DE2048591A1 - Hochspannungssteuerkreis fur Fern sehempfanger - Google Patents

Description

Oase 45 491-2

lokyo Shibaura Electric Go., Ltd,, Eawasaki-ahi, Japan

Hochspannungssteuerkreis für fernsehempfänger

Die Erfindung "bezieht sich auf einen Hochspannungsregelkreis in einem Hochspannungsspeisekreis für einen !Fernsehempfänger, und insbesondere auf einen transistorierten Hochspannungssteuerkreis, um eine Hochspannung auf einem vorbestimmten festen Wert unabhängig von der Laständerung im Hochspannungsspeisekreis zu halten.

Im allgemeinen variiert der Hochspannungsausgang eines Hochspannungsspeisekreises zum Liefern der Spannung an eine Kathodenstrahlröhre eines Fernsehempfängers abhängig von der Strombelastungsänderung im Hochspannungsspeisekreis, was aus einer AbtaststrahlStromänderung der Kathodenstrahlröhre resultiert. Als Ergebnis variiert die Breite eines Bildes und ergibt einen ungünstigen Eindruck. Inabesondere bei einem 3?arbfernsehempfanger beeinflußt die änderung der Hochspannung in nachteiliger Weise die Strahlkonvergenz, was zu einer inkorrekten Parbe führt.

Bekanntlich umfaßt eine Schaltung zur Erzeugung einer so hohen

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Spannung "bis zu 20 KV einen Rücklauf transformator,, eine Horizontal-Ablenkungsschaltung zur Lieferung von Rücklaufijupulsen an die Primärwicklung des $ransformators und eine Schaltung sum stufenweisen Hinaufverstärken der Rücklauf impulse, wobei .die gleichgerichtete Hochspannung an die Anode einer Kathodenstrahlröhre beispielsweise gelegt wird. Bei einem Vakuumröhren-Fernsehempfänger wird eine sogenannte Hebenschlußreglerröhre parallel zu einem Gleichstrom-Hochspannungskreis geschaltet und bei Änderung der Ausgangs spannung des Hochspannungskreises aufgrund der Änderung im Strahlstrom (d. h. der Helligkeit) der Kathodenstrahlröhre wird der durch die Nebenschlußreglerröhre fließende Strom gesteuert, indem die Gitterspannung der Röhre geregelt wird, um den durch den Hochspannungskreis fließenden Arbeitsstrom auf einem vorbestimmten festen Wert zu halten. Die Durchbruchsspannung zwischen einer Platte und einer Kathode der Mebenschlußreglerröhre muß jedoch diese hohe Gleichstrom-Spannung aushalten und ein hoher Leistungsverbrauch wird erforderlich. Zusätzlich können gefährliche Röntgenstrahlen von der Platte abgegeben werden; es besteht auch ein Problem hinsichtlich der Zuverlässigkeit.

Wird dagegen der Sapfänger aus Pestkörpereinrichtungen aufgebaut» so ist es wünschenswert j mit Festkörpereinrichiaxngen (Iransistoren) nicht nur diesen Horizontal^Ablenkkreig, sondern auch den. Hochspannungsreglerkreis aufzubauen, um die Spannung dieses Hochspannungskreises auf einen Bestwert zu regeln. Da Jedoch di© Durchbruchsspannung der Balbleitereinrichtung relativ niedrig ist, ist es vom Standpunkt der Durchbruohsspannung unmöglich, den bekannten Takuumröhreiifcreis aufzugeben und statt dessen einen transistorierten Kreis als Ersatz vorzusehen. Bei der Regelung der Mebenschlußreglerröhre der Vakuumbauart kann, die sogenannte Boosterspannung verwendet werden} beim Aufbau dee Sestkörper-Hochspannungsreglerkreises wird es jedoch schwierig, die Boosterspannung

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als Regelsignal für die Halbleitereinrichtung zu benutzen. Wenn also der Hochspannungsreglerkreis mit Halbleitereinrichtung en aufgebaut werden soll, ist eine Schaltungsanordnung unterschiedlich zu der bekannten erforderlich und die Verwendung billigerer Elemente ist besonders wünschenswert. Als transistorierter Hochspannungsreglerkreis, der lediglich die obengenannte !Forderung erfüllt, wird versuchsweise die folgende Schaltungsanordnung vorgeschlagen, die die Ausgangsspannung nur durch Leistungsabgabe steuert. Hierzu wird eine dritte Wicklung mit dem Rücklauftransformator gekoppelt; die dritte Wicklung besitzt eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem hiermit verbundenen Widerstand. Eine Leistungssteuerreihenschaltung mit einem Transistor und einem Widerstand ist parallel zu diesem Kondensator gelegt. -Die Größe der Leistungsabgabe des Leistungsreihenschaltungskreises wird abhängig von der Änderung des Hochspannungsarbeitsstroms oder Strahlstroms geändert, um die Hochspannung auf einen festen Wert zu steuern. Bei der Schaltungsanordnung dieser Art wird, da die Größe der Leistung, die dem Zuwachs der Änderung in dem Hochspannungsarbeitsstrom entspricht, in der Reihenschaltung aus Widerstand und Transistor abgegeben wird, eine Leistungsabgabe beachtlicher Größe erzeugt. Aus diesem Grund sind teuere Elemente, die in der Lage sind, eine hohe Leistung abzugeben, für Transistor und Widerstand erforderlich. Auch ist die Auslegung der Schaltkreisparameter schwierig. Zusätzlich muß, um abtasten zu können, die Änderung im Hochspannungsbelastungswiderstand, der eine hohe Spannung aushält, mit der Hochspannungswicklung des Kicklauftransformators verbunden sein. Um weiterhin die am Widerstand erzeugte Hochspannungsänderung an den Hochleistungstransistor als Steuersignal hierfür zu übertragen, muß die Änderung leistungsmäßig durch mehrere Transistorverstärkerstufen abgeschirmt werden (powered). Dies führt auch zu einer Zunahme der Kosten und damit ist" die obengenannte Schaltungsanordnung nicht praktisch,

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obwohl sie den Anforderungen an den oben beschriebenen Hochspannungsreglerkreis entspricht. Alternativ ist es zum Steuern der Hochspannung mit einem transistorierten Steuerkreis bekannt geworden, eine sättigbare Drossel in den Eeglerkreis einzuschalten und die Induktanz der Drossel zu steuern, um den Resonanzzustand des Deflektorkreises oder Ablenkkreises zum Steuern der Hochspannung zu ändern. Aufgrund der Tatsachen jedoch, daß die Auslegung des Drosseltransformator schwierig ist und daß die Produktion der Drosseltransformatoren gleichförmiger Charakteristik schwierig ist, wird die Anordnung relativ teuer und erfüllt also die obengenannten Forderungen wiederum nicht.

