DE2051589B2 - Elektrischer Synthesator - Google Patents

Description

12. Synthesator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß in der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit (12) Zeitimpulse zur Festlegung der aufeinanderfolgenden Zeitabschnitte erzeugbar sind.

13. Synthesator nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Addierer (35) und einen ersten Akkumulator (36) zur Erzeugung von Harmonischen der Grundfrequenz, die durch Frequenzinformationsbits eines einzelnen Rahmens dargestellt ist.

14. Synthesator nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch einen Größenvergleicher (50) zur Bildung eines Bandbreiten-Markierungsimpulses bei Beendigung eines Vergleichs der ausgewählten Bandbreiten mit den erzeugten Harmonischen zur Veränderung der Basis für die erzeugte Sinusschwingung für jede aufeinanderfolgende Zeitspanne eines Rahmens.

15. Synthesator nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine Hüllkurvensteuerung (60) zur Wiederholung des Vergleichs der jeweiligen Bandbreite mit der erzeugten Harmonischen für jede der aufeinanderfolgenden Zeitspannen.

16. Synthesator nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Rauschgenerator (127) zur Erzeugung eines Pseudo-Zufallssignals für eine wahlweise Veränderung der erzeugten Sinusschwingungsdaten von der Verbindung mit den Amplitudeninformationsbits des entsprechenden Spektrumabschnitts.

ίο

Die Erfindung betrifft einen elektrischen Synthesator gemäß Oberbegriff des Hauptansprnchs.

Es sind bereits Vorrichtungen und Verfahren zur Synthese der menschlichen Sprache bekannt (DE-OS 1803621, DE-OS 14 72004, CH-PS 474 118, CH-PS 70 044, DD-PS 67 151, US-PS 31 58 685 und US-PS 02 165), die alle auf der Übertragung analoger Bezugsschwipsunpen basieren. Die hierfür erforderlichen Bandbreiten sowie die zur Übertragung erforderliche Leistung sind nicht unbeträchtlich.

Man hat daher auch bereits versucht, Sprachsignale in Digitalform zu übertragen, wobei als Übertragungsstrecke insbesondere die Übertragung von einer Bodenstatjon zu einem Raumfahrzeug gewählt worden ist Dabei zeigte sich u.a., daß die digitalisierten Sprachsignale mit anderen von einem Raumfahrzeug aus gesendeten Daten verschachtelt werden können, so daß die erforderlichen Funkverbindungen mit dem Raumfahrzeug verringert werden.

Wissenschaftler haben festgestellt, daß statt der Sprachsignale selbst eine »Beschreibung« der Sprachsignale übertragen werden kann und daß aus dieser Beschreibung die Sprachsignale rekonstruiert werden können. Die »Beschreibung« enthält sorgfältig ausgewählte, der Sprache zugeordnete Funktionen oder Parameter, aus denen die Sprache rekonstruiert werden kann. Die Beschreibung wird in eine digitale Wortform umgesetzt und diese benötigt eine geringere Bandbreite als bei Übertragung der ursprünglichen analogen Sprachsignale erforderlich wäre.

Sprachclaten werden hauptsäch'^h durch Änderung der Form des Leistungsdichtespektrurr-s übertragen und weniger durch die zeitliche Änderung des Schalldruckes, wie dies häufig irrtümlich angenommen wird. Somit kann die Beschreibung der Sprache durch Analyse des Leisf.'ngsspektrums eines ersten Signals mittels einer Reihe von Bandfiltern vorgenommen v/erden, welche den Tonfrequenzbereich in eine Reihe von benachbarten Bändern aufteilen. Die Energie in jedem Band wird am Ausgang jedes Filters gemessen und das Meßergebnis ergibt eine ungefähre, jedoch kontinuierliche Beschreibung der Leistung an diskreten Stellen der zugeführten Sprache.

Zusätzlich zur Amplitudenanalyse der einzelnen Kanäle können Daten gewonnen werden, die von der Grundfrequenz oder Tonhöhe abhängen. Die Sprache besteht außerdem aus »stimmhaften« und «stimmlosen« Lauten. Stimmhafte Laute enthalten die Vokale sowie die stimmhaften Konsonanten. Sie weiden dadurch erzeugt, daß die aus den Lungen austretende Luft die Stimmbänder in Schwingungen versetzt. Stimmhafte L^üte bestehen hauptsächlich aus Harmonischen der Frequenz, mit der der Kehlkopf vibriert. Die Gmndfrequenzen von stimmhaften Lauten liegen im wesentlichen im Bereich von etwa 70 bis 350 Hz.

Stimmlose Laute sind Konsonanten, die mit den Lippen, den Zähnen und/oder der Zunge erzeugt werden. Sie haben keine festgelegte Frequenzverteilung, bestehen jedoch im wesentlichen aus willkürlich im Tonfrequenzbereich verteilten Frequenzen und ändern ihre Amplitude in Abhängigkeit von dem erzeugten Ton. Somit enthält die Beschreibung der Sprache die Tonhöhen-Frequenz, Amplitudeninformationen über die Bänder des Tonfrequenzspektrums, einen Hinweis auf das Vorhandensein von stimmlosen Lauten und Amplitudendaten für die stimmlosen Laute.

Um die Stimme mit einer Kan&lanordnung zur Stimmsynlhese zusammenzusetzen, wird eine Reihe von Bandfilter¹!! ähnlich den vorstehend beschriebenen benutzt, die mit uem Ausgangssignal eines Summ- oder Zischgcne.irators und mit abgeglichenen Modulatoren für die Rekonstruktion verständlicher Sprache zusammenarbeiten.

Anordnungen zur Synthese von Sprachsignalen mit Filtern haben mindestens zwei wesentliche Nachteile. Da Bandfilter mit unendlich steil ansteigendem Dämpfungsbereich technisch nicht herstellbar sind, wird häufig Energie von einem Kanal in den nächsten übergekoppelt, wodurch eine erhebliche Störung

entsteht. Ferner haben Filter keine unendlich kurze Ansprechzeit, und es wird demgemäß in dem jeweiligen Filter Energie gespeichert, was zu Schwingungen in der Filteranordnung führt, durch die Verzerrungen im erzeugten Sprachsignal auftreten. Die Verwendung ί einer Vielzahl von Filtern führt außerdem zu einem zu großen und zu schweren Aufbau für solche Anwendungsfälle, bei denen Größe und Gewicht wichtige Faktoren sind, wie beispielsweise bei Raumfahrzeugen. Filter benötigen, bezogen auf die Leistung der < > erzeugten Ausgangssignale, eine große Eingangsleistung, da in ihnen normalerweise ein erheblicher Leistungsverlust eintritt.

Darüber hinaus verhindern die bei der Verwendung von Filtern auftretenden Fehler die Reproduzierbarkeit, 1 -, wenn dies für ein bestimmtes Signal mit einer gegebenen Genauigkeit erforderlich ist.

rvaiiai-nnaijaaiwi «sii uti l/loi-iii it.uciii.ti γλι ι ^tiiu tut

die heute zu stellenden Forderungen nicht ausreichend anpassungsfähig. In gewissen Situationen kann es :n erwünscht sein, die Phase einer einzelnen Harmonischen zu verschieben oder eine Harmonische mit einem zweiten Signal zu modulieren oder für einen gegebenen Fall eine bestimmte Harmonische vollständig auszuschalten, um so das zu synthetisierende Signal zu r, verbessern oder seine Qualität zu ändern. So wird beispielsweise in einigen Tiefseeforschungsfahrzeugen eine Atmosphäre mit einem hohen Prozentsatz von Helium verwendet. Die Schallausbreitung in Helium ist bezüglich der Ausbreitung des gleichen Schalles in Luft in verzerrt, wodurch in diesen Fahrzeugen eine unnatürliche Sprache erzeugt wird. Falls eine derartige Verzerrung durch eine Anordnung /ur Synthese, die die Tonhöhe ändern kann, kompensiert wird, so könnte der Sprache ihr natürlicher, durch die veränderte Ausbrei- r, tung verloren gegangener Ton zurückgegeben werden.

Wissenschaftler und Ingenieure versuchen bereits lange Zeit eine vollständige digital arbeitende Anordnung zur Synthese von Sprachsignalen zu bauen. Bisher wurden jedoch nur beschränkte Erfolge erzielt. Alle Digitalteile der bisher bekannten Anordnungen zur Synthese erfordern einen umfangreichen Speicher, durch den die Verwendbarkeit der zugehörigen Anordnung zur Synthese begrenzt wird. Daher wird eine Digitalanordnung zur Synthese gewünscht, die im 4-, sogenannten Realtime-Betrieb arbeitet, wodurch keine umfangreichen Speichereinrichtungen erforderlich sind. Dadurch könnte eine derartige Anordnung für viele Fälle anzuwenden sein, in denen sie bisher nicht benutzt werden konnte.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Synthese eines Signals zu schaffen, die die vorstehend erwähnten Nachteile vermeidet und für viele Anwendungsfälle geeignet ist, in denen bisher derartige Umsetzer nicht eingesetzt werden konnten.

Diese Aufgabe wird erfindungsgen:äß gelöst wie durch Patentanspruch 1 gekennzeichnet

Die erfindungsgemäße Anordnung eignet sich besonders zur Aufnahme von digital kodierten Angaben über Grundparameter der Sprache und zur Umsetzung dieser digital kodierten Angaben in analoge Signale.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Patentansprüchen 2 bis 16 angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand der Figuren näher erläutert; es zeigt _bs

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung zur Signalsynthese gemäß der Erfindung,

Fig.2 eine Darstellung von digital kodierten, in

Reihe auftretenden Eingangssignalen für die Anordnunggemäß Fig. 1,

F i g. 3 in grafischer Darstellung die Berechnung von Frequenzkomponenten im synthetisierten Signal,

F i g. 4 eine Möglichkeit zur Gewinnung von sinusförmigen Informationen aus dem synthetisierten Signal,

F i g. 5 eine grafische Darstellung des grundsätzlichen Rechenverfahrens,

Fig.6 eine vereinfachte schematische Darstellung des Reihen-Parallel-Umsetzers aus F i g. 1,

F i g. 7 eine vereinfachte schematische Darstellung des Amplituden-Pufferregisters aus F i g. I,

Fig.8 eine vereinfachte schematische Darstellung der Kombination von 12-Bit-Addierer und Akkumulator aus Fig. 1,

Fig. 9 eine vereinfachte schematische Darstellung des Größenvergleichers, der Hüllkurvensteuerung und ~]— -r-u^ii« f.-;- .4:» v _nnniu_nn^k_rn;»_nn ....» tr: « 1

vj ν. ι ι α uv 11«. lui υιν ivaiiiituiitiui/iviii.ttnuji ig. i,

Fig. 10 vereinfacht eine schematische Darstellung der K-Index- und Synchronisierungssteuerung aus Fig. 1.

Fig. 11 eine vereinfachte schematische Darstellung der Tabelle von amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen aus Fig. I,

Fig. 12 den allgemeinen Zeitablauf für den Betrieb verschiedener Elemente der Anordnung gemäß Fig. 1.

F'! £ 13 eine vereinfachte schematische Darstellung des Rauschgenerators gemäß Fig. I.

Zur allgemeinen Beschreibung der Erfindung sei zunächst auf die F i g. 1 und 2 verwiesen, in denen ein Ausführungsbeispiel einer eri'.ndungsgemäßen Anordnung 10 zur Synthese dargestellt ist, die zur Umsetzung von digital kodierter, zu einem ersten analogen Signal gehörenden Information in Analogsignale dient, welche ihrerseits zur Reproduzierung des ersten Signals verwendet werden.

Sprachanalysatoren zur Umwandlung von Sprache in digitale Kodierungen oder Signale sind bekannt. Ein von einem derartigen Analysator erzeugtes digitales Signal kann, wie in Fig. 2 dargestellt ist, aus aufeinanderfolgenden Rahmen, etwa 190, aus digitalen Worten bestehen, wobei diese Worte Informationen bezüglich grundsätzlicher Parameter der Sprache an im Abstand aufeinanderfolgenden, vorherbestimmten Zeitpunkten aufweisen. Bei dem beschriebenen Analysator werden die digitalen Signale mit einer Geschwindigkeit von 2 400 Bit/sec übertragen. Jeder der Rahmen enthält zusätzlich Informationen darüber, ob die Sprache zu einem bestimmten Zeitpunkt stimmhaft oder stimmlos ist, eine Definition der Grundfrequenz der Spr .ehe zu dem Zeitpunkt, zu dem der Rahmen gehört, falls der Ton stimmhaft ist, sowie die Amplitude des Energiepegels einer vorbestimmten, aufeinanderfolgenden Reihe von Bändern oder Spektrumsbereichen, die im Tonfrequenzbereich verteilt sind, unabhängig davon, ob die Sprache zu diesem Zeitpunkt stimmhaft oder stimmlos ist Somit enthält jeder der Rahmen 190 siebzehn Worte, von denen das erste aus 6 Bit 92, besteht, die zur Identifizierung der Grundfrequenz des stimmhaften Lautes oder zur Anzeige, daß zu diesem Zeitpunkt ein stimmhafter Laut fehlt, dienen. In Reihe angeordnet folgen dem ersten Wort fünfzehn aufeinanderfolgende 3-Bit-Worte, wie etwa die Worte 93 bis 96, die jeweils kodiert die Energieamplitude in dem jeweils zugehörigen vorbestimmten Band- oder Spektnansbereich des Tonfrequenzbandes zu demjenigen Zeitpunkt anzeigen, der dem Rahmen zugeordnet ist Das siebzehnte Wort 96 enthält in entsprechender Weise die Amplitudenin-

formation für das sechzehnte Band, weist jedoch entgegen den anderen Worten der Reihe 2-Bit auf. Das erste 3-Bit-Wort 93 gibt beispielsweise die Amplitudenenergie der Sprache im Frequenzband zwischen 200 Hz und 332 Hz an, und entsprechend gibt das letzte Wort 96 die Amplitudenenergie des Spektrumsbereiches zwisc*y-n 3331 Hz und 3820 Hz an. Die aufeinanderfolgenden Bänder des Rahmens, die zu jeweils einem Wort gehören, vergrößern ihre Frequenzbandbreite in vorbestimmter ausgewählter Weise. Beispielsweise kann die Vergrößerung der Bandbreite logarithmisch erfolgen.

Das Synchronisierungs-Bit 97 dient zur Synchronisierung des zeitlichen Ablaufes der Arbeitsschritte der verschiedenen Schaltkreise der Anordnung !0 zur Synthese von Sprache.

