspannungen gehen aus Fig. 5 hervor, wo die erste Reihe die Netzspannung (1,
2) zeigt. Die nächsten fünf Reihen 1 bis 5 zeigen die Kondensatorspannungen von fünf Kondensatorzweigen
bei niedrigster Kapazitanz, d. h., daß nur ein Kondensatorzweig je Halbperiode umpolarisiert wird.
Dies wird erreicht, wenn die Impulslänge des Generators 40 die Hälfte der Periodenlänge des Netzes ist.
Diese Impulse sind in den Reihen 41 bis 45 in F i g. 5 mit ganz durchgezogenen Linien abgebildet. Bei nur fünf
Kondensatorzweigen werden die Impulszüge vom Generator 40 einander gemäß Reihe 41 bis 45 in F i g. 5
ablösen. In Wirklichkeit ist jedoch die Anzahl der Kondensatorzweige weit größer, um eine ausreichende
Anzahl Stufen in der Regelung zu erhalten. Die Reihen 6 bis 10 in Fig.5 zeigen die Kondensatorspannungen der
nächsten Stufe der Regelung, bei der die Thyristorschalter drei Halbperioden nacheinander aktiv sind. Dies
geschieht dadurch, daß die Impulse vom Impulsgenerator 40 mit den gestrichelten Teilen verlängert werden.
Auf diese Weise werden ständig drei Kondensatorzweige gleichzeitig umpolarisiert, so daß man eine dreifache
Kapazitanz im Verhältnis zu den Reihen 1 bis 5 erhält. Die Thyristorschalter gemäß F i g. 5 müssen immer eine
ungerade Anzahl halber Netzperioden auf einmal aktiv sein, so daß eine Einschaltperiode auch eine Umpolarisierung
des entsprechenden Kondensatorzweiges bedeutet, so daß keine Gleichspannungskomponente über
dem Kondensatorzweig auftritt.
Weiter ist ersichtlich, daß der Kondensatorzweig, der leitend wird, dieselbe Ladepolarität haben muß wie der
Zweig, der abgelöst wird, weshalb die Anzahl Kondensatorzweige ungerade sein muß. Die Anzahl der
Kondensatorzweige kann daher mit 2-n+l ausgedrückt
werden, wobei η eine ganze Zahl ist. Die Phasenzahl des Steuerimpulsgenerators 40 muß dabei
auch 2-/7+1 sein. Weiter muß die Periodenlänge des Steuerimpulsgenerators (2 ■ n+\) mal der halben
Periodenlänge des Netzes betragen, und die Impulslänge der Ausgangsimpulse des Generators (2 · a+1) mal
der halben Periodenlänge des Netzes, wobei a eine ganze Zahl ist, die von 0 bis η variieren kann. Die
Stufenzahl der Batterie ist η und jede Stufe wird von der
Kapazitanz von zwei Kondensatorzweigen repräsentiert. Hierbei ist vorausgesetzt daß jeder Kondensatorzweig
allein eine so kleine Kapazitanz hat, daß die Reihen 1 bis 5 in F i g. 5, wo nur ein Kondensatorzweig
zur Zeit aktiv ist, ein Abschalten der Kondensatorbatterie bedeuten, also vernachlässigbare Kapazitanz im
Verhältnis zu der vollen Kapazitanz. 1st das nicht der Fall, sollten Möglichkeiten gegeben sein, die Frequenz
des Steuerimpulsgenerators 40 zu reduzieren, so daß seine Periodenlänge k · {2 ■ n+1) mal der halben
Periodenlänge des Netzes wird. Auf diese Weise wird die Batterie beim Abschalten auf dieselbe Art wie
gemäß Fig.3 und 4 umpolarisiert, nämlich mit einer niedrigeren Frequenz der ganzen Batterie als 1 Hz.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Schalteinrichtung für eine für ein Wechselstromnetz bestimmte Kondensatorbatterie mit mehreren
parallelen Zweigen, von denen jeder durch einen Thyristorschalter mit Thyristoren in beiden
Stromrichtungen am Netz angeschlossen ist, wobei jeder Thyristorschalter von einem Steuerorgan
derart gesteuert ist, daß bei voller Blindleistungsaufnahme der Batterie die Thyristoren der einen und
der anderen Richtung synchron mit den in der jeweiligen Richtung auftretenden Maximalwerten
der Netzspannung abwechselnd eingeschaltet werden, gekennzeichnet durch eine derartige
Ausbildung der Steuerorgane (9, 10, 11), daß bei reduzierter Blindleistungsaufnahme der Batterie die
Steuerorgane (9, 10, 11) zumindest einiger der Thyristorschalter (6, 7, 8) Steuerimpulse abgeben,
die diese Thyristorschalter mit einer Frequenz, die nur ein Bruchteil der Nelzfrequenz ist, jeweils bei
Maximalwerten der Netzspannung abwechselnd in die eine und andere Richtung einschalten.
2. Schalteinrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch eine derartige Ausbildung der Steuerorgane (9,10,11), daß während des Betriebes
von Batteriezweigen mit niedrigerer Schaltfrequenz als die Netzfrequenz in den betreffenden Zweigen
zur Aufrechterhaltung der Kondensatorspannung zusätzliche Steuerimpulse an die betreffenden
Thyristoren bei Maximalwerten der Netzspannung gegeben werden, die im Verhältnis zu den
ursprünglichen Steuerimpulsen um 180° phasenverschoben sind.
3. Schalteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerorgane (9,10,11) der
Thyristorschalter (6, 7, S) von einem am Netz angeschlossenen Regler (12) in Abhängigkeit von
der reaktiven Leistung des Netzes gesteuert sind.
4. Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Regler (12) und
den Steuerorganen (9, 10, II) der Thyristorschalter ein Permutierungsorgan (13) eingeschaltet ist,
derart, daß bei reduzierter Blindleistungsaufnahme der Kondensatorbatterie die verschiedenen Zweige
in zyklischer Folge ein- und ausgeschaltet werden.
5. Schalteinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Permutierungsorgan
ein mehrphasiger Impulsgenerator (40) ist, dessen Phasenzahl gleich der Anzahl der parallelen
Kondensatorzweige und dessen Impulslänge variabel ist.
6. Schalteinrichtung nach Anspruch 5, in der die Anzahl paralleler Kondensatorzweige 2 · n+1 ist,
wobei η eine ganze Zahl ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Periodenzeit des Impulsgenerators (40)
(2 ■ n+1)mal der halben Periodenzeit des Netzes (1, 2) ist, während die Impulslänge (2 · a+1) mal der
halben Periodenzeit des Netzes ist, wobei a eine ganze Zahl ist, die zwischen 0 und η variieren kann
7. Schalteinrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine derartige Ausbildung der
Steuerorgane (9,10,11), daß bei den mit niedrigerer Schaltfrequenz als die Netzfrequenz betriebenen
Batteriezweigen die Umpolarisierungszeitpunkte der einzelnen Zweige auf voneinander verschiedene
Nulldurchgänge der Netzspannung fallen.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schalteinrichtung für eine für ein Wechselstromnetz bestimmte Kondensatorbatterie
mit mehreren parallelen Zweigen, von denen jeder durch einen Thyristorschalter mit Thyristoren
in beiden Stromrichtungen am Netz angeschlossen ist, wobei jed°r Thyristorschalter von einem Steuerorgan
derart gesteuert ist, daß bei voller Blindleistungsaufnahme der Batterie die Thyristoren der einen und der
anderen Richtung synchron mit den in der jeweiligen Richtung auftretenden Maximalwerten der Netzspannung
abwechselnd eingeschaltet werden. Eine solche Schalteinrichtung ist im wesentlichen bekannt aus der
DE-AS 12 18 604.
