DK142828B - Forstærker- og demodulatorkredsløb til en fjernsynsmodtager. - Google Patents

Description

(11) FREMLÆGGELSESSKRIFT 142828

(SÉlM

t BH I

\Ra/ DANMARK '"·c'·3 h 04 " 5/44 «(21) Ansøgning nr. 1019/70 (22) Indleveret den 2. Β13Γ. 1970 (24) Løbedag 2. mar. 1 970 (44) Ansøgningen fremlagt og fremlaeggelsesskriftet offentliggjort den 2. feb. 19^1

DIREKTORATET FOR

PATENT-OG VAREMÆRKEVÆSENET (30) Prioritet begær* fra den 3. mar. 1969, 803544, us UU RGA CORPORATION, Rockefeller Plaza 30, New York, N.Y. 10020, US.

(72) Opfinder: Jack Avins, 178 Herrontown Road, Princeton, New Jersey, US.

(74) Fuldmægtig under sagens behandling:

Ingeniørfirmaet Budde, Schou & Co._ (54) Forstærker- og demodulatorkredeløb til en f jernsynemodtager.

Opfindelsen angår et forstærker- og demodulatorkredsløb til en fjernsynsmodtager, omfattende en første bredbåndsforstærker med stor forstærkning for MF-signaler, hvilken forstærkers udgang er forbundet med en videodemodulator til demodulation af MF-signal-erne.

En standardsuperheterodynfjernsynsmodtager er forsynet med passende afstemningsapparatur til udvælgelse af et ønsket sendersignal og til omdannelse af dette til mellemfrekvenser inden for et forud fastsat frekvensbånd samt med flere forstærkningstrin, der er kaskadekoblet til tilvejebringelse af den væsentlige spændingsforstærkning, der er nødvendig for at forøge MF-udgangssignalet fra afstemnings- 142828 2 kredsløbet til niveauer, der er hensigtsmæssige til tilførsel til en videodetektor. Der må kobles frekvensselektive netværk til MF-forstærker-trinnene for at begrænse MF-forstærkerens udgangssignal til det forudsatte frekvensbånd og for at tilvejebringe en passende karakteristisk form inden for båndet. I de hidtil konventionelle fjemsynsmodtagerar-rangementer, hvori de respektive MF-forstærkertrin indeholder særskilte forstærkerorganer, er den funktion, som består i tilvejebringelse af den ønskede karakteristiske form af udgangssignalet, fordelt blandt et antal afstemmelige netværk, der tjener (a) til forbindelse af det første MF-forstærkertrin med afstemningskredsløbet, (b) til forbindelse af hvert efterfølgende MF-forstærkertrin med det foregående trin og (c) til forbindelse af videodetektoren med det sidste MF-forstærkertrin.

Det har i mange tilfælde vist sig hensigtsmæssigt at erstatte de særskilte signalbehandlingsorganer og de tilhørende særskilte kredsløbskomponenter med i form af enkelte blokke tildannede integrerede, dvs. halvlederkonstruktioner, hvori et antal aktive organer og tilhørende kredsløbskomponenter samtidig er opbygget og indbyrdes forbundet på et fælles underlag. Anvendelsen af en konstruktionsteknik med sådanne enkeltblokke medfører flere fordele vedrørende størrelse, vægt og pålidelighed i sammenligning med sammensætningen af konventionelle kredsløbsarrangementer, hvori der anvendes særskilte organer og tilhørende komponenter. Integrerede kredsløb er navnlig velegnede til behandling af signaler af den størrelsesorden, der optræder i MF-forstærkere. Den signalbehandlingsfunktion, der udføres af en fjernsynsmellemfrekvensforstærker, synes således at udgøre et passende grundlag for en hensigtsmæssig anvendelse af teknikken vedrørende integrerede kredsløb. Imidlertid har en økonomisk anvendelse af teknikken vedrørende integrerede kredsløb ved opbygningen af fjernsynsmellemfrekvensforstærkere hidtil tilsyneladende ikke været teknisk mulig, idet hovedvanskeligheden har bestået i at sikre stabiliteten af den resulterende MF-forstærker.

MF-stabilitetsproblemet er knyttet til krav vedrørende følsomhed, forstærkning, signalfrekvens og blokdimension på følgende måde:(1) Følsomhed: MF-forstærkeren skal være i stand til at reagere overfor udgangssignaler fra afstemningskredsløbet ved et 142828 3 yderst lavt niveau, f.eks. på 100 mikrovolt. (2) Forstærkning: MF-forstærkeren skal til detektoren afgive udgangssignaler af størrelsesordenen 1 volt og må således tilvejebringe en forstærkning af størrelsesordenen 80-90 dB. (3) Den integrerede kredsløbsbloks dimensioner er så små, f.eks. 1,5 mm x 1,5 mm, at indgangs- og udgangsklemmeområderne på blokken og de forbindelsesledninger, som fører ud fra disse blokklemmeområder, kun adskilles fra hinanden af en afstand, der udgør en lille brøkdel af en centimeter. (4) Signalfrekvens: Det ønskede MF-gennemgangs-bånd omfatter forholdsvis høje signalfrekvenser, f.eks. fra ca. 41 MHz til 46 MHz.

De små afstande, der optræder mellem indgang og udgang ved blokklemmekonstruktlonerne, bevirker .tilstrækkelig elektrostatisk og magnetisk kobling mellem udgangs- og indgangsklemme-områderne og de tilhørende forbindelsesledninger ved de midterste driftfrekvenser til, at aftagningen af MF-udgangssignaler med det nødvendige niveau fra et udgangsklemmeområde på en forstærkerblok med passende stor forstærkning uundgåeligt synes at medføre tilbagekoblingsniveauer, som hindrer en stabil forstærkerdrift, dvs. at tilbagekoblingen har en sådan størrelse, at den er tilbøjelig til at opretholde svingninger ved en eller anden frekvens i MF--båndet. Under hensyn til denne situation har fagfolk inden for teknikken hidtil begrænset anvendelsen af teknikken vedrørende integrerede kredsløb til stykkevis eller partiel integration af fjernsynsmellemfrekvensforstærkerfunktionen, dvs. til erstatning af hvert særskilt forstærkertrin med en særskilt blok eller begrænsning af integrationen til den første del af MF-forstærker-kredsløbet, hvor signalniveauet er lille. En sådan stykkevis eller partiel anvendelse af teknikken vedrørende integrerede kredsløb synes imidlertid at være økonomisk uhensigtsmæssig.