Die erfindungsgemäße Anordnung ist ein Spezialcomputer mit besonderem Anwendungsbereich. Sie von Rechnungen für die Amplitude und die Frequenz des zu bildenden analogen Signals, wobei die Summation für K Zeitpunkte erfolgt. Der Faktor f ist die Tonhöhen- oder Grundfrequenz in Hz, für die die Rechnung durchgeführt wird, und der Faktor H bezeichnet die Ordnung der Harmonischen (z. B. 1,2, 3, ...N) für die zur Grundfrequenz gehörigen Harmonischen. Der Faktor A₍h η gibt die Amplitude der Hüllkurve während eines bestimmten Zeitpunktes einer

to Grundfrequenz (bei der H ■ f = \ ist) oder eine Sinusobevwelle (für Werte von H ■ ^größer als I) des ;ru erzeugenden Tones an. Der Faktor T bezeichnet die kleinste Zeiteinheit, bei der eine Berechnung der Amplitude an einer Stelle für eine bestimmte Harmonisehe erfolgt. L ist das größte Produkt von H ■ f, welches kleiner als 3820 Hz ist. C ist ein Maßstabsfaktor für die Anzahl der Rechnungen während eines Zyklus der

nimmt Pinoancvcinfrtrmatinnon mit pinpr OACfhu/inHicr- Oriinrifrf»fiiiAn7nArirtrfi» Äf KA7Air*hnpt Pin*»η

keit von 2400 Bit7sec. auf, und der Bit-Fluß besteht aus in Reihe angeordneten 54-Bit-Kahmen der vorstehend beschriebenen Art.

Zum vollen Verständnis des Verfahrens zur Rekonstruktion von ursprünglichen analogen Signalen aus Beschreibungen der durch dieses Signal gegebenen Töne muß das Rechenverfahren näher erläutert werden. Die allgemeine Gleichung für die Berechnung lautet wie folgt:

sin 2.-T(HJTKKT")
C

In dieser Gleichung ist X₁,^ die Summe einer Folge für die Anzahl der Rechnungen, die bezüglich einem bestimmten Zyklus der Grundfrequenz durchgeführt werden. Die Faktoren K, T und C sind im folgenden ausführlich erläutert. Die obere Grenze des zu berücksichtigenden Frequenzbandes wurde für dieses Ausführungsbeispiel zu 3820 Hz gewählt. Die Festle- »■) gung dieser oberen Grenze gegenüber einer üblichen Grenze von 4000 Hz erleichtert die Berechnung und beeinträchtigt nicht merkbar die Erkennbarkeit oder die Qualität des erzeugten Ausgangssignals.

Die Summenformel gemäß Gleichung (I) kann im einzelnen für aufeinanderfolgende Zeitspannen wie folgt geschrieben werden:

2.T/T

2.-,(2/)T
—2^s "'·

τ(//
,,βιη -^

-H-

'If)

2nf(2T)

—ψ

m.

. . 2.τ(2/·)(2Τ) . . ...,. + -4,2/, sin 2«- + ^Auif)^sm —

-V₁₁₁₁ =

. 2:τΖ(ΚΤ) .
sin —^s + Ar

. 2.t(2Z)(KT)
,sin rs (- /4

(H /I

sin

2.-t(H-Z)(KT)

J"

In Fig.5 ist eine Tonhöhen- oder Grundfrequenz f mit allen ihren im Sprachfrequenzbereich liegenden Oberwellen (2f, 3f, 4f...n ■ f) dargestellt, wobei die obere Grundfrequenz 3820 Hz beträgt Zur besseren Erläuterung ist eine Ausgangskurve 91 gezeigt, die theoretisch die Summe aus der Grundfrequenz und allen in den hörbaren Bereich fallenden Oberwellen zeigt

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist die niedrigste berücksichtigte Grundfrequenz 74 Hz, da sie etwa mit dem unteren Ende des Bandes von Tonhöhenfrequenzen zusammenfällt Es wurde willkürlich festgelegt, daß während einer vollständigen Periode eines 74 Hz-Signals 256 Punkte und für jede der zugehörigen Oberwellen ebenfalls 256 Punkte berechnet werden, wobei die Punkte für die Oberwellen im gleichen Abstand innerhalb einer Zeitspanne verteilt sind, die der Periode der Grundwelle entspricht Dadurch erhält man eine Skala für die Grundfrequenz von 74 Hz, wie sie in F i g. 5 dargestellt ist. Wie im folgenden noch beschrieben wird, ändert sich die Grundfrequenz für die Berechnung, jedoch bleibt das Berechnungsverhältnis von K ~ 256 konstant Mit anderen Worten, bei einer Grundfrequenz von 74 Hz werden innerhalb einer Zeitspanne von etwa 13,5 Millisekunden, einer Periode eines 74 Hz-Signals, 256 Berechnungen durchgeführt Für jede Oberwelle der 74 Hz-Grundfrequenz werden in der gleichen Zeitspanne 256 Berechnungen gemacht Somit beträgt die Zeitdauer für einen zu berechnenden Punkt für die 74 Hz-Grundwelle und jede ihrer Harmonischen:

13,5 msec. 256

= 52,7

Da die obere Grenze des hörbaren Bereiches bei diesem Ausführungsbeispiel auf 3820 Hz festgelegt ist,

ergeben sich für eine Grundfrequenz von 74 Hz ???? oder 51 Oberwellen im Tonfrequenz- oder

hörbaren Bereich. Die Gesamtzeit für die Berechnung beträgt 52,7 μβεα, so daß der Wert eines Punktes für

52 7 jede Oberwelle oder die Grundwelle in etwa -»γ- oder 1,03 v^ec. durchgeführt wird.

Bringt man die Gleichungen (2), (3) und (4) in Beziehung zu F i g. 5, so erkennt man, daß die Amplitude der Ausgangskurve 91 zu bestimmten Zeitintervallen /, dadurch berechnet wird, daß man die genauen Werte für die Unbekannten bestimmt und die jeweilige Gleichung löst, so daß beispielsweise bei t, =■ t₂ die Gleichung (3) einen Wert für die Amplitude des Ausgangssignals während des zweiten Zeitintervalls (t-fi liefert. In den Gleichungen (2), (3) und (4) sind die jeweils die Komponente der ersten Oberwelle bezeichnenden Teile mit a, at, ... a„ die die Komponente der zweiten Oberwelle bezeichnenden Teile mit b, b\ und b„ und >o entsprechend die die /n-te Oberwelle bezeichnenden Teile mit m, m\ und m„ bezeichnet. Bei genauer Prüfung erkennt man außerdem, daß man bei Aufzeichnung der jeweiligen Komponenten a, a\,... a„ für entsprechende Zeitspannen K die Grundfrequenz reproduzieren kann und daß bei Vergrößerung der Zeitspannen K die Genauigkeit der reproduzierten, die Grundfrequenz darstellenden Siinuswelle verbessert wird.

Die bei dieser Anordnung verwendeten Grundfrequenzen liegen im Bereich von 74 bis 310 Hz. Der Fachmann weiß, daß als Grundfrequenzband normalerweise der Bereich von 74 bis 330 Hz angesehen wird. Es kann jedoch etwas abgeändert werden, ohne daß die Qualität d>es erzeugten Tones (bei Reproduzierung von Sprache) beeinträchtigt wird und ohne daQ die Betriebsweise der Anordnung Änderungen erfähr;. Es sei nun ein spezielles Beispiel für die Berechnung bei der Grundfrequenz von 310 Hz beschrieben. Die Einzeldarstellung der allgemeinen Gleichung (i j kann gefaßt wie folgt beschrieben werden:

γ

12,38

1,03

M^;

2.-7 Γ

. 2.-7Τ

2.7Γ

Ϊ2

2-2-τΓ

u..-Μ-

<"fl256l = j 2 I '

255	• 2.VJ
	28
256	■2.tT

(Der Spektrumskomponentenbereich (8.) ist Tür K = 256 Null, da die Zeit i, gleich der Zeit /₀ + I ist.).

Die Gesamtrechenzeit für die Berechnung der Komponenten AJ..,), AJj₂), ... AJ?») beträgt nur 3,!7 Millisekunden, da nur elf Rechnungen durchzuführen sind, d. h. es gibt nur zwölf mögliche Oberwellen der Grundfrequenz, die zwischen 310 Hz und 3820 Hz / \

i2jliegen.Die gesamte Rechenzeit für irgendein

X,k bei einer Grundfrequenz von 310 Hz beträgt 12,38 μ5εα, so daß die Gesamtrechenzeit für alle K-Zeitabschnitte bei einer Grundfrequenz von 310 Hz 3,17 Millisekunden (12^8 χ 10-* χ 256 = 3,17 χ 10-J) beträgt, während die Gesamtrechenzeit für eine Grundfrequenz von 74 Hz 13,5 Millisekunden ausmacht Die Rechenzeit für die Berechnung jedes Elements der Gleichungen (5) bis (8) beträgt noch 1,03 |isec.

Jeder die digital kodierte Eingangsinformation der Beschreibung des Tones enthaltende Rahmen enthält diejenigen Informationen, die erforderlich sind, um die vorstehend angegebene allgemeine Berechnung einer Grundfrequenz und jeder Oberwelle durchzuführen. Aus F i g. 2 und den Gleichungen (2), (3) und (4) ergibt sich, daß das 6-Bit-Wort 92 die dem Rahmen zugeordnete Grundfrequenz /bezeichnet und daß jede? der 3-Bit-Worte wie etwa 93 die Amplitudeninformation A(H- η enthält, die zu mindestens einer Oberwelle gehört, welche in einen einer vorgewählten Reihe von Abschnitten des Tonfrequenzbandes oder -spektrums fällt. Wegen des Abstandes der vorgewählten Abschnit-

■») te oder Bänder des Tonfrequenzbereiches und der Abstände der zur Grundfrequenz gehörenden Oberwellen kann mehr als eine Oberwelle innerhalb eines bestimmten Abschnittes liegen oder es kann auch keine Oberwelle in einem Abschnitt vorhanden sein. Wo mehr

ίο als eine Oberwelle in einem Abschnitt auftreten, gibt die A₁H /7-Information eines Wortes die Gesamtenergie der in diesen Abschnitt fallenden Oberwellen des ursprünglichen, kodierten Signals an. Um eine entsprechende Darstellung des Tonspek-

S5 trums des ursprünglichen Signals am Ausgang der Anordnung 10 zur Synthetisieruiig zu erhalten, muß der Rahmen eine größere Zeitspanne einnehmen, als die größte zu einer Grundfrequenz gehörende Periode. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Rahmen folgefrequenz 224 Millisekunden, und die Rahmen folgen ohne Unterbrechung in Reihe aufeinander.

Die digital kodierte Eingangsinformation wird der Anordnung gemäß F i g. 1 an der Eingangsklemme 14 zugeführt; die mit einer Eingangssteuereinheit 13 verbunden ist Diese Einheit dient zum Synchronisieren der Eingangsinformation für die Eingangsanordnung 15 und enthält einen Serien-Parallel-Umsetzer 18, ein 48-Bit-Amplitudendaten-PufferregiEter 22, ein 6-Bit-

Grundfrequenz-Pufferregister 26, eine Logikschalturig 28 zur Umwandlung digitaler, der Frequenz zugeordneter Eingangsdaten in Binärworte und ein Frequenzdaten-Speicherregister 29. Die Eingangssteuereinheit 13 erzeugt eine Rechteckimpulsfolge mit 2400 dit/sec, die ein Taktsignal darstellen und im wesentlichen unabhängig von anderen Zeitgeberanordnungen innerhalb der Anordnung 10 zum Synchronisieren sind. Dieses Taktsignal wird dem Serien-Parallel-Umsetzer 18 über eine Leitung 19 zugeführt. Die der Steuereinheit 13 in Serie zugeführten Eingangsdaten werden von ihr über eine Leitung 17 dem Umsetzer 18 zugeleitet, und jeder Rahmen der serienförmigen Eingangsdaten wird mit einem Taktimpuls von der Leitung 19 im Umsetzer synchronisiert, so daß die dem Umsetzer über die Leitung 17 zugeführten Daten für den Betrieb der Eingangsanordnung synchronisiert sind. Ferner werden dem Amplituden-Pufferregister 22, dem Grundfrequciii-runc'fcgiiici 26 üiid dcf rv-indcX- Und Syüchronisationssteuereinheit 20 ein dem Synchronisierungs-Bit jedes Rahmens der Eingangsdaten entsprechendes Signal über die Leitung 16 zugeführt. Das in der Leitung 16 auftretende Signal besteht im wesentlichen aus einer Impulsfolge mit einer Folgefrequenz von 44,44 Bit/sec. oder aus einem Impuls je 54 Zählschritte des 2400 Bit/sec.-Taktgebers.

Der Serien-Parallel-Umsetzer 18 (Fig.6) ist eine in der Computertechnik bekannte Schaltanordnung.

Der Umsetzer 18 benutzt bekannte Flip-Flops, und der Fachmann erkennt, daß die Flip-Flops jeweils erste und zweite Eingänge und erste und zweite Ausgänge Q und Q(»Nicht-Q«), einen Takteingang, der in Abhängigkeit von einem zugeführten Impuls die an den Eingängen anstehenden Daten an die Ausgänge weitergibt, sowie einen Rückstelleingang haben, der bei Zuführung eines Impulses die Ausgänge der Flip-Flops löscht Flip-Flops sind allgemein bekannt, so daß keine weitere Erklärung erforderlich ist. Im übrigen bezieht sich die Bezeichnung »1« oder »hoch« auf das Vorhandensein einer Gleichspannung gegebener Größe und die Bezeichnung »niedrig« oder »0« auf das Fehlen einer derartigen Spannung. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird eine 5VoIt Gleichspannung als 1 verwendet. Im wesentlichen entspricht ein erster Ausgang jedes Flip-Flops dem ersten Eingang des gleichen Flip-Flops und in gleicher Weise entspricht ein zweiter Ausgang dem zweiten Eingang, so daß bei Zuführung eines Taktimpulses zum Takteingang des Flip-Flops der Ausgang seinen Zustand entsprechend dem Zustand am Eingang zum Zeitpunkt der Zuführung des Taktimpulses ändert

Die in Serie auftretenden Daten in der Leitung 17 werden dem Eingang des Umsetzers 18 zugeführt, worauf die in Serie auftretenden Signale in zwei parallele Pfade 17, 17a aufgeteilt sind Der Pfad 17a enthält einen Inverter 21 und jeder der beiden parallelen Pfade ist unmittelbar mit den jeweiligen Eingängen eines ersten Flip-Flops 23 einer Gruppe von 54 parallel geschalteten Flip-Flops 23 verbunden. Das erste Flip-Flop 23 enthält einen ersten Eingang, an den die Leitung 17 und einen zweiten Eingang, an den die Leitung 17a angeschlossen ist Die zweite Verbindung erfolgt jedoch über einen Inverter 21, so daß beim Auftreten eines eine 1 bezeichnenden Bits in den Eingangsdaten diese 1 unmittelbar dem ersten Eingang und eine 0 dem zweiten Eingang zugeführt wird Wird umgekehrt dem ersten Eingang eine 0 zugeleitet, so gelangt eine 1 an den zweiten Eingang. Die Ausgänge des ersten Flip-Flops 23 sind mit den Eingängen des zweiten Flip-Flops 23 und so fort durch die gesamte Gruppe der übrigen Flip-Flops verbunden. Die Leitung 19 ist am den Takteingang jedes Flip-Flops 23 ι angeschlossen. Tritt also gleichzeitig mit einer Frequenz von 2400 Impulsen pro Sekunde an den Rückstelleingängen ein Impuls auf, so werden die 2400-Bit/sec-Eingangsdaton in der Leitung 17 in Serie durch die Flip-Flop:: 23 geführt und am Ende von jeweils V)

ίο aufeinanderfolgenden Schritten entsprechen die in Serie den ersten Eingängen jedes Flip-Flops zugeführten Bits jeweils einem Bit des in F i g. 2 dargestellten 54-Bit-Rahmens aus Eingangsdaten. An die erste Ausgänge jedes Flip-Flop:s 23 ist jeweils eine Leitung 24 angeschlossen,

ι ·. durch die die Ausgänge des Umsetzers 18 für die parallel auftretenden Daten gegeben sind.

