DE2042558A1

DE2042558A1 - Anordnung zur elektronischen Aus wertung des Signalflusses in einer licht elektronischen Messeinrichtung

Info

Publication number: DE2042558A1
Application number: DE19702042558
Authority: DE
Inventors: Jin Dr Niederrohrdorf Mottier Francois Zurich Wild Peter Wettingen Mastner (Schweiz) M
Original assignee: BBC Brown Boveri France SA
Current assignee: BBC Brown Boveri France SA
Priority date: 1970-05-26
Filing date: 1970-08-27
Publication date: 1971-12-09
Also published as: CH521568A

Description

Anordnung zur elektronischen Auswertung des Signale flusses in einer lichtelektronischen Messeinrichtung Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur elektronischen Auswertung des Signalflusses in einer lichtelektronischen Messeinrichtung, wobei der Auswertelektronik auf zwei parallelen Kanälen orthogonale Signale zugeführt werden die durch Funktionen mit einem Sinus bzw. Kosinus mit der zu der Messgrösse proportionalen Messvariablen im Argument beschrieben erden können.
Lichtelektronische Messei-1-richtungen der vorstehend beschriebenen Art ind z.B. aus der CH-PS 433 065 oder der DOS 1 913 730 bekannt. Bei den bekannten Einrichtungen wird ein Lichtbündel durch das Magnetfeld eines Hochspannungsleitungs-Wechselstromes auf interferometrischem Wege intensitätsmässig moduliert. Von dem Lichtbündel werden dann mittels Photodioden zwei orthogonale elektrische Signale abgeleitet, die in die zwei parallelen lanale der Auswertelektronik eingespeist werden und die im wesentlichen durch folgende Funktionen beschrieben werden können: S1(t) = k1#[sin(#(t) + # + #) + 1] (1) S2(t) = k2.L cos(#(t) + , ) + 1 7 (2) Hierin sind kl, k2 von der Intensität der Lichtquelle, der Symmetrie der Uebertragungskanäle, der Empfindlichkeit der Photodetektoren usw. abhängige Apparatur-Konstante, #(t) die durch die Auswertung zu gewinnende, der Messgrösse proportionale flessvariable, J eine in der Regel langsam veränderliche Nullpunktkonstante und E eine gleichfalls in der Regel veränderliche Konstante fÜr etwaige Phasenquadraturfehler der. Signale. Formeln (1) und (2) gelten insbesondere mit guter Näherung Ur Signale aus Silizium-Photodioden, welche einen vernachlässigbaren Dunkelstrom aufweisen. Die orthogonalen Signale werden dann in der Auswertelektronik durch Modulation mit einer Trägerfrequenz und Addition zu einem phasenmodulierten Sinus-Signal umgeformt., aus dem die Messvariable durch Frequenzdemodulation gewonnen werden kann.
Signale gemäss Formeln (1) und (2) ergeben sich auch bei einer anderen bekannten lichtelektronischen Messeinrichtung (IEEE J. Quantum El. QE-2 (1956) 255), bei welcher die Polarisationsrichtung eines linear polarisierten Li.chtbündels mittels eines im Magnetfeld eines Leitungsstromes angeordneten Faraday-Rotators gedreht wird, das Lichtbündel dann in einem modltizierten Glan-Thomson-Prisma nach zwei zueinander senkrecht stehenden Polarisationsrichtungen aufgespalten wird, und die beiden auf diese Weise intensitätsmässig modulierten Teilstrahlen dann mittels Photodetektoren in elektrische Signale umgesetzt werden. Während Jedoch bei den beiden erst genannten bekannten Einrichtungen angestrebt wird, die Konstante E gleich lull zu machen um eine ideale Phasenquadratur zu erhalten, wird bei der letztgenannten Einrichtung eine Phasenverschieblmg # zwischen den Signalen angestrebt, so dass g also gleich ist.
2 Bei der letzt-genannten bekannten Einrichtung ist eine Verwendung der Auswertelektronik nach den beiden erstgenannten bekannten Einrichtungen nicht möglich. In einem noch nicht veröffentlichten Vorschlag wurde die letzt-genannte be kannte Einrichtung daher derart abgewandelt, dass die Auswertelektronik der beiden erst -genannten bekannten Einrichtungen verwendbar ist, wodurch erhebliche Vor besserungen in der Auswert-Empfindlichkeit und -Genauig keit erzielt werden. Die beiden erst-genannten bekannten Einrichtungen und die letzt-genannte vorgeschlagene Einrichtung weisen Jedoch noch insoweit Nachteile auf, als Ungleichheit und Schwankungen der Konstanten kl, k2, sowie nicht verschwindende Werte fUr und £ verfälschend in das Nessergebnis eingehen. Die gleichen Nachteile können sich auch bei einer weiteren vorgeschlagenen noch nicht veröffentlichten Anordnung zur elektronischen Auswertung des Signalflusses in einer lichtelektroniscllen Messeinrichtung ergeben, bei welch-er die orthogonalen Signale fortlaufend mit einer sinusoiden Spannung- verglichen, und d"n Zeiträumen zwischen zwei Zeitpunkten der Amplitudengleichheit proportionale Impulse abgeleitet werden.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Auswertelektronik anzugeben, die die angeführten Nachteile nicht aufweist.