Formålet med den foreliggende opfindelse er at tilvejebringe et kredsløb af den indledningsvis omtalte art, hvori integrationen af fjernsynsmellemfrekvensforstærkerfunktionen på en enkelt blok kan opnås, samtidig med at der sikres en stabil forstærkerdrift til trods for de ovenfor nævnte krav vedrørende følsomhed, forstærkning, dimensioner og frekvens.

4 142828

Dette opnås ved et kredsløn af den omtalte art, der ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved, at den første forstærker og yideodemodulatoren er dannet i et enkelt, monolitisk halvlederlegeme, der har et første sæt signalindgangsklemmer, hvortil den første forstærkers indgang er koblet, og hvortil de MF-sig-naler ved lavt niveau, som skal forstærkes, føres, mens halvleder-legemet desuden ahr et første sæt signaludgangsklemmer, hvortil videodemodulatorens udgang er koblet, og hvorfra det demodulerede videosignal aftages, hvorhos udgangen fra den første forstærker er forbundet med indgangen til videomodulatoren ved hjælp af et første uafstemt bredbåndskoblingsnetværk indenfor det monolitiske halvlederlegeme således, at de forstærkede MF-signaler ved højt niveau kun optræder inde i dette monolitiske halvlederlegeme. Da videomodulatoren eller videodetektoren indgår i den samme integrerede kredsløbsblok som MF-forstærkertrinnene med højt niveau, og koblingen af MF-forstærkerudgangssignalerne til detektoren tilvejebringes i selve blokken uden anvendelse af blokklemmeområder eller ydre forbindelser, er det herved muligt at imødekomme de ovenfor omtalte vanskelige krav til en MF-forstærker, uden at der optræder en tilbagekobling ved et så højt niveau, at det får indflydelse på stabiliteten.

Det har vist sig muligt at opnå en tilfredstillende formning med båndpasegenskaber ved hjælp af fjernsynsmellemfrekvens-forstærkeren, når selektivitetskredsløbene er begrænset til positioner mellem udgangen fra en første MF-forstærkerdel af blokken og den øvrige MF-£brstærkerdel af denne. Eksempelvis kan det anføres, at niveauet af mellemfrekvenssignaler, som udtages fra blokken til klemmeområder og ydre forbindelsesledninger, ved et sådant arrangement kan begrænses til værdier af størrelsesordenen 10 millivolt, hvilket set ud fra et stabilitetssynspunkt udgør et sikkert niveau for en på passende måde konstrueret blok. Det har vist sig, at undgåelsen af ustabilitet i det omtalte arrangement lettes ved at forbinde de MF-kredsløbskomponenter i blokken, som er indrettet til et højt niveau, med en særlig jordledning på blokken, hvilken ledning er forskellig fra den, der er forbundet med den første MF—forstærker—blok-del.

142828 5

Ved anvendelse af principperne ifølge opfindelsen på MF-forstærkere til farvefjernsyn tilvejebringes der andre afvigelser fra konventionel praksis. Et besværligt problem, som optræder ved konstruktionen af MF-forstærkere til farvefjernsyn, består i tilvejebringelsen af organer til hindring eller formindskelse af frembringelsen af en stødfrekvens mellem farveunderbærebølgen og krydsbærebølgestødfrekvensen i video-detektorudgangssignalet. Eksempelvis kan det nævnes, at der efter USA standard, hvor farveunderbærebølgen har en frekvens på ca. 3.58 MHz, og krydsbærebølgestødfrekvensen er ca. 4,5 MHz, sker en sådan uønsket frembringelse af et signal ved 920 KHz.

Den kommercielle løsning på dette problem har hidtil veret tilvejebringelsen af en særskilt anden detektor til frembringelse af den ønskede krydsbærebølge-MF-information ved 4,5 MHz, idet indgangssignalerne til denne lyddetektor aftages fra MF-for-stærkerudgangen ved et punkt, hvor den samlede formning med båndpasegenskaber har tilvejebragt et passende forhold mellem billedbarebølge og lydbærebølge til opbåelse af en god kryds-bærebølgevirkning. Et netværk til i hovedsagen fuldstændigt at undertrykke krydsbærebølgen er indkoblet mellem det ovenfor nævnte lydaftagningspunkt og videodetektoren for at tilvejebringe sikkerhed imod frembringelsen af stødfrekvensen ved 920 KHz.

Ifølge principperne for den foreliggende opfindelse er en sådan ændring af udgangssignalet ikke mulig i koblingen mellem MF-forstærkerudgangen og videodetektoren. I stedet udfører det selektivitetsnetværk, som går forud for blokkens forstærkertrin til højt niveau, lydopfangningsfunktionen, og der tilvejebringes et aftagningspunkt for information, som skal føres til en særskilt lyddetektor, i selektivitetsnetvarket forud for lyd-opfangningen.

En udførelsesform for kredsløbet ifølge opfindelsen er ejendommelig ved, at der indenfor det samme monolitiske halvlederlegeme er tildannet en forforstærker, hvis indgang er forbundet med et andet sæt indgangsklemmer, og hvis udgang er forbundet med et andet sæt udgangsklemmer, hvilken forforstærker er virksom til forforstærkning af MF-signalerne, samt at der mellem det andet sæt udgangsklemmer og det første sæt indgangsklemmer er indkoblet 142828 6 et første afstemt koblingsorgan med båndpasegenskaber, hvilket koblingsorgan er virksomt til selektivt at koble de forforstærkede MF-signaler til den første forstærkers indgang.

