DE2009930A1 - Verstärker- und Demodulatorschaltung für Fernsehempfänger - Google Patents

Description

6965-70/Kö/S RCA 60,318 Convention Date: March 3, 1969

RCA Corporation, New York, N.Y., V.St.A. Verstärker- und Demodulatorschaltung für Fernsehempfänger

Die Erfindung befaßt sich allgemein mit Signalverstärkern. Sie betrifft insbesondere eine Verstärker- und Demodulatorschaltung für Fernsehempfänger, die in integrierter Form ausgeführt und beispielsweise im Zwischenfrequenzteil (ZF-Teil) des Empfängers Verwendung finden kann.

Der normale Superhet-Fernsehempfänger ist mit einem Eingangsteil, dem sogenannten Tuner, in welchem die Abstimmung auf den gewünschten Empfangskanal erfolgt und das empfangene HF-Signal in ein ZF-Signal innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbandes umgewandelt wird, sowie mit einem mehrstufigen ZF-Verstärker, der die ZF-Ausgangsspannung des Tuners auf einen für die Verarbeitung im nachgeschalteten Videodemodulator geeigneten Wert verstärkt, ausgerüstet. Für die einzelnen ZF-Verstärkerstufen müssen frequenzeelektive Netzwerke zur Bandbegrenzung des ZF-Verstärkers und zur entsprechenden Formung des Frequenzganges vorgesehen sein. Bei den bisher üblichen Fernsehempfängeranordnungen (bei welchen die einzelnen ZF-Verstärkerstufen aus diskreten Verstärkerelementen aufgebaut sind) wird die Aufgabe der Herstellung des gewünschten Frequenzganges auf mehrere abstimmbare Netzwerke verteilt, welche die ZF-Eingangsstufe mit dem Tuner, die einzelnen ZF-Stufen mit der jeweils vorausgehenden Stufe und schließlich den Videodemodula-

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tor mit der ZF-Ausgangsstufe koppeln.

Es wird nunmehr als in vielen Fällen vorteilhaft angesehen, die verschiedenen diskreten aktiven und passiven Schaltungselemente durch integrierte monolithische Schaltungen, d.h. Festkörper-Schaltungsbausteine, bei welchen eine Vielzahl von aktiven und dazugehörigen passiven Schaltungselementen auf oder in einem gemeinsamen Substrat ausgebildet sind, zu ersetzen. Derartige monolithische Schaltungsbausteine haben gegenüber den herkömmlichen Schaltungsanordnungen mit diskreten Schaltungselementen eine Reihe von Vorteilen hinsichtlich Größe, Gewicht und Verläßlichkeit. Integrierte Schaltungen eignen sich besonders gut für die Verarbeitung von Signalen solcher Spannungswerte, wie sie in ZF-Verstärkern auf treten, so daß ihre Anwendung z.B. im ZF-Teil eines Fernsehempfängers äußerst wünschenswert wäre. Jedoch wurde bisher die Anwendung von integrierten Schaltungen in ZF-Verstärkern von Fernsehgeräten als technisch nicht praktikabel angesehen, und zwar hauptsächlich wegen der damit verbundenen Schwierigkeit, den ZF-Verstärker ausreichend zu stabilisieren.

Das Stabilitätsproblem bei ZF-Verstärkern beruht auf den fol^ genden Erfordernissen oder Voraussetzungen hinsichtlich Empfindlichkeit, Signalverstärkung, Signalfrequenz und Abmessungen des Schaltungsplättchens: Der ZF-Verstärker sollte so empfindlich sein, daß er auf Tuner-Ausgangssignale extrem niedriger Spannung, z.B. von 100 Mikrovolt anspricht. Der ZF-Verstärker sollte so hoch verstärken, daß er den Demodulator mit Ausgangssignalen in der Größenordnung von 1 Volt beliefert, so daß er also einen Verstärkungsgrad in der Größenordnung von 80-90 dB haben muß. Die Abmessungen des integrierten Schaltungsplättchens sind so winzig (z.B. 1,52 χ 1,52 mm - 60 χ 60 Mil), daß die Abstände zwischen den Eingangs- und AusgangsanschlUssen am Schaltungeplättchen und den dazugehörigen Anechlußleitungen nur einen kleinen Bruchteil eines Zentimeters betragen. Schließlich umfaßt der gewünschte ZF-Durchlaßbereich verhältnismäßig hohe Signalfrequenzen, z.B. von ungefähr 41 bis 46 MHz.

Wegen der sehr kleinen Abstände zwischen Eingang und Ausgang

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ergibt eich zwischen dem Ausgangs- und dem Eingangsanschluß des Schaltungsplättchens und den dazugehörigen Anschlußleitungen bei den ZF-Betriebsfrequenzen eine so starke elektrostatische und elektromagnetische Kopplung, daß aufgrund der sich ergebenden Rückkopplung vom Ausgang des Verstärkers, bei dem erfordedichen hohen Verstärkungsgrad, ein stabiler Betrieb nicht möglich ist; d.h. die Rückkopplung ist so stark, daß die Wahrscheinlichkeit besteht, daß der Verstärker bei irgendeiner Frequenz im ZF-Band ins Schwingen gerät. Aus diesem Grunde hat man sich bisher darauf beschränkt, den ZF-Verstärkerteil des Fernsehempfängers nur stückweise oder teilweise in integrierter Form auszuführen, d.h. die einzelnen diskreten Verstärkerstufen durch je ein getrenntes integriertes Schaltungsplättchen zu ersetzen oder nur den niederpegeligen Anfangsteil der ZF-Verstärkerkette in integrierter Form auszuführen. Eine solche stückweise oder teilweise Integrierung erscheint jedoch vom wirtschaftlichen Standpunkt aus unvorteilhaft.

Erfindungsgemäß wird von der üblichen Auslegung des ZF-Verstärkerteils eines Fernsehempfängers in einer solchen Weise abgewichen, daß der gesamte ZF-Verstärkerteil in integrierter Form auf einem einzigen Schaltungsplättchen ausgeführt werden kann und dabei trotz der oben genannten Voraussetzungen hinsichtlich Empfindlichkeit, Verstärkung, Abmessungen und Frequenz ein stabiler Verstärkerbetrieb gewährleistet ist. Und zwar wird erfindungsgemäß die herkömmliche Verteilung der frequenzselektiven Netzwerke so verändert, daß in den Koppelzweigen zwischen den die hochpegeligen ZF-Signale verarbeitenden Stufen keine abgestimmten Kreise verwendet werden. Der Videodemodulator ist auf dem gleichen integrierten Schaltungsplättchen angeordnet wie die hochpegeligen ZF-Verstärkerstufen, und die Kopplung der ZF-Verstärkerausgangs- , signale auf den Demodulator erfolgt auf dem Schaltungsplättchen selbst ohne Verwendung von Anschlußkontakten oder äußeren Anschlüssen. Das Bildinformationsausgangssignal des Schaltungsplättchen· ist ein videofrequentes Signal. Durch geeignete Auslegung der Schaltungselemente auf dem Schaltungsplättchen läßt sich bei einer derartigen Anordnung erreichen, daß den kritischen Erfordernissen hinsichtlich des ZF-Verstärkerbetriebes ohne Auftreten

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einer die Stabilität beeinträchtigenden Rückkopplung genügt wird.

Es wurde gefunden, daß ein zufriedenstellender Frequenzgang des ZF-Verstärkers eines Fernsehempfängers sich mit Hilfe von Selektivitätsnetzwerken zwischen lediglich dem Tuner und dem ZF-Verstärkereingang einerseits und dem Ausgang eines Anfangsteils und demjrestlichen Teil des ZF-Verstärkers erreichen läßt. Bei einer solchen Anordnung können die vom Schaltungsplättchen über Anschlußkontakte und äußere Anschlüsse abgenommenen ZF-Signale auf Spannungswerte in der Größenordnung von 10 Millivolt beschränkt werden, was bei geeignet ausgelegtem Schaltungsplättchen einen stabilen Betrieb gewährleistet. Es wurde ferner gefunden, daß eine Instabilität mit noch größerer Sicherheit vermieden wird, wenn man auf dem Schaltungsplättchen getrennte Masseanschlüsse für einerseits den hochpegeligen und andererseits den Anfangsteil des ZF-Verstärkers vorsieht.

Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen auf den ZF-Teil eines Farbfernsehempfängers ergeben sich zusätzliche Abweichungen von der herkömmlichen Schaltungspraxis. Ein besonders kritisches Problem bei ZF-Verstärkern von Farbfernsehempfängern besteht darin, die Entstehung von Schwebungen zwischen dem Farbträger und der Differenzträgertonfrequenz im Ausgangssignal des Videodemodulators ganz oder weitestgehend zu verhindern. Beispielsweise beträgt gemäß den US-Normen die Farbträgerfrequenz ungefähr 3,58 MHz und die Differenzträgerfrequenz 4,5 MHz, in welchem Falle die unerwünschte Schwebungsfrequenz bei 920 kHz liegt. Bisher wurde dieses Problem dadurch gelöst, daß ein getrennter zweiter Demodulator für die Erzeugung der gewünschten Differenzträgerton-ZF von 4,5 MHz vorgesehen wird, wobei die Eingangssignale für diesen Tondemodulator vom ZF-Verstärkerausgang an einer Stelle abgenommen werden, wo aufgrund des Gesamtfrequenzganges sich ein entsprechend gutes Verhältnis von Bildträger zu Tonträger ergibt, und wobei zwischen den Tonabnahmepunkt und den Videodemodulator eine den Tonträger im wesentlichen vollständig unterdrückende Sperre eingeschaltet ist, um die Entstehung der 920 kHz-Schwebung zu verhindern.

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Erfindungsgemäß wird im Koppelzweig zwischen ZF-Verstärkerausgang und Videodemodulator keine solche Frequenzansprechungsänderung zugelassen. Vielmehr dient das den hochpegeligen Verstärkerstufen vorgeschaltete Selektivitätsnetzwerk zugleich als Tonsperre, und im Selektivitätsnetzwerk vorder Tonsperre ist ein Abnahmepunkt für einem getrennten Tondemodulator zuzuleitende Information vorgesehen. Zweckmäßigerweise kann auf demselben integrierten Schaltungsplättchen, das die hochpegeligen ZF-Verstärkerstufen und den Videodemodulator enthält, außerdem eine ZF-HiIfsverstärkerkette vorgesehen sein, die Signalenergie von dem erwähnten Abnahmepunkt empfängt und einen auf demselben Schaltungsplättchen vorgesehenen Tondemodulator mit einem Eingangssignal von geeignetem Pegel beliefert. Wie im oben erwähnten Fall beim Videodemodulator erfolgt die Kopplung der hochpegeligen ZF-Signale auf den Tondemodulator im Schaltungsplättchen selbst, d.h. ohne Verwendung von Anschlußkontakten und äußeren Anschlüssen. Die Toninformation verläßt das Schaltungsplättchen in Form eines 4,5 MHz-Differenzträgerton-ZF-Signals. Auch hier besteht keine die Stabilität gefährdende Rückkopplung.

Es hat sich als praktikabel erwiesen, auch die automatische Verstärkungsregelanordnung (AVR-Schaltung) auf demselben Plättchen wie den ZF-Verstärker anzuordnen. Dies wird dadurch erleichtert, daß der Videodemodulator auf dem ZF-Verstärkerschaltungsplättchen angeordnet ist und folglich im Schaltungsplättchen Videosignale aurf treten.

Gemäß einer bevorzugten, für die Anwendung in Farbfernsehempfängern geeigneten Ausführungsform der Erfindung sind auf einem einzigen Schaltungsplättchen mit einer Anordnung von äußeren passiven Schaltungselementen die Schaltungsanordnungen für die ZF-Verstärkung, die Videodemodulation, die Videoverstärkung, die automatische Verstärkungsregelung, die Tondemodulation und die Ton-ZF-Verstärkung und außerdem Anordnungen für zusätzliche Funktionen"wie die verzögerte AVR für den HF-Teil, die Aussteuerung einer automatischen Feinabstimmschaltung und die Bereitstellung einer Bezugsspannung für eine B+-Regelung vorgesehen.

Die Kopplungen der ZF-Ausgänge mit dem Video- und dem Ton-

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demodulator sind vorzugsweise galvanisch, wodurch Platz auf dem Schaltungsplättchen gespart wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerund Demodulatoranordnung für den ZF-Verstärkerteil eines Fernsehempfängers zu schaffen, die sich in wirtschaftlicher Weise als integrierte Schaltung ausbilden läßt.

Vorzugsweise sollen dabei der ZF-Verstärker, der Videodemodulator und der Tondemodulator auf einem gemeinsamen integrierten Schaltungsplättchen ausbildbar sein.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand der Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Figur 1 das Blockschaltschema eines Teils eines Fernsehempfän gers mit einer Verstärker- und Demodulatoranordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Figur 2 das Blockschaltschema eines Teils eines Farbfernsehempfängers mit einer Verstärker- und Demodulatoranordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Figur 3 das Blockschaltschema einer abgewandelten Ausführungsform der Anordnung nach Figur 2j

Figur 4 das teilweise in Blockform dargestellte Schaltschema eines Teils eines Farbfernsehempfängers gemäß einer abgewandelten Ausführungsform der Anordnung nach Figur 3J

Figur 5 ein die Figur 4 ergänzendes, teilweise in Blockform dargestelltes Schaltschema weiterer Teile des Farbfernsehempfängers;

Figur ό eine vergrößerte Grundrißdarstellung eines integrier^ ten Schaltungsplättchens mit einem Teil der dazugehörigen Halterungsanordnung mit Veranschaulichung der Anschlußkontakte und äußeren Anschlüsse für den integrierten Schaltungsbaustein der Anordnung nach Figur 4J und

Figur 7, 8 und 9 Schaltschemata von Teilen eines für die Verwendung in der Anordnung nach Figur 4 geeigneten integrierten

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Schaltungsbausteins.