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Families Citing this family (50)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1006606A (en) * | 1972-05-22 | 1977-03-08 | Katsuyuki Totsu | Motor-driven screw driver with automatic stopping means |
DE2303939C2 (de) * | 1973-01-24 | 1982-06-09 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verfahren zum Betrieb eines Blindstrom-Kompensationskondensators an einem Wechselstromnetz |
DE2306013C3 (de) * | 1973-02-07 | 1975-10-09 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltungsanordnung zur Begrenzung der Verlustleistung von elektronischen Bauelementen |
JPS561868B2 (de) * | 1973-07-12 | 1981-01-16 | ||
JPS5059362U (de) * | 1973-10-09 | 1975-06-02 | ||
US4012669A (en) * | 1975-08-29 | 1977-03-15 | Envirotech Corporation | Electronic overload detecting device |
US4013925A (en) * | 1975-11-10 | 1977-03-22 | Motorola, Inc. | Overload protection circuit for voltage regulator |
CH609182A5 (de) * | 1975-12-01 | 1979-02-15 | Asea Ab | |
US4055795A (en) * | 1976-07-15 | 1977-10-25 | H.O.P. Consulab Inc. | Correction system for regulating the power factor of an electrical network |
SE404855B (sv) * | 1977-03-28 | 1978-10-30 | Asea Ab | Sett att styra vexelspenningen hos en stromriktaranleggning samt en anordning for genomforande av settet |
SE417472B (sv) * | 1977-10-13 | 1981-03-16 | Asea Ab | Kondensatorutrustning for anslutning till ett vexelspenningsnet |
JPS5592504A (en) * | 1978-04-25 | 1980-07-14 | Bolger John George | Vehicle used on road in combination with electric power source for generating magnetic field |
CA1106916A (fr) * | 1978-06-20 | 1981-08-11 | H.O.P. Consulab Inc. | Appareil et procede pour regulariser le facteur de puissance d'une ligne de reseau de distribution electrique |
JPS5818879B2 (ja) * | 1978-08-12 | 1983-04-15 | 株式会社日立製作所 | リニアモ−タの給電装置 |
US4348631A (en) * | 1981-06-04 | 1982-09-07 | Westinghouse Electric Corp. | Static VAR generator |
JPS57212825A (en) * | 1981-06-24 | 1982-12-27 | Nec Corp | Protective device |
SE448333B (sv) * | 1982-02-18 | 1987-02-09 | Ericsson Telefon Ab L M | Elektronisk sekring ingaende i ett distributionssystem for likstrom |
US4447765A (en) * | 1982-05-18 | 1984-05-08 | General Electric Company | Power supply for low voltage incandescent lamp |
HU190091B (en) * | 1982-05-18 | 1986-08-28 | General Electric Co,Us | Loading unit, in particular for incandescent lamp of low voltage |
US4525651A (en) * | 1982-05-18 | 1985-06-25 | General Electric Company | Capacitively ballasted low voltage incandescent lamp |
US4516056A (en) * | 1982-05-18 | 1985-05-07 | General Electric Company | Capacitively ballasted low voltage incandescent lamp |
US4447764A (en) * | 1982-05-18 | 1984-05-08 | General Electric Company | Power supply for low-voltage incandescent lamp and like load |
JPS5959023A (ja) * | 1982-09-27 | 1984-04-04 | 株式会社 伸和技研 | 力率調整方法及び装置 |
US4470005A (en) * | 1982-11-02 | 1984-09-04 | Westinghouse Electric Corp. | Static VAR generator having a thyristor circuit arrangement providing reduced losses |
JPS59110335A (ja) * | 1982-12-14 | 1984-06-26 | 富士電機株式会社 | サイリスタ式コンデンサ開閉装置 |
JPS59213282A (ja) * | 1983-05-19 | 1984-12-03 | Shiyouta Miyairi | 相間リアクトル付き多重相の電力変換回路における高調波及び脈動の低減回路 |
GB8322620D0 (en) * | 1983-08-23 | 1983-09-28 | Binns D F | Alternating current power supplies |
US4586120A (en) * | 1983-12-30 | 1986-04-29 | At&T Bell Laboratories | Current limit shutdown circuit with time delay |
FR2561463B1 (fr) * | 1984-03-13 | 1986-09-12 | Alsthom Cgee | Dispositif de generation d'impulsions de commande de thyristors pour l'alimentation d'une inductance de reglage de la puissance reactive d'un reseau electrique |