En videreudvikling af denne udførelsesform for kredsløbet ifølge opfindelsen, hvor de MF-signaler, der skal forstærkes, indeholder en moduleret billedbærebølge og en moduleret lydbærebølge, er ejendommelig ved, at det monolitiske halvlederlegeme er forsynet med et tredje sæt indgangsklemmer og et tredje sæt udgangsklemmer, at det afstemte koblingsorgan indeholder et organ til afledning af et andet MF-signal ved lavt niveau fra forforstærkerens udgangssignal, i hvilket MF-signal forholdet raellem lydbærebølge og billedbærebølge er væsentligt større, end det er tilfældet i det MF-signal ved lavt niveau, som føres til det første sæt indgangsklemmer, og hvilket andet MF-signal føres til det tredje sæt indgangsklemmer, at der indenfor det samme halvlederlegeme er tildannet en bredbåndshjælpeforstsrker, hvis indgang er forbundet med det tredje sæt indgangsklemmer, hvilken hjælpeforstærker er virksom til afledning af andre forstærkede MF-signaler på grundlag af det andet MF-signal, som føres hertil, samt at der i det samme halvlederlegeme er tildannet en krydsbærebølgelyddetektor, hvis udgang er forbundet med det tredje sæt udgangsklemmer, og hvis indgang er forbundet med udgangen fra hjælpeforstærkeren ved hjælp af et andet uafstemt koblingsorgan som er til dannet indenfor det samme halvlederlegeme, hvilken krydsbærebølgelyddetektor er virksom til afledning af den modulerede lydbærebølge fra de nævnte andre forstærkede MF-signaler. Yderligere en videreudvikling af denne udførelsesform for kredsløbet ifølge opfindelsen er ejendommelig ved, at der indenfor halvlederlegemet er tildannet et organ til afledning af en AGC-spænding, til hvilket organ der via et indenfor halvlederlegemet tildannet organ føres videosignaler fra videodemodulatoren, hvorhos forforstærkeren og/eller den første forstærker og/eller hjælpeforstærkeren er forstærkningsreguleret ved hjælp af denne AGC-spænding. Endnu en videreudvikling af denne udførelsesform for kredsløbet ifølge opfindelsen, hvor de MF-signaler, der skal forstærkes af forforstærkeren, tilføres af et afstemningsorgan, som udvælger de modtagne fjernsynssignaler og omdanner dem til MF-signaler, er ejendommelig ved, at der uden for halvlederlegemet er 142828 7 anbragt et andet afstemt koblingsnetværk, som har båndpasegen-skaber og er indkoblet mellem afstemningsorganet og den ene indgang for forforstærkeren, at der findes et automatisk finafstemningskredsløb til ændring af afstemningsorganets funktion i afhængighed af et MF-indgangssignal, samt at der med udgangen fra det første afstemte koblingsorgan er forbundet organer til afledning af et MF-indgangssignal for det automatiske finafstemningskredsløb på grundlag af MF-udgangssignalet fra forforstærkeren, hvilke organer indbefatter et isolationsorgan, som er anbragt i integreret for i halvlederlegemet.

Ifølge opfindelsen kan hvert af de uafstemte koblingsorganer udgøres af et jævnstrømskoblingsorgan. Herved opnås en formindskelse af det areal af halvlederlegemet, som er nødvendigt til koblingsorganerne.

Ved den foreliggende opfindelse tilvejebringes der desuden et nyt forstærker- og detektorkredsløb, som muliggør en økonomisk anvendelse af integreret kredsløbsteknik til udførelse af MF--forstærknings-, videodetekterings- og lyddetekteringsfunktionerne i fjernsynsmodtagere.

Kredsløbet ifølge opfindelsen forklares i det følgende nærmere under hensyn til tegningen, på hvilken fig· 1 viser et blokdiagram for en del af en fjernsynsmodtager, i hvilken der er anvendt et forstærker-og detektorarrangement i overensstemmelse med principperne for den foreliggende opfindelse, fig. 2 et blokdiagram for en del af en farvefjernsynsmodtager, hvori der indgår et forstærker- og detektorarrangement ifølge principperne ifølge den foreliggende opfindelse, fig. 3 et blokdiagram for en ændret udførelsesform af den i fig. 2 viste farvefjernsynsmodtager, fig. 4 en del af en fjernsynsmodtager, delvis i form af et blokdiagram, men med visse uden for blokken anbragte passive komponenter vist detaljeret, til illustration af en særlig ændret udførelsesform for den i fig. viste farvefjernsynsmodtager, 8 162828 fig. 5 delvis detaljeret og i form af blokdiagram yderligere dele af en farvefjernsynsmodtager., bestemt til at reagere over for et udgangssignal fra den i fig. 4 viste konstruktion, fig. 6 i stor målestok en integreret kredsløbsblok og en del af en tilhørende monteringskonstruktion, set fra oven, til illustrerion af blokkens klemmeområder og ydre tilslutninger for de integrerede kredsløbselementer i den i fig. 4 viste udførelsesform, og fig. 7i 8 og 9 detaljeret kredsløb, som indgår i de respektive dele af et integreret kredsløbselement, der er velegnet til anvendelse ved den i fig. 4 viste udførelsesform.

Fig. 1 viser en del af en fjernsynsmodtager ifølge principperne ifølge den foreliggende opfindelse i form af et forenklet blokdiagram. Et fjernsynsafstemningskredsløb 18, der udfører den sædvanlige funktion, som består i udvælgelse af et udsendt videosignal og omdannelse af dette modtagne signal til mellemfrekvenser, danner et udgangssignal, der via et selektivitetsnetværk 20 er koblet til en indgangsklemme T5 for en integreret kredsløbsblok 30. Kredsløbet i blokken 30 indbefatter en foreløbig MF-forstærker 31, der reagerer over for de signaler, som afgives til klemmen T5 og afgiver en forstærket gengivelse af disse til en udgangsklemme T8 for blokken 8. De signaler der optræder ved klemmen T8, er via et andet selektivitetsnetværk 40 koblet til en anden indgangsklemme TT på den integrerede kredsløbsblok 30.