Erfindungsgemäß wurde demgegenüber gefunden, daß in einem Hochspannungsspeisekreis, in dem ein Festkörper-Horizontal-Ablenkkreis zum Liefern von Rücklaufimpulsen an die Primärwicklung des Rücklauftransformator angeschlossen ist, ein Hochspannungsreglerkreis dadurch vereinfacht werden kann, daß die Kapazität des Rücklaufresonanzkondensators im Horizontal-Ablenkkreis verändert wird, um die Rücklaufimpulsbreite, das ist die Rücklaufperiode, zu ändern; damit konnte die Spannungsänderung der Hochspannungsleistungsspeisung verhindert werden, ohne daß Hochspannungs-Hochstromhalbleitereinrichtungen erforderlich würden.

Erfindungsgemäß soll daher ein Hochspannungsreglerkreis vorgeschlagen werden, der die Spannungsänderung des Hochspannungsspeisekreises verhindert, wobei die Kapazität des im Festkörper-Horizontal-Ablenkkreis eingeschlossenen Kondensators, wobei ersterer mit der Primärwicklung des Rücklauftransformators verbunden ist, entsprechend der Änderung im Hochspannungsarbeitsstrom geändert wird.

. Erfindungs gemäß umfaßt der Hochspannuiigsreglerkreis für den

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Jifernsehempfänger-Hochsparmungsspeisekreis mit dem Rücklauftransf orinator, dem EestkÖrper-Horizontal-Ablenkkreis, der mit der Primärwicklung des Rücklaufkondensators verbunden ist, um Rücklaufimpulse an die Primärwicklung zu geben, und mit dem Aufwärtsverstärkerkreis bzw. Abschirmverstärkerkreis für die Rücklaufimpulse eine erste Diode, die direkt mit der Primärwicklung zum Gleichrichten der Rücklaufimpulse verbunden ist; einen ersten im wesentlichen parallel mit dem Ablenkkreis geschalteten Kondensator, der durch die gleichgerichtete Spannung geladen wird} einen parallel zum ersten Kondensator geschalteten Transistor und einen Regelkreis für den Transistor zum Ermitteln des durch die Primärwicklung während der Horizontal-Abtastperioden fließenden Stromes und zum Regeln der Leitfähigkeit oder des Innenwiderstandes des Transistors abhängig von dem ermittelten Strom zum Steuern der Größe der Entladung des ersten Kondensators.

Wenn man auf diese Weise die Größe der Entladung steuert, läßt sich die kapazität des Hochspannungsreglerkreises entsprechend variieren und damit kann die Kapazität des Horizontal-Aulenkkreises entsprechend-variiert werden, um die Rücklauf impulsbreite zu ändern. Mit der Änderung der Rücklaufimpuls'breite variiert auch die Rücklauf impuls spannung. Somit kann die Rücklaufimpulsspannung entsprechend dem Stromfluß durch die Primärwicklung des Rücklauftransformators, und damit die üpaimungsänderung aufgrund der Belastungsänderung des Hoclispannungsspeisekroises, d. h. die Änderung im Kathodenstrahlröhreri-ßtrahlsbrom, sbabilisiert wei'den.

Krfindungsgfjmäß wird also ein Hochspamiungsübouerkreis in υ in Gjii Hochs ^annungsspeisokr eis für einen liOrnauhompf anger vorgeschlagen, bei dom ein transistoi'ierber Horizontal-Ablenkkrois mit der Primärwicklung eines Rücklauf bransformators verbunden ißt, wobei dieser Stouerkreis eino mi L du ν Pt'imär-

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wicklung verbundene Diode und einen Kondensator'umfaßt und Einrichtungen zum Steuern der Größe der Entladung aus dem Kondensator abhängig von der Strombelastungsonderung im Hochspannung sspeisekreis hauptsächlich während einer Abtastperiode vorgesehen sind, wodurch die Änderung einer Hochspannung aufgrund der Laständerung im Hochspannungsspeisekreis verhindert und eine stabilisierte Hochspannung erzeugt wird.

Die Erfindung soll non anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert werden, in denen

B¹Ig. 1 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist;

Ig. 2 ist ein Ersatzschaltbild Lind zeigt das Verhältnis zwischen einer Ersatzkapa^i . tat des Steuerkreises nach 1'¹Ig. 1 und eine feste Kapazität der Horizontal-Ablenkungsschaltung.;

B¹Ig. J gibb die Wellenform an,, welche diy

Änderung in der Ersatzkapazität nach B^lig. 2 erläutert;

B¹Ig. 4- ist ein Diagramm und zeigt das Verhält nis zwischen dem Strahlstrom und duu liü^lerkreio nach B¹Ig. 1 und der -Vorspannung eines Steuertransistors;

.Lsb eine Wellenform, die verweuidot wird, um einen Rücklauf impuls darzustellen}

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.;_,· δ ist ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

7 ist ein Ersatzschaltbild für den Steuerkreis in SUg. 6;

Fig. 8 ■ gibt eine Wellenform entsprechend dein

Betrieb des Kreises nach Fig. 6 wieder j

S¹Iq,. 9 ist ein Diagramm und zeigt das Verhältnis zwischen dem durch den 3Li?eis der Fig. 1 erzeugten Strahlstrom und dem durch die Primärwicklung des Rücklauftraiißformators fließenden Strom bzw. der Ausgangsspaniiung des Hochspannungsleistungsspeisekreises.

Yor der Diskussion de:? einzelnen Ausführungsformen soll sunächst das Verhältnis zwischen der Rücklaufimpulsbreite D und der Rücklaufspannung P erläutert werden. In der vorliegenden Beschreibung ist unter der Rücklaufimpulsbreite D eine Rücklaufperiode zu verstellen. Unter der Annahme, daß die an die Primärwicklung des Rücklauf transforms tors gelegte G-leichs;pannung +B Volt ist, die Horizontal-Ablenkungsperiode EU (63, ^Sekunden) und die Rücklaufperiode, das is.t die Rücklaufimpulsbreite, gleich groß D ist, wobei D gewöhnlich in der Größenordnung von 10ju Sekunden liegt, kann die Rücklaufimpulsspannung P durch die Formel (1) ausgedrückt werden;

(1)

Unter der Annahme, daß die Indulvtans der Ablenkspule Lo und die Kapazität dos Rücklaufresonanzkondensators parallel sui·

SAß

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Induktivität Lo gleich Co ist, kann die Rücklaufimpulsbreite D in der Formel (1) wie folgt ausgedrückt werdenj

D mit sjLoöo ■ (2) .