Wie in F i g. 2 dargestellt, ist das zeitlich zuerst in den Umsetzer 18 gelangende Daten-Bit das erste Bit des

:<> letzte in den Umsetzer 18 gelangende Wort ist ein 3-Bit-Wo.n für den im sechzehnten Abschnitt des Tonfrequenzbandes enthaltenen Energiepegel der Oberwellen, und dieses 3-Bit-Wort enthält ein Synchronisations-Bit, das das letzte Bit des gesamten Rahmens

>-> ist. Aus diesem Grunde hat die zum letzten Wort gehörende Amplitude des Energiepegels nur zwei kennzeichnende Bits.

In Fig. 7 werden die aus 48 Bits bestehenden Amplitudeninformationen über parallele Leitungen 24

in dem Amplituden-Pufferregister 48 zugeführt und in diesem zu Eingängen von Flip-Flops 27 geleitet. Wie vorstehend bereits beschrieben, entspricht ein in der Leitung 16 auftretendes Signal dem Vorhandensein des Synchronisations-Bits in jedem Wortrahmen 190

r, (F i g. 2), und dieses Signal wird gleichzeitig dem Takteingang jedes der Flip-Flops 27 zugeführt. Somit werden die Ausgänge alier Flip-Flops 27 in Abhängigkeit von den an den Eingängen anstehenden Daten gesetzt, und zwar zu einem Zeitpunkt, zu dem der

4i) gesamte Datenrahmen in paralleler Darstellung aus dem Serien-Parallel-Umsetzer 18 zur Verfügung steht. Daher werden die parallel auftretenden Daten für eine der Frequenz des Auftretens des Synchronis'erungsimpulses in der Leitung 16 entsprechende Zeit, aiso für 22,5

-r, Millisekunden im Pufi'erregister 22 gespeichert. Eine separate Leitung 25 ist mit dem nichtinvertierten Ausgang (Q) jedes Flip-Flops 27 verbunden und an das Hüllkurvenregister .10 (Fig. 1) angeschlossen. Das Pufferrejpster 22 dient zur Speicherung der Amplitu-

■jo dendaten, während ein neuer Rahmen aus in Serie auftretenden Eingangsdaten im Umsetzer 18 in parallele Form umgewandelt wird und während der letzte im Register 22 gespeicherte Datenrahmen durch andere Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung verarbeitet wird.

In gleicher Weise wird die 6-Bit-Grundfrequenz-Information jedes Rahmens über parallele Leitungen 24 einem Grundfrequenz-Pufferregister 26 (Fig. 1) zugeführt Außer der in diesen verwendeten Anzahl von Flip-Flops entspricht das Register 26 in Aufbau und Betriebsweise im wesentlichen dem Register 22 Die Ausgänge des Registers 26 weisen sechs parallele Leitungen 31 auf, die mit einer Umsetzereinheit 28 für Frequenzdaten verbunden sind

b5 Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 aus F i g. 1 wandelt die digital kodierte Eingangsinformation in binäre Form um und ändert die Frequenzanordnung der digital kodierten Eingangsinformation in eine binäre

Form, in der sie zur Aufnahme für die digitalen Schaltkreise geeignet ist Insbesondere kodieren zur Verfügung stehende Kanalanalysatoren die Grundfrequenz-Daten im wesentlichen gemäß nachfolgender Tabelle:

Tabelle I

Code

Frequenzwert (Hz) (ungefähr)

000000	0 (Spezialkodierung)
00000 1	74
0000 10	78
0000 11	82
000 100	86
000 10 1	91
000 1 10	95
I	i
XXXXXX	310

Wie im folgenden beschrieben wird, ist es wichtig, die gradzahligen Vielfachen des zu einer Grundfrequenz gehörenden Beschreibungswortes zu erhalten, um Binärziffern entsprechend den Oberwellen der Grundirequenz eines bestimmten Rahmens zu ermitteln. Es ist in der Computertechnik üblich, eine Binärzahl in der folgenden Weise zu verdoppeln:

000001 = 1
+000001 = +1

000010= 2

Stelle 1
Stelle 2
Stelle 3
Stelle 4
Stelle 5
Stelle 6

An Hand von Tabelle I erkennt man, daß bei Verdopplung des Wortes 2 gemäß dem Beispiel, d. h. bei Zufügung des kodierten Wortes 000001 zu sich selbst ein Codewort gemäß Tabelle I erhalten wird, das 78 Hz und nicht 148 Hz (2 f) entspricht. Somit ist eine Umsetzung der kodierten Information in übliche arithmetische Binärwerte erforderlich. Eine Frequenzdaten-Umwandlereinheit, die in dem dargestell'en Ausführungsbeispiel verwendet werden kann, wird beispielsweise von der Firma National Semiconductor Company, Santa Clara, Kalifornien, unter der Bezeichnung Modell MM 422 hergestellt.

Bei der Umsetzung von kodierten Daten in arithmetische Binärwerte erhält man noch ein anderes Ergebnis. Aus Tabelle 1 ergibt sich, daß eine im wesentlichen lineare Änderung der Frequenz zwischen den Worten 2 bis 64, jedoch nicht zwischen den V/orten 1 und 2 erfolgt Durch Umsetzung der kodierten Daten in übliche arithmetische Binärwerte wird die nicht-lineare Änderung, die im anderen Fall die Berechnung unterbrechen würde, unbedeutend.

Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 dient außerdem noch zum Expandieren der kodierten Daten in ein 9-Bit-Wort im Unterschied zu dem 6-Bit-Wort der kodierten Eingangsdaten. Dem Fachmann ist klar, daß ein 6-Bit-Wort in der üblichen Binärrechnung nicht zu 310Hz führen würde. Ein Standard-6-Bit-Binärwert kann beispielsweise wie folgt expandiert werden:

Es ist allgemein bekannt, daß beispielsweise eine 1 ar der Stelle 3 (000100) die Zahl 4 der Basis 10, eine 1 ar der Stelle 3 und an der Stelle 2 (000110) die Zahl 6 dei Basis 10 usw. bezeichnen, bis sich an allen Stellen 1 bis 6 (111111) Einsen befinden, wodurch die Zahl 63 bezeichnet ist, die außerdem die größte Zahl darstellt die sich mit einem 6-Bit-Wort ausdrücken läßt Wird also die Binärzahi auf 9-Bit an Stelle von 6-Bit erweitert so kann ohne weiteres die Binärzahl für 310 (100110110] dargestellt werden, und neun Stellen sind die erste Möglichkeit zur Darstellung der Zahl 310. Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 hat neun parallele Ausgangsleitungen 32, die zu der Frequenzspeichereinheit 29 und dem Stimmlos-Detektor 33 führen.

Die Frequenzjpeichereinheit 29 ist ein Speicherregi ster mit Flip-Flops, das in Aufbau und Funktionsweise ähnlich dem Amplituden-Pufferregister 22 und dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 ist; jedoch sind in dei Speichereinheit 29 mindestens neun Flip-Flops, nämlich eines für jedes Bit vorgesehen und die weiterer zweiunddreißig sind jeweils an die Eingänge eine; J5 zugehörigen Flip-Flops angeschlossen. Die nicht inver tierten Ausgänge jedes Flip-Flops sind über Leitunger 34 mit einem 12-Bit-Addierer 35 verbunden. Di« Frequenzspeichereinheit 29 dient zur Speicherung vor von der Umsetzereinheit 28 zugeführten Daten. Die Speicherung erfolgt solange, bis die Grundfrequenz da· Ende einer Periode erreicht hat, so daß eine Synchronisierung der Daten aus der Eingangsanord nung 15 mit der Funktionsweise anderer Schaltkreis« der Anordnung 10 zur Synthetisierung möglich ist Di< Flip-Flops der Frequenzspeichereinheit 29 werder durch ein Signal der /(-Index- und Synchronisations Steuereinheit 40 angesteuert, wie dies später beschrie ben wird, um dadurch eine Überführung der in diese: Speichereinheit gespeicherten Daten in den Addierer 3! zu ermöglichen. Die Zeitfolge für das Steuersignal ist se eingestellt, daß Unterbrechungen des Rechenzyklu: infolge Zuführung neuer Daten zu dem Rechenteil dei Anordnung 10 vermieden werden.

Der 12-Bit-Addierer 35 und der Akkumulator 3( dienen zur Erzeugung von Binärworten entsprechet« gewissen aufeinander folgenden Oberwellen der Grund frequenz eines zugehörigen Rahmens.

Die Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 ist dei Haupttaktgeber für den Rechenteil der Anordnung IC Diese Einheit enthält einen quarzgesteuerten Oszillato und eine Reihe von Flip-Flops, die in bekannter Weisi als Frequenzteiler arbeiten, so daß die Steuereinheit Y, zehn Taktimpulse für die zeitgerechte Steueruni verschiedener Schaltkreise der Anordnung 10 zu Synthetisierung erzeugt In dem dargestellten Ausfüh rungsbeispiel besteht der Taktimpuls 0 aus einer 7,71 MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 1 aus einer 3,81 MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 2 aus einer 1,9·

MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 4 aus einer 0,97 MHz-Impulsfolge und der Taktimpulse 8 aus einer 0,425 MHz-Impulsfolge. Über Verbindungen des invertierten Ausganges des jeweiligen Flip-Flops des Teilers stehen fünf zusätzliche Zeitgebersignale zur Verfugung, die jeweils um 180" gegenüber einem der Taktimpulse 0 bis 8 verschoben sind. Weiterhin können gegebenenfalls Kombinationen der vorstehend beschriebenen Taktimpulse zur Erzeugung weiterer Taktimpulse verwendet werden. Beispielsweise kann ein i,03 Mikrosekunden-Taktimpuls durch Kombination der Taktimpulse 2 und 4 gewonnen werden. Die Taktimpulse werden über zehn getrennte Leitungen 42 den verschiedenen Schaltkreisen zugeführt (F i g. 1).

Jedes Bit des 9-Bit-Wortes wird über parallele Leitungen 34 von der Frequenzspeichereinheit 29 zum Addierer 35 geleitet und jeweiligen Addiererabschnitten 39 (Fig.8) zugeführt. Es gibt mehr Addiererabschnitte (12) als Eingangsdatenbits (9), um Platz für eine binäre Expansion der Zahl zu haben. Die Eingangsdatenbits werden den Addiereingängen entsprechend den neuen, niedrigsten, kennzeichnenden Bits zugeführt Jeder der Addiererabschnitte 39 ist in bekannter Weise aufgebaut, wofür beispielsweise eine integrierte Schaltung Modell 3904 der Firma Fairchild Semiconductor, Mountain View, Kalifornien, verwendet werden kann. Eine derartige Schaltung enthält zwei Addiererabschnitte 39 auf einer Platte. Jeder Addiererabschnitt 39 hat drei Eingänge, IN 1, IN 2, C,„ (Trägereingang) sowie z*ei Ausgänge C,_K, (Trägerausgang) und Summe. Die Addiererabschnitte arbeiten gemäß der folgenden Tabelle:

Atldicrcr-Tabelle	IM	Or	o.„,	Summt
/V I	0	0	0	0
0	0	I	0	I
0	I	0	0	I
0	I	1	1	0
0	0	0	0	I
1	0	I	1	0
I	1	0	1	0
I	I	I	I	I
1

schnittes 39 ist direkt mit dem Trägereingang C_m des nächst benachbarten Addierer-Abschnittes verbunden, während der Ausgang C₀₀, des letzten Addierer-Abschnittes 39 offen ist Im Akkumulator 36 ist der Takteingang jedes Flip-Flops 53 über eine Leitung 52 mit der Zeitgeber- und Steuereinheit 12 (Fig. 1) verbunden, und die Rückstelleingänge aller Flip-Flops sind über eine Leitung 43 an die AMndex- und Synchronisierungs-Steuereinheit 40 (Fig. 1) ange schlossen. Wie im folgenden beschrieben wird, wird der Impuls in der Leitung 43 zur Rückstellung des Akkumulators 36 benutzt, wenn die Bearbeitung eines bestimmten Datenrahmens beendet ist Daraus ergibt sich, daß bei jeder Zuführung eines Taktimpulses von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 zur Leitung 42 (Fig. 1) die Binärzahl in der Leitung 34 zu sich selbst addiert wird, so daß sich das Binärwrr* in den Ausgangsleitungen 44 um ganzzahlige Vielfache vergrößert und somit aufeinanderfolgende Oberwellen der

:n Grundfrequenz, beispielsweise 2f, 3f. Af usw. darstellen. Bei einer Gründfrequenz von 74 Kz ist beispielsweise das Binärwort in der Leitung 34 000001001010. Bei Zuführung des ersten Taktimpulses wird die Zahl in der Leitung 44 000010010100 oder 148 (2² -r 2» + 2⁷ = 4 +

r, 16+128= 148).

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wurde festgestellt, daß ein Arbeitsfrequenzbereich zwischen 200 Hz und 3820 Hz eine ausreichend genaue Tonwiedergabe erzeugte. Somit wurden sechzehn

jo zweckmäßige Frequenzbänder innerhalb des Tonfrequenzbereiches gewählt, die als zwischen den folgenden Bandbreitenmarkierungen liegend festgelegt wurden:

Aus dieser Tabelle ergibt sich, daß beim Auftreten einer I an nur einem an allen der jeweiligen Eingänge eine Summe von 1 oder dezimal 2° = I, daß jedoch bei Zuführung von einzeln zu irgendwelchen von zwei Eingängen am Ausgang C,„„eine 1 auftritt.