De signaler, der afgives til blokklemmen TT forstærkes yderligere i en afsluttende MF-forstærkerdel 32 i det integrerede kredsløb.MF-Udgangssignalet fra forstærkeren 32, der har et højt niveau, føres via ikke-afstemte koblingsorganer, som er beliggende på selve blokken 30, til et videodetektorkredsløb 33, som også indgår i den integrerede kredsløbsblok 33. Udgangssignalet fra videodetektoren 33 er via en videoforstærkerdel 3½ i det integrerede kredsløb koblet til en anden udgangsklemme Tl6 fra blokken 30.

De videoudgangssignaler, som optræder ved klemmen Tl6, er velegnede til tilførsel til forskellige videosignal- og synkroniserings-kanaler i modtageren samt til krydsbærebølgekredsløbet i tilfælde af sort--hvid-modtagere.

Det bemærkes, at bestemmelsen af den i fig. 1 viste fjernsynsmellemfrekvensforstærkers båndpasegenskab, i modsætning til hvad der er sædvanlig praksis ved fjernsynsmodtagere, er begrænset 9 14282$ til selektivitetsnetværkene 20 og 40, som gennemløbes inden tilvejebringelsen af MF-signaler med højt niveau i den afsluttende MF--forstærkerdel 32. Til koblingen af MF-signalerne med højt niveau til videodetektoren 30 anvendes der ikke noget selektivitetsnetværk, men i stedet et ikke-afstemt på selve blokken anbragt koblingsorgan. Det bemærkes endvidere, at videodetektoren 33 og videoforstaarkeren 33 indgår i den samme integrerede kredsløbsblok som den foreløbige og den sidste MF-forstærkerdel henholdsvis 31 og 32· Som følge af, at en anvendelse af selektivitetsnetværk til kobling af MF-signaler ved højt niveau er undgået, og som følge af, at de nævnte videokredsløb er tilvejebragt på selve MF-forstærkerblokken, samt som følge heraf, at der på selve blokken er tilvejebragt en kobling mellem MF-forstærkerudgangen og den på blokken anbragte videodetektor, vil de signaler, der optræder ved udgangsklemmerne T8 og TI6 på blokken 30 ikke indeholde MF-signaler med højt niveau, men vil være begrænset til (a) MF-signaler med lavt niveau og (b) videosignaler. Mellemfrekvenssignaler ved højt niveau er begrænset til det indre af den integrerede kredsløbsblok 30 og optræder ikke ved blokkens klemmerområder. Som tidligeré omtalt muliggør dette opnåelsen af den nødvendige store forstærkning i MF-forstærkerdelene af blokken, uden at dette forringer forstærkerens stabilitet. Det bemærkes, at fig. 1 også viser anvendelsen af særskilte på selve blokken udformede jordledninger for den foreløbige og den afsluttende MF--forstærkerdel henholdsvis 31 og 32, hvilke jordledninger har til hensigt at forbedre stabiliteten. Anvendelsen af disse jordledninger er antydet på tegningen ved angivelse af særskilte jordtilslutninger fra forstærkerdelen 31 og forstærkerdelen 32 til de respektive jordklemmer T4 og T14 på blokken 30.

Fig. 2 viser et kredsløb, der er ændret i forhold til det i fig. 1 viste, og som navnlig er anvendeligt i farvefjernsynsmodtagere. Ved den i fig. 2 viste farvefjernsynsmodtagerdel er modtager-elementer, som direkte svarer til de i fig. 1 viste, forsynet med samme henvisningsbetegnelser. Ligesom i fig. 1 tilfører fjernsynsafstemningskredsløbet 18 et mellemfrekvenssignal via selektivitetsnetværket 20 til en indgangsklemme T5 i en integreret kredsløbsblok, der i fig. 2 er betegnet med 30A, fordi dens indhold er ændret i forhold til den i fig. 1 viste. Ligesom i fig. 1 Indbefatter den integrerede kredsløbsblok 30A en foreløbig MF-forstærkerdel 31, der afgiver en forstærket gengivelse af mellemfrekvensindgangssig- 142828 10 nalet til en udgangsklemme 8 på blokken A. Et selektivitetsnetværk AO modtager og behandler udgangssignalet fra klemmen T8, ligesom det er tilfældet i fig. 1, men dette netværk har i det foreliggende tilfælde som vist to særskilte udgange henholdsvis 4l og 42. Udgangssignalet fra netværkets klemme 42 er ført til en indgangsklemme T10 på blokken 30A, og dette indgangssignal til blokken behandles af den afsluttende MF-forstærkerdel 32, videodetektoren 33 og videoforstærkeren 34 med henblik på tilvejebringelse af et videoudgangssignal ved blokklemmen Tl6 på en måde, der svarer til, hvad der er omtalt med den i forbindelse med den i fig. 1 viste udførel-sesform.

Desuden er et særskilt udgangssignal fra netværket, som optræder ved klemmen Al, ført til yderligere en blokindgangsklemmen T9 med henblik på afgivelse til en hjælpemellemfrekvensforstærkerdel 35- Der er tilvejebragt en ikke-afstemt på blokken udformet kobling til tilførsel af MF-udgangssignalet med højt niveau fra forstærkerdelen 35 til en krydsbærebølgedetektor 36, som indgår i blokken 30A. Et udgangssignal fra krydsbærebølgedetektoren 36, der er centreret omkring krydsbærebølgestødfrekvensen på ca. A, 5 MHz, forstærkes ved hjælp af en krydsbærebølge-mellemfrekvensforstærkerdel 37* her også er udformet på blokken 30A, og optræder i form af et krydsbærebølge--mellemfrekvensudgangssignal ved blokklemmen TI med henblik på afgivelse til passende SM-detekteringskredsløb i modtageren. Farvefjernsynsarrangementet i fig. 2 muliggør løsningen af det ovenfor nævnte problem vedrørende et signal med frekvensen 920 kHz i farvefjernsynsmodtagerkonstruktioner uden tab af de træk med det i fig. 1 viste arrangement som sikrer stabiliteten. Ved det i fig. 2 viste arrangement indeholder selektivitetsnetværket 40 lydafskæringsmidler, der hensigsmæssigt kan være således anbragt, at de tilvejebringer en kraftig dæmpning af den ledsagende lydbærebølge for det udgangssignals vedkommende, som optræder med klemmen 42. Ved en passende dæmpning af denne komposant, kan videodetektoren 33's frembringelse af et forstyrrende signal med stødfrekvensen 920 kHz som følge af en blanding af farveunderbærebølgen på 3,58 KHz og krydsbærebølge-frekvensen på 4,5 MHz* med sikkerhed undgås.