Aus den Gleichungen (1) und (2) geht hervor, daß die Rücklaufimpulβspannung P variiert werden kann, indem entweder die .Induktivität Lo im Bücklaufresonanzkreis der Horizontal-Ablenkschaltung oder die Kapazität Co des Resonanzkondensators variiert wird. 3D. h. , indem ein Kondensator parallel zum Kondensator Co in der Primärwicklung des Rücklauftransformator ψ geschaltet und die Ersatzkapazität des erstgenannten Kondensators in Verbindung mit dem Hochspannungslaststrom des Rücklauftransformators, das ist der Elektronenstrahlstrom, verändert wird, läßt sich die Kapazität Co entsprechend dem Belastungsstrom ändern. Aus Gleichung (2) nämlich ergibt sich, daß die Rücklaufimpulsbreite D sich ändert und aus Gleichung (1) ergibt sich, daß die Rücklaufimpulsspannung P entsprechend dem Hochspannungsbelastungsstrom geändert werden kann. Mit sich ändernder Rücklaufimpulsspannung P variiert natürlich die am Ausgang des Aufwartsgleichrichterkreis.es (step-up rectifier circuit) erzeugte !Spannung. In, diesem Fall sollte die Anordnung so gesteuert werden, daß abhängig von Steigerung oder Abnahme der Last die Spannung P bezüglich einer Bezugsspannung zu- bzw. abnimmt. Die Regeleinrichtung für diesen Zweck ist in Fig. 1 dargestellt.

lach Fig. 1 umfaßt, der Rücklauftransformator 10 eine Primärwicklung 10a und eine Sekundärwicklung 10b, um die Primärwicklung sspannung hinaufzutransformieren, wobei ein, freies Ende der Sekundärwicklung durch eine Hochspannungsgleicarichterdiode 11 an eine Anode einer Kathodenstrahlröhre (ORT) gelegt wird. Ein freies Ende der Primärwicklung 10a wird über . einen Stromdetektorwiderstand 12 an eine positive Klemme einer

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Gleichstromquelle +B gelegt. Zwischen-den Klemmen 13 un.d· 13' der Primärwicklung 10a befindet sich, ein Horizontal-Ablenkkreis mit einem Horizontal-Ablenkausgangstransistor 15, eine Dämpfuiigsdiode 16, die, wie in der ]?igur dargestellt, polarisiert ist und im Nebenschluß"»wischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors 15 liegt, eine Reihenschaltung aus einer Ablenkspule 17 und einem S-Korrektur-Kondensator Os ■ (S correction capacitor Os) und ein Rücklaufresonanzkondensator 18 (von festem Kapazitätswert Go). Ein Kondensator Op ist vorgesehen, um eine Bildverschiebung in weiter unten zu beschreibender Weise zu verhindern. Horizontale Synchronimpulse 20 werden -zwischen Basis und Emitter des Transistors 15 über einen Impulsumformer 19 angelegt.

Zwischen einer Anzapfung 22 der Primärwicklung 10a und einer Klemme 23 eines Widerstandes 12 befindet sich eine Reihenschaltung aus einer ersten Diode 24, die entsprechend der Darstellung polarisiert ist,und einem ersten Kondensator 25 (Kapazität O_x.). Parallel zum Kondensator 25 liegt eine Reihenschaltung aus Kapazitätssteuertranssitor 26, der in der dargestellten Weise gepolt ist, und einem äußeren Widerstand R^. Zwischen Basis und Emitter des Transistors 26 als Konstantvox'fjpannungsquelle E ist ein Kreis der unten beschriebenen Art vorgesehen, der mit dem Rücklauftransformator 10 verbunden iat. Es ist nämlich eine dritte Wicklung 2^r/ vorgesehen, die von der Primärwicklung 10a die Rücklaufimpulsspannung abnimmt. Die über die dritte Wicklung induzierte Spannung dienb dazu, einen Kondensator 29 über eine Diode 28 zu laden und eine konstante Gl eich vorspannung dex¹ in der I¹IgUi' dargestellten Polarität wird am Potentiometer 30 erzeugt, welches parallel zum Kondensator 29 geschaltet ist. Die konstante Gleichvorspannung kann von einem vorbestimmten Wert, kleiner als 10 Volt, sein. Wird eine solche Spannung am Potentiometer 30 erzeugt, so wird eine geeignet geteilte Spannung E an ontor

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variablen Anzapfung hervorgerufen. Die Spannung E ist ausreichend, um den Transistor 26 leitend zu machen, und dient als Bezugsvorspannung. In dem in Fig. 1 dargestellten Beispiel wird die Gleichspannimg E durch Gleichrichterrücklaufimpulse erzeugt, die von der Primärwicklung des Transformators 10 abgetastet werden (sampled). Obwohl die Amplitude des Nachlaufimpuls es variieren kann, kann eine im wesentlichen konstante Gleichspannung am Potentiometer 30 erzeugt werden, indem in . geeigneter Weise eine Zeitkonstante des Kondensators 29 und das Potentiometer JO gewählt wird; Eine Batterie kann als Gleichvorspannung E wie unten beschrieben verwendet werden || oder eine andere Gleichstromspeisung kann verwendet werden.

Was notwendig ist, ist eine Bezugsvorspannung zu liefern, die ausreichend ist, um den Transistor 26 durch solch nine Gleichstromvorspannung leitend zu machen.

Die Klemme 13' ist mit einer negativen Klemme eines Potentiometers 30 verbunden und die Klemme 23 ist mit dem Emitter des Transistors 26 verbunden. Die variable Anzapfung des Potentiometers 30 ist mit der Basis des Transistors 26 verbunden und die Differenz zwischen dem Spannungsabfall am Widerstand 12 und einem Bruchteil des Spannungsabfalls am Widerstand 3° wird an die Basis des Transistors 26 als Steuersignal gelegt.