Die Addierer-Akkumulator-Anordnung gemäß der Beschreibung ist in F i g. 8 dargestellt. Der Akkumulator 36 enthalt zwölf Flip-Flops 53. und der Summenausgang jedes Addierer-Abschnittes 39 ist über eine Leitung 37 sowohl mit dem invertierenden als auch mit dem nicht-invertierenden Eingang eines entsprechenden Flip-Flops 53 verbunden. Der nicht-invertiercnde Ausgang (Q) jedes Flip-Flops 53 ist über eine Leitung 38 an den zweiten Eingang (IN2) des jeweiligen Addierer-Abschniltes 39 und über eine zweite Leitung 44 mit einem Größenvergleicher 50 (Fig. 1) verbunden. Es sind zwölf entsprechende Addierer 39 und Flip-Flops 53 in den zwei Einheiten vorhanden, und der Trägerausgang Cmdes ersten Addierer-Abschnittes ist geerdet, um die versehentliche Zufuhr von falscher Information zu verhindern. DerTrägerausg-'ng C„, jedes Addierer Ab-

Bandbreitenmarkierung

0
I

2
3

200Hz

332 Hz

464Hz

596 Hz

728 Hz

860Hz

992 Hz 1135Hz 1300Hz 1485 Hz 1700Hz 1945Hz 2225 Hz 2545 Hz 2910Hz 333OHz 38?i>H/ Rückführung

Die Tabelle der Bandbreiten 70 dient zur Erzeugung von 7-Bit-Binärworten in Ausgangsleitungen 46, wobei die Worte jeweils eine der vorstehenden Frequenzmar-

Vi kierungen bezeichnen. Wird die Tabelle 70 genau angesteuert, etwa über eine Leitung 45 von Impulsen der Hüllkurvensteuerung 60, so schalten die Ausgänge auf ein die nächst höhere Markierungsfrequenz bezeichnendes 7-Bit-Wort um, bis die Bandbreitenmar-

hd kierung 70 erreicht ist, worauf dann die Tabelle zurückgeführt wird und von neuem zu arbeiten beginnt. Wie im folgenden beschrieben wird, durchläuft die Tabelle 70 die siebzehn Markierungen Schritt für Schritt, während jeweils Vjse einer Periode der

6-, Grundfrequenz, die am Ausgang der Frequenzspeichereinheit 29 auftritt.

Nur die sieben wichtigsten Bits (MSB) des Ausgangs des Akkumulators 36 werden über sieben parallele

Leitungen 44 dem Größenvergieicher 50 zugeführt Die Ausgänge der Tabelle der Kanalbandbreiten 70 sind über sieben Leitungen mit 46 mit dem Vergleicher verbunden. Dieser Vergleicher 50 vergleicht die von der Tabelle 70 und dem Akkumulator 36 zugeführten Worte und wenn der Wert eines vom Akkumulator zugeführten Binärwortes gleich oder größer als der Wert des von der Tabelle 70 zugeführten Binärwortes ist dann ändert das Ausgangssignal des Vergleichers in der Leitung 47 seinen Zustand. So kann sich beispielsweise das Ausgangssigna] von OVoIt auf eine im wesentlichen konstante Gleichspannung von einigen 10 Volt ändern. Für diesen Zweck brauchbare Vergleichschaltungen sind im Handel erhältlich, und es kann insbesondere ein Paar 4-Bit-Vergleicher, Modell DM 7200/DM 8200 der National Semiconductor Corporation verwendet werden, die für das hier beschriebene Ausführungsbeispiel parallel geschaltet sind.

In F i g. 9 ist die Zusammenarbeit von Vergleicher 50, Hüllkurvens.ieuerung 60 und Tabelle 70 der Kanalbandbreiten gezeigt Wie vorstehend beschrieben, ist die niedrigste durch das Ausgangssignal der Tabelle 70 bezeichnete Frequenz 200 Hz, so daß auf der Leitung 46 immer ein Wort auftritt, das gleich oder größer als 200 Hz ist Unter Berücksichtigung des im folgenden beschriebenen Zeitablaufes ergibt sich, daß neue Daten in der Leitung 44 nur dann auftreten, wenn die Ausgänge der Tabelle 70 gleich oder größer als 200 Hz sind. Falls in einem besonderen Fall der Wert der in der Leitung 44 angezeigten Zahl kleiner als 200 Hz ist, so ändert sich .'»,s Ausgangssignal des Vergleichers 50 nicht. Da jedoch aufeinander folgende Taktimpulse in vorstehend beschriebener Weise über die Leitung 42 der Addierer-Akkumulator-Kombination 35, 36 zugeführt werden, erhöht sich da:- Ausgangssignal des Akkumulators bis es schließlich eine Frequenz bezeichnet, die gleich oder größer 200 Hz ist.

Zu diesem Zeitpunkt ändert das Ausgangssignal des Vergleichers 50 seinen Zustand, üblicherweise von 0 auf irgendeinen positiven Wert einer Gleichspannung. Der Ausgang des Vergleichers 50 ist über eine Leitung 47 mit der Hüllkurvcnsteucrung 60 und insbesondere mit einem in dieser angeordneten Nicht-Und-Gatter 55 verbunden. Das Nicht-Und-GattcrSS hat drei Eingänge und arbeitet in Abhängigkeit von drei den Eingängen zugeführten positiven Signalen, um ein negatives Signal an seinem Ausgang zu erzeugen. Die Taktimpulse von der Leitung 42 werden dem Eingang des Gatters 55 zugeführt und sind normalerweise »hoch«, nehmen jedoch periodisch in der nachfolgend beschriebenen Weise ab. Eine negative Änderung des Ausgangssignals des Gatters 51 wird durch einen Inverter 56 invertiert und dem Eingang eines Digitalzählers 57 zugeführt, der durch Zuführung eines positiven Signals die durch sein Ausgangssignal dargestellte Zahl um I vergrößert. Das Ausgangssignal des Digitalzählers 57 ist ein 4-Bit-Wort, das sechzehn Kombinationen der binären Stellen (0000 bis 1111) hat, welche die Zahlen von I bis 16 bezeichnen. Somit stellt das Zählerausgangssignal eine Adresse für die ersten sechzehn aufeinanderfolgenden, vorstehend beschriebenen Frequenzmarkierungen dar. Ist die Markierungsfrequenz 200 Hz, so ist das Ausgangssignal des Zählers 0000 und bezeichnet das Wort in der Leitung 44 einen Wert gleich oder größer als 200 Hz, dann ändert das Ausgangssignal des Vergleichers 50 seinen Zustand und das Ausgangssignal des Digitalzahlers 57 ändert sich zu 0001. Diese Adresse (0001) wird über Leitungen 45 der Tabelle 70 der Kanalbandbreiten zugeführt und gelangt in dieser zu jedem von siebzehn Anzeigegattern 58. Digitalzähler der beschriebenen Art werden beispielsweise von der Firma Signetic« Corporation, Sunnyvale, Kalifornien, unter der Bezeichnung »Modell S8281J 4-Bit-Binärzähl/Speicherelemerit« vertrieben.

Jedes der Anzeigegatter 58 außer dem siebzehnten spricht auf eine von sechzehn möglichen Kombinationen des Ausgangssignals des Zählers 5> an. Die

ίο Anzeigegatter 58 sind von bekannter Bauart und bestehen üblicherweise aus integrierten Schaltkreisen, wie sie etwa von der Firma National Semiconductor Company, Santa Clara, Kalifornien, unter der Bezeichnung Modell MM-422 vertrieben werden. Das Aus-

i: gangssignal jedes Ainzeigegatters 58 wird einer entsprechenden Reihe 59 von parallel geschalteten Dioden 61 zugeführt Bei Zuführung des richtigen Binärwortes zu dem Eingang des entsprechenden Anzeigegatters 58 ändert das Ausgangssignal dieses Gatters seinen Zustand,, typischerweise von positiv zu 0. Gewisse Dioden sind! aus der zu jedem Gatter gehörigen Reihe 59 ausgelassen, wodurch eine Anzeige einer 0 am Ausgang der Reihe möglich ist Somit wird im Zusammenhang mit jedem Anzeigegatter 58 ein bestimmtes 7-Bit-Wort erzeugt. Die Ausgänge jeder der Diodenreihen 59 sind mit den entsprechenden Ausgängen der anderen 3iodenreihen parallel geschaltet, und alle Reihenausgänge sind über Leitungen 56 mit dem Eingang des Vergleichers 50 verbunden. Vergrößert sich das Ausgangssignal des Digitalzählers 57 um einen Schritt so wird das nächstfolgende Anzeigegatter 58 angesteuert und spricht an. Die entsprechende Diodenreihe 59 erzeugt ein die nächste Markierungsfrequenz bezeichnendes Binärwort. Wiederum wird das Aus-

i> gangssignal des Akkumulators 36 (Fig. 1) vergrößert und der erzeugte Oberwellenwert wird mit der neuen Frequenzmarkierung verglichen, bis wiederum eine Übereinstimmung erreicht ist. v/orauf dann der gesamte Vorgang wiederholt wird, so da^p< die nächste Markie-

Hi rungsfrequenz für den Vergleich herangezogen wird.

Ein Paar Zeitgebersignale von der Zeitgeber- und Ausgangssteuerung 12 werden den entsprechenden Eingängen des Nicht-Und-Gattcrs 55 zugeführt. Wie vorstehend bereits beschrieben, spricht das Gatter auf

Γι hohe Spannungen (I) an jeder der Galterleitungen, in diesem Falle 3, an, so daß die Hüllkurvensteuerung 60 betätigt wird. Die Zeitgebersignale sind insbesondere so angeordnet, daß sie das Gatter 55 betätigen, wenn eine Oberwelle der Grundfrequenz nicht in das besondere

Vi Frequenzband fällt. Es sei beispielsweise die Grundfrequenz von 180 Hz und die zweite Harmonische von 360 Hz betrachtet. Prüft man die vorstehende Aufstellung der Markierungsfrequenzen, so erkennt man. daß keine Harmonische der Grundfrequen/. in das durch die

">> Markierungen 200 Hz und 332 Hz gebildete Frequenzband fällt. Beginnt die Bearbeitung dieser Grundfrequenz, so entspricht das Signal von der Tabelle 70 200 Hz und das Signal vom Akkumulator 180Hz. wodurch kein Vergleichssignal in der Leitung 47 erzeugt

Wi wird. Wird der Akkumulator 36 wieder über die Leitung 42 getaktet, so steigt sein Ausgangssignal an, das heißt es ändert sich 0 in eine positive Spannung, wodurch angezeigt wird, daß ein Vergleich vorgenommen wurde. Nach einer kurzen Verzögerung zur Stabilisierung des

b^r> Schaltkreises steuert die Hüllkurvensteuerung 60 die Tabelle 70 &n, um ein neues Ausgangssignal zu erzeugen, das in diesem Beispiel 332 Hz bezeichnet. Es ist jedoch immer noch das Signal vom Akkumulator 36 größer als

das von der Tabelle. In diesem Fall kann der Zähler 57 der Hüllkurvensteuerung 60 keinen Schritt weiterschalten, da das Eingangssignal des Vergleichers 50 keine Änderung des Ausgangssignals in der Leitung 47 hervorruft Als Folge davon wird die Bearbeitung von zyklischen Bandbreiten durch die Einheiten 50, 60 und 70 angehalten und die Berechnung unterbrochen. Die dem Nicht-Und-Gatter 55 zugeführten Zeitgeberimpulse beseitigen diese Schwierigkeiten, die durch ein Herausfallen der Harmonischen aus einem Frequenzband zwischen zwei Markierungen entsteht In dem dargestellten Ausführungsbeispiel müssen den drei Eingängen des Nicht-Und-Gatters 55 »hohe« Spannungen, die jeweils eine 1 bezeichnen, zugeführt werden, um das Ausgangssignal des Gatters herunterzuschalten und dadurch eine Schaltung des Zählers 57 zu ermöglichen. Deshalb sind die Zeitgeberimpulse auf mindestens einer der Leitungen 42, die mit den Eingängen des Gatters 55 verbunden sind, so angeordnet, daß mindestens einmal pro Zyklus des Vergleichers 50 die Spannung an mindestens einer Leitung kurzzeitig auf 0 absinkt Falls durch einen normalen Vergleich kein Vergleichssignal erzeugt wurde, wenn also eine Harmonische in dem Frequenzband fehlt dann wird durch die Spannungserhöhung auf mindestens einer Leitung ein falscher Vergleich erzeugt und der Zähler macht einen Schritt, wodurch eine neue Bandbreitenmarkierung, beispielsweise die Markierung 3 für 442 Hz abgerufen wird. Der Vergleichsschaltkreis ist dann in der Lage, in üblicher Weise zu arbeiten.

Ist die Grundfrequenz sehr hoch, d. h. nähert sie sich 310 Hz, so ist es möglich, daß zwei Bandbereiche vorhanden sind, in denen keine Harmonischen vorhanden sind. Aus diesem Grund ist auf mindestens einer mit dem Nicht-Und-Gatter 55 verbundenen Leitungen 42 eine Doppel-Impuls-Anordnung vorgesehen. Die Impulse treten in schneller Folge auf, um erforderlichenfalls aufeinander folgende falsche Vergleichssignale zu erzeugen.

In entsprechender Weise sind die Impulse an den Eingängen des Gatters 55 aufgebaut, so daß eine ausreichende Ansprechzeit für den Vergleicher 50 gegeben ist falls ein normaler Vergleich durchgeführt wird.

Da de^r Digitalzähler 57 nur ein'in 4-Bit-Ausgang mit sechzehn möglichen Wortkombinationen hat, muß die Adresse der siebzehnten Markierung auf irgendeine andere Weise erzeugt werden. Dieses Eingangssignal wird dadurch geliefert, daß man eine hohe, eine I darstellende Spannung in der Eingangsleitung 47 erzeugt. Alle Ausgangssignale des Digitalzählers 57 sind jetzt Einsen (1111) und sie werden beim Bandbreitengatter 17 zugeführt, das ein Ausgangssignal 0 erzeugt. Das Ausgangss'gnal des Bandbreitengatters 17 wird invertiert und einem Nicht-Und-Gatter 63, das entsprechend dem Gatter 55 aufgebaut ist, zugeführt, so daß bei Erreichen der sechzehnten Markierungsfrequenz einem der drei Eingänge des Nicht-Und-Gatters 63 eine I zugeführt wird. Wenn auf de;- Leitung 47 ein Vergleichssignal auftritt« das anzeigt, daß das Qberwellensignal auf der Leitung 44 gleich oder größer als 3330 Hz ist wird dem zweiten Eingang des Nicht-Und-Gatters 63 ein eine 1 darstellendes Signal zugeführt. Das dritte eine 1 darstellende Signal wird dem Nicht-Und-Gatter 63 in Form eines Taktimpulses von der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 zugeleitet. Es ist so abgestimmt, daß sichergestellt wird, daß die Adressierung und der Vergleich des Bandbereiches 16

ίο

beendet ist Gelangt das dritte Signal an das Nicht-Und-Gatter 63, so schaltet dieses auf ein Ausgangssignal um, wodurch wiederum ein Flip-Flop 64 zur Erzeugung einer 1 für die entsprechende Diodenreihe 59 erzeugt wird. Dadurch entsteht am Ausgang in der vorstehend beschriebenen Weise das richtige Vergleichssignal für den Bandbereich 17. Wie im folgenden beschrieben wird, wird der Rückstellklemme des Flip-Flops 64 von der K-Index- und Synchronisierungssteuerung 40 ein Impuls zugeführt durch den eine Rückführung der Tabelle 70 erfolgt

Die Tabelle der Kanalbreiten 70 durchläuft zyklisch die sechzehn Bänder jeweils mit 1/256stel einer Periode der Grundfrequenz. Mit anderen Worten, die zur Grundfrequenz und jeder ihrer Oberwellen gehörenden Daten werden jeweils während l/256stel der Periode der Grundfrequenz erzeugt d. h. die digitale Verarbeitung bezüglich der Zusammenstellung gemäß der allgemeinen Gleichung (1) und den einzelnen Gleichungen (2), (3) und (4). Das Ausgangssi^al in der Leitung 65 der Hüllkurvensteuerung 60 wird den. Α/η- η-Register 60 und dem Hüllkurvenregister 30 zugeführt und durch entsprechende Ansteuerung dieser Einheiten erhält man im Register 30 Informationen über die Amplituden der Harmonischen, die zu mindestens einer Sinusfunktion der Gleichungen (2), (3) und (4) gehören.