Der in Figur 1 in Blockform dargestellte Fernsehempfängerteil enthält den üblichen Tuner 18 zur Wahl des gewünschten Fernsehempfangskanals und zum Umwandeln des empfangenen Signal's in ein ZF-Signal. Der Ausgang des Tuners ist über ein Selektivitätsnetzwerk 20 an einen Eingang T5 eines integrierten Schaltungsplättchens 30 angekoppelt. Auf dem Schaltungsplättchen 30 befindet sich ein ZF-Vorverstärker 31, der die am Anschluß T5 empfangenen Signale verstärkt und an einen Ausgangsanschluß T8 des Plättchens weiterleitet, von wo sie über ein zweites Selektivitätsnetzwerk 40 auf einen zweiten Eingangsanschluß TlO des integrierten Schaltungsplättchens 30 gekoppelt werden.

Die dem Anschluß TlO zugeleiteten Signale werden in einem ZF-Endverstärkerteil 32 der integrierten Schaltung weiterverst-ärkt, Das hochpegelige ZF-Ausgangssignal des Verstärkers 32 gelangt f'ber eine unabgestimmte Koppelanordnung auf dem Plättchen 30 selbst zum Videodemodulator 33, der ebenfalls auf dem integrierten Scha.1 tungsplättchen 30 angeordnet ist. Der Ausgang des Videodemodulators 33 ist über einen Videoverstärkerteil 34 der integrierten Schaltungsanordnung mit einem zweiten Ausgangsanschluß Tl6 des Plättchens 30 gekoppelt. Die bei Tl6 erscheinenden Videoausgangssignale sind für die Weiterbehandlung in den verschiedenen Videosignal- und Synchronisiersignalkanälen des Empfängers (sowie in der Differenzträgertonschaltung im Falle von Schwarzweißempfärtgern) geeignet.

Im Gegensatz zur herkömmlichen Femsehempfänger-Schal-tungspraxis wird im vorliegenden Fall die Durchlaßcharakteristik oder der Frequenzgang des ZF-Verstärkers nach Figur 1 lediglich durch Selektivitätsnetzwerke (20 und 40) bestimmt, die dem ZF-icndverstärkerabschnitt 32, in welchem die hochpegeligen ZF-Signale erzeugt werden, vorgeschaltet sind. Für die Kopplung der hochpegeligen ZF-Signale auf den Videodemodulator 30 wird kein Selektivitätsnetzwerk (abgestimmter Kreis), sondern eine unabgestimmte Koppelanordnung auf dem Schaltungsplättchen verwendet. Der Videodemodulator 33 und der Videoverstärker 34 befinden sich im selben

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integrierten Schaltungsplättchen wie der ZF-Vorverstärker 31 und der ZF-Endverstärkerabschnitt 32. Da für die Verkopplung der hochpegeligen ZF-Signale keine Selektivitätsnetzwerke verwendet werden, da ferner die Videostufen auf demselben Schaltungsplättchen wie der ZF-Verstärker angeordnet sind und da der ZF-Verstärkerausgang auf dem Plättchen selbst mit dem Videodemodulator gekoppelt ist, enthalten die an den Ausgangsanschlüssen (Τ8 und Tl6) des Plättchens 30 erscheinenden Signale keine hochpegeligen (hochverstärkten) ZF-Komponenten, sondern lediglich niederpegelige ZF-Komponenten und Videokomponenten. Hochpegelige ZF- Signale treten lediglich im Inneren des integrierten Schaltungsplättchens 30, nicht jedoch an Anschlußkontakten des Plättchens auf. Dadurch wird es, wie bereits erwähnt, möglich, den erforderlichen hohen Verstärkungsgrad des ZF-Verstärkerteils des Plättchens ohne Beeinträchtigung der Stabilität des Verstärkers zu erhalten. Figur 1 veranschaulicht ferner die die Stabilität verbessernde Anwendung getrennter· Masseanschlüsse auf dem Plättchen für den ZF-Vorverstärker- und den ZF-Endverstärkerabschnitt 31 bzw. 32. In der Zeichnung ist dies durch getrennte Masseverbindungen vom Verstärkerabschnitt 31 und vom Verstärkerabschnitt 32 zu verschiedenen Masseanschlüssen T 4 und T14 auf dem Plättchen 30 veranschaulicht.

Die in Figur 2 gezeigte abgewandelte Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Figur 1 eignet sich besonders für Farbfernsehempfänger. Gleiche oder einander entsprechende Teile in Figur 2 und 1 sind jeweils mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Wie in Figur 1 beliefert der Tuner 18 einen Eingangsanschluß T5 eines integrierten Schaltungsplättchens 3OA über das Selektivitätsnetzwerk 20 mit einem ZF-Signal. Wie in Figur 1 enthält das integrierte Schaltungsplättchen 3OA einen ZF-Vorverstärkerabschnitt 31, der einen Ausgangsanschluß T8 des Plättchens 3OA mit einer verstärkten Version des ZF-Eingangssignals. Das dieses verstärkte ZF-Signal vom Anschluß T8 empfangende Selektivität snetzwerk 40 hat in diesem Fall zwei getrennte Ausgänge 41 und 42. Das am Ausgang 42 erscheinende Signal ist dem Eingangsanschluß TlO des Plättchens 30A zugeführt und wird im ZF-Endver-

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stärkerabschnitt 32, im Videodemodulator 33 und im Videoverstärker 34 zu einem wie in Figur 1 am Ausgangsanschluß Tl6 des Plättchens erscheinenden Videoausgangssignal weiterverarbeitet.

Das am Ausgang 41 erscheinende zusätzliche Ausgangssignal des Selektivitätsnetzwerkes ist einem zusätzlichen Eingangsanschluß T9 des Plättchens, der an einen ZF-HiIfsverstärkerabschnitt 35 angeschlossen ist, zugeführt. Das hochpegelige ZF-Ausgangssignal des Verstärkerteils 35 wird über eine unabgestimmte Koppelanordnung auf dem Plättchen einem ebenfalls auf dem Plättchen 3OA angeordneten Differenzträgertondemodulator 36 zugeführt. Das Ausgangssignal des Tondemodulators 36, dessen Mittenfrequenz der 4j 5 MHz-Differenzträgertonfrequenz entspricht, wird nach Verstärkung in einem Differenzträgerton-ZF-Verstärker 37 auf dem Plättchen 3OA am Anschluß Tl als Differenzträgerton-ZF-Ausgangssignal abgenommen und dem FM-Demodulatorteil des Empfängers zugeleitet.

Bei der Anordnung nach Figur 2 wird die Entstehung der eingangsferwähnten unerwünschten 920 kHz-Schwebung vermieden, ohne daß dabei die durch die Anordnung nach Figur 1 gewährleistete Stabilität verlorengeht. Bei der Anordnung nach Figur 2 enthält das Selektivitätsnetzwerk 40 eine Tonsperre, die den begleitenden Tonträger im Ausgangssignal am Ausgang 42 ganz erheblich abschwächt. Bei angemessener Abschwächung dieser Komponente kann die Erzeugung der 920 kHz-Komponente (als Resultat der Überlagerung des 3,58 MHz-Farbträgers mit dem 4,5 MHz-Differenzträger) durch den Videodemodulator 33 mit Sicherheit insoweit verhindert werden, daß diese Schwebung kein störendes Ausmaß annimmt.

Die Tonsperre ist so eingerichtet, daß sie keinen Einfluß auf die am anderen Ausgang 41 des Selektivitätsrietzwerks 40 erscheinenden Signale hat. An diesem Ausgang 4I erscheint ein ZF-* Signal mit einem für den einwandfreien Differenzträgertonbetrieb angemessenen Verhältnis von Bildträger zu Begleittonträger. Dieses ZF-Signal wird dann im ZF-HiIfsverstärkerabschnitt 35 auf den für die Aussteuerung des Demodulators 36 erforderlichen fegel verstärkt. Der Demodulator 36 liefert die Differenzträgertoftinfor.ation. 009839/ 1410

Es wird also ein einwandfreier Differenzträgertonbetrieb mit Unterdrückung der 920 kHζ-Schwebung im Videokanal erreicht, wobei die hochpegeligen ZF-Signale nach wie vor auf das Innere des Piettchens 30A beschränkt sind; d.h. es müssen keine hochpegeligen ZF-Signale an irgendeinem äußeren Plättchenanschluß auftreten. Als Ausgangssignale des Plättchens in Figur 2 erscheinen lediglich niederpege&ge ZF-Signale am Anschluß T8, Videosignale am Anschluß Tl6 und Differenzträgerton-ZF-Signale am Anschluß Tl. Wie in Figur 1 sind auf dem Plättchen getrennte Masseanschlüsse für einerseits die die hochpegeligen ZF-Signale verarbeitenden Stufen (in diesem Fall sowohl den ZF-Endverstärkerabschnitt 32 als auch den ZF-HiIfsverstärkerabschnitt 35) und andererseits den ZF-Vorverstärkerabschnitt 31 vorgesehen.

Figur 3 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des Farbfernsehempfängers nach Figur 2. Die meistenEmpfängerelemente in Figur 3 haben vergleichbare Funktionen wie die entsprechenden Empfängerelemente in Figur 2 und sind daher mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Das integrierte Schaltungsplättchen 30B bei der Ausführungsform nach Figur 3 hat gegenüber dem Schaltung^, plättchen in Figur 2 die zusätzliche Funktion, eine automatische Verstärkungsregelspannung aus dem Ausgangssignal des Demodulators

33 zu erzeugen. Hierzu dient eine an den Ausgang des Videoverstärkers 34 angekoppelte AVR-Schaltung 38 (automatische Verstärkungsregelschaltung) . Der Einbau der AVR-Schaltung 38 in dasselbe integrierte Schaltungsplättchen, das den zu regelnden ZF-Verstärker enthält, wird dadurch erleichtert, daß die Videoschaltung 33,

34 in demselben Schaltungsplättchen vorgesehen ist, d.h. eine Ankopplung der von der AVR-Schaltung benötigten Videoinformation auf dem Plättchen ohne weiteres möglich ist. Die von der AVR-Schaltung 38 erzeugte Regelgleichspannung wird vom Plättchenanschluß T3 abgenommen und über ein äußeres AVR-Filternetzwerk 50 dem Eingangsanschluß T5 zur Verstärkungsregelung des ZF-Vorverstärker abschnitte 31 zugeleitet.

Das Schaltungsplättchen 30B liefert somit gegenüber der Ausführungsform nach Figur 2 eine zusätzliche Ausgangsgröße, die jedoch von solcher Beschaffenheit ist (eine Gleichspannung), daß

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dadurch die erfindungsgemäß erzielte Stabilisierwirkung nicht beeinträchtigt wird; d.h. auch bei Hinzufügung der AVR-Schaltung brauchen keine hochpegeligen ZF-Signale an irgendeinem äußeren Plättchenanschluß zu erscheinen.

Figur4 veranschaulicht eine spezielle Abwandlung der Anordnung nach Figur 3, die besonders gut für die Anwendung in Farbfernsehempfängern geeignet ist. Wiederum sind gleiche Elemente wie in Figur 3 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Das Schaltungspiattchen 3OC enthält den ZF-Vorverstärkerabschnitt 31, den ZF-Endverstärkerabschnitt 32, den Videodemodulator 33, den Videoverstärker 34, den ZF-HiIfsverstärker 35, den Differenzträgertondemodulator 36, den Differenzträgerton-ZF-Verstärker 37 und die AVR-Schaltung.38. Ebenso sind entsprechende Anschlußkontakte wie in Figur 3 vorgesehen, und zwar der ZF-Eingangsanschlu0> T5, der niederpegelige ZF-Ausgangsanschluß T8, der Eingangsansehluß T9 des ZF-HiIfsverstärkers, der Eingangsansehluß TlO des ZF-Endverstärkers, der Videoausgangsanschluß Tl6, der Differenzträgerton-ZF-Ausgangsanschluß Tl, der AVR-Ausgangsanschluß T3 und die entsprechenden Masseanschlüsse T4 und T14.

Zusätzlich ist auf dem Plättchen 3OC eine Bezugsspannungsquelle 39 vorgesehen, die eine Bezugsspannung für einen Versorgungsspannungs-Serienregler mit einem Transistor Q80 außerhalb des Plättchens erzeugt, vorgesehen. Der Transistor Q80 empfängt; an seinem Kollektor über den Widerstand 86 eine Gleichspannung von einer anderswo in Empfänger vorgesehenen Spannungsversorgungseinrichtung (nicht gezeigt) und erzeugt an seinem Emitter eine dynamisch geregelte Ausgangsspannung, die dem Plättchenanschluß Tl2 als B+-Spannung) für die Stufen des Schaltungsplättchens zugeführt ist. Die Bezugsspannung ist der Basis des Reglertransistors Q80 über einen Plättchenanschluß Tl5 und einen diesen n?.i ' der ungeregelten Quelle koppelnden Widerstand 84 zugeführt.

Das integrierte Schaltungspiattchen 3OC in Figur 4 weist fünf zusätzliche Plättchenanschlüsse für bestimmte zusätzliche Schaltungsfunktionen auf, und zwar einen Tastimpulseingangsanschluß T2, einen Ausgangsanschluß TIl für die automatische Fein-

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abstimmung, einen Ausgangsanschluß T13 für die stabilisierende Gleichstromrückkopplung, einen Ausgangsanschluß T6 für die verzögerte Verstärkungsregelung des HF-Teils undeinen Eingangsanschluß T7 für die Verzögerungseinstellung. Die dazugehörigen Schaltungsfunktionen werden aus der nachstehenden Beschreibung der Arbeitsweise der Anordnung nach Figur 4 ersichtlich werden. Durch diese zusätzlichen Anschlüsse sowie durch den Regler- und den Bezugsanschluß Tl2 bzw. Tl5 wird jedoch die erfindungsgemäß erzielte Stabilität in keiner Weise beeinträchtigt. Die an diesen zusätzlichen Anschlüssen auftretenden Signale sind Gleichstromsignale, mit Ausnahme des am Anschluß T2 auftretenden Tastimpulses und der am Anschluß TIl auftretenden niederpegeligen ZF-Signale. Es treten also auch bei der Ausführungsform nach Figur keinerlei hochpegelige ZF-Signale an irgendeinem Anschluß des Schaltungsplättchens auf.