" Lade- und Entladeschaltungselemente des Steuerkreises der Fig. 1 sind zusammen mit Kreis 31) eier durch eine gestrichelte Linie umfaßt ist, bezeichnet und die Ersabzkapazitäb dieses ■ Kroises isb durch die Kapazität C, wie durch die gestrichelte Linie gezeigt, bezeichnet. Durch Hinzufügung eines Resonanzkreises der Ablenkungnschaltungsarb ergibt sich entsprechend. Fig. 2 die Ersatzschaltung für Fig. 1. Der Transistor 26 in Fig. 1 kann dargestellt werden durch einen Außonwidorstatid R entsprechend dem Loibungsgrad des Transistors.·Da der Innenwiderstand R mit der Dasis-Emittorvorspannung Vbe variiert,

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wird er im Ersatskreis der !ig. 2 durch einen variablen Widerstand R dargestellt. Weiterhin ist der variable Widerstand R nach !ig. 2 so dargestellt, als ob er einen virtuellen Schieber (gestrichelt angedeutet) aufweist, so daß der Schieber abhängig von der Basis-Emitterspannung Ybe bewegt werden kann. Wie in !ig. 2 gezeigt, ist die Spannung Vbe gleich der Differenzspannung zwischen der konstanten Gleichstromvorspannung E und dem Spannungsabfall über den Widerstand 12. Die Gleichspannung E kann auf einen geeigneten Wert eingestellt werden.

ITach den !ig. 1 und 2 soll die Arbeitsweise nach dieser Ausxülirmigsform beschrieben werden. Jedesmal, wenn der horizontale Impuls 20 entsprechend !ig. 1 angelegt wird, wird der [Transistor 15 durch seinen positiven Inpulsteil leitend, der durch die Ablenkspule 17 fließende Strom wird linear während des Leitendwerdens des [Transistors 15 gesteigert. Wird der [Transistor 15 durch den negativen Teil des Horizontalimpulses 20 gesperrt, so wird ein Resonanzkreis, der aus der Induktivität Lo der Ablenkspule 17 und der Kapazität Co des Rücklaufresonaiizkondensators 18 besteht, in Resonanz versetzt. Hört die Resonanzschwingung bei einer Halbperiode infolge einer Seilendiode 16 auf, so fließt ein sägezahnartiger Ablenkstrom durch die Ablenkspule 17 in an sich bekannter Art. Während der fallenden Periode des Sägezahnstroms, das ist die Nachlauf periode, wird eine Rücklaufspannung (flyback voltage) über die Ablenkspule erzeugt, wobei die Rücklaufspannung an die Primärwicklung des Rücklauftransformator gelegt und dann durch die gleichzurichtende Sekundärwicklung hinauftransfor-

wird

inieri/, um in an sich bekannter Weise eine Gleichstrom-Hochspannung zu erzeugen.

Der Rücklauf impuls wird auch von der Primärwicklung 10a abgetastet, um die erste Diode 24 in Vorwärtsrichtung nur während der -Rücklaufperiode leitend zu machen and den Kondensator

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mit der dargestellten Polarität zu laden. Die Ladung des Kondensators 25 wird hauptsächlich während der horizontalen Abtastperiode durch den Transistor 26 entladen. Die Größe der Entladung wird jedoch durch den G-rad des Leitendwerdens des ' Transistors 26 begrenzt, das ist der Wert des Innenwiderstandes E. Anders ausgedrückt, da die Spannungsdifferenz Vbe zwischen dem Spannungsabfall mit der dargestellten Polarität über den Stromdetektorwiderstand 12 und den Spannungsabfall E mit der dargestellten Polarität über das Potentiometer JO zwischen Basis und Emitter des Transistors 26 angelegt wird, wird der Anteil der Entladung umso größer, je kleiner der Belastungsstrom wird. Der Innenwiderstand E des Transistors 26 variiert mit der Spannung Vbe und die Ladung des Kondensators 25 wird entsprechend der Regelspannung Vbe während der Abtastperiode entladen. Obwohl die Gleichstromvorspannung E konstant ist, da der Spannungsabfall über den Stromdetektorwiderstand 12 mit dem Eingangsstrom variiert, der durch die Primärwicklung 10a des Nachlauftransformators fließt, wird Vbe geändert. Da der durch die Primärwicklung 10a fließende Strom mit dem durch die Sekundärwicklung fließenden Strahlstrom variiert, variiert Vbe mit dem Kathodenstrahlstrahlstrom. Der Spannungsabfall über den Widerstand 12 wird durch den Kondensator Op gefiltert, so daß- er der StrahlStromänderung in einer kurzen Periode, wie beispielsweise einer Teilbildperiode, nicht entspricht, sondern vielmehr der mittleren StrahlStromänderung entspricht. Es soll darauf hingewiesen werden, daß, wenn der durch die Sekundärwicklung 10b fließende Strom innerhalb des Bereichs von 0 bis 1,2 Ampere variiert, mehrere hundert Milliampere Änderung sich in der Primärwicklung 10a einstellen. So werden entsprechend mehrere hundert Milliampere Stromänderung im Stromdetektortransistor 12 erzeugt und, wird dessen Widerstand mit mehreren Ohm gewählt, so kann der. Spannungsabfall am Transistor 12 ohne Verstärker abgenommen werden. Aus diesem Grund kann der Stromdetektorwiderstand 12 in Reihe

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mit einem B-Leistungszuführungsweg für den Horizontal-Ablenkungsausgangstransistor 15·verbunden werden. Aghängig vom Spannungsabfall über den Widerstand 12 wird der Innenwiderstand R des !Transistors 26 gesteuert. Der Detektorwiderstand kann iaehrere Watt Leistungsverbrauch aufweisen, die Detektorempfindlichkeit kann durch Verändern des Widerstandswertes verstellt werden. Wenn also der Strahlstrom hoch ist, wird Vbe gering und damit wird die Größe der Entladung vom Kondensator 25 klein, wogegen, wenn der Strahlstrom niedrig ist, Vbe groß wird unddie Entladungsgröße groß ist.