Darüber hinaus sollen zu Justierungszweeken noch die einzelnen Phasenabweichungen £ und # der Formeln (1), (2) leicht messbar sein.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass bei einer Anordnung der eingangs beschriebenen Art die Jeweiligen Amplitudenmaxima der Signale oder bekannte Bruchteile hiervon fortlaufend detektiert und die Momentanwerte der Signale E# sprechend dem Verhältnis eines vorgebbaren Spannungspegels zu den detektierten Amplituden.
werten proportional beeinflusst werden und dann der vorgebbare Spannungspegel von den Signalen subtrahiert wird, dass sodann jeweils der Extremzustand oder der ;4ulldurchgang eines derart erhaltenen Signals festgestellt und zu diesem Zeitpunkt der Wert des anderen gemessen wird und die gemessenen Werte mit den Momentanwerten der Signale verknüpft werden, dass daraufhin das den nunmehr erhaltenen Signalen gemeinsame lgtinkelargument gewonnen wird, und dass schliesslich aus diesem der Gleichstromanteil eliminiert wird, wodurch sich die durch die Auswertung zu gewinnende Messvariable ergibt.
Mathematisch stellen sich die Funktionsweisen der einzelnen Teile der erfindungsgemässen Anordnung wie folgt dar: In den Gleichungen (1), (2) werden zunächst die Konstanten kl, k2 durch Regelung gleich dem vorgebbaren Spannungspegel kg gemacht. Dieser Spannungspegel wird zweckmässigerweise von einer Präzisionsspannungsquelle geliefert. Anschliessend wird der Wert ko von den beiden geregelten Signalen subtrahiert. Es ergeben sich dann Signale der Form S11(t) = k0#[sin(#(t) + # + #)] (3) S21(t) = k0#[cos(#(t) + #)] (4) Die erfindungsgemässe Regelung der Konstanten k1,2 ist prinzipiell unabhängig von # und Aus den Signalen Sll, S21 müssen nun Werte für £ gewonnen werden. Dies ist beispielsweise durch Messung des Wertes S21 zum Zeitpunkt des Nulldurchganges des Signales S11 und durch Messung des Wertes S11 zum Zeitpunkt eines Maximums des Signales 2 möglich. Es gilt dann: S21(S11 = 0) = k0#cos# (5) S11(S2 = MAX) = k0#sin# (6).
Aus Symmetriegründen gibt es vier verschiedene Gleichungspaare zur Bestimmung von sin £ und cos £ , neben (5) und (6) z.B. auch: S21(S1 = MAX) = k0#sin# (7) S11(S21 = 0) = k0#cos# (8), usw. Weil ko eine bekannte Konstante ist, können sin # und cos £ aus (5) und (6) oder (7) und (8) usw. z.B.
mittels eines Spannungsteilers gewonnen werden.
Sind sin £ , cos £ bekannt, so können hiermit aus den Signalen Sll, S21 neue Signale S12, S22 abgeleitet werden, aus denen der Quadraturfehler # eliminiert ist, nach folgenden Formeln: S12 = k0 sin(# + #) = ############ (9) cos £ S22 = k0cos(# + #) = S21 (10).
Da in der Praxis der Quadraturfehler £ klein gehalten werden kann, reicht es in der Regel aus, cos £ as 1 zu setzen. Damit wird das bezüglich £ korrigierte Signal S12 durch einfache Multiplikation S21.sin £ und anschliessende Subtraktion von S11 gewonnen. Mit grösserem apparativen Aufwand sind jedoch Werte für £ zwischen und + # kompensierbar.
2 2 Dass die Konstante £ nur in Gleichung (1) und nicht in Gleichung (2) eingeführt wurde, ist zulässig, da # nur die Abweichung von der angestrebten Phasenquadratur, d.h. von der Phasenvewrschiebung #/2 der Signale gegeneinander, ausdrückt, und es auf die absoltue Phasenlage der Signale daher nicht ankommen kann.