Bei der Empfängeranordnung nach Figur 4 sind die Ausgangssignale des Tuners 18 dem Eingangsanschluß T5 des ZF-Vorverstärkerabschnitte 31 über das Selektivitätsnetzwerk 20 zugeführt, dessen Schaltschema im einzelnen wiedergegeben ist. Das Selektivität^ netzwerk 20 besteht in diesem Fall aus zwei kapazitiv gekoppelten, Kreisen 2OA, 2OB mit zweifacher Abstimmung. Der Eingangskreis 2OA ist ein sogenannter bifilarer T-Kreis von der in der USA-Patentschrift 3 114 889 beschriebenen Art. Bei einem solchen Kreis erfolgt die Unterdrückung einer unerwünschten Komponente des Tunerausgangssignals durch sogenannte Löschsperrung. Und zwar wird in diesem Fall mit Hilfe der Sperrwirkung im Selektivitätsnetzwerk 20 der Tonträger des Nachbarkanals unterdrückt. Außer dem ZF-Ausgangssignal des Selektivitätsnetzwerks 20 ist dem Eingangsanschluß T5 auch eine AVR-Spannung für die im einzelnen noch zu beschreibende automatische Verstärkungsregelung zugeführt.

Das am Anschluß T8 erscheinende niederpegelige ZF-Ausgangssignal des ZF-Vorverstärkerabschnitts 31 ist dem Eingang des Selektivitätsnetzwerks 40 zugeführt. Das Selektivitätsnetzwerk 40 besteht in diesem Fall aus einem weiteren Paar von kapazitiv gekoppelten Kreisen 40A, 4OB mit zweifacher Abstimmung. In diesem

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Fall ist die bifilare T-Anordnung im Ausgangskreis 4OB vorgesehen. Durch die erwähnte Löschsperrwirkung wird im Selektivitätsnetz— werk 40 der Begleittonträger unterdrückt, so daß am Ausgang 42, an den der Eingangsanschluß TlO des ZF-Endverstärkerabschnitts 32 auf dem Plättchen 3OC angekoppelt ist, das Ton-ZF-Signal stark abgeschwächt erscheint. Das Netzwerk 40 hat am Eingang zum bifilaren T-Abschnitt einen zusätzlichen Ausgang 41· Die an dieser Stelle .erscheinenden ZF-Signale werden durch die Löschsperrwir-, kung nicht beeinflußt und können daher dem Eingangsanschluß T9 des ZF-HiIfsverstärkerabschnitts 35 ^au^ dem Plättchen 30C zugeleitet werden.

Die Verarbeitung des dem Anschluß T-9" zugeführten Eingangssignals durch den ZF-HiIfsverstärker 35r den Differenzträgertondemodulator 36: und den Differenzträgerton-ZF-Verstärker 37 erfolgt in der gleichen Weise wie bei den Ausführungsformen nach Figur 2 und 3, so daß am Anschluß Tl ein Differenzträgerton-ZF-Ausgangssignal erscheint. Die am Anschluß TlO erscheinenden Signale werden wie bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen im ZF-Endverstärkerabschnitt 32 verstärkt und über eine unabgestimmte Koppelanordnung auf de» Plättchen dem Videodemodulator 33 züge leitet, dessen Videoausgangssignal im Videoverstärker 34 verstärkt und dem Ausgangsanschluß Tl6 zugeleitet wird. Im Gegensatz zu den zuvor beschriebenen Ausführungsformen werden^jedoch dem ZF-Endverstärkerabschnitt 32 zusätzliche Ausgangsgrößen entnommen. Ein· dieser Ausgangsgrößen besteht aus einer Gleichspannung, die dem Gleichstrompegel am Ausgang d»s Abschnitts 32 entspricht und am Plättchenanschluß TI3 an einem äußeren Speicherfcondensator 43 ^au£ tritt. Zwischen dem Anschluß: T13 und dem Eingangsanschluß TlO des ZF-Ettdveratärkerabschnitt« 32 ist ein gleichstromleitender Rückkopplungszweig (Über Schaltungselemente des Netzwerks 40) vorgesehen. Die de» Anschluß Tl3 zugeführte Gleichspannung hat eine solche Polarität, daß eine arbeitspunktetabilisierende Gegenkopplung hewirkt wird, ««eich* die Auswirkungen von Temperatur- und Metzepsnmincftschwankungen, Herstellungstoleransen uew. auf; äi.» aktiven Bauele«#nte des Abschnitt* 32 kompensiert.

Ferner ist im ZF-Endverstärkerabschnitt 32 des Plättchens 3OC ein Abnahmepunkt für niederpegelige ZF-Signale für eine äuß^ re automatische Feinabstimmschaltung 60 vorgesehen, wobei dieser Abnahmepunkt vom Selektivitätsnetzwerk 40 angemessen isoliert ist (damit deses Netzwerk nicht in nachteiliger Weise belastet wird). Der ZF-Endverstärkerabschnitt 32 kann zweckmäßigerweise geeignete Isolieranordnungen, beispielsweise eine Emitterfolgerstufe, zum Beliefern des Plättchenanschlusses TIl mit dem gewünschten niederpegeligen ZF-Ausgangssignal enthalten.

Wie bei der Anordnung nach Figur 3 erfolgt die Erzeugung einer automatischen Verstärkungsregelspannung in Abhängigkeit von den vom Demodulator 33 erzeugten Videosignalen zweckmäßigerweise mittels einer AVR-Schaltung 38 auf dem selben Plättchen 3OC. Aus bekannten Gründen (die mit der Anwesenheit einer entsprechend dem Bildinhalt schwankenden Gleichstromkomponente im demodulierten Videosignal zusammenhängen) wird die genaue AVR-Spannung zweckmäßigerweise durch Tastung erzeugt, wobei das Videoausgangssignal des Demodulators im wesentlichen nur während bestimmter Bezugssignalintervalle, beispielsweise während der Horizontalsynchronisierimpulse, die mit einer vom Bildinhalt unabhängigen Bezugsamplitude übertragen werden, getastet. Für den getasteten Betrieb der AVR-Schaltung 38 auf dem Plättchen 3OC ist auf diesem ein an die AVR-Schaltung 38 angekoppelter Tastimpuls-Eingangsanschluß T2 vorgesehen. Eine äußere Tastimpulsquelle 70 beliefert den Plättchen anschluß T2 über einen Widerstand 72 mit zeitlich geeignet eingestellten Taatimpulsen. Als Tastimpulsquelle 70 kann eine geeignete Wicklung des Rücklauftransformators im Horizontalablenkteil des Empfängers verwendet werden.

Wie bei den zuvor beschriebenen Ausführungeformen dient der Plättchenanschluß T3 als Ausgangsanschluft fUr die von der AVR-Schaltung 38 erzeugte Regelspannung, die sich in Abhängigkeit von unerwünschten Schwankungen der Empfangssignalstärke ändert. Durch ein auseres AVR-Filter 50 werden res-tliche Videofrequeaxkomponenten au· der Regelspannung herausgesiebt. Die gesiebte Regelspannung wird dann über Elemente des Selektivitätsnetswerk· 20 dem

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ORlGfKAL !NG^EüTE

Eingangsanschluß T5 zur Verstärkungsregelung des ZF-Vorverstärkerteils 31 in einem die unerwünschten Empfangssignalstärkeschwan kungen kompensierenden Sinne zugeleitet.

Üblicherweise wird bei Fernsehempfängern auch der HF-Verstärkerteil des Tuners verstärkungsgeregelt. Jedoch ist die HF-Verstärkungsregelung zweckmäßigerweise gegenüber der ZF-Verstärkerregelung verzögert. Das heißt, bei Empfangssignalstärken in einem ersten Bereich oberhalb eines bestimmten Nennpegels wird vorzugsweise nur der ZF-Verstärker heruntergeregelt, während bei Signalstärken oberhalb dieses Bereiches eine Herunterregelung: sowohl des HF- als auch des ZF-Verstärkers erwünscht ist. Es wurde gefunden, daß eine derartige HF-Regelverzögerung aus dem Betrieb des ZF-Vorverstärkerabschnitts 31 auf dem Plättchen 3OC abgeleitet werden kann. Zu diesem Zweck ist im Verstärkerabschnitt 31 eine Anordnung vorgesehen, die auf das AVR-Eingangssignal am Anschluß T5 in der Weise anspricht, daß die Schwankungen dieses Regelsignals an einem Ausgangsanschluß To wiedergegeben werden, jedoch nur für solche AVR-Eingangspegel, die einen vorbestimmten Schwellwert oberhalb der Regelschwelle für den ZF-Vorverstärker übersteigt. Zweckmäßigerweise ist für die HF-Regelverzögerung ein Gleichstrom-Ausgangsanschluß T7 auf dem Plättchen 3OC vorgesehen, damit die RegelVerzögerungsschwelle von außen festgelegtoder eingestellt werden kann. Bei der hier gezeigten Empfängeranordnung ist für das Einsetzen der verzögerten Regelung ein fester Schwellwert vorgesehen, der durch den von der B+-Spannungsquelle des Plättchens (Anschluß T12) über einen äußeren Widerstand 52 bestimmten Wertes zum Anschluß T7 fließenden Gleichstrom bestimmt ist.

Das vom Verstärkerabschnitt 31 am Plättchenanschluß T6 abgenommene AVR-Signal für die verzögerte HF-Regelung wird durch ein Widerstandsnetzwerk 54, 55, das «it einer negativen Spannuhgsquelle (nicht gezeigt) anderswo im Empfänger gekoppelt ist, auf einen für die HF-Verstärkerregelung geeigneten Spannungsbereich verschoben. Zwischen diesem Widerstandsnetzwerk und dem Tuner ist eine galvanische Verbindung zum Zuleiten der Regelspannung

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vorgesehen.

Wie bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen hat der ZF-Vorverstärkerabschnitt 31 einen eigenen, vom Masseanschluß T14 des ZF-EndverStärkerabschnitts 32 und der anderen hochpegeligen ZF-SignalVerarbeitungsstufen des integrierten Schaltungsplättchens getrennten Masseanschluß T4.

Figur 5 zeigt, zum Teil in Blockform, diejenigen restlichen Farbfernsehempfängerteile, in Verbindung mit denen die Anordnung nach Figur 4 verwendet werden kann. Der Bildwiedergabeeinrichtung 99» beispielsweise in Form einer Dreistrahl-Lochmasken-Farbbildröhre, sind das vom Leuchtdichtekanal 93 gelieferte Leuchtdichtesignal sowie vom Farbartkanal 91 gelieferte Farbdifferenzsignale zugeführt. Eingangsseitig sind der Leuchtdichtekanal 91 und der Farbartkanal 93 vom Videoausgangsanschluß Tl6 des integrierten Schaltungsplättchens 3OC gespeist. Im Koppelzweig am Anschluß T16 liegt ein übliches Ton-ZF-Unterdrückungsfilter 92. Ferner ist an den Anschluß T16 über das Filter 92 der Eingang der Synchronisier^ signal-Trennschaltung 95 angekoppelt, welche die Synchronisiersignale für den Ablenkteil 97 liefert, der die rasterförmige Strahlablenkung der Bildröhre 99 besorgt. Eine für die Anwendung der Erfindung geeignete Farbfernsehempfängeranordnung ist beispielsweise das RCA CTC 38-Chassis, beschrieben im RCA Service Data Pamphlet, 1968, No. Tl8.

Figur 6 veranschaulicht die Anordnung des integrierten Schal tungsplättchens 30C nach Figur 4 in einem Behältnis in Form eines Paketes mit sechzehn einlagigen Leitungen, wobei die obere Hälfte des Paketes entfernt ist, um in Draufsicht das Plättchen 30C, die darunterliegende leitende Grundschicht 90, die isolierende Trägerplatte 94* die Enden der sechzehn Leiter (Ll bis L16) eines umgebenden Leiterrahmens sowie die Verbindungsdrähte (Wl bis Wl6), welche die Anschlußkontakte (Plättchenanschlüsse Tl bis Tl6) des Plättchens 30C mit den entsprechenden Paketleitern verbinden, zu zeigen.

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9OB, die über den Verbindungsdraht W4 mit dem Plättchenanschluß T4 bzw. über den Verbindungsdraht WI4 mit dem Plättchenanschluß T14 verbunden sind. An ihren Enden (nicht gezeigt) sind die Vorsprünge 9OA und 9OB mit der leitenden Hülle des Paketes, welche die eingeschlossene Anordnung abschirmt, in Kontakt. Die Grundschicht 90 hat außerdem oben und unten (in der Zeichnung) je einen kurzen Vorsprung 9OC bzw. 9OD in direktem Kontakt mit dem Leiter L4 bzw. L14. Beispielsweise ist der äußere Anschlußstift für den Leiter L4 mit dem geerdeten Chassis des Empfängers verbunden, während der Leiter L14 den Masseanschluß für den B+ Siebkondensator 82 am Ausgang des Reglertransistors Q80 in Figur 4 herstellt.

Die Zuleitung der ZF-Eingangssignale vom Selektivitätsnetzwerk 20 in Figur 4 zum Plättchenanschluß T5 erfolgt über den Leiter L5 und den Verbindungsdraht W5, während das niederpegelige ZF-Ausgangssignal vom Plättchenanschluß T8 dem Selektivitätsnetzwerk 40 über den Verbindungsdraht W8 und den Leiter L8 zugeführt wird. Die Verbindung des Ausgangs 41 des Selektivitätsnetzwerks mit dem ZF-HiIfsverstärker-Eingangsanschluß T9 erfolgt über den Leiter L9 und den Verbindungsdraht W9, während der Ausgang 42 des Selektivitätsnetzwerks mit dem ZF-Endverstärker-Eingangsanschluß TlO über den Leiter LlO und den Verbindungsdraht WlO verbunden ist. Die Differenzträgerton-ZF-Ausgangssignale werden vom Plättchen 3OC über den Verbindungsdraht Wl und den Leiter Ll abgenommen. Das Tonunterdrückungsfilter 92 (Figur 5) empfängt vom Plättchenanschluß TI6 das Videosignal über den Verbindungsdraht WI6 und den Leiter LI6.