Wie in F i g. 1 dargestellt, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 50 über eine Leitung 47 der /C-Index- und Synchronisierungssteuereinheit -40 zugeführt, welche zur Erzeugung der Frequenzmarkierung 17 dient. Diese zeigt das Ende des Zyklus von sechzehn Bändern von jeweils 1 /256stel Periode der Grundfrequenz an und ermöglicht die Synchronisierung des Betriebes des K-Zählers 80, des /C-W-Akkumulators 75, des Rückstellsignals in der Leitung 43. des Ausgangsakkumulators 85 und des Digital-Analog-Umsetzers 86.

Die in Fig. 10 dargestellte K-Index- und Synchronisierungssteuerung 40 enthält ein erstes Nicht-Lnd-Gatter 68 mit vier Eingängen. Zwei dieser Eingänge sind mit Leitungen 42 von der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuercinheit 12 verbunden, während der dritte Eingang über eine Leitung 47 an den Ausgang des Vergleichers 50 angeschlossen, und der vierte Eingang an den nicht invertierten Ausgang des Flip-Flops 64 (Fig. 9) der Bandbreitentabelle 70, also an den Adressenausgang für die Frequenzmarkierung 17 angeschlossen ist. Das Gatter 68 erzeugt beim Auftreten von hohen Spannungen (Einsen) an jedem seiner Eingänge eine niedrige Ausgangsspannung (Null). Wird die Adressierung für die Frequenzmarkiermg 17 in der Tabelle erzeugt und das Flip-Flop 64 gesetzt, so entsteht in der Leitung 51 eine hohe Spannung und wird dort mindestens während der Bet beitung des siebzehnten Bandes während des in Frage stehenden Zyklus aufrechterhalten. Somit entsteht während die.;er Zeil eine hohe Spannung an einem Eingang des Gatters 68. Weiterhin werden dem Eingang des Gatters 68 zu Zei'punkten. die der Beendigung des Zyklus der Fre^uenzmarkierungen I bis 17 entsprecheil, hohe Spannungen auf der Taktleitung 42 zugeführt, so daß nur wahren« einer begrenzten Zeitspanne die Frequenzmarkierung 17 erzeugt werden kann. Der beschriebene zeitliche Abaluf dient zur Unwirksammttchung der Frequenzmarkierung 17 außer für eine vorgewählte Zeitsoanne, um zu verhindern, daß die Frequenzmarkierung 17 durch unerwünschte Signale versehentlich erzeugt wird, so daß die Zuverlässigkeit der Berechnung während jedes Zyklus verbessert wird. Schließlich ist der Ausgang des Vergleichers 50 (K i g. 9)

über eine Leitung i7 mit dem vierten Eingang des Gatters 68 (F i g. 10) verbunden. Nachdem die Adressierung für den Bandbereich 17 erzeugt ist und in Abhängigkeit hiervon bin Vergleichssignal gewonnen wurde, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 50, ■> wie vorstehend beschrieben, positiv und eine vierte hohe Spannung wird dem Gatter 68 zugeführt, damit dessen Ausgangssignal auf 0 schaltet. Der Ausgang des Gatters 68 ist mit einem Flip-Flop 67 verbunden, das bei Umschaltung des Ausgangssignals des Gatters gesetzt in wird, da an seinem Stelleingang ein Inverter angeschlossen ist. In dem gesetzten Zustand hat das Flip-Flop 67 an seinem nicht invertierten Ausgang (Q) eine 1 und an seinem invertierten Ausgang (Q) eine 0. Der nicht invertierte Ausgang ist über eine Leitung 52 an das i> Gatter 69 angeschlossen und liefert das Markierungssignal für den Bandbereich 17. Der invertierte Ausgang (Q) liefert das Nicht-Signal für den Bandbereich 17, das später besenrieben wird, und ist mit der Leitung 43 verbunden. Das Nicht-Signal wird zur Rückstellung :n verschiedener Schaltkreise der Anordnung zur Synthetisierung benutzt.

Rin die Rückstellung sperrender Schaltkreis enthält ein Nicht-Und-Gatter 87, das zwischen dem Ausgang des Gatters 68 und dem Rückstelleingang des Flip-Flops r,

67 liegt. Das Gatter 87 hat vier Eingänge, von denen ein erster mit dem Ausgang des Gatters 68 verbunden ist. Die übrigen drei Eingänge sind über Leitungen 42 mit der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 verbunden. Ist also das Ausgangssignal des Gatters 68 niedrig, in so liegt an mindestens einem der Eingange des Gatters 87 eine niedrige Spannung und das Flip-Flop 67 kann nicht versehentlich zu falscher Zeit zurückgestellt werden. Tritt am Ausgang des Gatiers b8 eine 1 auf. etwa wenn einer der Taktimpulse auf der Leitung 42 r> fehlt, so wird das Flip-Flop 67 zur Erzeugung der Frequenzmarkierung 17 gesetzt, wie dies vorstehend beschrieben wurde, und es bleibt gesetzt, bis Taktimpulse auf den Leitungen 42 die erforderlichen I-Signale erzeugen, um so am Ausgang des Gatters 87 eine 0 ■>·> hervorzurufen. Die 0 am Ausgang des Gatters 87 wird am Rückstelleingang des Flip-Flops 67 invertiert und dadurch wird die Frequenzmarkierung 17 entfernt. Die Zeitgabe auf den Leitungen 42 am Eingang der Gatter

68 und 87 ist so gewählt, daß die Impulsbreite der -n jeweiligen Frequenzmarkierung 17 festgelegt ist.

Der nicht invertierte Ausgang des Flip-Flops 87 ist. wie vorstehend beschrieben, mit dem Nicht-ünd-Gatter

69 verbunden und der Ausgang des Gatters 69 liegt über einem Inverter 73 an der Leitung 41. Das Gatter 69 hat ν einen zweiten lingang. der an den nicht invertierten Ausgang eines Flip-Flops 71 angeschlossen ist und der Ausgang des Gatters 69 liegt am Rückstelleingang des Flip-Flops 71. Das Synchronisierungssignal des Rah mens wird von der Eingangsschaltung (F i g. 1) über eine Leitung 16 und einen Inverter 74 dem ersten Eingang eines Nicht-Und-Gatters 72 zugeführt und ein Tonhöhensynchronisierungssignal gelangt vom /C-Zähler (F i g. 1) über eine Leitung 49 zu einem zweiten Eingang des Gatters 7Z Das Rahmensynchronisierungssignal ist t,o normalerweise 0, wird jedoch durch den Inverter 74 invertiert, so daß einem Eingang des Gatters 72 immer ein 1-Signal zugeführt wird, außer wenn das Rahmensynchronisierungssignal auf der Leitung 16 auftritt. Das Torshöhensynchronisierungssignal auf der Leitung 49 wird im K-Zäh\er 80 erzeugt und entspricht dem Beginn einer vollen Periode der Grundfrequenz (K — 0). Treten das Rahmensynchronisierungssignal und das Tonhöhen synchronisierungssignal gleichzeitig auf, da das Rahmensynchronisierungssignal invertiert wurde, so wird das Gatter 72 unwirksam. Wird durch den K-Zähler 80 auf der Leitung 49 zu irgendeiner Zeit außer beim Auftreten eines Rahmensynchronisierungssignals auf der Leitung 16 ein Impuls erzeugt, so stehen am Eingang des Nicht-Und-Gatters 72 zwei positive Impulse, und an dessen Ausgang erscheint eine 0. Diese 0 wird dem Setzeingang des Flip-Flops 71 zugeführt und wird dort invertiert, um das Flip-Flop zu setzen. Dadurch wird auf der Leitung 88, die mit dem Eingang eines Nicht-Und-Gatters 69 verbunden ist, eine 1 erzeugt. Treten an beiden Eingängen des Gatters 69 1-Signale auf, etwa wenn eine Frequenzmarkierung 17 vorhanden ist und wenn der /(.'-Zähler 80 (Fi g. 1) in irgendeine Stellung K = 0 springt, se bewirkt der Rahmensynchronisierungsimpuls auf der Leitung 16 eine Verschiebung der Amplitudeninformationsdaten vom Amplituden-Pufferregister 22 in das HüÜkurvenregister JÖ. wird genau zu dem Zeitpunkt, zu dem die Amplitudeninformation vom Register 22 in das Hüllkurvenregister 30 übertrager wird und bevor die Übertragungsleitung 25 freigeworden ist. eine Änderung der Rahmeninformation etwa infolge eines Impulses auf der Leitung 41 hervorgerufen so können im Hüllkurvenregister falsche Daten gespeichert werden, wodurch die Durchführung weiterer Berechnungen unterbrochen werden kann. Darum wird ~ss Gatter 72 in der vorstehend beschriebenen Weise unwirksam gemacht, damit derartige Fehler vermieden werden.

Die Frequenzmarkierung 17 auf der Leitung 42 wird dem /C-Zähler 80, dem Ausgang des Digital-Analop Umsetzers 86. dem Vervielfacher 84 und dem Akkumulator 85 zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des Gatters 69 Null ist. so wird es durch einen angeschlossenen Inverter 73 zu einer 1 invertiert, die aul der Leitung 41 am Ausgang des Inverters auftritt Auerdem wird bei einer Null am Ausgang des Gatter« 69 dieses Signal über eine Leitung 89 dem Rückstellen gang des Flip-Flops 71 zugeführt, wo das Signal zui Rückstellung des Flip-Flops invertiert wird und die 1 vom Eingang des Gatters 69 weg schaltet. Man erkennt daß der in der Leitung 41 erzeugte Impuls eine Dauei hat. die der Ansprechzeit des Rückstellkreises de; Flip-Flops 71 entspricht.

Die zum Flip-Flop 71 gehörende Sperrschaltunj verhindert das Auftreten eines K = 0-lmpulses vorr K-Zähler 80 gleichzeitig mit dem Auftreten eine; Rahmensynchronisierungsimpulses. Wie vorstehend be schrieben, wird ein Impuls auf der Leitung 41 derr Hüllkurvenregister 30 zugeführt, um eine Speie.erunj des Inhaltes des Registers 22 im Register 3( hervorzurufen. Die Leitung 41 ist außerdem mit dei Frequenzspeichereinheit 29 verbunden und der auf ihi auftretende Synchronisierungsimpuls bewirkt eine Übertragung von Daten aus der Frequenzspeicherein heit 29 in den Addierer 35. Es sei darauf hingewiesen daß diese Vorgänge nur erfolgen, wenn Aw = 0 ist, da wie vorstehend beschrieben, ein K — 0-Impuls von /C-Zähler 80 erforderlich ist, um in der Steuereinheit 4< einen Impuls für die Leitung 41 zu erzeugen.

Das Hüllkurvenregister 30 (Fig. 1) speichert be Empfang eines Impulses von der K-Index- um Synchronisierungssteuereinheit 40 über die Leitung 4 Amplitudendaten aus dem Amplituden-Pufferregiste 22. Es ist ein Teii der Eingangsanordnung 15. Da de Impuls auf der Leitung 41 der Frequenzbandmarkierunj 17 entspricht, stellt dieser das Ende eines Zyklus durcl

die sechzehn Abschnitte des Tonfrequenzbandes während '/256Stel einer Periode der vorhandenen Grundfrequenz dar, so daß ein neuer Rahmen von Amplitudendaten abgerufen und im Hüllkurvenregister 30 gespeichert wird, so daß er für die nächste volle Periode der Grundfrequenz zur Verfügung steht.

Sind die Amplitudendaten eines bestimmten Rahmet» m Abhängigkeit von einem Impuls auf der Leitung 41 im Register 30 gespeichert und wird ein Vergleichssignal für jeden der sechzehn Bandbereiche erzeugt, so müssen die richtigen Amplitudendaten im Register 30 bezüglich des zugehörigen Frequenzbereiches synchronisiert werden. Deshalb wird bei jedem Abruf einer Adresse für eine neue Frequenzbandmarkierung in der Tabelle 70 ein Impuls vom Eingang des Zählers 57 der Hüllkurvensteuerung 60 (Fig. 9) auf die Leitung 65 gegeben und dieser Impuls taktet das Hüllkurvenregister 30, um die Amplitudendaten am Ausgang des i\Cg;3'crs Ξΐίι uss nscnStc /-tiMpiiiüucriuäicfi-VTöri innerhalb des Rahmens in richtiger Zeitfolge umzustellen. Der Schaltkreis des Hüllkurvenregisters 30 entspricht dem Register 22, da es eine Gruppe von Flip-Flops enthält, die durch ein Signal auf der Leitung 41 in Abhängigkeit von den Daten an ihren jeweiligen Eingängen gesetzt werden. Der Ausgang des Hüllkurvenregisters 30 ist auf seinen Eingang rückgekoppelt, um einen Umlauf der Amplitudenworte jedes Rahmens zu ermöglichen.

Das Bereitschaftssignal von der Hüllkurvensteuerung 60 auf der Leitung 65 wird dem A_fn η-Register 66 zuge'ührt. Außerdem werden bei Erzeugung eines Bereitschaftssignals auf der Leitung 65 die Amplitudendaten auf der Leitung 76 am Ausgang des Hüllkurvenregisters 30 weitergeleitet und im A₍n //-Register 66 gespeichert. Sie durchlaufen auch die vorstehend beschriebene Rückkopplung und gelangen wieder zur Speicherung in das Hüllkurvenregister 30, wo sie nunmehr an letzter statt an erster Stelle in der Zeitfolge stehen. Auf diese Weise werden die aufeinanderfolgenden Worte für die Amplitudendaten in Abhängigkeit von einem Signal von der Hüllkurvensteuerung 60 durch das Hüllkurvenregister 30 geschoben.

Da«, A₁Ii ^-Register 66 speichert in Abhängigkeit von einem Impuls auf der Leitung 65 die 3-Bit-Worte auf der Leitung 76. Taktimpulse auf der Leitung 42 werden dem Register 66 zugeleitet, um die Zeitspanne zu bestimmen, während der die Speicherung erfolgen kann, so daß irrtümliche Speicherung von Daten vermieden wird. Entsprechende Verfahren und Schaltkreise zur Festlegung von Zeitspannen wurden bereits beschrieben. Der Ausgang des A₁₁₁ /7-Registers 66 ist über Leitungen 81 mit der Tabelle 90 für die amplitidenmodulierten trigonometrischen Funktionen verbunden.