Nach der Normalisierung der Konstanten kl, k2, d.h. der Amplituden der Signale, und Korrektur des Quadraturfehlers £ , wird dann erfindungsgemäss die etwaige Nullpunktverschiebung - erfasst und kompensiert. Dies geschieht dadurch, dass nach Gewinnung des gemeinsamen Winkelargumentes S3=#(t)+# der Signale S12 und S22, aus diesem der Gleichstromanteil S in konventioneller Weise eliminiert wird, z.B. durch Separa-tion in einem Tiefpass und Subtraktion vom Signal S3 in einem Subtra ktionsglied.
Bei der Gewinnung des Signals S3 wird in Kombination mit den eingangs beschriebenen Auswerteverfahren zweckmässigerweise ein Phasendemodulationsverfahren angewandt, wie es z.B.
Gegenstand eines dritten, noch nicht veröffentlichten Vorschlags ist. Die Eliminierung von # nach der angegebenen Methode ist nur dann möglich, wenn die Messgrösse und damit die Messvariable #(t) eine Wechsel grösse mit verschwindendem zeitlichen Mittelwert ist.
Weist (t) kurzfristige Asymmetrien auf und ändert sich 6 sehr viel weniger rasch als diese, so kann durch eine genügend lange Mittelwertbildung über #(t) + die Größe dennoch mit guter Genauigkeit gewonnen werden. Besitzt die Messgrösse jedoch einen echten Gleichstromanteil, der gemessen werden soll, so ist die Korrektur für in der angegebenen Weise nicht möglich.
Nachstehend wird die Erfidnung anhand von in Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Hierbei zeigt: Fig. 1 ein Bild, wie es sich auf einem Oszillographenschirm darstellt, dessen Ablenkverstärker mit ver schiedenen Punkten der Signalkanäle eincr Anordnung nach der Erfindung verbunden werden, Fig. 2 ein Blockschaltbild der einzelnen Stufen einer Anordnung nach der Erfindung, Fig. 3 eine erste Ausführungsform des den Kanal 2 betreffenden Teiles der Stufe 5 gemss Fig. 2, Fig. 4 eine zweite Ausführungsform des den Kanal 2 betreffenden Teiles der Stufe 5 gemäss Fig. 2, Fig. 5 eine Ausführungsform der Stufen 6 und 7 gemRss Fig. 2, Fig. 6 eine in den Kanal 1 für kleine Amplituden der Messvartablen (t) in Ergänzung der Schaltung nach Fig. II einzuschaltenden Elektronik, und Fig. 7 eine Ausführungsmöglichkeit eines Impulsgebers in de Schaltung nach Fig. 6.
In Fig. 1 ist die Ortskurve fUr die Grössen S11, S voll ausgezogen, und die für die Grössen S12, S22 strichliert dargestellt. S11 und S21 entsprechen den oben angeführten Gleichungen (3), (4) am Ausgang der Stufe 5 in Fig 2, wobei jedoch der Einfachheit halber ko gleich 1 gesetzt wurde. S12 und S22 entsprechen unter derselben Annahme den Gleichungen (9), (10).
Wenn der Spitze-Spitze-Wert der Messvariablen #(t) mindestens 2# beträgt, so ergibt sich die dargestellte, in das Einheitsqaudrat einzubeschreibende Ellipse für die Abhängigheit Sll von S21, deren Exzentrizität von dem Quadraturfehler # abhängt, und die für # = 0 zu dem strichlierten Kreis für S12 und S22 wird. Für den Wert Null der Messgrösse ergibt sich als Nullpunkt der Anordnung im Falle #+0, #+0 der Punkt R", im Falle #+0, #=0 der Punkt Q1, im Falle #=0, ##0 der Punkt R' und im Falle #=0, #=o der Punkt R.
Für den Nulldurchgang der Grösse Sll ergibt sich (vgl.
Gleichung (5)) für die Grösse S21 im Punkt Q2 der Wert cos £ , für den Extremdurchgang der Grösse S21 ergibt sich (vgl. Gleichung (6)) für die Grösse Sll im Punkt Q1 der Wert sin £ . Entsprechend sind auch die Gleichungen (7), (8) aus der Fig. 1 verständlich.
Gemäss Fig. 2 wird in den Kanal 1 das Signal S1, und in den Kanal 2 das Signal S2 eingespeist. In der Stufe 5 werden kl und k2 auf den von aussen zugeführten Pegel ko geregelt, und anschliessend der Pegel ko subtrahiert, so dass sich am Ausgang der Stufe 5 die Signale S11, S21 auf den nunmehr mit 1', 2' bezeichneten Kanälen ergeben. In der Stufe 6 werden die Werte für cos £ sin £ bestimmt und in der Stufe 7 die Signale damit korrigiert. Es ergeben sich dadurch die Signale S12 S22 auf den Signaipfaden 1", 2".