Die Tastimpulse sind dem Eingangsanschluß T2 der AVR-Schaltung 38 (Figur 4) von der Quelle 70 über den Leiter L2 und den Verbindungsdraht W2 zugeführt, während das Regelausgangssignal der AVR-Schaltung 38 Über den Plättchenanschluß T3, den Verbindungedraht W3 und den Leiter L3 der AVR-Schaltung 50 zugeführt ist. Die niederpegelige ZF-Signalspannung am Plättchenanschluß TIl ist der automatischen Feinabetimmschaltung 60 (Figur 4) über den Verbindungsdraht WH und den Leiter LIl zugeführt. Über den Leiter L13 und den Verbindungsdraht WI3 zum Plättchenanschluß T13 wird die

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Verbindung für die stabilisierende Gleichstromgegenkopplung über das Selektivitätsnetzwerk 40 zum Eingangsanschluß TlO des ZF-End Verstärkers hergestellt.

Der durch den Widerstand 52 (Figur 4)fließende Strom für die Einstellung der HF-Regel Verzögerungsschwelle ist dem Plättchenanschluß T7 über den Leiter L7 und den Verbindungsdraht W7 zugeführt, während das verzögerte HF-Regelausgangssignal des Plättchens 3OC dem Verschiebungsnetzwerk 54» 55 vom Plättchenanschluß To über den Verbindungsdraht W6 und den Leiter Lo zugeführt ist. Der B+-Eingangsanschluß T12 zum Emitter des Reglertransistors Q8O ist über den Verbindungsdraht Wl2 und den Leiter L12 mit B4- verbunden, während die Basis des Reglertransistors über den Plättchenanschluß Tl5, den Verbindungsdraht Wl5 und den Leiter LI5 an die Bezugsquelle 39 angeschlossen ist.

Wie man aus Figur 6 sieht, ist die Anordnung so ausgelegt, daß an keinem Plättchenanschlußkontakt, Verbindungsdraht oder äußerem Leiter irgendwelche hochpegeligen, die Stabilität gefährdenden ZF-Signale auftreten.

Figur 7» 8 und 9 zeigen schaltschematisch einzelne Schaltungsteile des integrierten Schaltungsplättchens 3OC in der Anordnung nach Figur 4t Dabei sind nach Möglichkeit die einzelnen Schaltungselemente, allerdings nur ungefähr und auf regionaler Basis, in derjenigen räumlichen Anordnung und Auslegung gezeigt, in der sie bei einer erfolgreich praktisch erprobten Ausführungsform auf dem Plättchen ausgelegt sind. Beispielsweise zeigt Figur 7 die Schaltungselemente im unteren rechten Teil des Plättchens 3OC in der Darstellung nach Figur 6, d.h. im Plättchenteil bei den Anschlüssen T5, T6, T7, Τ8 und T4. Die in Figur 7 gezeigte Schaltung entspricht dem ZF-Vorverstärkerblock 31 in Figur 4· Figur 8 zeigt den Schaltungsteil in der oberen und linken Mittelregion des Plättchens 3OC in der Darstellung nach Figur 6, d.h. die Schaltungselemente in der Nähe der Plättchenanschlüsse TlO, TU, T12, TI3, Tl5, TI6 und TI4. Dieser Schaltungsteil entspricht den¹ ZF-Endverstärkerblock 32, dem Videodemodulator*}!coat 33 und dem Videoverstärkerblock 34 in Figur 4 und enthält außerdem die

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Diodenkette der Bezugsspannungsquelle 39 in Figur 4. Figur 9 schließlich zeigt den Schaltungsteil im unteren linken Bereich des Plättchens 3OC in der Darstellung nach Figur 6, d.h. die Schaltungselemente in der Nähe der Plättchenanschlüsse Tl, T2, T3, sowie die Schaltungselemente im mittleren Bereich des Plättchens, d.h. zwischen den Plättchenanschlüssen Tl und T9. Diese Schaltungselemente umfassen den ZF-HiIfsverstärkerblock 35> den Differenztondemodulatorblock 36 und den Differenzton-ZF-Verstärkerblock 37 (dargestellt im oberen Teil der Figur 9) sowie den AVR-Schaltungsblock 38 (dargestellt im unteren Teil von Figur 9) aus Figur 4·

In Figur J gelangen die vom Selektivxtätsnetzwerk 20 dem Plättchenanschluß T5 zugeführten Signale direkt snr Basis eines als Emitterfolger geschalteten Transistors QlOl. Anstelle eines Emitterwiderstands dient die Kollektor-Emitterstrecke eines Transistors Ql19 als Rückleitung vom Emitter von QlOl zum Masseanschluß T4.

Die am Emitter des Transistors QlOl erscheinenden Signale sind einem Dämpfungsnetzwerk in Form eines Widerstands RlOl und der Emitter-Kollektorstrecke eines Transistors Q103 zugeführt. Der Dämpfungs- oder Abschwächungsgrad des am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand RlOl und dem Transistor Q103 erscheinenden Signals hängt von der Impedanz der Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Q103 ab.

Das Ausgangssignal des Dämpfungsnetzwerks gelangt über zwei in Kaskade geschaltete Emitterfolgerstufen (Transistoren Q105 und Q107) zur Basis eines Transistors Q109, von dem das Ausgangssignal am Emitterwiderstand R107 abgenommen wird. Der Transistor Q109 ist mit einem weiteren Transistor QlIl in Kaskode geschaltet; die beiden Transistoren Q109 undQlll bilden eine hochverstärkende Verstärkerstufe, die den niederpegeligen ZF-Ausgangsanschluß T8 mit einem Ausgangssignal beliefert. In dieser Kaskodenschaltung bildet Q109 eine emittergeerdete Stufe mit Basiseingang, die mit ihrem Kollektor direkt an die durch den Transistor QlIl gebildete basisgeerdete Stufe mit EmiittereingaPig ßnpeschalt.et ist»

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Der Kaskodenverstärker erhält seine Betriebsspannung vom B+- Plättchenanschluß Tl2 über einen äußeren Widerstand 56 und eine Spule im Eingangsteil des Selektivitätsnetzwerks 40 (Figur 4).

Wie erwähnt ist zusätzlich zu den ZF-Eingangssignalen eine AVR-Spannung dem Eingangsanschluß T5 zugeführt. Aufgrund der Direktkopplung über den Emitterfolger QlOl, den Widerstand RlOl und die Emitterfolger Q105 und Q107 beeinflußt diese Regelspannung direkt die Vorspannung an der Basis des Transistors Q109 des Kaskodenverstärkers. Die AVR-Spannungsschwankungen haben eine solche Polarität, daß sich eine umgekehrte AVR-Wirkung ergibt, d.h. bei ansteigender Signalstärke die Vorspannung an der Basis von Q109 weniger positiv wird, so daß der Verstärkungsgrad des Kaskodenverstärkers in der gewünschten Weise erniedrigt wird.

Es hat sich als wünschenswert erwiesen, zusätzlich zu dieser Verstärkungsregelung des Kaskodenverstärkers eine weitere Verstärkungserniedrigung vorzusehen, und zwar insbesondere derart, daß bei großen Signalstärken die Signalspannungsamplitude an der Basis des Transistors 0109 begrenzt wird, wodurch eine Verzerrung in dieser Stufe vermieden werden kann. Diesem Zweck dient das Dämpfungsnetzwerk R1O1-Q1O3. Einzelheiten derartiger Netzwerke sowie deren Vorteile sind in der USA-Patentanmeldung 766 90 5 (eingereicht am 11. 10. 1968) beschrieben.

Die Regelung des Dämpfungsnetzwerkes in Figur 7 geschieht in folgender Weise: Ein Transistor Ql13? der seine Kollektorspannung von einer äußeren Spannungsquelle im Empfänger über den äußeren Widerstand 52 (Figur 4) erhält, ist mit seiner Basis über den Widerstand R113 an die Basis des Transistors Q109 angeschlossen. Bei fehlendem oder schwachem Signal ist die Basis des Transistors Ql 13 soweit in Durchlaßrichtung gespannt, daß der Transistor sich im Sättigungszustand befindet. Unter dieser Voraussetzung wird ein Emitterfolgertransistor 0115, der mit seiner Basis direkt an den Kollektor des Transistors Ql13 angeschlossen ist und mit seinem Emitter über die Reihenschaltung zweier Widerstände Rl15 und Rl16 an Masse liegt;, im Sperrzustand (nicht leitenden Zustand) gehalten... ''■:" ^rn··;..' " . τ r '¹O" des Dämpf un£so.i>t7werks ist rn.it seiner

Basis direkt an den Emitter des Emitterfolgertransistors Ql15 angeschlossen. Bei fehlendem oder schwachem Signal ist somit der Transistor Q103 ebenfalls nichtleitend, so daß das Dämpfungsnetzwerk R1O1-Q1O3 eine relativ geringe, konstante Dämpfungswirkung aufweist.

Dagegen bei großer Signalstärke wird durch den AVR-Einfluß die Spannung an der Basis des Transistors Q109 soweit heruntergedrückt, daß der Transistor Ql13 den Sättigungszustand verläßt, so daß seine Kollektorspannung ausreichend weit ansteigen kann, um den Emitterfolgertransistor Ql15 in der Durchlaßrichtung zu spannen. Der Emitter des Transistors Q115 folgt danach der ansteigenden Basisspannung, und der Transistor Q103 beginnt zu leiten, wenn die Emitterspannung des Transistors Ql15 einen für die Überwindung der Sperrspannung am Emitter des Transistors Q103 ausreichend positiven Wert erreicht. Bei weiter ansteigenden Signalstärken nimmt dann die Impedanz der Emitter-Kollektorstrecke von Q103 mit zunehmender Signalstärke ab, so daß das der Basis des Transistors Q109 angelieferte ZF-Signal entsprechend immer stärker abgeschwächt wird.

Der Ausgangsanschluft To für die verzögerte HF-Regelung wird von einem zusätzlichen Transistor Ql17 gespeist, der mit seiner Basis direkt an den Verbindungspunkt der Widerstände Rl15 und RIl6 im Emitterkreis des Emitterfolgers Ql15 angeschlossen ist, mit seinem Emitter über einen Emitterwiderstand Rl 17 an Masse liegt und mit seinem Kollektor über den Plättchenanschluß To und den äußeren Widerstand 58 (Figur 4) mit dem B+-Plättchenanschluß Tl2 verbunden ist. Bei fehlendem und schwachem Signal, wo der Transistor Ql15 gesperrt ist, ist auch der Transistor Ql17 gesperrt.

Wenn dagegen die Signalstärke so groß ist, daß der Emitterfolger Ql15 ausreichend leitet, wird die Basis des Transistors Ql17 durchlaßgespannt, so daß der Transistor Ql17 zu leiten beginnt. Die Einstellung der HF-Regeleinsatzschwelle kann durch äußere Mittel, beispielsweise durch geeignete Bemessung des Widerstands 52 (Figur 4)zwecks Einstellung des Sättigungsstromes

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des Transistors 0113 erfolgen.

Bei Signalstärken oberhalb der eingestellten Regelschwelle, d.h. bei AVR-Pegeln, die höher sind als derjenige Pegel, bei welchem der Transistor Ql13 aus dem Sättigungszustand herausgerät und die Transistoren Ql15 und 0117 leitend werden, ändert sich die Spannung am Anschluß T6 entsprechend der AVR-Spannung an der Basis von Q107» Nach Verschiebung auf einen niedrigeren Spannungsbereich durch das Verschiebungsnetzwerk 54 (Figur 4) ist diese sich ändernde Spannung als verzögerte AVR-Spannung für die HF-Verstärkerregelung geeignet.

Zweckmäßigerweise ist die Verzögerungsschwelle des HF-Regeltransistors Ql17 niedriger als die Verzögerungsschwelle des Dämpfungstransistors Q103. Das heißt, die HF-Regelung setzt bei einer Signalstärke (angezeigt durch die AVR-Spannung) ein, die niedriger ist als derjenige Wert, bei welchem die Dämpfungswirkung einsetzt. Vorzugsweise wird der volle HF-Regelbereich durchlaufen, ehe die Dämpfungswirkung einsetzt. So erreicht im vorliegenden Fall beispielsweise der HF-Regeltransistor Ql17 denSättigungszustand bei einer Spannung am Emitter des Transistors Ql15, die unterhalb desjenigen Wertes ist, bei dem der Dämpfungstransistor Q103 zu leiten beginnt.

Sobald bei leitendem Transistor Q103 die Dämpfungswirkung einsetzt, wird eine relativ hochverstärkende Gleichstromgegenkopplungsschleife geschlossen. Als Folge dieser Gegenkopplung wird die Vorspannung an der Basis des Transistors Q109 bei weiterem Anstieg der dem Anschluß T5 zugeführten AVR-Spannung relativ konstant gehalten. Im Regelablauf treten somit mindestens drei getrennte Phasen auf: als erstes eine Phase relativ schwacher Signalstärke, in welcher die AVR-Wirkung auf den Kaskodenverstärker Q109, QlIl beschränkt ist; sodann eine Phase mittlerer Signalstärke, in welcher von der Regelwirkung außer dem Koskodenverstärker auch der HF-Verstärker betroffen ist} und schließlich eine Phase hoher Signalstärke, in welcher die AVR-Wirkung im wesentlichen auf das üämpfungsnetzwerk RlOl, Q103 beschrftr-t ist.