Der ^-Zähler 80 ist ähnlich dem vorstehend beschriebenen Zähler 57 (Fig.9) aufgebaut und als kommerzielle Einheit erhältlich. Der wesentliche Unterschied zwischen dem Zähler 80 und dem Zähler 57 besteht im Zählbereich oder der Kapazität der erzeugten Ausgangsworte. Der /(-Zähler 80 hat einen 8-Bit-Ausgang und kann daher höhere Werte zählen als der Zähler 57, der nur einen 4-Bit-Ausgang hat Jeder Frequenzbandmarkierungsimpuls 17 auf der Leitung 52 schaltet den ÄT-Zähler 80 um eine Stelle weiter. Der /(-Zähler 80 ist so aufgebaut daß er in Abhängigkeit von aufeinanderfolgenden Impulsen auf der Leitung 52 nacheinander von K=Q bis K = 255 zählt Hat der /(-Zähler 80 die Stellung K = O erreicht, so erzeugt er einen Impuls auf der Leitung 49, wodurch eine neue Periode der Grundfrequenz angelassen wird. Der binäre Ausgang des /(-Zählers 80 ist so aufgebaut, daß alle Ausgänge bei K = 0 Null anzeigen. Acht parallel geschaltete Logikgatter sind jeweils an eine der s Kombinationen der Ausgangsbits des /(-Zählers 80 angeschlossen, und jedes Gatter invertiert das seinem Eingang zugeführte Signal. Dem Fachmann ist klar, daß die Gatter so angeordnet werden können, daß nur dann ein 1-Ausgangssignal erzeugt wird, wenn die Ausgänge aller Gatter eine 1 zeigen. Dies erfolgt nur, wenn der /C-Zähler infolge einer Frequenzbandmarkierung 17 zurückgestellt wird, so daß alle seine Ausgänge auf Null stehen. Diese Ausgangssignale werden der Leitung 49 zugeführt, die, wie vorstehend beschrieben, für die

1^r) entsprechenden Schaltkreise das Signal K = O gibt.

Der Addierer 77 und der /(//-Akkumulator 75 sind im Aufbau und in der Funktion ähnlich der Addierer-Akkumulator-Kombination 35, 36. Der Ausgang des K-Zähici'S SG isi iilii dein Eingang ue» Addierers 77 verbunden, und der Addierer 77 ist in im wesentlichen der gleichen Weise mit dem Akkumulator 75 zusammengeschaltet, wie der Addierer 35 mit dem Akkumulator 36. Bei jedem Takten des /(//-Akkumulators 75 mit einem Impuls von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 wird die

>> Binärzahl am Eingang des Addierers 77 zu sich selbst addiert. Bei jedem Erzeugen einer Frequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 52 macht der K-Zähler einen Schritt und leitet dem Eingang des Addierers eine neue Binärzahl zwischen K = 0 und A.' = 255 zu. Das

in Nicht-Signal für die Frequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 43 stellt den KW-Akkumulator 75 zu entsprechender Zeit zurück, so daß die Berechnung erneut beginnt. Der Ausgang des /(//-Akkumulators 75 ist über acht parallele Leitungen und den Addierer 78

r> mit dem Eingang der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen 90 verbunden. Wie später beschrieben wird, summiert der Addierer 78 die »stimmlosen« Daten, um die Erkennbarkeit der erzeugten Sprachsignale zu verbessern.

41) Zum Zeitpunkt /C = O stehen die Binärausgänge des K-Zählers 80 alle auf Null und der Addierer-Akkumulator 77, 75 erzeugt entsprechend ein Ausgangssignal »alle Null«. Somit wird die Zeitspanne zwischen K = O und K = 1 dazu benutzt, den Datentransport in das

4Ί Hüllkurvenregister 30 und die Frequenzspeichereinheit 29 durchzuführen, und die Schaltkreise können die einzelnen Vorgänge beenden, bevor die Berechnung für die nächste Periode beginnt.

Es wird nun die Fig. 3 beschrieben. Wenn dem

■>« /(-Zähler 80 ein Impuls zugeführt wird und sein Ausgang auf ein Binärwert = 1 schaltet, so beginnt der Addierer-Akkumulator 77, 75 zu arbeiten und der Ausgang des Akkumulators 75 beginnt sich allmählich zu vergrößern. Ferner wird bei Zuführung eines Frequenzbandimpulses 17 auf der Leitung 52 zu irgendeinem der Schritte K = 2 bis K = 52 des K-Zählers 80 (F i g. 1) der Ausgang des Addierer-Akkumulators 57, 75 sich vergrößernde Digitalworte erzeugen. Da die dem /(//-Akkumulator 75 über die Leitung 42 zugeführten Taktimpulse mit konstanter Frequenz auftreten, vergrößert sich der Ausgang des /(//-Akkumulators mit konstanter Geschwindigkeit Nimmt man an, daß das binäre Ausgangssignal des /(//-Akkumulators 75 einem Analog-Digital-Umsetzer zugeführt und aufgezeichnet würde, so würde die Kurve der Kurve Si aus Fig.3 entsprechen. Wie bereits beschrieben, vergrößert sich das Ausgangssignal des Akkumulators 75 nicht sondern bleibt während der

Zeitspanne von K = 0 bis K = 1 gleich Null.

Man erkennt aus der Kurve 91, daß sich das Ausgangssignal des K- H- Akkumulators 75 von Null aus bei jedem Takten durch eine Frequenzbandmarkierung 17 vergrößert. Dies erfolgt, weil der Akkumulator 75 durch das Nicht-Signal für die Frequenzbandmarkierung 17, welches dem Akkumulator über die Leitung 43 zugeführt wird, zurückgestellt wird. Die Steigerung der Kurve 91 während irgendeiner Frequenzbanddauer 17 wird durch den Wert des Wortes am Ausgang des AT-Zählers 80 (F i g. 1) bestimmt. Tritt also am Ausgang des K-Zählers 80 ein Binärwort = 1 etwa zur Zeit K = I auf, dann hat die Kurve eine gewisse Steigung, wie etwa die Kurve 91a. Wird das Ausgangssignal des K-Zählers infolge der Taktung durch die nächste Frequenzbandmarkierung 17 vergrößert, so vergrößert sich auch das Wort am Ausgang des /(-Zählers und die Steigung während dieser Periode des Frequenzbandes

Akkumulators "'S hat eine digitale Form; es besteht aus 8-Bit-Worten. Im Inneren der Tabelle 90 werden die Daten auf der Leitung 79, außer dem kennzeichnenden Bit, einem ersten Inverter-Addierer 111 zugeführt. Betrachtet man das 8-Bit-Wort auf der Leitung 79, so bezeichnen die beiden kennzeichnenden Bits des Wortes die Quadranteninformation, d. h. 00 für den ersten Quadranten, 01 für den zweiten Quadranten, 10 für den dritten Quadranten und 11 für den vierten Quadranten. Das kennzeichnendste Bit wird über die Leitung 119 dem zweiten Inverter-Addierer 115 zugeleitet und seine Verarbeitung wird später im Zusammenhang mit dem Betrieb des zweiten Inverter-Addierers beschrieben. Das zweite kennzeichnende Bit wird direkt dem ersten Inverter-Addierer 111 zusammen mit den übrigen sechs Bits der Daten auf rijr Leitung zugeführt. Das kennzeichnendste dem Inverter-Addierer 111 zugeführte Bit des 7-Bit-Wortes gibt eine

if i5i grOucT äi5 W5iir£nu uci cFSicn r cHuuc, wäS beispielsweise durch die Kurve 91 b angedeutet ist. Ist das Ausgangswort des K-Zählers 80 = 2, so steigt die Kurve doppelt so stark, während die Steigung bei einem Ausgangswort = 3, etwa bei K = 3, dreimal so stark steigt. Diese Vergrößerungen der Steigung setzen sich jeweils um 1 vergrößernd durch 255 Zählschritte fort, bevor der Zähler in seine Ausgangsstellung zurückkehrt. Da das Ausgangssignal des Akkumulators 75 nur 8-Bit aufweist, vergrößert sich dieser Ausgang schrittweise und die maximale Zahl der sich aufeinanderfolgend vergrößernden Worte beträgt (bei 75 Hz), so daß das Akkumulatorausgangssignal 54 Schritte durchläuft, bis eine Unterbrechung durch die nächste Frequenzbandmarkierung 17 erfolgt. Hat das Ausgangssignal des Akkumulators 75 die maximale Anzahl von Schritten erreicht, so springt es auf Null zurück und beginnt erneut zu steigen, wie durch die Kurven 916,91cusw. in Fig. 3 angedeutet.

Man erkennt, insbesondere aus der Beschreibung von Fig. i, daß die Frequenzbandmarkienjng 17 mit einer Folgefrequenz auftritt, die proportional zur Frequenz der Vergleiche ist, die im Größenvergleicher 50 gemäß Fig. 1 durchgeführt -verden. Somit ist also die Schaltzeit für das Ausgangssignal des Akkumulators 75 um so kürzer, je höher die Grundfrequenz des bearbeiteten Datenrahmens ist. Bei einer Grundfrequenz von 74 Hz durchläuft der Akkumulatorausgang außerdem vierundfünfzig Schritte, jedoch für eine Grundfrequenz von 310 Hz nur elf Schritte und für Grundfrequenzen zwischen 74 und 310 Hz eine ganzzahlige Zahl von Schritten, die zwischen 54 und 11 liegt. Die Anzahl der Schritte innerhalb eines Frequenzbereiches ist umgekehrt proportional zum Wert des Wortes am Ausgang des K-Zählers. Wird daher der K-Zähler 80 durch aufeinanderfolgende Frequenzbandimpulse 17 getaktet, so schaltet der Akkumulator 75 für aufeinanderfolgende Perioden in ähnlicher Weise, wie in analoger Darstellung der Ausgangssignale durch die Kurve 91 in F i g. 3 angegeben. Das Ausgangssignal des Aw-W-Akkumulators 75 wird, wie vorstehend beschrieben, einfach mechanisch zur Herstellung von Sinusinformationen von der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen benutzt

Im folgenden sei nun die Berechnung von A₁H /j[sin 2π(Η■ f)~\ beschrieben. Wie in Fig. 11 zu erkennen ist, ist der Ausgang des K-//-Akkumulators 75 über einen 8-Bit-Addierer und eine Leitung 79 mit der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen verbunden. Das Ausgangssignal des

IUI ÜCII IIIVCI ICI "rtUUICI Cl , UU CHIC IIIVCIMUfl

erforderlich ist. Wenn beispielsweise das wichtigste Bit 0 ist, d. h. im ersten Quadranten liegt, dann durchläuft die Information den Inverter-Addierer 111 ohne Inversion, und wenn das wichtigste Bit des 7-Bit-Wortes eine I ist. dann invertiert der Inverter-Addierer die Information und addiert eine 1 hinzu, bevor er die Information zum ersten Halteregister 112 weiterleitet. Die Inversion und die Addition erfolgen in der Einhalt 112 mittels bekannter Technik, die als »2'-Complement« (vergleiche »Digital Computer«, S. 367, Yauhan Chu, McGraw-Hill Publishing Corporation, New York) bezeichnet wird. Das kennzeichnendste Bit des dem Eingang des Inverter-Addierers 111 zugeführten 7-Bit-Wortes wird aus dem Datenstrom im Inverter-Addierer abgetrennt und die sechs übrigen Bits der Information werden dem ersten Halteregister 112 zugeleitet.

Die Kurve 96 aus Fig. 3 zeigt eine analoge Darstellung des digitalen Ausgangssignals des Inverter-Addierers 111. Wenn das siebte oder zweitkennzeichnendste Bit des 8-Bit-Wortes auf der Leitung 79 sich in eine 1 ändert, so wird die nächste Eingangsinformation für den Inverter-Addierer 111 invertiert ur/eine I wird hinzugefügt. Dann bekommt die Kurve % zwischen den entsprechenden Frequenzbandmarkierungen 70 eine dreieckförmige Form (in analoger Darstellung) und die Anzahl der Schritte in jedem fallenden oder steigenden Bereich dieser dreieckförmigen Kurve hängt von dem Wert des Wortes am Ausgang des K-Zählers 80 aus F i g. 1 ab.

Die Taktimpulse auf der Leitung 42 werden dem Gatter 116 zugeleitet, das seinerseits mit dem ersten Halteregister 112 verbunden ist. Das Register 112 ähnelt in Aufbau und Funktion den anderen, vorstehend beschriebenen Registern, beispielsweise dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 und enthält also eine Reihe von parallel geschalteten Flip-Flops. Der Ausgang des Gatters 116 ist mit dem Takteingang jedes Flip-Flops im Register 112 verbunden. Wenn ein entsprechendes Flip-Flop durch einen Taktimpuls getriggert wird, so wird das an den Eingängen der parallel geschalteten anstehende 6-Bit-Digitalwort an die nicht invertierten Ausgänge der Flip-Flops weitergegeben.

Der Ausgang des ersten Halteregisters 112 ist mit den Nur-Lese-Speicher 113 verbunden, der für das beschriebene Ausführungsbeispiel insgesamt 512 getrennte Erkennungsgatter enthält, die aus integrierten Schaltkreisen aufgebaut sind. Jedes Gatter hat mindestens neun Eingänge. Die sechs Ausgangsleitungen des Halteregisters 112 sind parallel auf sechs Eingänge jedes

Erkennungsgatters geschaltet. Die Amplitudendaten im A₁H ^-Register (Fig. 1) gelangen über Leitungen 81 (3-Bits) und über das zweite Halteregister 114 zum Nur-Lese-Speicher 113 und werden parallel den drei übrigen Eingängen der Erkennungsgatter zugeführt. Das Erkennungsgatter hat eine Vielzahl von parallelen Ausgängen und bei Zufuhr einer bestimmten Amplitudendaten-Kombination und vorläufiger Sinusdaten erzeugt das Erkennungsgatter ein digitales Ausgangswort auf parallelen Ausgangsleitungen, das gleich dem errechneten Wert für einen besonderen Punkt der herzustellenden Tonkurve gemäß Gleichung (1) ist. Das Ausgangssignal des entsprechenden Erkennungsgatters ist daher gleich dem Sinus eines Winkels (zu diesem Zeitpunkt) zwischen 0 und 90° multipliziert mit der Amplitudeninformation einer der sechzehn, vorstehend beschriebenen Tonfrequenzbereiche.

|ede 1,03 MikroSekunden ändert sich die vorläufige Sinusiniormation arri Ausgang des ersten Haiteregisters 112. Geht man davon aus, daß die Kurve 96 aus F i g. 3 eine Grunuirequenz von 74 Hz darstellt, so wird ein Teil der Kurve 96, etwa der Teil 96a, wie vorstehend beschrieben, in 54 Schritten erzeugt. Das jedem Schritt entsprechende Wort entspricht einem ganzzahligen Vielfachen des Ausgangssignals des /(-Zählers 80. Da es 54 Schritte in der Kurve %<i gibt, entspricht ein bestimmter Punkt auf der Kurve einer bestimmten Harmonischen der Grundfrequenz von 74 Hz. Das einem Schritt entsprechende digitale Wort stellt daher den Sinus dieser Harmonischen dar und wenn während eines bestimmten Frequenzbandzyklus 17 ein Amplitudenwort aus dem A/n /i-Register 66 dieser Harmonischen entspricht, dann spricht ein bestimmtes Erkennungsgatter an und der Wert des erzeugten Ausgangswortes ist gleich dem Sinus desjenigen Winkels, der durcn den Punkt der Harmonischen multipliziert mit den Amplitiidendaten gebildet wird.

jedes der vorstehend beschriebenen Erkennungsgatter ist den an Hand von Tabelle 70 für die Kanalbandbreiten beschriebenen Anzeigegattern ähnlich und unterscheidet sich nur in der Anzahl von Eingängen und Ausgängen. Das am Ausgang der Diodenreihe erzeugte Wort ist gleich dem Sinus desjenigen Winkels, der zu der Harmonischen multipliziert mit den Amplitudendaten von Amplitudenregister 66 gehör!. Das zweite Halteregister fl4 ist im wesentlichen im Aufbau und Funktionsweise gleich dem Register 112, enthält jedoch nur drei Fiip-Flops. Die Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12(Fig. I)ist mit dem zweiten Halteregister über Leitungen 42 und ein Gatter 117 verbunden.