Selektivitetsnetværket Ao er desuden forsynet med en seerskilt udgangsklemme Al med de ovenfor nævnte lydafskæringsmidler, der hensigtsmæssigt kan være således anbragt, at de er virksomme på de signaler, som optræder ved denne sidstnævnte klemme, mens selektivitetsnetværket AO ved klemmen Al frembringer et behandlet mellem 142828 11 frekvenssignal med billedbærebølgen og ledsagen lydbærebølge i et passende forhold med henblik på tilvejebringelse af en god krydsbær eb ølge virkning . Dette mellemfrekvenssignal med et sådant hensigtsmæssigt bærebølgeforhold forstærkes dernæst i hjælpernellemfrekvens-forstærkerdelen 35 til det niveau, som er nødvendigt til drift af detektoren 36, hvorfra der afledes krydsbærebølgeinformation.

Det bemærkes, at denne lettelse af en passende krydsbære-bølgevirkning, med hvilken stødfrekvensen 920 kHz undgås i videokanalen, opnås samtidig med, at mellemfrekvenssignaler med højt niveau stadig er begrænset til det indre af blokken 30A, dvs.,at der ikke behøver at optræde MF-signaler med højt niveau ved en blokklemme. Blokudgangssignalerne med det i fig. 2 viste arrangement er begrænset til (a) MF-signaler med lavt niveau med klemmen T8, (b) videosignaler ved klémmenTl6 og (c) krydsbærebølge-MF-signaler ved klemmen TI. I fig. 2 er der på samme måde som i fig. 1 antydet anvendelsen af en på blokken anbragt jordledning for de blokdele, som behandler MF-signaler med højt niveau, i det foreliggende tilfælde både MF-forstærkerdelen 32 og hjælpemellemfrekvensforstærker-delen 35, hvilke jordledninger er adskilt fra den på blokken udformede jordledning for den første MF-forstærkerdel 31.

fig. 3 viser en udførelsesform for en farvefjernsynsmodtager, som er ændret i forhold til den i fig. 2 viste. Hovedparten af de modtagerelementer, der er vist i fig. 3, har funktioner, som svarer til funktionerne af de i fig. 2 viste modtageelementer, og disse modtagerelementer er følgelig forsynet med samme henvisningsbetegnelser. Den integrerede kredsløbsblok er ved den i fig. 3 viste udførelsesform forsynet med yderligere en kredsløbsfunktion ud over den for blokken i fig. 2 angivne og er betegnet med 30B. Den ekstrafunktion, der udføres på blokken 30B, består i frembringelse af en spænding til automatisk forstærkningskontrol fra detektoren 35's videoudgangssignal. Denne funktion udføres ved hjælp af et AGC-kreds-løb 38, som reagerer over for et udgangssignal fra videoforstærkeren 34. Indkoblingen af AGC_kredsløbet 38 på den samme integrerede kredsløbsblok som den, hvori den MF-forstærker, som kredsløbet tjener til at kontrollere forstærkningen for, lettes ved tilstedeværelsen på den samme blok af videokredsløbene 33 og 34, dvs., at der let kan opnås en på blokken udformet tilkobling af den videoinformation, som kræves af AGC-kredsløbet 38. En styrejævnspænding, der frembringes af 142828 12 AGG-kredsløbet 38, optræder ved blokklemmen T3 og føres via et ydre AGC-filternetværk 50 til indgangsklemmen T5 med henblik på forstærkningskontrol af den første NF-forstærkerdel 31.

Der tilvejebringes således yderligere et udgangssignal ved hjælp af blokken 3OB ud over de udgangssignaler, der er omtalt i forbindelse med den i fig. 2 viste udførelsesform. Det er imidlertid klart, at arten af dette yderligere udgangssignal, som udgøres af en jævnspænding, ikke ændrer de træk ved den foreliggende opfindelse som sikrer stabiliteten, dvs.,at tilføjelsen af AGC-kredsløbs-funktionen til MF-blokken ikke kræver, at der optræder MF-signaler med højt niveau med en blokklemme.

I fig. 4 er der vist en særlig ændring af det i fig. 3 viste arrangement, hvilken ændring har vist sig at medføre en tilfredsstillende funktion ved brug i farvefjernsynsmodtagere. Ligesom tidligere er de samme henvisningsbetegnelser opretholdt for elementer, som udfører funktioner svarende til funktionerne af de i fig. 3 viste elementer. De opretholdte elementer på den integrerede kredsløbsblok, der her er betegnet 30C, indbefatter den foreløbige MF-forstærkerdel 31, MF-udgangsforstærkerdelen 32, videodetektoren 33i videoforstærkeren 33, MF-hjælpeforstærkeren 35* krydsbærebølgedetektoren 36, MF-krydsbærebølgef or stærkeren 37 og &<3Q-kredsløbet 38. I forbindelse med disse opretholdte elementer findes der et arrangement af blokklemmer svarende til de i fig. 3 viste, dvs. en MF-indgangsklemme T5, en MF-udgangsklemme T8 til lavt niveau, en MF-hjælpeforstærker-ind-gangsklemme T9, en MF-udgangsforstærker-indgangsklemme T10, en videoudgangsklemme Tl6, en MF-krydsbærebølge-udgangsklemme TI, en'AGC-udSanSsklemme T3 og de respektive jordklemmer T4 og Tl4.

En yderligere funktion, der tilvejebringes på blokken 30C, bestå i den funktion, som udføres af regulator-referencespændingskilde 39, som udvikler en referencespænding for en strømtilførsels--serieregulator, hvori der indgår en uden for blokken beliggende transistor Q80. Transistoren Q80 modtager ved sin kollektor via en modstand 86 en indgangsjævnspænding fra en ikke vist spændingstilførsel, der er tilvejebragt et eller andet sted i modtageren, og frembringer en dynamisk reguleret udgangsspænding med sin emitter, hvilken udgangsspænding føres til blokklemmen T12, som en B+-spænding for blokkredsløbene. Referenceforbindelsen til reguleringstransistoren q8o’s base er tilvejebragt via en blokklemme T15, en modstand 84, som forbinder klemmen T15 med den uregulerede spændingkilde.