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Wie erwähnt bildet die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Ql 19 eine Masserückleitung vom Emitter des Eingangstransistors QlOl. Die Einschaltung des Transistors Q119 anstelle eines Emitterwiderstands hat den Zweck, die Emitter der Transistoren QlOl und QlO 3 mit einem verhältnismäßig konstanten Strom zu spei- , sen, der genügendgroß ist, um zu verhindern, daß der AVR-Bereich dadurch beschränkt wird, daß der Transistor Q103 dem Transistor QlOl Strom wegnimmt. Das heißt, wenn bei großen Signalstärken der Transistor QlOl leitend wird und immer mehr Strom entnimmt, erniedrigt sich entsprechend der Strom im Transistor QlOl. Damit in diesem Fall der Transistor QlOl nicht gesperrt wird, muß für die beiden Emitter eine Quelle angemessenen Stromes gegeben sein. Der Transistor Ql19 bildet eine solche Quelle, indem er bei geeigneter Vorspannung seiner Basis einen Konstantstrom der gewünschten Größe liefert. Der erforderliche Basisstrom für den Transistor Ql19 wird vom Emitter des Emitterfolgertransistors Qlo5 geliefert, und zwar über ein Vorspannetzwerk, bestehend aus der Reihenschaltung des Widerstands R104, des Widerstands R105 und einer durchlaßgespannten Stabilisierdiode DlOl, wobei die Basis des Transistors Ql19 an den Verbindungspunkt der Widerstände R104 und RIO5 angeschlossen ist. Der Gesamtwiderstand der Reihenschaltung ist so gewählt, daß sich ein für die Einstellung des Konstantstromes im gewünschten Bereich erforderlicher Vorspannstrom ergibt. Der Widerstand R104 ist ausreichend groß gegenüber dem Widerstand RIO5 bemessen, um zu verhindern, daß der Transistor Ql19 die AVR-Spannung (bei schwachen Signalstärken) nennenswert beeinträchtigt.

Die Schaltung nach Figur 7 enthält außerdem ein Entkopplung^ netzwerk, das eine Anzahl der oben beschriebenen Transistoren mit Betriebsspannung speist. Die am Plättchenanschluß T12 anliegende BH—Spannung (z.B. 11 Volt) ist der Reihenschaltung eines Widerstands Rl19 und einer Zenerdiode Z 101 zugeführt. Dieses einfache Entkopplungsnetzwerk sorgt zwar für eine angemessene Entkopplung; jedoch kann durch den Zenerdiodenbetrieb ein unerwünscht ter Stör- oder Rauschpegel in die anliegende Nutzspannung eingeführt werden. Die Spannung an der Zenerdiode ZlOl wird daher über einen Emitterfolgertransistor Ql21 einem dynamischen Störfilter

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bestehend aus einem Transistor Q123, einem Widerstand R121 und einem Kondensator ClOl, zugeführt. Der Kollektor des Transistors Ql23 ist direkt mit dem Emitter des Transistors Ql21 verbunden. Der Widerstand R121 koppelt die Basis des Transistors Q123 mit dem Emitter des Transistors Q121, während der Kondensator ClOl zwischen die Basis des Transistors Ql23 und den Masseanschluß T4 gekoppelt ist. Am Emitter des Filtertransistors Ql23 steht somit eine relativ störfreie B+-Spannung zur Verfügung, die von den anderen an den Anschluß Tl2 angeschlossenen Schaltungselementen aus reichend entkoppelt ist. Ferner hat es sich als ratsam erwiesen, die Kollektoren der Transistoren QlOl und 0103 von den Kollektoren der nachgeschalteten Stufen in Figur 7 zu entkoppeln. Zu diesem Zweck ist der Transistor 0123 mit Doppelemitter ausgerüstet, wobei der erste Emitter die B+-Spannung an die Kollektoren der Transistoren QlOl und QIO3 liefert und der zweite Emitter eine isolierte B+-Spannuassquelle für die Kollektoren der Transistoren QIO5, 3107, QIO9 und 0115 bildet. Die Basis des emitteretngängigen Transistors QlIl des Kaskodenverstärkers ist ebenfalls an die letztgenannte B+Spannungsquelle angeschlossen.

In Figur 8 ist der an den Ausgang des Selektivitätsnetzwerks 40 in Figur 4 angeschlossene ZF-Eingangsanschluß TlO direkt mit der Basis eines Transistors 0201 mit Doppelemitter verbunden. Der Transistor Q201 kann somit zwei gegenseitig isolierte Emitterfolgerausgangssignale liefern. Das eine, am Emitterwiderstand R201 erscheinende Ausgangssignal ist dem Plättchenanschluß TIl zwecks Aussteuerung der automatischen Feinabstimmschaltung 60 in Figur zugeführt. Der Transistor 0201 erfüllt somit als erstes den Zweck, den Anschluß TIl vom Selektivitätsnetzwerk 40 zu isolieren, so daß die automatische l'einabstimmschaltung mit ihrem Eingang das Selektivitätsnetzwerk nicht belasten kann. Außerdem beliefert der Transistor Q201 mit seinem zweiten Emitter die Basis eines Verstärkertransistors Q2O3 mit Kollektorausgang, der effektiv die zweite ZF-Verstärkerstufe bildet, mit Signalen. Die Kollektorlast des Verstärkertransistors Q2O3 besteht aus einem Widerstand R2O3 in Reihe mit der Kmitter-Kollektorstrecke eines RückJoopplungstransistors 0209.

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Ein Emitterfolgertransistor Q205 mit Emitterwiderstand R205 leitet die am Kollektor des Transistors Q2O3 erscheinenden Signale an die Basis eines zweiten Verstärkertransistors 0207 mit Kollektorausgang, der die ZF-Endverstärkerstufe bildet, weiter. Die Kollektorlast des Verstärkertransistors Q2O7 besteht aus der Reihenschaltung zweier Widerstände R2O6 und R2O7· Die Basis des Rückkopplungstransistors 0209 ist direkt an den Verbindungspunkt der Widerstände R2O6 und R2O7 angeschaltet. Der Rückkopplungstransistor 0209 liegt als Emitterfolger in einer Gegenkopplungsschleife über die ZF-Verstärkerstufe Q207. Diese Gegenkopplungsschleife stabilisiert den Arbeitspunkt des Transistors Q2O7 gegen z.B. Temperatur- und Netzspannungsschwankungen und dient außerdem dazu, die Ausgangsimpedanz der ZF-Endverstärkerstufe dynamisch zu verringern. Die Stabilisierwirkung der Gegenkopplung ergänzt die Arbeitspunktstabilisierung des Verstärkertransistors Q2O7 durch dessen Emitterwiderstand R2O8. Eine korrigierende Phasenverschiebung mittels eines Kondensators C2O8 (parallel zum Widerstand R2O8) sorgt für die richtige Phaseneinstellung der Gegenkopplung.

Das am Kollektor des Transistors Q2O7 erscheinende ZF-Ausgangssignal ist der Basis eines Transistors Q211 zugeführt, der als Emitterfolgerdemodulator für das ZF-Signal arbeitet. Die Demodulatorlast oder -arbeitsimpedanz besteht aus einem durch einen Widerstand R211 überbrückten Kondensator C211 in Reihe mit der Kollektor-Emitterstrecke eines Transistors Q227. Ein ZF-Filter, bestehend aus einem Längswiderstand R212 und einem Querkondensator C212 ist zwischen die Demodulatorlast und die Basis eines Emitterfolgertransistors Q213 geschaltet.

Die am Emitter des Emitterfolgertransistors Q213 auftretenden demodulierten Videosignale erscheinen an der Reihenschaltung eines Widerstands R213 und einer durchlaßgespannten Diode D201, die direkt über die Basis-Emitterstrecke eines Videoverstärkertransistors Q215 geschaltet ist. Zum Zwecke der Videoentzerrung ist der Widerstand R213 durch ein RC-Reihenglied mit dem Widerstand R214 und dem Kondensator C214 Überbrückt. Zwischen den Verbindungspunkt des Widerstands R214 und des Kondensators C214 einerseits

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und den Masseanschluß T14 andererseits ist eine Zenerdiode Z201 geschaltet, welche die Aufladung· des Kondensators C214 begrenzt, um bei Impulsstörungen einen Ladungsaufbau im Filterkondensator C212 zu verhindern. Ein zwischen den Emitter des Demodulatortransistors Q211 und den Emitter des Emitterfolgertransistors Q213 geschalteter Kondensator C213 bewirkt eine zusätzliche Entzerrung. Die hochfrequenten Videosignale werden effektiv um das ZF-Filter nebengeschlossen, um das durch das Filter bewirkte Abrollen der Hochfrequenzkomponenten zu verringern.

Die Videoverstärkerstufe mit dem Transistor Q215 ist in der in der USA-Patentanmeldung Serial No. 772 245 (eingereicht am 31.10. I968) beschriebenen Weise ausgebildet. Bei einer derartigen Anordnung, bei welcher die Signale zusammen mit einem Vorspanngleichstrom über einen Widerstand einer wie die Basis-Emitterdiode eines Transistors und hiermit direkt parallelgeschalteten Diode zugeführt sind, ist ein linearer Verstärker mit großem dynamischen Ausgangsbereich vorgesehen. Der Ausgang kann zweckmäßigerweise auf ein gewünschtes Gleichstrompotential referenziert sein, und der Verstärkungsgrad der Stufe wird im wesentlichen durch ein ohmsches Widerstandsverhältnis, unabhängig von Schwankungen der Transistoreigenschaften, bestimmt.

Bei einer derartigen Anordnung kann die Ausnützung des vollen dynamischen Bereichs und folglich der verfügbaren Verstärkung Beschränkungen unterworfen sein, wenn der die Nutzsignale begleitende Gleichstrom im Basiseingangskreis den für die Herstellung des optimalen Arbeitspunktes bei dem gewünschten Signalverstärkungsbetrieb erforderlichen Wert übersteigt. Bei der speziellen Anwendung des Videoverstärkers in Figur 8 ist es erwünscht, daß im wesentlichen der volle dynamische Bereich der Ausgangsschwingungsamplitude (d.h. von B+ bis herunter zu mehreren V, ) ausgenützt wird, wobei das Verhältnis des Kollektorwiderstands R215 zum Eingangswiderstand R213 so gewählt ist, daß sich die optimale Verstärkung bei dem zu erwartenden Demodulatorausgangspegel ergibt. Hierzu wäre es wünschenswert, daß der Vorspannstrom bei fehlender Signalspannung einen solchen Wert hat, daß die Basis-Emitterdiode

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von Q215 auf den Punkt kurz vor Einsetzen der Leitung gespannt wird, so daß der Kollektorarbeitspunkt im signalfreien Zustand an der B+-Grenze liegt und dem Ausgangssignal im wesentlichen der volle dynamische Arbeitsbereich zur Verfügung steht. Praktisch ist es unmöglich, eine derartig genaue Einstellung des Vorspannstromes im Widerstand R213 unter sämtlichen Betriebsverhältnissen und in reproduzierbarer Weise herstellungsmäßig zu erreichen. Jedoch läßt sich trotz dieser Unsicherheit hinsichtlich des Stromes in R213 der gewünschte Vorspannzustand mittels einer Vorspannungslöschanordnung herstellen.

Zu diesem Zweck enthält die Schaltung nach Figur 8 einen Transistor Q225, der mit seiner Kollektor-Emitterstelle direkt mit der .Diode D201 parallelgeschaltet ist. Mit der Basis-Emitterdiode des Transistors Q225 ist eine weitere Diode D202 parallelgeschaltet. Es läßt sich zeigen, daß, wenn die Diode D202 als Transistor in der gleichen Auslegung wie Q22 5, jedoch mit Kollektor-Basiskurzschluß ausgeführt und durch einen gegebenen Vorspann strom durchlaßgespannt ist, der Kollektorstrom des Transistors Q22 5 auf einen entsprechenden Wert begrenzt ist, wobei dieser Grenzwert von Temperaturschwankungen nicht beeinflußt wird. Wenn durch die Diode D2O2 der gleiche Vorspannstrom fließt, wie er im Widerstand R213 verfügbar ist, fließt im wesentlichen der gesamte R213-Strom durch die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q22S, wodurch ein übermäßiger, bereichsbeschränkender Vorspannstromfluß in der Diode D201 und der Basis-Emitterdiode des Videoverstärkertransistors Q215 verhindert wird.

Zum Zwecke einer derartigen Regelung des Stromes der Diode D202 ist in der Schaltung nach Figur 8 eine Anordnung mit zwei Emitterfolgertransistoren Q221 und Q223 vorgesehen. Die Basis des Transistors Q221 ist über einen Widerstand R220 an den Kollektor des ZF-EndverStärkertransistors Q2O7 angeschlossen. Der Widerstand R220 bildet zusammen mit einem zwischen die Basis des Transistors Q221 und den Masseanschluß T14 geschalteten Kondensator C220 ein ZF-Filter, das die Signaldemodulation durch den Transistor Q221 verhindert. Wenn man den geringfügigen Spannungsabfall am Wider-

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stand R220 vernachlässigt, sollte die Vorspannung am Emitter des Transistors Q221 im signalfreien Zustand der Vorspannung am Emitter des Demodulatortransistors Q211 im signalfreien Zustand dicht angepaßt sein und hiermit auch bei z.B. Temperatur- und B+- Spannungsschwankungen gleichlaufen. Der Emitter des Transistors 0221 ist über eine gleichstromleitende Verbindung, bestehend aus der Reihenschaltung eines Widerstands R221, der Basis-Emitterstrecke des Emitterfolgertransistors Q223 und eines Widerstands R223, mit der Diode D202 gekoppelt. Wenn die Widerstände R221 und R223 ungefähr gleich bemessen sind wie die Widerstände R212 und R213 im Demodulatorausgangskreis, kann der Strom in der Diode D202 dem Strom im Widerstand R213 im signalfreien Zustand weitgehend gleichgemacht werden. Diese Stromgleichheit kann ohne weiteres auch bei Temperatur- und B+-Spannungsschwankungen aufrechterhalten werden, wenn die Transistoren Q221 und 0223 in ih-

an ren Eigenschaften den Transistoren Q211 und 0213 so genau/gepaßt sind, wie es herstellungstechnisch bei integrierten Schaltungen möglich ist.