Die über die Leitung 42 durch das Gatter 117 dem zweiten Halteregister 114 (Fig. 11) zugeleiteten Taktimpulse sind so angeordnet daß das Gatter 117 dem zweiten Halteregister einen Impuls zuführt um die in dem Register vorhandene Information zum Nur-Lese- Speicher 113 zu leiten, bevor die Impulse auf der Leitung 42 über das Gatter 116 einen Impuls zum ersten Halteregister 112 führen, der die vorläufige Sinusinformation vom ersten Halteregister 112 zum Nur-Lese-Speicher 113 leitet

Jede der neun parallelen Leitungen, die sechs Leitungen vom ersten Halteregister 112 und die drei Leitungen vom zweiten Halteregister 114, sind parallel dem Eingang jedes entsprechenden Erkennungsgatters des Nur-Lese-Speichers 113 zugeführt Man erkennt daß das Ausgangssignal des A(H ■ tr Registers 66 (F i g. 1) nur acht mögliche Kombinationen von Amplitudendaten erzeugt, die der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen (Fig. 1) zugeführt werden, da das Ausgangssignal nur aus einem 3-Bit-Wort besteht. Entsprechend bestehen die Sinusinformationen aus dem Register 112 und in c'.e Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen nur aus 64 möglichen Kombinationen. Jedes Erkennungsgatter des Nur-Lese-Speichers 113 ermittelt eines der acht möglichen Worte der Amplitudeninformation und eines der 64 möglichen Worte der Sinusinformation und liefert in Abhängigkeit von diesen beiden Worten ein Ausgangswort, das mit einer bestimmten Frequenz zusammenhängt, d. h. entweder mit der Grundfrequenz oder einer bestimmten Oberwelle, und es hat eine Amplitude, die durch die Amplitudeninformation des A₍h ^-Registers bestimmt ist. Das Ausgangssignal des entsprechenden Erkennungsgatters ist daher ein Produkt aus dem Sinus des der Grundweüe oder der Oberwelle zu einem bestimmten Zeitpunkt entsprechenden Winkels multipliziert mit der Amplitudeninformation für die Grundfrequenz oder die Oberwelle zu dieser Zeit. Liegt keine Information über Harmonische oder die Amplitude vor. so ist das Ausgangssignal des Nur Lese-Speichers 113 zu dieser Zeit Null, so daß dem Ton zu diesem Zeitpunkt Harmonische fehlen. Wenn diese Daten an dieser Stelle in analoge Informationen umgewandelt werden, so hat das Ausgangssignal des Nur-Lese-Speichers 113 für die Grundwelle allein die Form der Kurve 121 in F i g. 3. In dieser Kurve sind nur die ersten wenigen Grade einer Sinuswel'e der Grundfrequenz gezeigt. Diese Sinuswelle ist natürlich di(. Hüllkurve für entsprechende Impulse. Die Kurve 193 aus F i g. 3 zeigt entsprechende Amplituden für die siebenundzwanzigste Oberwelle der Grundfrequenz. Worte, die der Amplitude multipliziert mit dem Sinus jeder Oberwelle der Grundfrequenz und der Grundfrequenz selbst entsprechen, werden während jeder Periode des Frequenzbandbereiches 17 erzeugt, während der entsprechende Amplitudendaten zur Verfügung stehen.

Bei einer bestimmten Frequenz F₁. der Grundfrequenz, zeigt die Kurve 120 in Fig.4 die Hüllkurvc infolge 256 Frequenzbandmarkierungen 17 /ir zwei Perioden der Grundfrequenz F₁. Diese Kurve 120 entspricht der Kurve 193 in F i g. 3 und bezieht sich nur auf eine Frequenz im Frequenzband. Am Ausgang des Nur-Lese-Speichers 11.3 zeigen die jeweiligen Ausgänge 121 jedes Erkennungsgatters nur positive Werte. Deshalb ist der Ausgang des Nur-Lese-Speichers 113 in F i g. 11 mit dem Eingang eines zweiten Inverter-Addierers 115 verbunden, der dem ersten Inverter-Addierer 111 ähnlich ist. Das kennzeichnendste Bit des 8-Bit- Wortes aus dem 8-Bit-Addierer 78, das dem Eingang der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen zugeführt wird, wird über eine Leitung 119 dem Eingang des zweiten Inverter-Addie- rers 115 zugeleitet Wie vorstehend bereits beschrieben, ist das kennzeichnendste Bit auf der Leitung 119 ein Teil der Quadranteninformation, die aus zwei kennzeichnenden Bits der Daten auf der Leitung 79 besteht Ist das kennzeichnendste Bit auf der Leitung 0, so zeigt dies an, daß die halbe, zur Zeit dem zweiten Inverter-Addierer 115 vom Ausgang des Nur-Lese-Speichers 113 zuge führte Periode nicht invertiert werden soll. Entsprechend bedeutet das Auftreten einer 1 auf der Leitung 119 und in die Zufuhr vom zweiten Inverter-Addierer 115, daß die halbe zur Zeit am Eingang des zweiten Inverter-Addierers 115 anstehende halbe Periode

invertiert werden muß. Wie bei dem ersten Inverter-Addierer 111 erfolgt die Inversion mittels eines 2'-Complement-Schaltkreises. Das auf Ausgangsleitungen 82 des zweiten Inverter-Addierers 115 auftretende Ausgangssignal ist eine Rjihe von digitalen Worten, die Punkte auf einer Welle bezeichnen, deren Hüllkurve in F i g. 4 für nur eine Harmonische (Kurve 122) dargestellt ist. Die Kurven 123 und 124 aus Fig.4 zeigen die Umhüllung einer entsprechend aufgenommenen Welle 123 der Grundfrequenz und einer entsprechend aufgenommenen Welle 124 einer Oberwelle von dieser. Es liegt immer ein Ausgangssignal vom Nur-Lese-Speicher 113 vor, außer wenn eine Null am Ausgang des ersten Halteregisters 112 aus F i g. 11 oder am Ausgang des zweiten Halteregisters 114aus Fig. 11 auftritt Im folgenden wird die Berechnung der Funktion

• = — · ν

Γ sin 2.-τ (H

¹L C

beschrieben. Das Ausgangssignal der Tabell·· 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen wird über Leitungen 82 einem Addierer-Akkumulator 83, 85 zugeführt, der in Aufbau und Funktion dem vorstehend beschriebenen Addierer-Akkumulator, das heißt dem Addierer-Akkumulator 35, 36 gleicht. Der \kkumulator 85 wird durch einen Taktimpuls auf der Leitung 42 alle 1,03 Mikrosekunden getaktet, so daß jedesmal, wenn die Tabelle 90 ein neues zu einer Harmonischen gehörendes Wort erzeugt, der Akkumulator einen Zyklus ausführt. Der Akkumulator 85 wird durch jede Frequenzbandmarkierung 17 zurückgestellt. Der Addierer 83 wird jedoch nicht wie der Addierer 35 zurückgestellt, und das Ausgangs;ignal des Addierer-Akkumulators 83, 85 steigt in Abhängigkeit von jedem Ausgangssignal der Tabelle 90 an. Das Ausgangssignal des Akkumulators 85 ist ein digitales Wort (10 Bits), das die Summe der Ausgangsworte der Tabelle 90 während einer bestimmten Zeit, d. h. der Zeitspanne zwischen entsprechenden Frequenzbandmarkierungen 17 darstellt.

Der Ausgang des Akkumulators 85 ist über zehn parallele Leitungen mit dem Vervielfacher 84 verbunden. Wird eine Grundfrequenz von 310 Hz bearbeitet, so werden im Akkumulator 85 elf Worte addiert, falls jeder Harmonischen entsprechende Amplitudendaten im A(H /^Register vorhanden sind. Wird entsprechend eine Grundfrequenz von 74 Hz bearbeitet, so könnten während einer Frequenzbandperiode 17 vierundfünfzig Worte im Akkumulator addiert werden. Man erkennt also, daß die Amplitude des zum Digital-Analog-Umsetzer 86 übertragenen Wortes maßstäblich aufgeteilt werden muß. um ein Ungleichgewicht zwischen dem Ton zu verschiedenen Zeiten zu vermeiden.

Der Vervielfacher bzw. Maßstabsvervielfacher 84 ermöglicht die gewünschte Angleichung. Er erhält einen Zähler ähnlich dem Zähler, der im Zusammenhang mit der Hüllkurvensteuerung 60 beschrieben wurde. Dieser Zähler erhält über die Leitung 42 einen 1,03 Mikrosekunden-Taktimpuls von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12. Dieser Taktimpuls zählt die Anzahl der im Ausgangssignal des Akkumulators 85 enthaltenen Harmonischen, da die Berechnung eines zu jeder Harmonischen gehörenden Wortes in der Tabelle 90 1,03 Mikrosekunden benötigt. Das Ausgangswort vom Akkumulator 83 wird dann durch das Ausgangssignal des Zählers geteilt, um das Frequenzband auszugleichen. Da beide der Divisor und der Divident digitale Worte sind, kann die Division nach irgendeiner der vielen bekannten Arten erfolgen.

Ist der Ausgleichungsvorgang beendet, so ist das

Ausgangssignal des Maßstabvervielfachers 84 ein digitales Wort, das einen Punkt auf derjenigen Kurve bezeichnet, die der zu synthetisierenden Sprache entspricht Der Ausgang des Vervielfachers 84 ist daher mit einem üblichen Digital-Analog-Umsetzer 86 ver bunden, der eine analoge Ausgangsspannung erzeugt, deren Amplitude der Größe des erzeugten digitalen Wortes entspricht Die Frequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 52 wird jeweils dem Akkumulator 85, dem Vervielfacher 84 und dem Digital-Analog-Umsetzer 86 zugeführt um diese Einheiten beim Auftreten eines Frequenzbandimpulses zurückzustellen. Es ergibt sich, daß dem Digital-Analog-Umsetzer 86 entsprechend jedem Frequenzbandimpuls 17 ein neues Wort zugeleitet wird. Das analoge Ausgangssignal des Umsetzers 86 ist eine Schrittfunktion einer Spannung, wobei jedoch die Zeit für jeden Schritt kurz genug ist daß die Stufen in der Kurve durch das Ohr nicht wahrgenommen werden. Wird das analoge Ausgangssignal des Umsetzers 86 auf einen Lautsprecher oder ähnliches gegeben, so erfolgt eine wirksame Synthese des ursprünglichen Toces aus der digitalen Beschreibung.

Es wurde vorstehend bereits darauf hingewiesen, daß bei Analysen vor stimmlosen Tönen der Datenrahmen am Eingang der Anordnung 10 zur Synthetisierung alle

ίο Nullen für das Grundfrequenz-Daten wort enthält. Die Amplitudendaten des stimmlosen Rahmens entsprechen genau den Amplituden des stimmlosen Tones im jeweiligen Frequenzband des ursprünglichen Sprachspektrums.

j-, Der Ausgang der Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 (Fig. I) ist mit dem Eingang des »stimmlos«-Detektors 33 verbunden. Die neun parallelen, aus der Umsetzer einheit 28 herausführenden Leitungen 32 sind jeweils ar eine von neun parallelen Gattern einer Dioden-Transi-

4n stor-Logik (DTL) des Detektors 33 angeschlossen Derartige Logikschaltungen sind in der Elektronik bekannt, und es ist außerdem bekannt, daß ein Mcrkma einer derartigen parallel geschalteten Logik darir besteht, daß bei Zuführung aller Nullen zu der

4i jeweiligen Eingängen und bei Verbindung der Ausgänge miteinander das erzeugte Ausgangssignal eine I ist.Gibi also ein Datenrahmen einen stimmlosen Ton an. so isi das Ausgangssignal der neun parallel geschalteter Logik-Gatter eine I und der stimmlose Ton wire

-,ο angezeigt.

Das Ausgangssignal der DTL-Gatter gelangt übei eine Leitung 126 zu dem Rauschgenerator 127 und übei eine zweite Leitung 125 und einen nicht dargestellter Inverter zum Frequenz-Speicherregister 129. Da;

v> Signal auf der Leitung 125 wird einem entsprechender Flip-Flop im Register 29 zugeführt, wobei durch da; Kippen des Flip-Flop ein Ausgangswort (vom Registci 29) erzeugt wird, das die Grundfrequenz 128 Hi darstellt. Dadurch wird im Frequenz-Speicherregistei

mi 29 ein stimmhafter Ton mit einer Grundfrequenz vor 128 Hz erzeugt. Diese bestimmte Frequenz ist gewähl worden, weil sie mindestens eine Harmonische in jeden der sechzehn Bandbereiche des Tonfrequenzspektrum! enthält. Die 128 Hz-Frequenz wird als Träger benutzt

b% der in der im folgenden beschriebenen Weise modulier wird, um ein abgeglichenes Rauschspektrum im Ton zi erzeugen, wodurch der Ton natürlicher erscheint unc seine Erkennbarkeit und Qualität verbessert wird.