13 142828

Der er knyttet yderligere fem blokklemmer til den integrerede kredsløbsblok ^OC i fig. 4, hvilke klemmer vedrører funktioner, som ikke tidligere er omtalt. Disse indbefatter en nøglingsimpuls--indgangsklemme T2, en automatisk finafstemning, AFi-MF-drivud-gangsklemme Til, en stabiliserende jævnstrømstilbagekoblingsudgangskobling ΤΓ3, dn forsinket RF-AGC-udgangsklemme T6 og en forsinkelsesindstilling- jævnstrømsindgangsklemme Tf. En omtale af funktioner, som er knyttet til disse yderligere klemmer gives i det følgende i forbindelse med omtalen af den samlede operation af det i fig. 4 viste arrangement. Det bemærkes imidlertid på dette sted, at tilvejebringelsen af disse yderligere klemmer samt regulator-og referenceklemmerne T12 og TI 5 ikke forstyrrer den opretholdelse af stabiliteten, som er omtalt ovenfor i forbindelse med de mere simple udførelsesformer for opfindelsen. Information, der optræder med disse yderligere klemmer har form af jævnspændinger bortset fra klemmen T2, ved hvilken en nøglingsimpuls optræder, og klemmen Til, ved hvilken der optræder MF-signaler tmed lavt niveau. De yderligere funktioner, der er knyttet til den i fig. 4 viste blok, medfører således ikke, at der optræder MF-signaler ved højt niveau på en blokklemme.

Ved det i fig. 4 viste modtagerarrangement føres udgangssignalet fra fjernsynsafstemningskredsløbet 18 til indgangsklemmen T5 for den foreløbige MF-forstærkerdel 51 via et selektivitetsnetværk 20, der er vist detaljeret. Ved den særlige viste udførelsesform for netværket 20 anvendes der et kapacitetskoblet dobbelt afstemt kredsløbspar 20A, 20B. Indgangsdelen 20A af det viste netværk 20 består af et såkaldt bifilar-T-kredsløb af denne art, der er omtalt i beskrivelsen til USA patent nr. 3.1x4.889. Under driften af dette kredsløb anvendes der en slette-fange-teknik til dæmpning af en uønsket komposant af afstemningskredsløbets udgangssignal. Som illustration kan det nævnes, at opfangningsvirkningen anvendes i netværket 20 til dæmpning af den tilstødende kanals lydbærebølge. Foruden mellemsignalfrekvensudgangssignalet fra selektivitetsnetværket 20 føres der også en AGG-styrespænding til indgangsklemmen T5 med henblik på at udføre forstærkningskontrolfunktioner, som omtales nærmere-i det følgende.

1<42828 14 MF-udgangsignalet med lavt niveau fra den foreløbige MF--forstærkerdel 31* som optræder ved klemmen T8, kobles til indgangen til selektivitetsnetværket 40. Den viste udførelsesform for selektivitetsnetværket 40 består af et andet kapacitetskoblet, dobbeltaf-steint par 40A, 40B af afstemte kredsløb. Her er bifilar-T-arrangemen-tet anvendt i udgangsdelen 40B. Den ovenfor nævnte slette-fange-virkning er knyttet til den ledsagende lydbærebølge i netværket 40, hvilket resulterer i en kraftig dæmpning af lydmellemfrekvens-signalet ved netværkets udgangsklemme 42, med hvilken indgangsklemmen T10 til MF-udgangsforstærkerdelen 32 på blokken 30C er forbundet. Netværket 40 er forsynet med yderligere en udgangsklemme 4l ved indgangen til bifilar-T-delen. De mellemfrekvenssignaler, der optræder i dette punkt, udsættes ikke for den ovenfor omtale slette-fange-virkning og er således velegnede til tilførsel til indgangsklemmen T9 for MF-hjælpef orstærkerdelen 36 på blokken 30C.

Operationerne på indgangssignalet ved klemmen T9 ved hjælp af MF-hjælpeforstærkeren 35* krydsbærebølgedetektoren 36 og MF-kryds-bærebølgeforstærkeren 37 er de samme som tidligere omtalt i forbindelse med de i fig. 2 og 3 viste udførelsesformer, og de resulterer i frembringelsen af et MF-krydsbærebølge—udgangssignal med klemmen TI.

De signaler, der optræder med klemmen T10 forstærkes, ligesom det var tilfældet med de ovenfor omtalte udførelsesformer, i MF-udgangsforstærkerdelen 32 og afgives via en ikke-afstemt kobling på blokken til videodetektoren. "Videoudgangssignalet fra detektoren 33 forstær- kes i videoforstærkeren 34 og afgives til udgangsklemmen Tl6.

I modsætning til, hvad der gælder ved de ovenfor omtalte udførelses-former, afledes der imidlertid yderligere udgangssignaler fra MF--udgangsforstærkerdelen 32. Det ene af disse udgangssignaler består af en jævnspænding, der er afhængig af jævnspændingsniveauet ved udgangen fra forstærkerdelen 32, hvilken jævnspænding optræder med blokklemmen T13 over en ydre lagerkondensator 43· Der er tilvejebragt en jævnstrømstilbagekoblingsforbindelse mellem klemmen T15 via elementer i netværket 40 og indgangsklemmen T10 til MF-udgangsforstærkerdelen 32. Den jævnspænding, som føres til klemmen T13* kan hensigtsmæssigt polariseret, at tilbagekoblingsforbindelsen etablerer en negativ tilbagekoblingssløjfe til stabilisering af ar- 15 142323 bejdspunktet. Jævnstrømstilbagekoblingen sikrer en passende signaloverførsel ved hjælp af de aktive organer i forstærkerdelen 32 under-hensyn til fremstillingstolerancer og uheldige variationer i forskellige parametre, såsom temperatur, netspænding med videre.