Die Art, in der die Ersatzkapazität O¹ nach Pig. 2 während der nachlaufperiode mit der Größe der Entladung variiert, soll nun diskutiert werden. Wie Pig. 3 erkennen läßt, treten die Nachlauf impulse 33 bei einer Impulsfrequenz der Periode T-g (Horizontal-Ablenkungsperiode) auf. Der Spannungswert des Kücklaufimpulses wird durch P ausgedrückt. Während der Eücklaufperiode ist der Kondensator 25 bis zur Impulsspannung P geladen. Während der Abtastperiode wird die Ladung aufgrund der Spannung P durch den Innenwiderstand E des Transistors längs der Kurve 300 in Pig. 3 entladen, bis der nächste Nachlaufimpuls auftritt, wenn die Spannung am Kondensator 25 gleich P,* wird. D ist die Breite des nachlauf impulses wie vorher erwähnt. In der dargestellten Kurve 300 wird die zeitliche Periode to - t¹,. als reine Entladungsperiode betrachtet, die zeitliche Periode t',. - t'p als reine Ladungsperiode für den Kondensator 25 während der nächsten Nachlaufperiode.

Wird nun die Ersatzkapazität G' (Pig. 2) für den Kondensator 25 während der Sücklaufperiode von der Primärwicklung des ßücklauftransformators betrachtet, so kann G¹ als die Änderung der Ladung Q des Kondensators 25 angesehen werden. Da nämlich die Ladung Q « 0*·Ρ des Kondensators 25 in Ο* (P - P^) durch die Entladung sich ändert, kann die Ersatzkapazität G¹

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ausgedrückt werden durch

P-P,

(3)

Wie in Pig. 3 dargestellt, kann P„. in breiten Grenzen variiert werden, indem die Zeitkonstante des Kondensators 25 und der Widerstandswert des Entladungskreises (einschließlich des Innenwiderstands des Transistors) variiert werden. In diesem Pail kann, da der Widerstand R,- fest ist, die Zeitkonstante verändert werden, indem der Innenwiderstand R des Transistors 26 verändert wird. Wenn nämlich der Transistor 26 gesperrt wird, (is cut off) so nähert sich der Innenwiderstand R unendlich und P_x. wird gleich P, während, wenn der Transistor 26 ausreichend leitend wird, um einen kleinen Innenwiderstand R aufzuweisen, so wird P_x. nahe null. In Pig. 3 ändert sich P_xJ zwischen den Entladungskurven 301, und 302. Somit kann der üaderungsbereich der Ersatzkapazität O¹ innerhalb des Bereiches 0-"^CL eingestellt werden. Da die Ersatzkapazität C parallel mit dem Rücklaufresonanzkondensator Oo (fester Kondensator) des Ablenkungskreises geschaltet ist, variiert die resultierende Kapazität gleich öo + 0' während der Rücklaufperiode. Während die resultierende Kapazität geladen wird, verändert sich die Impulsbreite D und sorgt ihrerseits für eine Änderung der Rücklaufspannung P in Abhängigkeit von dem durch den Rücklauftransformator fließenden Strom. Wenn also der durch den Widerstand 12 fließende Strom niedrig ist, wird die Größe der Entladung vom Kondensator 25 groß und die während der nächsten Rücklaufperiode existierende Ersatzkapazität C wird groß. Somit nimmt die Impulsbreite D in der Gleichung (1) zu und die Rücklaufimpulsspannung P nimmt ab, so daß die durch Gleichrichten der Impulsspannung erzeugte Hochspannung abnimmt und damit die Hochspannungssteuerung durchgeführt wird. Wenn der Strahlstrom im Hochspannungskreis zunimmt, um den durch den Widerstand 12 fließenden Strom zu erhöhen, nimmt die Spannung P·

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zu. Es zei[jt sich so, daß eine konstante Hochspannung unabhängig von der Größe dßs Strahlstroms erreicht werden kann.

Der Vorspannungszustand des Transistors 26 der Pig. 1 soll nun insbesondere mit Bezug auf }?ig. 4 beschrieben werden. Die X-Achse zeigt den CRT-Strahlstrom und die Y-Achse gibt in positiver Richtung die Basis-Emitterspannung Vbe des Transistors 26 bezüglich +B als Bezugsspaniiunc wieder und gibt in negativer Richtung den Spannungsabfall über den Stromdetektorwiderstand 12 bezüglich der +Bezugsspannung an. Der Ursprung O der X-Achse gibt die Bezugsspannung an. Während der Strahlstrom von O auf 1,2 Milliampere steigt, ändert sich der Strom durch den Stromdetektorwiderstand 12 um etliche hundert Milliampere. So bleibt der Spannungsabfall hierüber im Bereich von etwa 1 »5^4,5 Volt. Diese Änderung ist in iPig. 4 durch die charakteristische Ilurve 35 wiedergegeben. Die feste Vorspannung E wird auf etwa 5 Volt eingestellt, indem die Mittelanzapfung des Potentiometers 30 eingestellt wird. Die Basis-Emitterspannung Vbe des Transistors 26 bildet die Differenz zwischen der Spannung E und dem Spannungsabfall über den Widerstand 12, so daß die Änderung für den Strahls tr οία durch die Kurve 34 der Pig. 4 sich darstellen läßt. Durch Verstellung der Mittenanzapfung des Potentiometers 30 wird die Spannung E geändert. So wird beispielsweise die Vorspannung E derart gewählt, daß der Transistor 26 beim Strahlstrom von 1,2 Milliampere gesperrt wird und die Spannung Vbe wird auf 0,5 Volt eingestellt. Während der Strahlstrom von 1,2 Milliampere abnimmt, variiert Vbe von 0,5 bis 3_S5 Volt und der Leitungs(strom) des Transistors 26, das ist der Innenwiderstand R, nimmt auch ab. Als Ergebnis nimmt die Größe der Entladung, wie in Pig. 3 dargestellt, zu und die Ersatzkapazität 0' nimmt zu, die ihrerseits die Rücklaufimpulsspannung P in vorbeschriebener Weise vermindert. So wird die Hochspannung im wesentlichen konstant bezüglich des Strahlstroms gehalten. Regelt man die Hochspan-

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nung auf einen festen Vert von 20 KV trotz der Strahlstrom- " änderung von O^ 1,2 Milliampere, so änderte sich entsprechend der Messung die !Rücklaufρeriode D von 11p Sekunden auf 12 jX Sekunden, während die Rücklaufimpulsspannung P auf der Primär>seite im Meßwert sich von 800 bis 700 YoIt änderte.