Die Stufe 8 symbolisiert eine Auswertelektronik beispielsweise wie aus der CH-PS 433 065 bzw. DOS 1 918 720 bekannt, jedoch mit dem Unterschied, dass nicht, wie dort, eine Integration der Messvariablen und nachfolgende Frequenzdemodulation erfolgt, sondern das phasenmodulierte Trägersignal einer echten Phasendemodulation unterworden wird, wie dies in der ersten der oben genannten vorgeschlagenen Anordnungen der Fall ist. Damlt ergibt sich ar: Ausgang der Stufe im nunmehr einzigen Signalpfad 3 das Signal S3 " #(t) + d Statt der Auswertelektronik nach CH-PS 433 065 bzw.
DOS 1 918 730 kann auch eine solche gemäss dem zweiten oben genannten Vorschlag verwendet werden. Für die Phasenmodulation kann bevorzugt ein Phasenmeter gemRss dem dritten oben genannten Vorschlag zur Anwendung kommen.
Aus dem Signal S3 wird durch den Tiefpass 9 der Gleichstromanteil d separiert, und dann in dem Subtraktionsglied 10 abgezogen.
Am Ausgang des Subtractionsgliedes 10 im mit 4 bezeichnoten Signalpfad steht dann die Nessvariable (t) unverfälscht, d.h. der Messgrösse in bekannter Weise entsprechend, zur VerfUgung und kann beispielsweise auf einem Oszillographen dargestellt werden.
In den Fig. 3 und 4 ist jeweils eine mögliche Schaltung zur Regelung der Werte k1, k2 und Subtraktion des Pegels ko für den Kanal 2 dargestellt. Kanal 1 wird jeweils identisch gestaltet.
Die wichtigste von diesen Schaltungen zu erfüllende Forderung ist, dass die Detektion der Werte kl, k2 zum Zwecke der Regelung auf den Pegel k0 unabhängig ist von den Phasenabweichungen # und j , da diese erst anschliessend korrigiert werden.
In den Schaltungen werden daher die Amplitudenmaxima der Signale S1, S2 detektiert, die, wie sich unmittel bar aus den Gleichungen (1), (2) oder der Fig. 1 ergibt, in der Tat unabhängig sind von £ und # , solange die Amplitude der Messvariablen (t), d.h. die Aussteuerung diesseits und jenseits des Nullpunktes R", genügend gross ist.
Die für kleinere Amplituden einzusetzende Regelschaltung ist in Fig. 6 dargestellt und wird weiter unten beschrieben.
Gemäss Fig. 3 werden die Amplitudenmaxima der Signale S2 in einem Maximum-Detektor erfasst, der beim Erreichen eines Maximums (flichtungsänderung der 1. Ableitung) einen Zeitmarken-Impuls tmax an einem monostabilen Multivibrator 12 abgibt. Dieser lässt während der ihm eigenen Zeitkonstante einen Abtast-haltei:reis 14 des: Ausgangssignal eines Verstärkers 18 nachfolgen, und bewirkt gleichzeitig über die Leitung 13 eine Entladung des Maximum-Detektors 11 um den vorgegebenen Wert A Q.
Die Entladung ist nicht vollständig, so dass nur dann ein weiteres relatives Maximum detektiert wird, wenn es grösser ist als der durch die Entladezeit bestimmte Bruchteil des zuletzt ermittelten Maximums.
Der Aufbau eines Maximum-Detektors wie er in den beschriebenen Ausführungsbeispielen verwendet werden kann, ist beispielsweise aus Korn und Korn, "Elektronic Analog and Hybrid Computers", Mc Gram Hill 196!, Seite 351-353 bekannt.
Am Ende des vom Monovibrator 12 erzeugten Impulses wird der Abtast-Halterkreis 14 auf Halten gesteuert. Der Differenzverstärker 18 verstärkt die Differenz aus dem Signal S21, das durch Subtraktion des vorgegebenen Spannungspegels ko im Subtraktionsglied 17 entstanden ist, und diesem Spannungspegel k0.
Der Ausgangswert des Abtast-Haltekreises 14 wird als Faktor α dem im Kanal 2 angeordneten Multiplikator 15 zugeführt.
Die Elemcnte 18, l4, 15, 17 stellen einen Regelkreis dar, in welchem das Signal S21 wthrend der Impulsdauer von 12 mit den Spannungspegel k0 vergleichen wird, und der im Abtast-Halterkreis 14 gespeicherte und dem als Stellglied wirkenden Multiplikator 15 zugeführte Faktor X sich so einreguliert, dass die Differenz ko - S21 MAX an den Eingängen des Verstärkers 18 möglichst klein wird.
Die Schaltung nach Fig. 3 macht Gebrauch von der Tatsache, dass das Signal S2 sein Mximum "schleifend" durchläuft.