Im Hinblick auf den Demodulatorwirkungsgrad ist es zwar erwünscht, daß der Demodulatortransistor 0211 mit einem durchlaßspannenden Vorstrom beaufschlagt wird, der jedoch im Hinblick auf optimale Demodulatorleistung den für die Vorspannung der Demodulator diode auf den Knick ihrer Kennlinie erforderlichen Wert nicht übersteigen sollte. Um diesem Erfordernis zu genügen, ist zwischen den Emitter des Demodulatortransistors Q211 und den Emitter des Emitterfolgertransistors 0221 ein Widerstand R211 geschaltet. Wie bereits erwähnt, weichen die entsprechenden Emitter^ Spannungen nur geringfügig voneinander ab. Der Widerstand R211 ist so bemessen, daß für den zu erwartenden Bereich dieser Spannungsabweichung der resultierende Vorspannstrom im signalfreien Zustand innerhalb eier "Knickgrenze" liegt (z.B. im Bereich von ungefähr 5 bis 50 Mikroampere).

Bed Anwendung oincs derartigen \ orspaniischomas best rhi ti ic Mö f. I ichi.fHI , datt h<¹ i iirmocini ;ii i>m cincK .<··< ;ιγ1·πι .^L ίπι,ιΐϋ r'· ; 1 πι i i ( < ι 1 ' ι i f\ ι ■ r i ι .ι ϊι s i i <11 · '.1.¹J ■ f · ·. t τ ■ ■ < · j>. ■ - m ι \· i \ ι i■, 1 t;·, ι^; ί _t ·

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hindern, ist der bereits erwähnte Transistor Q227 mit seiner Kollektor-Emitterstrecke zwischen den Fußpunkt des Widerstands R211 (d.h. den Emitter des Transistors Q221) und den Masseanschluß TI4 geschaltet. Die Basis des Transistors Q227 ist direkt an die Basis des Videoverstärkertransistors Q215 angeschaltet. Die Impedanz der Kollektor-Emitterstrecke von Q227 ändert sich im umgekehrten Verhältnis zum demodulierten Signal, so daß die Demodulatorlast starke Signale verarbeiten kann, ohne daß der oben beschriebene Vorspannstrom-Löschvorgang dadurch gestört wird.

Das am Kollektor des Videoverstärkertransistors 0215 erscheinende Videoausgangssignal wird über eine Emitterfolgerkaskade mit den beiden Transistoren Q217 und Q219 auf den Videoausgangsanschluß Tl6 gekoppelt. Die Kollektor—Emitterstrecke eines Transistors Q229 liegt zwischen dem Emitter des die Ausgangsstufe der Emitterfolgerkaskade bildenden Transistors Q219 und dem Masse anschluß T14· Der Emitter des die Vorstufe der Emitterfolgerkaskade bildenden Transistors ß217 ist über einen Emitterwiderstand R217 mit dem Kollektor des Transistors Q229 verbunden. Der Transistor 0229 bildet effektiv eine Konstantstromquelle für die Emit ter der Transistoren Q217 und Q219. Der Vorspannstrom für den Transistor Q229 wird von der Basis des Transistors 0225 über einen die Basen der Transietoren 0.225 und Q229 verkoppelnden Vorspannwiderstand R229 entnommen. Zum Schutz des Transistors 0219 gegen nachteilige Einflüsse am Ausgangsanschluß Tl6 ist der Strombegrenzungswiderstand R219 zwischen den Kollektor des Transistors 2219 und den B+-Anschluß T12 geschaltet.

Wie im Zusammenhang mit Figur 4 erwähnt, ist zur Arbeitspunktstabilisierung der Bauelemente des ZF-Endverstärkerabsehnitts 32 eine Gleichstromgegenkopplung erwünscht, zu welchem Zweck der Anschluß T 1.3 am Plättchen 3OC vorgesehen ist. Durch die Tran- sistorkette Q221, 0223, Q225, welche die oben beschriebene Vor» spannstrom-Löschfunktion für den Videoverstärkertransistor Q215 erfüllt, wird die Bereitstellung der gewünschten stabilisierenden Gegenkopplung erleichtert. Wegen des Vorhandenseins des ZF-Filters R220, C220, herrscht am Emitter des Emitterfolgertran- .

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sistors Q221 eine signalfreie Gleichspannung entsprechend dem Kollektorarbeitspunkt des ZF-Endverstärkertransistors Q2O7. Ein Kondensator C221 besorgt zusammen mit dem Längswiderstand R221 die Restsignalaussiebung an der Basis des nachgeschalteten Transistors Q223. Mittels eines Kollektorarbeitswiderstands R224 für den Transistor Q223 wird am Kollektor dieses Transistors eine gut gefilterte, phasenverkehrte Version der Ausgangsgleichspannung des ZF-Endverstärkers erhalten. Zwischen den Kollektor des Transistors Q223 und den Masseanschluß T14 ist die Reihenschaltung einer Zenerdiode Z2O2 und eines Widerstands R202 geschaltet, deren Verbindungspunkt an den Plättchenanschluß T13 angeschlossen ist. Das Glied Z202, R202 verschiebt die phasenverkehrte Spannung auf einen für die Beaufschlagung des ZF-Verstärkereingangs 10 (über die in Figur 4 gezeigten äußeren Verbindungen) geeigneten Gleichspannungsbereich.

Zwischen den B+-Anschluß Tl2 und den Masseanschluß T14 ist ein Widerstand R23O in Reihe mit einer Zenerdiode Z2O3 geschaltet, um an der Zenerdiode eine erniedrigte, geregelte Speisespannung für die Kollektoren der Emitterfolgertransistoren Q201 und Q2O5 bereitzustellen. Ferner liegt zwischen dem Plättchenanschluß Tl5 und dem Masseanschluß T14 eine Diodenkette, bestehend aus der Diode D2O3 und dem Zenerdiodenpaar Z2O4, Z2O5. Wie in Figur 4 gezeigt, ist der Plättchenanschluß Tl5 direkt an die Basis des Reglertransistors Q80 angeschaltet, während der Plättcheri anschluß Tl5 über einen Widerstand 84 mit einer positiven Speisespannungsquelle im Empfänger verbunden ist. Die Zenerdioden Z2O4 und Z205 erhalten an der Basis des Reglers eine Bezugsspannung aufrecht (wobei die durchlaßgespannte Diode D2O3 die positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdioden kompensiert).

Im Betrieb der Schaltung nach Figur 8 in einem Empfänger mit der Anordnung nach Figur 4 beträgt die Signalamplitude am Videoausgangsanschluß TI6 zwischen maximal Weiß und den schwärzer-als-schwarzen Synchronisierimpulsspitzen ungefähr 7 Volt, d.h. zwischen ungefähr 8 Volt bei maximal Weiß und ungefähr 0,7 Volt bei den Synchronisierimpulsspitzen. Die Videoverstärker-

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schaltung liefert somit eine gute Störunterdrückung, da Störsignal spitzen die Ausgangsspannung nicht tiefer als auf Massepotential herunterdrücken können, so daß die Störsignale auf einem Pegel von 0,7 Volt jenseits der Synchronisierimpulsspitzen abgekappt werden. Diese Störsignalabkappung erfolgt jedoch nur dann, wenn die AVR-Schaltung bei Anwesenheit von Impulsstörungen einwandfrei arbeitet. Wenn die AVR-Schaltung bei Störimpulsspitzen außer Tritt geraten kann, kann es geschehen, daß der Videoausgangspegel unangemessen erniedrigt wird, so daß die Störimpulse mehr als 0,7 Volt über die Synchronisierimpulsspitzen hinausreichen können. Um dies zu vermeiden, ist in der AVR-Schaltung auf dem Plättchen 30C eine Störschutzanordnung vorgesehen, die nachstehend an Hand der Figur 9 erläutert wird.

In der im unteren Teil von Figur 9 gezeigten AVR-Schaltung ist der Videoausgangsanschluß Tl6 (Figur 8) über die Reihenschaltung zweier Widerstände R300 und R301 gleichstrommäßig mit der Basis eines Schaltertransistors Q301 gekoppelt. Bei Abwesenheit von Videosignalen wird über diese Verbindung die Basis-Emitter- . strecke von Q301 in den leitenden Zustand durchlaßgespannt. Jedoch ist für den Transistor Q301 keine statische Kollektorspannung vorgesehen, sondern es steht diesem Transistor eine Kollektorspannung nur auf zeitselektiver Basis und in Form von positiv gerichteten Tastimpulsen zur Verfügung, die von der äußeren Schaltung mit der Tastimpulsquelle 70 und dem Längswiderstand 72 über den Plättchenanschluß T2 zugeführt sind.

Die Tastimpulse am Anschluß T2 (die zweckmäßigerweise breiter sind als die Horizontalsynchronisierimpulse) gelangen über die Reihenschaltung einer Zenerdiode Z301 und zweier Widerstände R3O3 und R3O2 zum Kollektor des Schaltertransistors Q301. Die Zenerdiode Z301 beseitigt durch Abkappen weitgehend die Zwischenimpulswelligkeiten. Unter den angegebenen normalen Vorspannbedingungen leitet der Transistor Q301 jeweils bei Auftreten eines Tastimpulses, wobei seine Kollektorspannung auf einen Wert (z.B. 0,2 Volt) dicht oberhalb des Massepotentials am Masseanschluß T14,-mi.tdom dor Envitf.rr des Transistors 03Ol direkt verbunden ist,

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Wenn am Videoausgangsanschluß Tl6 Videosignale anwesend sind, hängt die Fähigkeit des Schaltertransistors Q301, während des Tastimpulsintervalls zu leiten, von der Größe des Videosignals während dieses Intervalls ab. Wenn die Tastimpulse von der Quelle 70 jeweils die Horizontalsynchronisierintervalle der demodulierten Videosignale umfassen, kann bei einer gegebenen Größe des demodulierten Videosignals die Leitung des Transistors Q301 während eines Teils des Tastimpulsintervalls unterbunden werden. Das heißt, wenn das Videosignal so groß ist, daß die Synchronisierimpulsspitzen unter den V, -Pegel (von ungefähr 0,7 Volt) absinken, wird die Basis des Transistors 0,301 während der Synchronisierimpulsspitze nicht mehr soweit durchlaßgespannt, daß die Kollektor-Emitterstrecke des Schaltertransistors leiten kann. Wenn dagegen das Videosignal eine solche Größe hat, daß die Synchronisierimpulsspitzen nicht unter den V, -Pegel absinken, kann die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 0301 während des gesamten Tastimpulsintervalls leiten.

Um diesen Verhältnissen Rechnung zu tragen, sind ein weiterer Transistor Q3O3, der mit seiner Basis an den Verbindungspunkt der Widerstände R3O2 und R3O3 angekoppelt ist, sowie eine Diode D301, die mit der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q301 parallelgeschaltet und so gepolt ist, daß sie bei den Tastimpulsen in Durchlaßrichtung leitet. Bei Signalzuständen, die den leitenden Zustand der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q301 ermöglichen, ist die Diode D301 gesperrt, indem bei leitendem Transistor Q3Q1 der Spannungsunterschied zAvischen Anode und Kathode der Diode D301 unter die Leitungsschwelle (d.h. den V. Pegel von 0,7 Volt) der Diode absinkt, üev den Kollektor dos Transistors 0.301 (und die Anode der Diode D/501) mit der Basis des Transistors Q3O3 verbindende Widerstand R3O2 ist so niedrig, bemessen, daß der bei leitenden Transistor Π301 während eines Tastimpulsintervalls durch diesen Widerstand fließende Strom an ihm eine Spannung erzeugt, die (summiert mit dem 0,2 Volt-Spannungsabfall am leitenden Transistor Q301) genügend groß ist, daß der Transistor ;M03 leiten kann. .Bei Signalzuständen, bor denen der Transistor vnl nicht leiten Kann, hört dagegen die Απ

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klammerungswirkung des Transistors Q301 auf, so daß die Diode Ö3OI bei Auftreten des Tastimpulses leiten kann und der 0,7 Volt-Spannungsabfall (V, ) an der leitenden Diode, summiert mit dem Spannungsabfall am Widerstand R3O2, so groß ist, daß die Basis-Emitter strecke des Transistors Q3O3 durchlaßgespannt wird und folglieh dieser Transistor leiten kann.

Die Auswirkung dieser Verhältnisse, denen zufolge der Transistor Q303 entweder aufgetastet werden kann oder nicht, wird bei Betrachtung der mit dem AVR-Ausgangsanschluß T3 (an den der Kollektor des Transistors 0303 direkt angeschlossen ist) verbundenen äußeren Schaltung in Figur 4 deutlich. Wie in Figur 4 gezeigt, ist der Plättchenanschluß.T3 mit dem Verbindungspunkt zweier in Reihe zwischen einen Speisespannungspunkt C und Masse geschalteter Spannungsteilerwiderstände 74 und 75 verbunden. Der Speisespannungspunkt G, der durch den Kondensator 73 nach.Masse überbrückt und über den Widerstand 56 mit dem BH—Plättchenanschluß T12 verbunden ist, kann im vorliegenden Fall als eine Quelle im wesentlichen fester Gleichspannung angesehen werden. Zwischen die Verbindungsleitung zwischen dem Anschluß T3 und dem Verbindungspunkt der Widerstände 74 und 75 einerseits und Masse andererseits ist ein Speicherkondensator 76 gekoppelt.

Wenn der mit dem Anschluß T3 verbundene Transistor Q3O3 nicht leitet, wird der Kondensator 76 über den Widerstand 74 verhältnismäßig langsam in Richtung auf das Potential am Punkt C aufgeladen. Wenn dagegen der Transistor Q3O3 aufgetastet wird, kann sich wegen der leitenden Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q3O3 der Kondensator 76 schneller entladen. Die Spannung am Kondensator 76 ist somit auf zweierlei Art veränderlich: Während der Einlaufintervalle erfolgt ein langsamer Spannungsaufbau in positiver Richtung, der während der dazwischen befindlichen Tastintervalle andauert, wenn das Auftasten des Transistors Q3Ö3" verhindert wird; und die positive Spannung erniedrigt sich relativ rasch während derjenigen Tastintervalle, da der Transistor Q3O3 leiten kann.