SE451743B (sv) * | 1985-04-12 | 1987-10-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Elektronisk sekring |
US4605890A (en) * | 1985-06-24 | 1986-08-12 | Vernitron Corporation | Synchro power amplifier and control circuit for automatically tuning an inductive load |
US4891728A (en) * | 1986-12-23 | 1990-01-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit arrangement for limiting the switch-on current and for providing an over voltage protection in switch mode power supply devices |
JPH02183817A (ja) * | 1989-01-11 | 1990-07-18 | Toshiba Corp | 電源装置 |
US4896254A (en) * | 1989-04-28 | 1990-01-23 | Honeywell Inc. | Protective power controller |
US4999565A (en) * | 1990-01-02 | 1991-03-12 | Electric Power Research Institute | Apparatus for controlling the reactive impedance of a transmission line |
US5006973A (en) * | 1990-03-28 | 1991-04-09 | The Boeing Company | Autotuned resonant power source |
US5424627A (en) * | 1991-12-13 | 1995-06-13 | Electric Power Research Institute | Modular thyristor controlled series capacitor control system |
US5621305A (en) * | 1991-12-13 | 1997-04-15 | Electric Power Research Institute, Inc. | Overload management system |
US5734207A (en) * | 1994-05-06 | 1998-03-31 | Miklinjul Corporation | Voltage polarity memory system and fuse-switch assembly usable therewith |
US6297940B1 (en) | 1999-10-07 | 2001-10-02 | Mcgraw Edison Company | Protection system for devices in an electrical distribution network |
WO2008147517A1 (en) * | 2007-05-25 | 2008-12-04 | Cooper Technologies Company | Device protection using temperature compensation |
US7408755B1 (en) | 2007-06-12 | 2008-08-05 | Honeywell International Inc. | Advanced inrush/transient current limit and overload/short circuit protection method and apparatus for DC voltage power supply |
JP2011078235A (ja) * | 2009-09-30 | 2011-04-14 | Fujitsu Ten Ltd | 過電流保護回路及び車載用表示装置 |
IT1401691B1 (it) * | 2010-09-10 | 2013-08-02 | Tecnoprogetti Di Renzo Tentoni | Metodo di rifasamento automatico della corrente di una rete elettrica domestica |
US8345398B2 (en) * | 2010-09-30 | 2013-01-01 | Telefonix, Incorporated | Integrated variable output power supply protection circuit |
US8633669B2 (en) | 2010-12-24 | 2014-01-21 | Marc Henness | Electrical circuit for controlling electrical power to drive an inductive load |
CN102790373B (zh) * | 2011-05-17 | 2016-12-07 | 富泰华工业(深圳)有限公司 | 过流保护电路及具有该过流保护电路的电子装置 |
EP2777146A1 (de) * | 2011-11-11 | 2014-09-17 | ABB Technology AG | Wandlerzelle und zugehöriger wandlerarm sowie verfahren |
US20150229203A1 (en) * | 2014-02-12 | 2015-08-13 | Gholamreza Esmaili | Smart Resistor-Less Pre-Charge Circuit For Power Converter |
RU2718502C1 (ru) * | 2019-10-28 | 2020-04-08 | Акционерное общество "Энергетический институт им. Г.М. Кржижановского" (АО "ЭНИН") | Конденсаторная группа, коммутируемая тиристорами |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3125715A (en) * | 1964-03-17 | Regulated power supply circuits | ||
US3102225A (en) * | 1960-10-03 | 1963-08-27 | Gen Precision Inc | Transistor power supply circuit |
FR1477476A (fr) * | 1965-12-28 | 1967-04-21 | Moscovsky Energet I | Procédé de réglage de la puissance réactive dans un réseau électrique et dispositif pour sa mise en oeuvre |
JPS5526782B1 (de) * | 1967-12-02 | 1980-07-16 | ||
US3538426A (en) * | 1968-02-06 | 1970-11-03 | Elgin Electronics | Series regulator with current limiter |
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1970
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-
1971
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