Dadurch kann die durch den Monovibrator 12 gegebene Abtastdauer so gewählt werden, dass sich während dieser Zeit das Signal S2 nur unwesentlich ändert, der Regelkreis jedoch in der Lage ist, das Signal S21 MAX durch Nachführung des Verstärkungsfaktors X = k0/k2 auf ko zu regeln.
k o Während α=## in der Schaltung gemäss Fig. 3 während der Erfassung von S21 MAX vollständig nachgeregelt werden muss, ist dies bei der Schaltung gemäss Fig. II nicht der Fall, so dass die Abtastzeit des hier verwendeten Abtast-Haltekreis 20 kürzer sein kann als die des Kreises 14- in Fig. 3.
emäss Fig. 4 ist ein Maximumdetektor 19 vorgesehen, der im Zeitpunkt des Maximum-Durchlaufs des Signals S2 mit einer Zeitmarke tmax einen Blonovibrator 22 aufsteuert, der seincrseits für die ihm eigene Zeitkonstante einen Abstast-Haltekreis 20 auf ?1Abtasten:1 schaltet, wodurch in diesen der vom Detektor 19 detektierte Maximum-Wert des Signals S2 übernommen wird. Am Ende des Impulses des tlonovibrators 22 wird nicht nur der Abtast-Haltekreis 20 von "Abtasten" auf "Halten" geschaltet, sondern auch ein zweiter Monovibrator 23 aktiviert, der den Maximumdetektor 19 aus den schon zu Figur 3 geschilderten Gründen um einen entsprechenden Betrag AQ zu entlädt.
Das Ausgangssignal des Abstast-Haltekreises 20, also 2 k2, durchläuft einen als Stellglied für die Regelung dieses Wertes auf 2 ko wirkenden Multiplikator 21, dessen Verstärkungsfaktor ß=k0/k2 bei einer etwaigen Regelabweichung stä.ndi nachgeführt wird. Die Regelabweichung wird in dem hochverstärkenden Differenzverstärker 25, an dessen invertierenden Eingang die Regelgrösse 2 k2ß und an dessen nicht invertierenden Eingang der Spannungspegel 2 ko angelegt wird, festgestellt und verstärkt.
Das Ausgangssignal von Verstärker 25 wird im Tiefpassfilter 26 geglättet und einem Multiplikationseingang des Multiplikators 21 zugeführt. Der Tiefpass 26 dient als stabilisierendes Element im gebildeten Regelkreis aus den Elementen 21, 25, 26. Der Wert ß könnte nun direkt dem als Stellglied für die zu regelnde Grösse S2 wirkenden Multiplikator 27 zugeführt werden. Das würde jedoch eine identische Arbeitsweise der Glieder 21 und 27 voraussetzen. Um Abweichungen zwischen den Gliedern 21 und 27 zu berücksichtigen, sind daher die Komponenten 28, 29, 30 und 31 vorgesehen. Die Summiereinheit 28 bildet laufend die Differenz zwischen dem Ausgangswert S2 Kt des Multiplikators 27 und dem Ausgangswert 2 ko des Multiplikators 21. γ steht dabei für den Multiplikationsfehler des Multiplikators 27 gegenüber dem Eine Multiplikator 21. allfällige Differenz zwischen den beiden Ausgangswerten wird zum Zeitpunkt eines Maximumdurchlaufs von S2 in dem vom Monovibrator 22 her gesteuerten Abtast-Haltekreis 29 gespeichert. Am Ausgang dieses Abstast-Haltekreises 29 steht daher-der Wert 2 k2 αγ - 2 k0. Dieser Wert wird in dem Summierglied 30 von der Einheitsspannung E = 1 subtrahiert, und das resultierende Ausgangssignal F dem Multiplikator 31 zugeführt, so d.ass der Paktor ç = F ß für den Multiplikator 27 bestimmend ist. Die Summiereinheit 32 hat die Aufgabe, vom Ausgangssignal des Multiplikators 27 den Pegel ko zu subtrahieren und entspricht insoweit der Summiereinheit 17 in Fig. 3.
ei J ist eine Abzweigung für die Messung des Verstärkungsfaktors « zur Justierung vorgesehen.
Fig. 5 zeigt eine mögliche gorrekturschaltung zur näherungsweisen Kompensation eines Quadraturfehlers £ nach Gleichung (6) und (9), wobei cos# # 1 angenommen ist. In dem vom Maximumdetektor 11 gemäss Fig. 3 bzw. 19 gemäss Fig. 4 gesteuerten Abtast-Haltekreis 33 wird zum zeitpunkt S2 = 2 k2 der Maximalwert des Signales Sll - k0#sin# gespeichert.
Dieser Wert wird im Spannungsteiler 16 um k90 abgeschwächt und dann im Multiplikator 34 mit mit den jeweiligen Werten des Signals S21 =S22 multipliziert.