Im Steuerkreis der !Fig. 1.nach der Erfindung wird die Rücklaufresonanzkapazität O¹ während der Rücklaufρeriode geregelt, um die Hochspannung zu steuern. Da der die Kapazität O¹ bildende Kondensator 2^ mit der Primärwicklung 10a des Rücklauftransformators 10 verbunden ist, wird die Schaltkreisauslegung einfacher. Es soll darauf hingewiesen werden, daß, da der Kondensator 25 mit der Primärwicklung 10a verbunden ist, die Kapazitätsänderung der Ersatzkapazität C tatsächlich als. Rücklaufresonanzkapazität des Rücklaufresonanzkreisen, umgewandelt in die Primäräquivalenz, dient. Auf diese Weise wird die Hochspannungssteuerung nach der Erfindung vorgenommen.

In der vorstehenden Beschreibung wurde, um das Verständnis zu erleichtern, die Diode 24 nicht betrachtet. Erfindungsgemäß hat sich Jedoch herausgestellt, daß zur Durchführung der Erfindung die längere Speicherzeit der Diode 24 vorteilhaft ist.

Anhand von !ig. 5 wird die Funktion der Ersatzkapazität Ö' im Detail unter Berücksichtigung, der Speicherzeit tsg der Diode 24 diskutiert.

Nach 3Pig. 5 wird die Rücklauf ρ eriode D, während der der Rücklaufimpuls existiert, in die frühere Hälfte D/ und die spätere Hälfte D2 unterteilt. Die frühere Hälfte D^ reicht vom Ausgangszeitpunkt t,_n der Rücklaufperiode zum Zeitpunkt t^j zu dem der Rücklaufimpuls seinen Spitzenwert erreicht. Die spätere „ Hälfte Dp weicht von der Spitzenzeit t~ zur Endzeit t^ der

Rücklaafperiode, wobei

In der vorstehenden

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Beschreibung wurde nur darauf hingewiesen, daß der Kondensator 25 während der Rücklaufperiode D durch den Rücklaufimpuls geladen wurde. Da das Läden während der früheren Hälfte D* der Rücklaufperiode erfolgt, kann gesagt werden, daß die Ersatzrücklaufresonanzkapazität C nur während der früheren Hälfte D,, der Rücklauf ρeriode wirksam wird. Der Originalrücklaufresonanzkondensator (öo) 18 wird während der früheren Hälfte D,. der Rücklauf ρ eriode geladen und der Entladestroin fließt durch die Ablenkungsspule Lo von der positiven La dungs spannung P des Kondensators 18 während der letzteren Hälfte Do· So dient der Rücklaufresonanzkondensator Oo als Rücklaufresonanzkondensator über die Rücklaufρeriode. Andererseits wird während der späteren Hälfte Do der Rücklaufρeriode, da die Diode 24 gesperrt ist, die Ersatzkapazität O¹ nicht während der späteren Hälfte Do entladen, selbst wenn die Diode 24· von der Spannung P^ auf P beispielsweise geladen wird, und wird während der nächsten Abtastperiode entladen. Also dient die Kapazität C nur als Rücklaufresonanzkapazität während der früheren Hälfte D,j. Obwohl die Kapazität O¹ nur während der früheren Hälfte Dy, wirksam wird, wurde bewiesen, daß ein zufriedenstellender Hochspannungssteuervorgang geliefert wird, da das C zur Rücklaufkapazität Oo während der früheren Halbperiode D^ zugegeben wird. Die Speicherzeit tsg der Halbleiterdiode beträgt gewöhnlich 0,1p. Sekunden für eine Diode relativ hoher Leistung und 1jjl Sekunde - 2 Sekunden für Dioden relativ niedriger Leistung. So wird die Diode 24- in dem Augenblick der Anwendung der Sperrvorspannung an den transistor 26 nicht gesperrt, ist vielmehr in Richtung entgegengesetzt zur normalen Leitungsrichtung über die von diesem Augenblick an beginnende Speicherzeit tsg leitend. Was die Diode 24 der lig. 1 oder 2 angeht, so wird im Augenblick des Anlegens des Rücklaufimpulses die Diode 24 Eingeschaltet und in Vorwärtsrichtung während 'der früheren Hälfte D* der KTa chi auf ρ eriode D₁* leitend gemacht und wird erst dann gesperrt, wenn die letztere Halbperiode Do

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beginnt. Da der Kondensator 25 "bis zur Rücklauf ilapuls spannung P während der früheren Halbperiode D^ geladen wurde, spannt äie an die Diode 24 gelegte Spannung ihn umgekehrt während der späteren Halbperioden vor und die Diode gerät leicht in den SperrzuBtand. Wie oben erwähnt jedoch entlad während der Speicherzeit tsg die Ladung des Kondensators 25 über die Diode und fließt in die Ablenkspule Lo. Der Entladestrom aus dem Kondensator 25 sorgt in diesem Fall dafür, daß der Kondensator weiter als Ersatzrücklaufresonanzkapazität O¹ während der Diodenspeicherzeit tsg in der späteren Hälfte Dp der Rücklaufperiode arbeitet. Unter der Annahme, daß die Speicherzeit tsg gleich !"^-"fcpl is^j soll der Entladungszustand des Kondensators 25 im einzelnen beschrieben werden. Während der früheren Hälfte D,. der Rücklaufperiode, d. h. von der Zeit tQ bis tg» wird der Kondensator 25 bis zur Spannung P geladen. Da die Periode von "fc^-t, der späteren Halbperiode Do die Speicherzeit tsg ist, fließt der Entladestrom in die Ablenkspule Lo durch die Diode 24 während dieser Periode und die Spannung am Kondensator 25 fällt von P auf P^. Nach dem Zeitpunkt t, fließt der Entladestrom währenddes Restes der späteren Halbperiode Dg (t^-t^i) und der Äbtastperiode Irr-D durch die Reihenschaltung des Widerstands R.* und des Innenwiderstands R des Transistors 26 längs der Entladungskurve 37. Wie die oben gegebene Erläuterung zeigt, ist es, um den Kondensator 25 als Rücklaufresonanzkapazität selbst während eines Teils der späteren Hälfte D₂ der Rücklaufperiode wirksam werden zu lassen, vorteilhaft, daß die Speicherzeit tag so lang als möglich gewählt wird. Aus diesem Grund wird also verständlich, daß die Anordnung nach der Erfindung mit geringeren Kosten konstruiert werden kann.