En anden funktion, der udføres i MF-udgangsforstærkerdelen 32 i blokken JOC består i tilvejebringelsen af et udtagspurikt for MF-signaler ved lavt niveau, hvilke signaler er nødvendige til et ydre AFl-kredsløb 60, idet dette udtagspunkt hensigtsmæssigt kan være isoleret fra selektivitetsnetværket 40 således, at der undgås en indføring af -uheldige belastningsvirkninger i dette netværk. MF-udgangsforstærkerdelen 32 kan hensigtsmæssigt indbefatte isolationsapparatur, såsom en emitterfølger, til afgivelse af det ønskede MF-udgangssignal ved lavt niveau til blokklemmen Til.

Ligesom ved det i fig. 3 viste arrangement kan frembringelsen af en spænding til automatisk forstærkningskontrol i afhængighed af det videosignal, som detekteres af detektoren 33* hensigtsmæssigt ske ved hjælp af et AGC.-kredsløb 38 på den samme blok 30C. Af velkendte grunde, der vedrører tilstedeværelsen af en jævnspændingskomposant i det detekterede videosignal, hvilken jævnspændingskomposant varierer med billedindholdet, er det ønskeligt, at frembringelsen af en nøjagtig agc-spænding er en eksempleret operation, med hvilken af-følingen af videoudgangssignalet fra detektoren i det væsentlige er begrænset til referenoesignalintervaller, såsom de, der optages af vandret-synkroniseringsimpulserne, som overføres ved et referenee-amplitudeniveau, der er uafhængigt af billedindholdet. Med henblik på at tilvejebringe en eksempleret operation for AGC-kredsløbet 38 på blokken 30c er der på blokken tilvejebragt en nøglingsimpulsind-gangsklemme T2, som er koblet til AGC-kredsløbet 38. En ydre nøg-lingsimpulskilde 70 afgiver passende, tidsstyrede nøglingsimpulser via en modstand J2 til blokklemmen T2. Nøglingsimpulskilden 70 kan eksempelvis udgøres af en passende vinding på den tilbageløbstransformator der anvendes i modtagerens vandret-afbøjningskredsløb.

Ligesom ved de ovenfor omtalte udførelsesformer tjener blokklemmen T3 som udgangsklemme for den styrespænding, der frembringes af agc--kredsløbet 38, hvilken udgangsstyrespændings størrelse varierer i afhængighed af uønskede variationer af den modtagne signal- 16 142828 styrke. Et ydre agc-filter 50, der er vist skematisk, fjerner til-overblevne videofrekvensvariationer fra styreudgangsspændingen.

Den filtrerede styrespænding føres dernæst via elementer i selektivitet snetværket 20 til indgangsklemmen T5 med henblik på at bevirke forstærkningsvariationer i den foreløbige MF-forstærkerdel 31 i en sådan retning, at der kompenseres for de uønskede variationer af signalstyrken. Det er sædvanlig praksis i fjernsynsmodtagere yderligere at tilvejebringe en forstærkningskontrol for RF-forstærkerdelen af det afstemningskredsløb, der fører signaler til modtagerens MF-for-stærker. Man har imidlertid fundet det ønskeligt at forsinke anvendelsen af forstærkningskontrol RF-delen i forhold til MF-forstærkeren. Dette vil sige, at der ved modtagne signalstyrker i et første område, der ligger over et nominelt niveau, fortrinsvis kun tilvejebringes en forstærkningsformindskelse i MP-forstærkeren, mens det for en signalstyrke, som ligger over dette område, er ønskeligt at tilvejebringe en forstærkningsformindskelse både i RF-forstærkeren og i MF-forstærkeren. Det har vist sig hensigtsmæssigt at tilvejebringe denne RFAGC -forsænkningsvirkning i forbindelse med operationen af den foreløbige MF-forstærkerdel på blokken 30C. Forstærkerdelen 31 indeholder således apparatur, der reagerer over for AGC -indgangssignalet med klemmen T5 på en sådan måde, at dets variationer gentages ved en udgangsklemme T6, men kun ved AGC-indgangssignalniveauer, der overskrider et udvalgt tærskelniveau, som ligger over det niveau, ved hvilket AGC-virkningen i den foreløbige MF-forstærker indledes.

For at lette konstruktionen af en modtager er der knyttet en jævnstrømsindgangsklemme TT på blokken med RF-AGC-forsinkelsesapparaturen . således, at der muliggøres en ydre bestemmelse eller justering af forsinkelsesniveauet. Ved det viste modtagerarrangement er der angivet et fast forsinkelsestærskelskema, idet det særlige tærskelniveau bestemmes af den jævnstrøm, som forløber ved klemmen T7 fra blok B-kilden (klemmen T12) via en ydre modstand 52 med en udvalgt værdi.

Det forsinkede RF-AGC--udgangssignal, der afledes fra forstærkerdelen 31 ved blokklemmen T6, omstilles til et jævnspændingsområde, der er velegnet til RF-forstærker-styring ved hjælp af et modstandsnetværk 5^,55, sem er knyttet til en ikke-vist negativ spændingskilde, der er tilvejebragt et eller andet sted i modtageren. Der er tilvejebragt en jævnstrømsforbindelse mellem omstillingsnetværket og afstemningskredsløbet 18 til tilvejebringelse af den ønskede RF-AGC -virkning.

Ligesom ved de ovenfor omtalte udførelsesformer er den foreløbige MF-forstærkerdel 31 som vist også i dette tilfælde knyttet 142828 17 til en særskilt jordklemme T4, der uafhængig af den jordklemme Tl4, som er forbundet med MF-udgangsforstærkerdelen 32 og andre behandlingstrin for MF-signaler ved højt niveau i den integrerede kredsløbsblok.

I fig. 5 er der vist en forenklet udformning af de farvefjernsynsmodtagerdele., der kan anvendes i forbindelse med de i fig.