Das Produkt wird dann dem Subtraktions-Eingang der Summiereinheit 35 zugeführt, so dass sich an deren Ausgang das Signal S12 = S11 - S21#sin# = k0#sin(#+#) (vgl. Gleichung (9)) ergibt.
Bei J' in Fig. 5 kann für Justierungszwecke der Wert sin # separat gemessen werden.
Wie schon erwähnt, sind die Schaltungen gemäss Fig. 3 und 4 zur Regelung der Konstanten kl, k2 dann nicht verwendbar, wenn die Amplituden der Messvariablen #(t) so klein sind, dass S1 und S2 ihre Extremwerte 2 kl bzw.
2 k2 nicht erreichen. Wenn jedoch £ und d klein sind, was beispielsweise durch Justierung des optischen Teils der Messanordnung beirkt werden kann, so dass sich als Ruhepunkt der Punkt R in Fig. 1 ergibt, denn wird der Extremwert 2 für sehr kleine Amplituden erreicht, so dass eine besondere Schaltung für kleine Amplituden nurfür die Regelung des Wertes k1 des Signals S1 nötig ist.
Eine Schaltung zur Durchführung einer solchen Regelung ist in Fig. 6 dargestellt. Es wird hier von der Tatsache ausgegangen, dass für verschwindendes £ und kleines J zuin Zeitpunkt #(t) = 0 nach (1) die Beziehung gilt: k1 = ####### # ####### # S1 (#=0) (11).
Der Zeitpunkt = 0 wird durch Vergleich der am Ausgang der Summlereinheit 10 stehenden Grösse (t) mit der Grösse 0 im Komparator 39 festgestellt. Dieser aktiviert dann einen Monovihrator 40, dessen Ausgangsimpuls den Haltekreis 41 den Wert S1 (#=0) # k1(1 + #) annehmen lässt. Der am Ausgang des Tiefpass 9 zur Verfügung stehende Wert # wird in einem Summierverstärker 43 von der Spannung E = 1 subtrahiert und die doppelte Differenz im Multiplikator 42 mit S1 (#=0) multipliziert. Am Ausgang des Multiplikators 42 steht dann gemäss Gleichung (11) der Näherungswert für 2 kl, der über einen Umschalter 36 dem Multiplikator 21' zugeführt wird, der dem Muliplikator 21 der Schaltung gemäss Fig. 4 entspricht.
Multiplikator 21' ist Teil der mit der Schaltung gemäss Fig. 4 identischen Schaltung für den Kanal 1.
Der zweite Eingang des Urnschalters 36 ist mit dem Ausgang eines dem Abtast-Haltekreis 20 der Schaltung gemäss Fig. 4 entsprechenden Abstast-Haltekreises 20# verbunden der wiederum als Teil einer mit Fig. 4 identischen Schaltung im Kanal 1 zu denen ist.
Der Umschalter 36 muss nun so gesteuert werden, dass der Ausgang des Multiplikators 42 gemäss Fig. 6 immer dann statt des Ausganges des Haltekreises 20' gemäss Fig. 4 am- Eingang des Multiplikators 21' gemäss Fig. 4 liegt, wenn die Amplitude der Messvariablen #(t) in der oben dargestellten Weise zu klein wird. Dies wird dadurch erreicht, dass in einem Gleichrichter 37 der Absolutwert ##(t)# gebildet wird und dieser Wert in einem Komparator 38 mit einem wählbaren Pegel L verglichen wird, der zweckmässigerweise etwa auf #/2 + #max (#max ist der maximal auftretende Wert der Nullpunktverschiebung #) eingestellt wird. Mit den Ausgangssignalen des Komparators 38 wird ein Impulsgeber 44 gesteuert. Komparator 38 und Impulsgeber 44 bewirken über den Umschalter 36 eine Verbindung des Ausgangs des Multiplikators 42 mit dem Eingang des Multiplikators 21', wenn die Werte des Wechselsignals (t) für länger als die Impulsdauer des Impulsgebers 44 kleiner als L sind. Es wird dann also ein nach Schaltung Fig. 6 erzeugter Wert2k1 dem Multiplikator 21' zugeführt. Ist jedoch (t) mindestens ein mal während der Impulsdauer des Impulsgebers 44 grösser als L, so bleibt der Eingang des Multiplikators 21'mit dem Ausgang, des Abstast-Haltekreises 20' verbunden, so dass dem Multiplikator 21 ein nach Schaltung Fig. 4 erzeugter Wert 2k1 zugeführt wird.
Da der Gleichstromwert des Signales S1 für E t 0,# klein und = sin # t ungefähr gleich kl (1 +# ) ist können die Komponenten 39, 0, 41 eventuell durch ein Tiefpassfilter ersetzt werden.