Die langfristige Wirkung de's relativ häufigen oder relativ seltenen Auftretens getasteter Stromleitungsintervalle im Tran-

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sistor 0303 spiegelt sich im Pegel einer Gleichspannung wider, die durch Filterung der Spannung am Kondensator 76 entsteht. Die Filterung erfolgt durch die über den Kondensator 76 geschaltete Reihenschaltung des Widerstands 77 und des Kondensators 78, an deren Verbindungspunkt die gefilterte ZF-AVR-Spannung abgenommen und über das Netzwerk 20 dem ZF-Eingangsanschluß T5 zugeleitet wird.

Die Gesamtwirkung der AVR läuft darauf hinaus, daß die Synchronisierimpulsspitzen am Videoausgangsanschluß Tl6 auf einer Spannung gehalten wird, die annähernd gleich dem V, -Potential,

P das die Schaltschwelle für den Schaltertransistor Q301 bildet, ist. Bei Anstiegen der Videosignalstärke, durch we3.che die Synchronisierimpulsspitzen unter das V, -Potential heruntergedrückt werden, wird der Transistor Q301 während der Synchronisierimpulsspitzen gesperrt, so daß der Transistor Q3O3 durch Tastimpulse eingeschalL tet werden kann. Durch die daraufhin erfolgende Entladung des Kon densators 76 wird die dem Anschluß T5 zugeleitete (positive) Spannung erniedrigt, wodurch wiederum (wie im Zusammenhang mit Figur 7 erläutert) die zu demodulierenden ZF-Signale im kompensierenden Sinne erniedrigt werden. Bei Verringerungen der Videosignalstärke, durch welche die Sperrung des Transistors Q301 während der Synchronisierimpulsspitzen unmöglich gemacht wird, kann der Tran-

fc sistor Q3O3 während der Tastintervalle nicht leiten. Durch die sich ergebende ununterbrochene Aufladung des Kondensators 70 wird die dem Anschluß T5 zugeführte positive Spannung angehoben, so daß die ZF-Verstärkung im kompensierenden Sinne entsprechend ansteigt.

Ein Außertrittfallen wird im vorliegenden Falle dadurch verhindert, daß das AVR-System bei verlorengegangener Synchronisation sehr rasch die erforderliche AVR-Wirkung aus dem Vertikalsynchronisierteil der Empfangssignale gewinnen kann. Das Problem des "Außertrittfaliens" ergibt sich beispielsweise dann, wenn der Empfänger von einer schwachen auf eine sehr starke Empf angssignal_ quelle umgeschaltet wird. In diesem Fall kann es geschehen, daß im Empfänger sehr starke Signale maximal verstärkt werden, was

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zur Folge hat, daß die Synchronisierimpulse in den Videostufen weggeschnitten werden, so daß die Synchronisation des Ablenkteils verlorengeht. Wird .für einen solchen Eventualfall keine Vorsorge getroffen, so kann es geschehen, daß ein getastetes AVR-System nicht in der Lage ist, durch AVR-Wirkung (wobei keine Synchronbeziehung zwischen den empfangenen Synchronisierimpulsen und den im Ablenkteil erzeugten Tastimpulsen besteht) die Verstärkung des Empfängers auf einen den Verlust der Synchronisierimpulse verhindernden Pegel herunterzuregeln. Ist dies der Fall, so fällt die Synchronisation des Empfängers außer Tritt.

Bei dem oben beschriebenen AVR-System kann, wenn die Synchronisation außer Tritt gefallen ist, wegen fehlender Koinzidenz zwischen Horizontalsynchronisierintervallen und den Tastimpulsen von der Quelle 70 die Sperrung des Transistors Q301 während der Horizontalsynchronisierintervalle selbst bei hohem Pegel des demodulierten Videosignals verhindert werden. Trotzdem wird der AVR-Vorgang während des ersten auf den Verlust der Synchronisation folgenden Vertikalsynchronisierintervalls eingeleitet. Wenn bei außer Tritt gefallener Synchronisation starke Videosignalpegel auftreten, halten die Signalspitzen an der Basis des Transistors Q301 während d^r langen Vertikalsynchronisierintervalle den Transistor Q3Ö1 während des gesamten Tastimpulsintervalls gesperrt. Dadurch ergibt sich für den Transistor Q3O3 eine Folge von relativ langdauernden Stromleitungsintervallen. Bei entsprechender Wahl der die Größe des Entladungsstromes bestimmenden Parameter kann aufgrund dieses Entladevorganges während der Vertikalsynchronisierintervalle die dem Anschluß T5 zugeführte Gleichspannung sehr rasch heruntergedrückt werden, so daß das oben erläuterte Außertrittfallen verhindert wird.

Eine Folge dieser Maßnahmen zur Verhinderung des Außertrittfaliens ist, daß das AVR-System in nachteiliger Weise auf Störimpulse ansprechen kann, so daß durch demodulierte Störimpulse, welche die Synchronisierimpulse übersteigen, das AVR-System fälschlich veranlaßt werden kann, den ZF-Verstärker unnötig herunter zuregeln, was zur Folge hat, daß bei Anwesenheit von Stör-

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impulsen die wiedergegebenen Bilder verwaschen und kontrastarm sind. Wie bereits erwähnt, wird bei einem derartigen Arbeiten des AVR-Systems auch die normalerweise in den Videostufen erfolgende Störunterdrückung beeinträchtigt, was möglicherweise eine Fehlsynchronisation der Ablenkstufen und noch andere nachteilige Wirkungen zur Folge hat. In der AVR-Schaltung nach Figur 9 sind daher zusätzliche Maßnahmen getroffen, um eine Beeinträchtigung der AVR durch Impulsstörungen zu verhindern.

Die hierzu dienende Störschutzschaltung enthält einen normalerweise nichtleitenden Transistor Q3O9> der mit seinem Kollektor

^ direkt an den Tastimpuls-Eingangsanschluß T2 angeschaltet und mit seinem Emitter über einen Emitterwiderstand R3O9 mit dem Masseanschluß T14 verbunden ist. Die Reihenschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q3O9 und des Widerstands R3O9 bildet für die dem Anschluß T2 zugeführten Tastimpulse eine Last, die zu der oben beschriebenen getasteten Schaltung effektiv parallel liegt. Im Normalzustand bei nichtleitendem Transistor Q3O9 hat diese zusätzliche Last keinen Einfluß auf den durch die Zenerdiode Z303 und den Widerstand R303 zum Basiskreis des Transistors 0303 fließenden Strom. Wenn dagegen der Transistor 0,109 i^{n uen} leitenden Zustand gespannt wird, wird dadurch Strom aus der Tastimpulsquelle vom Leitungsweg Z3O3, R3O3 weggeleitet. Wenn genügend viel Strom weggeleitet wird, reicht die an der Basis des Tran-

P sistors 0303 während eines Tastimpulsintervalls verfügbare Spannung nicht mehr aus, um den Transistor Q3O3 selbst bei gesperrtem Schaltertransistor Q301 leitend zu machen.

Der Transistor Q30Q übt somit eine Regel funktion aus, die für den gewünschten Störschutz ausgenützt werden kann. Zu diesem Zweck ist eine Anordnung zum Regeln der Basisvorspannung des Transistors 0309 vorgesehen, derart, daß bei Anwesenheit. Von Störimpulsspitzen, die in unerwünschter Weise den Transistor 0,^0 1 sperren können, die Stromleitung des Transistors 0303 durch BeJ asten der Tastimpulsquelle mit dem Transistor 0300 ganz unterbunden oder auf erniedrigte Entladestrompegel eingeschränkt werden kann, hin durch einen zwischen den · Verbi ndungspunkt der das Videosignal

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führenden Widerstände R3OO, R3O1 und die Basis eines Transistors Q3Q5 gekoppelten Kondensator C3O4 sowie durch einen zwischen die Basis von Q3O5 und den Masseanschluß T14 geschalteten Widerstand R.304 gebildetes Differenzierglied differenziert die steilflankigen (negativ gerichteten) Störimpulse, welche das Videosignal gegebenenfalls begleiten, so daß ein negativ gerichteter Impuls bei der. Vorderflanke und ein positiv gerichteter Impuls bei der Hinter^ flanke der einzelnen Störimpulse erzeugt werden.

Der als Emitterfolger geschaltete Transistor Q3O5 dient als Detektor für den vom Differenziernetzwerk erzeugten Hinterflanken impuls. Die Detektorlast besteht aus einem Speicherkondensator C3O5> der durch die durch die Basis-Emitterstrecke eines Emitterfolgertransistors Q307 (der den Emitter des Transistors Q3O5 mit der Basis des Transistors Q3O9 verkoppelt), die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q3Ö9 und den Emitterwiderstand R.309 gebildete gleichstromleitende Impedanz überbrückt ist. Die Überbrückungs- oder Nebenschlußimpedanz ist so groß bemessen, daß die sich ergebende Entladezeitkonstante des Kondensators C3O5 relativ lang ist, so daß die Hinterfiankenimpulse effektiv gestreckt werden. Durch die gestreckten Hinterfiankenimpulse wird der Transistor O3O9 für einen begrenzten Zeitraum nach jedem Störimpuls leitend gemacht. Wenn daher durch Störimpulse der Schaltertransistor Q301 fälschlich gesperrt wird, werden durch die Hinterflanken dieser Störimpulse die Tastimpulse durch Regelung des Transistors O3O9 in der gewünschten Weise abgeschwächt, öie Empfindlichkeit der Störschutzschaltung wird außerhalb des Plättchens durch Einstellen der effektiven Tastimpulsquellenimpedanz, beispielsweise durch geeignete Wahl des Wertes des Koppelwiderstands 72 (Figur 4) bestimmt.

Aufgrund der Hochpaßfiltereigenschaften des RC-Gliedes.R3O4, C3O4 ist eine Betätigung des Tastimpulsdämpfungssystems durch die den Ilauptteil der Videoenergie bildenden niederfrequenten Videosignale weitgehend ausgeschlossen. Wegen der statistischen Seltenheit hochamplitudiger, steil ansteigender Komponenten im Videonutzsignal ist die Gewähr gegeben, daß das Tastimpulsdämpfungs-

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system praktisch nur bei unerwünschten Störimpulsen wirksam wird.

Der Kondensator C3O4 (von z.B. 10 pF) des Differenziergliedes wird im integrierten Schaltungsplättchen 30C zweckmäßigerweise durch eine Diode in solcher Polung, daß sie sperrgespannt ist, realisiert. Bei abnormalen Betriebsverhältnissen kann die Sperrspannung so groß werden, daß die Diode im Zenerbetrieb arbeitet. In diesem Fall, in welchem der Detektortransistor 0305 effektiv mit der Video signal quelle gleichstromgekoppelt würde, ist das AVR-System gegen Außertrittfallen dadurch gesichert, daß die Störschutzschaltung auf Impulshinterflanken (die in Richtung Weiß ge- W hen) anspricht.

Das Videoausgangssignal am Anschluß TlD , auf das der Schaltertransistor 0301 anspricht, enthält trotz der starken Bedämpfung der Ton-ZF im Selektivitätsnetzwerk 40 einen gewissen Anteil des 4,5 MHz-Tondifferenzträgers. Um die Möglichkeit zu verringern, daß diese Komponente die Regelung des Schaltertransistors 0301, die wünschenswerterweise durch die niederfrequenten Videosignalkomponenten, welche die Synchronisierimpulshöhe bestimmen, erfolgen sollte, beeinträchtigt, ir?t zwischen den Kollektor und die Basis des Schaltertransistors Q301 ein Kondensator C301 geschaltet. Durch die dadurch sich ergebende Erhöhung der Eingangskapazität ^ des Transistors Q301 wird dz ο Tiefpaßfilterwirkung dieser Kapazität zusammen mit dem Widerstand R301 verbessert.

Bei der Erläuterung der Aufladung und Entladung des Kondensators 7β für AVR-Zwecke ist unterstellt worden, daß die Speisespannung am Punkt C (Figur 4) im wesentlichen konstant ist. Tatsächlich reflektiert Jedoch die Spannung an diesem Punkt, d.h. an der Kollektorseite des Widerstands 5<J im Ausgangskreis des ZF-Kaskodenverstärkers (0100, Olli), die Verschiebungen des Arbeitspunktes dieses Verstärkers. Da bei zunehmender AVR-Wirkung dieser Arbeitspunkt in positiver Richtung verschoben wird, wird durch die Abnahme der Ladespannung für den Kondensator 76 an diesem Speisespannungspunkt die AVR-Wirkung etwas beeinträchtigt. Dies wird jedoch im vorliegenden Fall in Kauf genommen, um die Vorteile der Arbeitspunkt-

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stabilisierung des Kaskodenverstärkers und der diesen aussteuernden Emitterfolgerstufen durch Gegenkopplung zu erzielen. Das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 74 und 75 ist so bemessen, daß am Eingangsanschluß TS eine Vorspannung herrscht, die größer ist als das Vierfache des V, -Potentials, um die gewünschte Durchlaßvorspannung der hintereinandergeschalteten Basis-Emitterstrecken der Transistoren QlOl, Q105, Q107 und Q109 (Figur 7) zu gewinnen. Die Gegenkopplungsschleife zwischen dem Ausgangsanschluß Τ8 und dem Eingangsanschluß T5 mit den Widerständen 74 und 77 stabilisiert die gewählte Vorspannung gegen Temperaturschwankungen, Netzspannungsschwankungen usw. . .

Die oben beschriebene Arbeitspunktstabilisierung durch Gegenkopplung bietet sich besonders in Fällen an, wo es darauf ankommt, auf dem Schaltungsplättchen 3OC Platz zu sparen. In Fällen, wo die Platzersparnis weniger wichtig ist, beispielsweise bei einfacheren Schwärzweißempfangerausführungen (z.B. nach Figur 1, wo der ZF-HiIfsverstärkerkanal nicht benötigt wird), ist u.U. eine andersartige Vorspannanordnung für die stabile Vorspannung der Verstärkerelemente vorzuziehen, um die obenerwähnte AVR-Beeinträchtigung zu vermeiden. Eine derartige Anordnung ist beispielsweise in der USA-Patentschrift 3 366 889 gezeigt, wo die Vorspannung für die ZF-Verstärkerel^mente durch eine geeignete Anzahl von hintereinandergeschalteten durchlaßgespannten Dioden auf dem Schaltungsplättchen selbst geliefert wird.