Wenn die Frequenz-Speichcremhert 29 infolge der »stimmlos«-Anzeige auf der Leitung 125 vom Detektor 33 auf die Grundfrequenz 128 Hz gestellt wird, so wird diese aurch die übrige Schaltung festgestellt und insbesondere wird durch die jK-Index- und Synchronisierungssteuereinheit 40 angezeigt, daß eine Frequenzbandbreitenmarkierung 17 in einer bestimmten Folgefrequenz auftritt Diese Frequenzbandbereicbsmarkierung 17 wird dann über die Leitung 52 dem Rauschgenerator 127 zugeführt und wie vorstehend beschrieben, dem JC-Zähler 80 zugeleitet. Bei Zuführung der Frequenzbandbereichinipulse 17 zum X-Zäiüer 80 beginnt dieser weiterzuschalten, wodurch der Addierer-Akkumulator 77,75 ein Ausgangssignal erzeugt, das sich durch einige neunundzwanzig Schritte (entsprechend der Anzahl der Harmonischen von 128 Hz) vergrößert

Wie in Fig. 13 dargestellt, wird im Inneren des Rauschgenerators 127 die Frequenzbandbereichmarkierung 17 über eine Leitung 52 einem Zähler 128 zugeführt, der in dem dargestellten Ausführungsbeispiel in Abhängigkeit von jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbereichmarkierung 17 einen Ausgangsimpuls erzeugt Der Ausgang des Zählers 128 ist an einen Pseudo-Zufallsgenerator 129 angeschlossen. Ein derartiger Pseudo-Zufallsgenerator ist allgemein bekannt und beispielsweise ausführlich beschrieben in »Digital Communications with Space Applications« von Golomb, Baumert, Easterling, Stiffer und Viterbi; Prentiss-HaII Company, Englewood Cliffs, New Jersey. Das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators 129 ist ein 8-Bit-Wort, das sich in Abhängigkeit von einem Impuls vom Zähler 128 in willkürlicher Weise über eine bestimmte Zeitspanne ändert. Beispielsweise kann sich das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators willkürlich bei 1000 Takten des Ausgangssignals des Zählers 128 ändern und dann erfolgt eine Wiederholung dieses Zyklus in der gleichen willkürlichen Weise für die nächsten 1000 Takte usw. Die Wiederholung des Pseudo-Zufallsgenerators 129 erfolgt etwa alle 25 000 Schritte des /(-Zählers und stellt daher eine vollständig willkürliche Verteilung für die Aufgaben dieses Rauschgenerators dar.

Der Ausgang des Pseudo-Zufallsgcnerators 129 ist über Logikgatter 130 mit dem Eingang des zweiten Pscudo-Zufallsgenerators 131 verbunden. Jedes der parallelen Bits des Ausgangssignals des Pseudo-Zufallsgenerators 129 gelangt durch ein entsprechendes Logik-Gatter 130 in die Leitungen, die mit dem Pseudo-Zufallsgenerator 131 verbunden sind. Das Frequcnzbandbereichmarkierungssignal 17 auf der Leitung 32 wird jedem der Logikgatter 130 direkt zugeführt, (ede Frequenzbandbereichmarkierung 17 in der Leitung 52 bewirkt das Setzen des jeweiligen Logikgatters, wodurch das 8-Bit-Worl am Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 129 an den Eingang des Pseudo-Zufallsgenerators 131 geleitet wird. Man erkennt, daß sich das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators 129 zu Zeiten ändert, die jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbereichmarkierung 17 entsprechen und daß das 8-Bit-Worl am Ausgang des Generators 129 beim Auftreten jeder Frequenzbandbereichmarkierung 17 durch die Logikgatter 130 übertragen wird. Der Pseudo-Zufallsgenerator 131 ist identisch dem Zufallsgenerator 129 aufgebaut, jedoch enthalten beide Generatoren 129 und 131 parallele Eingangs-Flip-Flops und der Takteingang des Eingangs-Flip-Flops des Generators 131 ist mit der Leitung 52 für die Frequenzbandmarkierung 17 verbunden, so daß ein

Impuls auf der Leitung 52 zur Voreinstellung des Datenausgangs des Pseudo-Zufallsgenecatons- 129 auf den Eingang des Pseudo-ZufaJIsgenerators ßt dient Außerdem werden dem Zufallsgenerator 131 Zeitimpui -se von der Hüllkurvensteuerung W {Fig. fy über die Leitung 65 zugeführt und ein Impuls vom der HiinkmvensteueruHg gelangt alle 1,03 Mübrosekunden in den Zufallsgenerator- Die HüHhrsignale treten, wie vorstellend beschrieben, jedesmal dfcuui auf, wenn ein Vergleich im GröSenvergtefefrer 5· durchgeführt wurde. Somit macht der Pseudo-ZafalbgeaeiratGr 131 sechzehn Schritte während der Zeitspanne zwischen FrequenzbandbereJchsmarideiuiigpn 17. Das

bedeutet. daB während einer Ptrfrwati^lhnrirtp riode 17 nur serhTHm vom Zufallsgenerator 131 erzengte ZufsBsworte an dessen Ausgang

Das HüJlkurvensignal wird von der Leitung tu auch den Serienregistern 133 zugeleitet. Der Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 131 ist an den Eingang des 10-Bit- Addierers 132 angeschlossen.

Bei jedem Auftreten eines Hüllkurvenimpulses auf der Leitung 65 wird der Generator 131 getriggert und das Wort am Ausgang des Generators 129 wird dem Eingang des Addieren 132 zugeführt

Das Ausgangssignal des Generators 131 besteht aus einem 5-Bit-Wort, wobei 4-Bhs Amplitudenmodulationsdaten und 1-Bit eine Vorzeicheninformation darstellen. Die Vorzeicheninformation ist das kennzeichnendste Bit Die 5 Bit werden dem *. O-Bit-Addierer 132 an den am wenigsten kennzeichnenden fünf Stellen zugeführt Der 1 O-Bit-Addierer 132 hat eine ausreichende Kapazität zum Addierer von seinem Eingang zugeführten Worten.

Wird das erste Wort in den Addierer 132 durch den Hüllkurvenimpuls auf der Leitung 65 getaktet, so wird das Wort in das S ienregister 133 eingegeben. Dieses Register enthält sechzehn Reihen von zehn parallel geschalteten Flip-Flops. Der Eingang jedes Flip-Flops ist mit der Hüllkurvenleitung 65 verbunden, und wenn beim Auftreten des ersten Hüllkurvenimpulses die erste Reihe von Flip-Flops getaktet wird, wird das Wort am Ausgang des Generators 129 (und 131) in dieser Reihe gesetzt, da der Generator 131 dem Ausgang des Generators 129 beim ersten Zähltakt folgt. Beim Auftreten des zweiten Taktens infolge eines Hüllkurvenimpulses wird das Wort in der ersten Reihe in die zweite Reihe übertragen und das erste Zufallswort aus dem Generator 131 gelingt in die erste Reihe. Der Ausgang des Registers 133, d. h. die It^Ie Reihe ist mit dem Eingang des Addierers 132 verbunden, jedoch wird bis zum sechzehnten Taktimpuls auf der Leitung 65 nichts addiert. Unmittelbar vor dem Auftreten des sechzehnten Taktimpulses sind sechzehn Zufallsworte im Register 13J gespeichert, und zwar jeweils eins in jeder Reihe. Beim Auftreten des sechzehnten Impulses wird das erste Wort dem Ausgangssignal des Addierers 131 hinzugefügt. Da der Frequenzbandbereichsimpuils 17 auf der Leitung 52 kurz nach dem Auftreten des sechzehnten Hüllkurvenimpulses erscheint, dient er zum Rückstellen des Zufallsgenerators 131, so daß dieser einen neuen Zufallszyklus beginnt, wodurch jedes dem Eingang des Addierers 132 wieder zugeführten Worte zu sich selbst addiert wird. Das Ausgangssignal des Zufallsgenerators 129, 131 kann positiv oder negativ sein, so daß die wieder zugeführten Signale algebraisch addiert werden. Beim Auftreten jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbreitenmarkierung 17 ändert sich das Ausgangssignal des Generators 129 und eine neue

Beziehung wind dem Eingang des Generators 131 zugeführt, jjefladb wird der Au^eng des Registers 133 zu dieser Zeit «näht auf Null zurückgestellt, so daß ein fllbi

Der Aujjgang des Registers 133 ist mit dem Eingang des S^Bh-AdätBrairs 78 -vertsendeji und bewirkt in Abhängigkeit wann ZtifaltesjgiBU des Registers da Zittern der Siansäaten, dk znr Verwendnng ίο der aiie Kjmafcendhnäten erzeugt werden.

M zar Symithea erscheint als

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Fümscben, das jedoch, wie vorstehend beschrieben, songOBtig gesteuert ist, um die zu jeder Frequenz und zu jedem TeS der Amptimdeninformation gehörende Ransrhmenge aifS7iigleichen, Keine besondere Harmomsche in jedem Band wird unzulässig betont Daraus ergibt sirii, daB die Verständlichkeit und Qualität der Sprache erheblich verbessert wird, indem man zu den Sprachsigaalen einen auf andere Weise erzeugten synthetischen stimmlosen Ton addiert, der der ursprüngfichen stimmlosen Sprache sehr ähnlich ist

Hierzu 9 BIaU Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Elektrischer Synthesator für die Umwandlung aufeinanderfolgender Gruppen von Digitalworten in Analogsignale zur Erzeugung eines Tons, wobei jede Gruppe Bits enthält, die der Grundfrequenz bzw. der Höhe des Tons zu einem bestimmten Zeitpunkt sowie den Amplituden einer Anzahl ihrer Harmonischen zu diesem Zeitpunkt entsprechen, gekennzeichnet durch :

   a) einen Frequenzspeicher (29) zur Speicherung der die Grundfrequenz darstellenden Bits;

   b) einen ersten Akkumulator (36) zur Schaffung und Speicherung von die Frequenzen der Harmonischen darstellenden Bits; '⁵

   c) ein Hüllkurvenregister (30) zur Speicherung von die Amplituden der Harmonischen darstellenden Bits;

   d) von dem Frequenzspeicher (29), dem Akkumulator (3δ) und dem Hüükurvenrcgisicr (30) ^2I) angesteuerte Register (66), zweiter Akkumulator (75) und Addierer (77) mit Tabellenschaltung (90) für die Speicherung einer Folge von Bits entsprechend den Gliedern einer Folge von Harmonischen, welche das Produkt der Grundfrequenz mit ihrer Amplitude sowie das Produkt ausgewählter Bänder der harmonischen Frequenzen mit ihren zugehörigen Amplituden zu dem bestimmten Zeitpunkt dars 'ilen;

   e) einen dritten Akkumulator (85) zur Sammlung der Folge-Bits für eine Summierung der Folge; und durch

   f) einen Digital/Analog-^ andler (86) zur Erzeugung eines einen Momentanwert eines Ausga- '' betons darstellenden Analogsignals, wodurch der Ausgabeton durch Umwandlung der aufeinanderfolgenden Wertgruppen in Analogsignale wiedergegeben wird.

   2. Synthesator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Frequenzspeicher (29) und den ersten Akkumulator (36) ein Addierer (35) geschaltet ist, der zur Verfielfachung des Inhalts des Frequenzspeichers (29) zur Lieferung von Bits dient, v, die Vielfache einer Grundfrequenz wie harmonische Frequenzen darstellen.

   3. Synthesator nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Register (66), der zweite Akkumulator (75) und der Addierer (77) die y> folgenden Elemente aufweisen:

   g) eine Tabelle (70) der Kanalbandbreite mit Batidbreitenmarkierungen, die jeweils die Endfrequenz eines eine Folge von ausgewählten, -,·-, aufeinanderfolgenden Bändern im Ausgabeton darstellen;

   h) einen Größenvergleicher (50) zum Vergleich des Inhalts des ersten Akkumulators (36) mit den Bits der Bandbreitenmarkierung zur Erzeu· wt gung von die harmonischen Frequenzen der ausgewählten Bänder darstellenden Bits; und

   i) eine K-Index- und Synchronisierungssteuereinheit (40) zur Verbindung des Inhalts des Hüllkurvenregisters (30) mit den die harrnoni- μ sehen Frequenzen darstellenden Bits in den ausgewählten Bändern zur Festlegung des Frequenzanteils in der Folge.

   4· Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine Frequenzdaten-Umsetzereinheit (28) zur Erzeugung von Einzelwerte einer Sinusschwingung darstellenden Bits für die Festsetzung des Frequenzanteils jeder Gruppe der Folge.

   5. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, darfurch gekennzeichnet, daß die jede Gruppe der Folge darstellenden Bits amplitudet-modulierte Sinusschwingungen angeben.

   6. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch

   j) einen vom Frequenzspeicher (29) angesteuerten Stimmlos-Detektor (33) zur Speicherung von die Abwesenheit von Sprache anzeigenden Bits;

   k) den Frequenzspeicher (29) zur Lieferung von eine Sprechgrundfrequenz darstellenden Bits; 1) einen Rauschgenerator (127) zur Lieferung von Rauschen darstellenden Bits;

   m) eine von Größenvergleicher (50) und vom Rauschgenerator (J27) angesteuerte Tabelle (90) zur Erzeugung von eine Modulation der Sprechgrundfrequenz mit dem Rauschen darstellenden Bits; und

   n) einen Addierer (78) zur Zufuhr der von der Tabelle (90) sowie vom Register (66), vom zweiten Akkumulator (75) und vom Addierer (77) erzeugten Analogsignale einschließlich der stimmlosen Töne.

   7. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Rauschgenerator (127) einen Pseudo-Zufallsgenerator (129) aufweist

   8. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch zwei vom Größenvergleicher (50) gesteuerte, logisch verknüpfte Pseudo-Zufallsger.eratoren (129, 131) und durch eine Zeitgeberund Ausgangssteuereinheit (12) zur Erzeugung von synchronen Zeitsignal-Bits, wobei der Ausgang eines der Pseudo-Zufallsgeneratoren zur Erzeugung eines gesteuerten Rauschens an ein vom Stimmlos-Detektor (33) gesteuertes Serienregister (133) angeschlossen ist.

   9. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinheit (29) einen Addierer-Akkumulator (75) zur Erzeugung von Bits aufweist, die Harmonische der Sprechgrundfrequenz in einer ausgewählten Bandbreite angeben, und wobei im Rauschgenerator (127) eine Zuordnung der die harmonischen Grundfrequenzen mit den das gesteuerte Rauschen darstellenden Bits erfolgt.

   10. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbandbreite des Ausgabetons des dritten Akkumulators (85) veränderbar ist.

   11. Elektrischer Synthesator für die Synthese eines Tonsignals aus einem Rahmen von Frequenzinformationsbits und Amplitudeninformationsbits eines entsprechenden Spektrumabschnitts nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

   a) ein Grundfrequenzregister (26), einen Frequenzdatenwandler (28) und einen Frequenzspeicher (29) zur Erzeugung von Sinusschwingungsdaten für die von den Frequenzinformationsbits eines Rahmens dargestellte Grundfrequenz und für jede ihrer Harmonischen bis zu einer oberen Grenze,

   b) ein Register (66), einen zweiten Akkumulator (75), einen Addierer (77) und eine Tabellenschaltung (90) zum Zusammenfassen der Sinusschwingungsdaten für die Grundfrequenz und für jede der Harmonischen mit den Amplitudeninformationsbits des entsprechenden Spektrumabschnitts für jeden Zeitraum einer Folge aufeinanderfolgender Zeiträume zur Erzeugung einer Vielzahl von Datenworten, die jeweils einen Abschnitt eines Ausgangssignals für einen bestimmten Rahmen angeben,

   c) einen Addierer-Akkumulator (83) und einen dritten Akkumulator (85) zum Zusammenfassen der Vielzahl von Datenworten eines Rahmens zu einem synthetisierten Signal,

   d) eine K-lndex- und Synchronisierungseinheit (40) zur Wiederholung der Schritte a), b) und c) für jeden Rahmen des Bitstroms bis zur Erzeugung eines zusammengefaßten, synthetisierten Signals, und

   e) eine Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit (12) zur Erzeugung von Steuerimpulsen für die Wiederholung der Schritte a), b) und z) für jeden Rahmen des Datenstroms.