Die Grösse # kann für Justierungszwecke in Fig. 6 bei J" gemessen werden In Fig. 7 ist eine Realisierungsmöglichkeit des Impulsgebers 44 der Fig. 6 dargestellt Die vom Komparator 38 abgegebene elektr.
Spannung steuert die Eingangsstufe R1, R2, T1 des Impulsgebers.
Die Transistoren T1, T2 und T3 werden als Schalter betrieben.
Unterschreitet die Spannung am Eingang zu 44 einen Schwellwert, so- fliesst ein vernachlässigbar kleiner Kollektorstrom durch T1. Die Kapazität C lädt sich in diesem Falle über Rk solange auf bis T2 durchgeschaltet ist. Die Kollektorspannung von T2 gegen Masse gemessen bet-rägt dann ungefähr +5V entsprechend der Zenerspannung von Z1. Wegen Z2 und RS ergibt sich in diesem Falle bei T3 eine. Basis-Emitter-Spannung von ca. -2V. Transistor T3 sperrt. R7 bewirkt dann eine Ausgangsspannung von +12V.
Ueberschreitet die Spannung am Eingang zu 44 den Schwellwert^ so entlädt Transistor T1 über den Strombegrenzswiderstand R3 die Kapazität C (R3#R4). Dadurch wird der Kollektorstrom von T2 stark reduziert. Weil 4V/R5 grösser ist als 7V/R6, fliesst in diesem Zustand ein Basisstrom durch T3, der T3 in die Sättigung treibt. Dic Ausgangsspannung zur Steuerung des Umschalters 36 ist in diesem Pall ungefähr 0V.
Jedesmal, wenn die Eingangsspannung zu 44 den Schwellwert unterschreitet, folgt der Ausgang von 411 erst nach einer konstanten Verzögerung, die im wesentlichen bestimmt ist durch R4, C und Z1. Voraussetzung für konstante Verzögerung ist, dass zuvor die Kapazität C vollständig entladen wurde, d.h. die Eingangs spannung zu 44 genügend lange den Schweliwert überschritten hat.
Die angegebene Schaltung hat gegenüber konventionellen monostabilen Schaltungen den für die Anordnung nach Fig. 6 bedeutsamen Vorteil, dass die Dauer der Verzögerung nach Unterschreiten des Eingangsspannungsschwellwertes nicht davon abhängt, b vorgängig der Impulsgeber sich in einem stabilen oder labilen Zustand befunden hat.

Claims

Patentansprüche

9 Anordnung zur elektronischen Auswertung des Signalflusses in einer lichtelektronischen Messeinrichtung, wobei der Auswertelektronik auf zwei parallelen Kanälen orthogonale Signale zugeführt werden, die durch Funktionen mit einem Sinus bz. Kosinus mit der zu der Messgrösse proportionalen Messvariablen im Argument beschrieben werden könne, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweiligen Amplitudenmaxima (2 kl, 2 k2) der Signale (S1, S2) oder bekannte Bruchteile hiervon (k 1 (1 +sin#)) fortlaufend detektiert und die Momentanwerte der Signale (S1, S2) entsprechend dem Verhältnis eines vorgebbaren Spannungspegels (k ) 0 zu den detektierten Amplitudenwerten (k1, k2) proportional beeinflusst werden und dann der vorgebbare Spannungspegel (k) von den Signalen (S1, S2) subtrahiert wird (5), dass sodann jeweils der Extremzustand oder der Nulldurchgang eines derart erhaltenen Signals (S11; S21) festgestellt und zu diesem Zeitpunkt der Wert (k0 cos£ K0 sin#) des anderen (S21; S ) gemessen wird (6) und die gemessenen Werte (k0 cos £; ko sin £) mit den Momentanwerten der Signale (S11; S12) verknüpft werden (7), dass darauf hin das den nunmehr erhaltenen Signalen (S21, S22) gemiensame Winkelargument (S3 = # + #) gewonnen wird (8), und dass schliesslich aus diesem der Gleichstromanteil (#) eliminiert wird (9.10), wodurch sich die durch die Auswertung zu gewinnende Messvariable (S4=#(t)) ergibt.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass am Anfang eines Signalkanals jeweils ein Maximumdetektor (11) vorgesehen ist, der zum Zeitpunkt einer Maximum-Detektion für eine wählbare Zeit (12) einen Abstast-Haltekreis (i4) auf Abtasten schaltet in welchen fortlaufend ein vorzugsweise verstärkter (A) Differenzwert zwischen dem zu regelnden Signal (S11, S21) und dem Spannungspegel (ko) eingespeist wird, und der jeweilige Ausgangswert (α ) des hbtast-Haltekreises (14) fortlaufend einem das zu regelnde Signal entsprechend beeinflussenden Stellglied (15) zugeführt wird.