Im oberen Teil der Figur 9 ist die Schaltung des Tonkanals (Elemente 35, 36 und 37) der Anordnung nach Figur 4 gezeigt. Der Plättchqnanschluß T9 empfängt ZF-Signale vom Ausgang 41 des Selektivitätsnetzwerks 40 in Figur 4j wobei zum Unterschied von den Signalen am Ausgang 42 die Signale am Ausgang 41 keine Tonunterdrückung erfahren haben. Ein Emitterfolger-Eingangstransistor Q311 'ist mit seiner Basis direkt an den Plättchenanschluß T9 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q31.1 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R311 und eine Zenerdiode Z3.O2 mit dem BH—Anschluß T12 verbunden. Die Zenerdiode Z3O2 erniedrigt die am Kollektor des Transistors Q311 anstehende Spannung. Zwischen den Emitter des

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Transistors 0311 und den Masseanschluß T14 ist ein Emitterwiderstand R312 geschaltet.

Der Emitter des Transistors 0311 ist direkt an die Basis eines Verstärkertransistors Q313 mit Kollektorausgang angeschaltet. Die erniedrigte B+-Spannung am Verbindungspunkt der Zenerdiode Z3O2 und des Widerstands R3H ist über einen Kollektorwiderstand R313 dem Kollektor des Transistors Q313 zugeführt. I>ie verstärkten Signale werden vom Kollektor des Transistors 0.313 der

Basis eines als Emitterfolger geschalteten Transistors Q315 zugeführt, der als Differenzträgertondemodulator arbeitet. I»ie iemoh dulatorlast besteht aus einem Speicherkondensator C315> mit dem die durch einen Widerstand R315 in Reihe mit der Basis-Emitterstrecke eines Emitterfolgertransistors 0317 und einem Widerstand R317 gebildete gleichstromleitende Impedanz geshunted ist. Ein zwischen die Basis des Transistors Q317 und den Masseanschluß T14 gekoppelter Kondensator C3l6 bildet zusammen mit dem Längswiderstand R315 ein ZF-Filter für das Demodulatorausgangssignal.

üer Emitter des Transistors Q317 ist über einen Widerstand R318 mit dem Emitter eines Verstärkertransistors Q319 mit Kollektorausgang gekoppelt. Die Transistoren 031/ und 0319 bilden einen Differenzverstärker, dessen erstes Eingangssignal in Form der Demodulatorausgangssignale der Basis des Transistors 0317 und desfc sen zweites Eingangssignal in Form eines Rückkopplungssignals der Basis des Transistors 0319 zugeführt sind. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers erscheint an einer Last mit einem Kollektorwiderstand R319, der den Kollektor des Transistors 0319 mit dem B+-Anschluß Tl2 verbindet.

Zwei in Kaskade geschaltete Emitterfolgertransistoren 03 21 und Q323 bilden eine Anpassungskopplung zwischen dem Kollektorausgangskreis von Q319 und dem Differenzträgerton-ZF-Ausgangsanschluß Tl. Im Kollektorkreis des Ausgangstransistors Q323 liegt ein Strombegrenzungswiderstand R322. Zwischen den Emitter dos Transistors 0323 und den Masseanschluß T14 sind zwei Widerstände R323 und R324 geschaltfit. Über ein Tiefpaßfilter in Form zweier Längswiderstände R.?2 ^ und R326 und zweier Puerkondensatoren C3-5

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und C326 werden die Signale vom Verbindungspunkt der Widerstände R.323 und R.324 auf die Basis des Verstärkertransistors Q319 gekoppelt. Die Längswiderstände R325> R326 bilden einen arbeitspunktstabilisierenden Gleichstromgegenkopplungszweig um die Verstärker^ stufe mit dem Transistor O319. Die Ouerkondensatoren C325 und C326 sind im Hinblick auf die ohmschen Werte der Längswiderstände R32 5-* R326 so bemessen, daß das gegengekoppelte Signal in der Weise. tiefpaßgefiltert wird, daß der Frequenzgang des Verstärkers für die i>ifferenzträger-Iiemodulationsprodukte (gegenüber den niederfrequenten Videosignal-Demodulationsprodukten) angehoben wird.

Die an den Ausgangsanschluß Tl angekoppelte äußere Schaltung (nicht gezeigt) kann den üblichen auf 4j5 MHz abgestimmten Kreis hoher Güte zum selektiven Übertragen des Differenzträgertonsignals unter weitgehendem Ausschluß der Videosignale enthalten. Beispiele einer derartigen Schaltung sowie geeigneter £üfferenzträger-FM-Demodulatoranordnungen sind in der bereits erwähnten USA—Patentschrift 3 366 889 sowie in der USA-Patentschrift 3 355 669 gezeigt. In der letztgenannten USA-Patentschrift sind auch geeignete Verfahrensweisen zur Herstellung monolithischer integrierter Schaltungen der hier beschriebenen Art beschrieben.

Die in Figur 7> 8 und 9 gezeigte Schaltung des Schaltungsplättchens 3OC kann ebenso wie die in Figur 4 gezeigte Schaltungsanordnung außerhalb des Schaltungsplättchens im einzelnen auch anders ausgestaltet werden. Beispielsweise kann in ,Figur 4 eine andersartige Anordnung von abgestimmten Kreisen in den Selektivitätsnetzwerken 20 und 40 verwendet werden. Zum Beispiel können im Selektivitätsnetzwerk 20 ein dritter abgestimmter Kreis sowie ein Transistorverstärker mit niedriger Verstärkung zum Isolieren dieses Kreises von einem nachgeschalteten abgestimmten Paar vorgesehen sein.

Nachstehend sind Bemessungsbeispiele für verschiedene Schaltungselemente auf dem Plättchen gemäß Figur 7, 8 und 9 sowie für Schaltungselemente außerhalb des Plättchens gemäß Figur 4 angegeben. JT

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Tabelle A: Schaltungselemente auf dem Plättchen

Widerstand RlOl

Il	R104
Il	R105
π	R107
π	Rl 13
H	R115
II	R116
11	R117
Il	R121
Il	R201
Il	R202
11	R2O3
Il	R2O5
Il	R2O6
M	R2O7
Il	R 20 8
11	R211
Il	R212
Il	R213
μ	R214
11	R215
11	11217
Il	R21Q
Il	R22O
η	R221
Il	R22 3
Il	R224
M	R2 29
Il	R23O
11	R 3 00
Il	IUOl
Il	R3O2
Il	R3O3
Il	R3O4
Il	R30Q

1000	Ohm
2000	Ohm
360	0 hm
700	0 hm
1000	0 hm
1600	0 hm
3200	0 hm
800	0 hm
3000	0 hm
1400	0 hm
4800	0 hm
2700	0 hm
1000	0 hm
400	0 hm
1000	0 hm
90	0 hm
5000	0 hm
4000	0 hm
1980	0 hm
2000	0 hm
8000	0 hm
1200	0hm
150	0 hm
6000	0hm
4000	0hm
2000	0 hm
3000	0 hm
1000	0 hm
1600	0hm
500	0 hm
8000	0hm
150	0 hm
3000	0hm
8000	0 hm
500	0 hm

009839/ U10

Tabelle A: (Fortsetzung) Widerstand R311

ti	R312
M	R313
Il	R315
Il	R317
H	R318
Il	R319
Π	R322
11	R323
H	R324
Il	R325
H	R326
Kondensator	ClOl
• It	C2O8
It	C211
Il	C212
Il	C213
H	C214
Il	C220
It	C221
It	C301
It	C3O4
ti	C3O5
Il	C315
ti	C316
It	C325
It	C326

Ohm

Ohm

- 1500 0hm

0hm Ohm

Ohm

10000 Ohm

Ohm Ohm Ohm Ohm Ohm

20 pF

10 pF

7 pF 3 pF

6,5 pF

12 pF

8 pF . 3 pF

10 pF

10 pF

10 pF 1OpF
5pF

10 pF

10 pF

009839/ U 10

- 44 Tabelle B: Schaltungselemente außerhalb des Plättchens

Widerstand 52 - 100 000 Ohm

" 54 - 2 400 Ohm

" 55 - 62 000 Ohm

" 56 1 200 Ohm

» 58 6 800 Ohm

»72 - 7 000 Ohm

» 74 - 56 000 Ohm

¹¹ 75 - 43 000 Ohm

" 77 - .3 300 Ohm

¹¹ 84 - 10 000 Ohm

» 86 - 330 Ohm

Kondensator 43 - 0,020 uF

" 53 - 0,001 uF

" 57 - 0,100 uF

» 73 - 0,001 uF

» 76 - 10 uF

" 78 - O,100 uF

" 82 - 680 pF

009839/ U10

Claims (6)

1. - 45 Patentansprüche

   μΛ Verstärker- und Demodulatorschaltung für Fernsehempfänger mit einer ersten hochverstärkenden Breitband-Verstärkeranordnung für ZF-Signale und einem an den Ausgang dieses Verstärkers angekoppelten Videodemodulator zum Demodulieren der ZF-Signale, d adurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkeranordnung und der Videodemodulator in einem einzigen monolithischen Halbleiterkörper ausgebildet sind, der erste Signaleingangs anschlüsse, an welche die erste Verstärkeranordnung mit ihrem Ein·*· gang angekoppelt ,ist und welchen die zu verstärkenden niederpegeligen ZF-Signale zugeführt sind, .sowie erste Signalausgangsan-Schlüsse, an welche der Videodemodulator mit seinem Ausgang angekoppelt ist und an welchen das demodulierte Videosignal abgenommen wird, aufweist, wobei der Ausgang der ersten Verstärkeranordnung mit dem Eingang des Videodemodulators über ein erstes unabgestimmtes, breitbandiges Koppelnetzwerk innerhalb des monolithischen Halbleiterkörpers gekoppelt ist, derart, daß die verstärkten, hochpegeligen ZF-Signale nur innerhalb des monolitfisehen Halbleiterkörpers auftreten.
2. 2. Verstärker- und Demodulatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb des gleichen monolithischen Halbleiterkörpers eine Vorverstärkeranordnung ausgebildet ist, die mit ihrem Eingang an zweite Eingangsanschlüsse und mit ihrem Ausgang an zweite Ausgangsanschlüsse des Halbleiterkörpers angekoppelt ist und die ZF-Signale vorverstärkt; und daß zwischen den zweiten Ausgangsanschlüssen und den ersten Eingangsanschlüssen eine erste abgestimmte Koppelanordnung mit Bandpaßcharakteristik angeordnet ist, welche die vorverstärkten ZF-Signale selektiv auf den Eingang der ersten Verstärkeranordnung koppelt.
3. 3. Verstärker- und Demodulatorschaltung nach Anspruch 2, wobei die zu verstärkenden ZF-Signale einen modulierten Bildträger und einen modulierten Tonträger enthalten, dadurch g e -

   QQ8839/141Q

   kennzeichnet, daß am monolithischen Halbleiterkörper dritte Eingangsanschlüsse und dritte Ausgangsanschlüsse vorgesehen sindj daß die abgestimmte Koppelanordnung eine Anordnung enthält, die aus dem Ausgangssignal der Vorverstärkeranordnung ein zweites niederpegeliges ZF-Signal ableitet, bei welchem das Verhältnis von Bildträger zu Tonträger erheblich größer ist als bei dem den ersten Eingangsanschlüssen zugeführten niederpegeligen ZF-Signal und das den dritten Eingangsanschlüssen zugeführt ist, an welche eine im gleichen Halbleiterkörper ausgebildete breitbandige Hilfsverstärkeranordnung mit ihrem Eingang angekoppelt ist, die aus dem ihr zugeführten zweiten ZF-Signal zweite verstärkte ZF-Signale erzeugt', und daß im gleichen Halbleiterkörper ein mit seinem Ausgang an die dritten Ausgangsanschlüsse angekoppelter Differenzträgertondemodulator ausgebildet ist, der mit seinem Eingang über eine im Halbleiterkörper vorgesehene zweite unabgestimmte Koppelanordnung an den Ausgang der Hilfsverstärkeranordnung angekoppelt ist und aus den zweiten verstärkten ZF-Signalen den modulierten Tonträger erzeugt.
4. 4. Verstärker- und Demodulatorschaltung nach Anspruch 2 oder 3, gekennzeichnet durch eine im Halbleiterkörper ausgebildete Anordnung zum Erzeugen einer AVR-Spannung,

   der über eine im Halbleiterkörper ausgebildete Anordnung Videok signale vom Videodemodulator zugeführt sind, wobei die Vorverstärkeranordnung und/oder die erste Verstärkeranordnung und/oder die Hilfsverstärkeranordnung durch die erzeugte AVR-Spannung verstärkungsgeregelt werden.
5. 5. Verstärker- und Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5> wobei die im Vorverstärker zu verstärkenden ZF-Signale von einer Tuneranordnung geliefert werden, welche die empfangenen Fernsehsignale wählt und in Zwischenfrequenzen überführt, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Tuneranordnung und einen Eingang der Vorverstärkeranordnung ein außerhalb des Halbleiterkörpers befindliches zweites abgestimmtes Koppelnetzwerk mit Bandpaßcharakteristik gekoppelt istj daß eine automatische Feinabstimmschaltung zum Beeinflussen

   009839/ U10

   des Betriebs der T,uneranordnung in Abhängigkeit von einem ZF-Eingangssignal vorgesehen ist; und daß an den Ausgang der ersten abgestimmten Koppelanordnung eine Anordnung angekoppelt ist, die aus dem ZF-Ausgangssignal der Vorverstärkeranordnung ein ZF-Eingangssignal für die automatische Feinabstimmschaltung erzeugt und eine in integrierter Form auf dem Halbleiterkörper angeordnete. Isolieranordnung enthält.
6. 6. Verstärker- und Demodulatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede der unabgestimmten Koppelanordnungen eine Gleichstromkoppelanordnung ist. (

   00 983 9/ U1 0

   YJ

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