Weiterhin wird mit der Diode 24- mit der längeren Speicherzeit tsg der Kondensator 25 von der Spannung P hinab auf Pg entladen und damit durch den Entladungskreis, der R,. und R um-

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2O4P 591

faßt, entladen, so daß er bis auf die Spannung P, am beginnenden Ende 1Jq¹ der nächsten Rücklauf ρ eriode abnimmt. In der . früheren Hälfte t₀' - tp' der nächsten Rücklaufρeriode wird der Kondensator von der Spannung P, auf die Spannung P geladen, wodurch der Kondensator als Rücklaufkapazität wirksamer wird. Der aus der längeren tsg abgeleitete "Vorteil zeigt sich vor allem im Vergleich mit der Entladungskurve 36 für die Diode nit der Speicherzeit von im wesentlichen null.

Da die obere Grenze der Diodenspeicherzeit tsg etwa 2{i Sekunden beträgt, wird es höchstens möglich, den Kondensator 25 als Rücklaufresoiianzkapazität C über die letztere Halbperiode Dg (etwa 5ft- Sekunden) zu betreiben.

In ΪΪ£. 6 nun ist eine andere Ausführuiigsform der Erfindung dargestellt, wo der Kondensator 25 veranlaßt wird, als Ersatzrücklauf resonanzkapazität O¹ über die spätere Hälfte Dg der Rücklaufρeriodο zu arbeiten. In Pig. 6 sind die gleichen Bezugs zeichen wie in Ii¹Xg. 1 zum bezeichnen ähnlicher Teile benatzt und nur die Elemente mit Konstruktionen oder Operationen unterschiedlich zu denen der Fig. 1 werden hier beschrieben. Zwischen der Anzapfung 22 und der positiven Klemme der ersten Diode 24 ist ein zweiter Kondensator JS mit der Kapazität Op gelegt. Auch, zwischen dem Verbinduiigspuukt 39 des Kondensators 38 mit der Diode 24 und der-Anzapfung 40 der Primärwicklung 10a ist eine zweite Diode 42 eingeschaltet, die entsprechend der Darstellung orientiert ist. Mit 43 ist eine Batterievorspaniiuiigsspeisung £ür den Transistor 2(5 bezeichnet und ist zwischen die Basis und die Anzapfung 13' in der dargestellten Polarität eingeschaltet. Die Spannung ist einstellbar, um E Volt su erhalten. Alternativ kann di'„- Vo rspanmmgs spei sung 43 durch eiueu Diodengleichrichterkreis gebildet werden, der mit dem Transformator 10, wie in Fig. 1 dargestellt, gekoppelt ist. I¹Ib. 7 aei.jt eine Ereatzbetritbsschaltung, die verwendet

SADORIGtNAi.

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wird, um die Arbeitsweise der Ausführungsform nach- B¹Ig. 6 zu erläutern, und Fig. 8 zeigt die Wellenform in etwas übertriebener Darstellung.

In dieser Ausführungsform lad, wie in Fig. 7 dargestellt, der Rücklaufimpuls nacheinander die Kondensatoren J8 und 25 in der durch den Pfeil 44 gezeigten Richtung durch die erste Diode 24 während der Rücklaufperiode. Genau gesagt: Der Ladungsvorgang erfolgt während der früheren Hälfte D^ der Riicklaufperiode wie- im· Kreis der Fig. 1. Nach dieser Ausführungsform sind die Ladungen für beide Kondensatoren identisch·, die Spannungsverteilung ist jedoch umgekehrt proportional zu ihren Kapazitäten. Wie bei der Ausführungsform der Fig. 1 wird die Ladung des Kondensators 25 durch den Entladekreis mit dem Transistor 26 (durch R und R,. dargestellt) während der Abtast- ■ periode entladen. Wie aus Fig. 3 hervorgeht, wird, qe kleiner der Innenwiderstand R des Transistors wird, die Ladung des Kondensators 25 umso mehr entladen, der durch den Rücklaufimpuls 33 geladen wurde. Offensichtlich steigert dies tatsächlich die Spannungsänderung P-P,. des Kondensators 25 und vergrößert die JLnderung in der Ersatzkapazität 0' nach Fig. 7· In dieser Ausführungsform jedoch wird der Kondensator 38 zur Ablenkspule Lo durch die Wicklung 10a in Richtung des Pfeiles 4-5 während der späteren Hälfte Dp der Nachlaufperiode ent-

' laden. Dies bedeutet, daß, wie mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben, die Ersatzkapazität 0' der Fig. 6 über die spätere Hälfte Dp der Rücklaufperiode vorhanden ist und als Rücklaufresonanzkapazität wirkt. In dieser Ausführungsform nämlich werden die in Reihe geschalteten Kapazitäten 38 und 25 auf gleichen Ladungspegel durch die leitende Diode 24 während der früheren Hälfte D^ der Rücklaufperiode geladen, um diese Kondensatoren zu veranlassen, als Rücklaufresonanzkapazität C zu wirken, wogegen während der späteren Halbperiode Dp die Ladung des . Kondensators 38 zur Ablenkspule Lo durch die Diode 42 entladen

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wird, ma'den Kondensator 38 dazu zu bringen, als Rücklaufresonanzkapazität G¹ zu arbeiten. Das Grundprinzip der !Steuerung der Hochspannung ist also das gleiche wie das der Ausführungsform nach IFig. 1, wo angenommen wurde, daß die Speicherzeit tsg der Diode 24 gleich der vollen Periode der späteren Hälfte Do der Rücklaufperiode ist. "

Im Schaltkreis der Fig. 6 umfaßt der Ladekreis den zweiten Kondensator 38 und die zweite Diode 42 kann die Anode der zweiten Diode 42 an Masse legen. Innerhalb einer Rücklaufperiode D jedoch werden der Ladestrom mit der Wellenform 47, der durch die erste Diode 24- fließt, sowie der Entladestrom mit der Wellenform 48, der durch die zweite Diode fließt, voneinander getrennt (siehe Fig. 8A) und somit kann die volle Rücklaufperiode nicht wirksam ausgenutzt werden. Im Gegensatz hierzu wird, wenn die Anode der Diode 42 mit der Anzapfung des Transformators 10 verbunden wird und die Kathode mit der Anzapfung 22 durch den Kondensator J8 verbunden wird, der Ladestrom mit der Wellenform 47 während der früheren Hälfte der Rücklaufperiode und der Entladestrom mit der Wellenform vom Kondensator während der späteren Hälfte der Rücklaufperiode kontinuierlich (siehe Fig. 9B) und liefert eine Wellenform so als ob nur ein einziger Kondensator vorhanden wäre. Diesel? Versuch hat gezeigt, daß durch dieses Ausführungsbeispiel eine wirkungsvollere Spannungssteuerung herbeigeführt wird. .