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass am Anfang eines Signalkanals jeweils ein Maximumdetektor (19) vorgesehen ist, der zum Zeitpunkt einer maximum-Detektion für eine wählbare Zeit (22) einen ersten lialtekrels (20) auf Abtasten schaltet in welchen der jeweils in dem Maximum-Detektor (19) stehende Wert (2 kl, 2 k2) eingespeist wird, und der jeweilige Ausgangswert des Abtast-Haltekreises (20) einem ersten Stellglied (21) zugeführt wird dessen Verstärkung (ß )sich über einen Regelkreis (21, 25, 26) fortlaufend so einreguliert, dass die Differenz aus dem Ausgangswert des Stellgliedes (21) und dem Spannungspegel (2 k0) verschwindet, und im Kanal (1; 2) des zu regelden Signals ein weiteres Stellglied (27) vorgesehen ist, dessen Verstärkung ( α ) proportional -abhängig ist vorder im ersten Stellglied ( 21) wirksamer Verstärkung (ß )
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz zwischen dem Ausgangswert des ersten Stellgliedes (21) und dem des zweiten Stellgliedes (27) in einem gleichzeitlg mit dem ersten Abtast-Haltekreis (20) auf Abtasten geschalteten zweiten Haltekreis (29) gespeichert wird, und mittels des Ausgangswertes des zweiten Abtast-Haltekreises (29) ein vor dem Steuereingang des zweiten Stellgliedes (27) angeordnetes drittes Stellglied (31) in seiner Verstärkung derart beeinflusst wird, dass der Spitzenwert (2k1 ; 2 k2 ) des Ausgangswertes des zweiten Stellgliedes (27) gleich dem tusgangswert (2 k0) des ersten Stellgliedes (21) wird.
5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass im Kanal (1) des durch den Sinus beschreibbaren Signales vor vor dem Eingang des ersten Stellgliedes (21') ein Umschalter (36) vorgesehen ist, der solange den Ausgang des ersten Haltekreises (20') an den Eingang des ersten Stellgliedes (21') schaltet, wie der Momentanwert des zu gewinnenden Signales (S4) grösser als eine Spannung entsprechend einem Winkel von mindestens 11 ist oder vor Ablauf einer Verzögerung entsprechend der. Impulsdauer eines Impulsgebers (44) wart und im anderen Fall den Eingang des ersten Stellgliedes (21') mit dem Ausgang eines vierten Stellgliedes (42) verbindert, dem der zeitliche Mittelwert (k1(1 + )) des durch den Sinus beschreibbaren Einangssignales (S1) zugeführt wird, und dessen Verstärkung proportional dem Gleichstromanteil ( d des nach der Gewinnung des Winkelargumentes erhaltenen Signales (S3) geregelt wird.
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Maximumdetektor (11, 19) nach- dem Durchlauf eines Maximums jeweils für eine wählbare Zeit (12, 23) und/oder um einen wählbaren Betrag (#Q) entladen wird und die Stellglieder (15, 21, 27, 31, 42) Nultiplikatoren oder Verstärker mit regelbare, Verstärkungsgrad sind.
7. Anordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeishnet, dass das vierte Stellglied (42) mit dem Ausgangswert eines dritten Abtast-Haltekreises (4I) gespeist wird, in dessen Eingang das durch den Sinus beschreibbare Eingangssignal (S1) eingeführt wird und der beim Nulldurchgang des durch die Auswertung zu gewinnenden Signales (S4) für eine vorwählbare (40) Zeitdauer auf Abtasten geschaltet wird, und dem durch einen Multiplikator verkörperten vierten Stellglied (42) als Faktor eine der Differenz zwischen Eins und dem Gleichstromanteil (#) des durch Gewinnung des Wickelargumentes erhaltenen Signales (S3 - + # )proportionale Grösse zugeführt wird.
8. Anordnung nach einen der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein vierter Abtast-Haltekreis (33) vorgesehen ist, der von einem das durch den Kosinus beschreibbare Signal (S2) detektierenden Maximum-Detektor (11; 19) zum Zeit punkt des Signal-Maximums auf Abtasten geschaltet wird und mit dem durch den Sinus beschreibbaren, bezüglich seiner Spitzenwerte auf den Spannungspegel (k0) geregelten Signales (S11) gespeist wird, und der Ausgangswert des Abtast-Haltekreises (33) fortlaufend mit den Momentanwerten des durch den Kosinus beschreibbaren, bezüglich seiner Spitzenwerte geregelten Signales (S21=S22) multipliziert und das Produkt von dem geregelten Sinus-Signal (S11) subtrahiert wird.