In Fig. 9 ist das Verhältnis des Strahlstroms, wie er tatsächlich aus dem Kreis der Fig. 1 (X-Achse in Milliampere) abgeleitet wird, und ein mittlerer Eingangsstrom durch die Primärwicklung 10a des Rücklauftransformators 10 (X-Achse in Milliampere) durch die Linie 49a dargestellt und das Verhältnis zwischen Strahlstrom und Ausgangsspannung der Hochspannungsleistungsspeisung (Y-Achse in KV) ist durch die Linie 50a dar-

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gestellt. Die Kurven 49b und 50b zeigen die Charakteristiken, wo die Hochspannungssteuerung nicht verwendet wird. Wie von c.er Hochspannungsausgangs-Charakteristikkurve 50a der J¹Ig. 9 ersichtlich, wird ein im wesentlichen konstanter Hochspannungs-,aasgang von etwa 20 KV für den Strahlstrom erzeugt. Bei einem Hochspannungsregler der Leistungsverbraucherbauart, wie er hier früher beschrieben wurde, wird die Steuerung bei einem Leistungsverbrauch (etwa 25 Watt) vorgenommen, der zwischen den Kurven 50a und 5°b liegt. Bei einem solchen Regler der Leistungsverbraucherbauart wird die Kurve des Eingangsstroms, der durch die Primärwicklung 10a des Transformators fließt, im wesentlichen (bei etwa 400 Milliampere) für den Strahlstroia konstant gehalten. Da andererseits die Rücklaufkapazität zum Steuern der Hochspannung erfindungsgemäß geregelt wird, ändert sich der durch die Prinärwicklung 10a fließende Strom zwischen JOO Milliampere und 400 Milliampere für den Strahlstrom, wie durch die Kurve 49a angegeben, und somit liegt der Leistungsverbrauch bei weniger als 10 Watt. Hieraus läßt sich erkennen, daß die Erfindung beachtliche Vorteile bietet.

Was nun die Hochspannungsausgangskurve 50a der Pig. 9 angeht, so verbleibt diese fast konstant bei 20 KV für den Strahlstrom von 0,15 Milliampere '^v/ 0,1 Milliampere, liegt jedoch leicht oberhalb 20 KV für einen Strahlstrom kleiner als 0,15 Milliampere. Um dies zu verhindern, hat sich herausgestellt, daß unter Verwendung von VDR (apannungsabhängiger Widerstand) anstelle des stromabhängigen Widerstandes 12 nach Pig. 1 der Ausgang bei etwa 20 KV für den Strahlstrom unter 0,15 Milliampere, wie durch die gestrichelte Linie 50c dargestellt, konstant gehalten werden kann. Wird nämlich VDR als Stromdetektorwiderstand 12 verwendet, wird die Stronienipfindlichkeit für den kleineren Bereich des Strahlstroms in günstiger Weise aufgrund der Spannungsabhängigkeit des VDR vex-bessert. Da die den VDR benutzende Ausführungsform konstruiert wird, inden

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lediglich, ein an sich, bekannter VDE ersetzt wird, dessen Widorstandswert abhängig von der Spannung beira Widerstand in Fi^. .1 odor Fig. 6 ist, ist hier eine Darstellung davon nicht gegeben.

Wie oben behauptet, liefert die Erfindung tatsächlich eine ϋΐι\ erlässige Ilochspamiungssteuervorrichtiuig mit vielen Vorteilen, sowohl hinsichtlich Konstruktion wie hinsichtlich Leistungsverbrauch.

Patentansprüche:

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ßAO ORtGlNAL

Claims (4)

1. 2 O A P 5 9 1

   P a t e η t a η s ρ r ii C ₁ h e

   Hochsparmungssteuerkreis in einem IIochspanmjJuGsleictungsspeisekreis zuia Speisen einer ^ernselienpfän'gerröhre, mit einem Rücklauf transformator, einem Horizontal-Ablenkungn-Halbleiterkreis, der mit der Primärwicklung dieses Rücklauftransforaiators verbunden ist, um Rücklaufimpulse an die Primärwicklung zu geben, und mit einem hinauf transformierenden Gleichrichterkreis für diese RücId.aufimpulse, wodurch die Hochspannung an die Eiapfängerröhre gelegt wird, gekennzeichnet durch eine erste Diode (24) zum Gleichrichten der Rücklaufimpulse an der W Primärwicklung; einen ersten im wesentlichen prall el 2/um Ablenkkreis geschalteten Kondensator, (2^), der mit der gleichgerichteten Spannung geladen wird} eine parallel zum ersten Kondensator geschaltete Halbleitereinrichtung (26) und einen Regelkreis für diese Halbleitereinrichtung zum Ermitteln des durch die Primärwicklung fließenden Stroms während der Rücklaufperioden und zum Regeln der Leitfähigkeit dieser Halbleiter einrichtung in Abhängigkeit vom ermittelten Signal, um die Größe der Entladung aus dem ersten Kondensator zu regeln.
2. 2. Hochspannungssteuerkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese Halbleitereinrichtung (26) aus einem

   . Transistor besteht, wobei eine Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungsabfall über den Stromdetektorwiderstand (12) in der Primärwicklung des Rücklauftransformator vorhanden ist und wenigstens ein Teil der gleichgerichteten und gefilterten Spannung eines Bruchteils der Primärspannung des Rücklauftransf orinators an die Basis dieses Transistors zum Regeln "der Leitfähigkeit des Transistors gelegt wird.
3. 3. Hochspannungssteuerkreis nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen weiteren Lade-Entladekreis mit einem zweiten Kondensator (38) in Reihe zu dieser ersten Diode (24), wobei eine

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   8AO ORIGINAL

   zweite-Dio&o (4-2) mit dem zweiten Kondensator derart gepolt Geschaltet ist, daß die Ladung des durch die Eücklaufimpulse ^oladonen zweiten Kondensators durch die Primärwicklung des Rücklauftransfornators während einer späteren Hälfte der Rücklauf ρeriode entladen wird.
4. 4. Hochspaimuiissüteuerlcreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein spannungsabhängiger Widerstand VOR anstelle des Stromdetektorwiderstands (12) eingesetzt ist.

   9816/1685

   BAD ORIGINAL