4 viste strukturer til tilvejebringelse af en fuldstændig farvefjernsynsmodtager. Det i fig. 5 viste apparatur indbefatter et passende farvebilledreproduktionsorgan 99> der f.eks. kan bestå af det i vid udstrækning anvendte 3-kanon-skyggemaske-farvefjernsynsrør. Reproduktionsorganet 99 reagerer eksempelvis over for indgangssignaler i form af et luminanssignal, der tilføres ad en luminanskanal 9^, og en række farvedifferenssignaler, der tilføres af en kruminanskanal 91. Indgangssignalerne til luminans- og krominans-kanalerne 91 °g 95 udledes fra videoudgangsklemmen Tl6 i den integrerede kredsløbsblok 30C. Koblingen til klemmen Tl6 kan eksempelvis indbefatte et sædvanligt MF-lydafvisningsfilter 92. Fra klemmen Tl6 afledes endvidere via elementer i filteret 92 indgangssignalet til en synkroniseringsseparator 95.» der fører passende synkroniserings-information til afbøjningskredsløb 97/ der er indrettet på konventionel måde til tilvejebringelse af den rasterskanderingsfunktion, som er nødvendig for reproduktionsorganet 90·

Som antydet i fig. 6 er den integrerede kredsløbsblok 30C, som er vist i fig. 4, monteret i en beholder hørende til en pakningstype med seksten ledere på linie, idet den øverste halvdel af pakningen er fjernet i fig. 6 til illustration af blokken 30c, set fra oven, det underliggende lidende jordplan 90, den understøttende isolator 94, de tilstødende ender af de seksten ledere L1-L16 i en omgivende leder-ramme og forbindelsestrådene W1-W16, som forbinder forbindelsesstykkerne eller blokklemmerne T1-T16 på blokken 30-C med passende pakningsledere. Jordplanet 90 har som vist et par lange sidefremspring 90A og 90B, mens forbindelsestråden W4 forbinder blokklemmen T4 med jordplanets fremspring 90A, hvorhos forbindelsestråden Wl4 forbinder blokklemmen Tl4 med jordplanets fremspring 90B. Fremspringene 9OA og 90B berøver med deres ikke viste ender pakningens ledende hus, der tjener til afskærmning af den indeslut- 142828 18 tede konstruktion. Jordplanet 90 har yderligere korte fremspring 90C og 90D, der er vist foroven og for neden i fig. 6, og som direkte berører lederne henholdsvis L4 og Ll4. Ved en illustrativt anvendelse af disse ledere er det ydre forbindelsesorgan i form af et stikbind., til hvilket lederen L4 strækker sig., forbundet med modtagerens chassis-jord, medens Ll4 tilvejebringer retur-jord for B+-filter--kondensatoren 82, der er vist ved udgangen fra regulatortransistoren Q80 i fig. 4. Tilførslen af MF-indgangssignaler fra selektivitets-netværket 20 i fig. 4 til blokklemmen T5 tilvejebringes via lederen L5 og forbindelsestråden ¥5, medens MF-udgang s s ignale t med lavt niveau fra blokklemmen T8 føres til selektivitetsnetværket 40 via forbindelsestråden ¥8 og lederen L8. Forbindelsen af selektivitetsnetværkets udgangsklemme 41 med MF-hjælpeforstærkerens indgangsklemme T9 ep tilvejebragt ved hjælp af lederen L9 og forbindelsestråden ¥9, idet den tilsvarende forbindelse fra selektivitetsnetværkets udgangsklemme 42 til MF-udgangsforstærkerens indgang T10 er tilvejebragt ved hjælp af lederen LIO og forbindeIsestråden W10.

Der udledes MF-krydsbærebølgeudgangssignaler fra blokken 30c ved hjælp af den forbindelse, der tilvejebringes af lederen LI og forbindelsestråden ¥1. Lydafvisningsfilteret 92 i fig. 5 udleder sit videodriv-signal fra blokklemmen Tl6 via forbindelsestråden ¥16 og lederen Ll6.

Nøglingsimpulsindgangsklemmen T2 til det i fig. 4 viste AGC-kredsløb 38 modtager nøglingsimpulser fra kilden JO ved hjælp af den forbindelse, der tilvejebringes af lederen L2 og forbindelsestråden ¥2, medens udgangsstyrespændingen fra AGC-kredsløbet 38 føres til AGC-kredsløbet 50 via blokklemmen T3, forbindelsestråden ¥3 og lederen L3. Det MF-drivsignal med lavt niveau, der er til rådighed med blokklemmen Til føres til AGC-kredsløbet 60 i fig. 4 gennem forbindeIsestråden ¥11 og lederen Lll. Den forbindelse, der tilvejebringes af lederen L13 og forbindelsestråden ¥13 til blokklemmen T13 muliggør en jævnstrømsmæssig stabiliserende tilbagekobling via selektivitetsnetværket 40 til.MF-udgangsforstærkerens indgangsklemme T10. Den til indstilling af forsinkelsen indrettede indgangsjævn-. strøm, som går gennem modstanden 52 i fig. 4 føres til blokklemmen T7 via lederen L7 og forbindelsestråden ¥7, mens det forsinkede KF--AGC -udgangssignal fra blokken 30c føres til omstillingsnetværket 54,55 fpa blokklemmen T6 gennem den ydre forbindelse, der tilveje-bronges af forbindelsestråden ¥6 og lederen L6. Forbindelsen af B+indgangsklemmen T12 på blokken 30c med emitteren i regulatortran- 142828 19 sistoren Q80 tilvejebringes via forbindelsestråden W12 og lederen L12, mens regulatorens base er forbundet med referencekilden 39 via lederen L15, forbindelsestråden W15 og blokklemmen T15. Som det fremgår af en gennemgang af de ovenfor anførte signalførende anvendelser af forbindelsestrådene og lederne, har det stabilitetssikrende træk ved den foreliggende opfindelse resulteret i udelukkelse af MF-signaler ved højt niveau fra alle blokklemmerne, forbindelsestrådene eller de ydre ledere i den i fig. 6 viste struktur.

Fig. 7* 8 og 9 viser diagrammer for et særligt arrangement af kredsløbskomponenter, der kan tilvejebringes på den integrerede kredsløbsblok 30c med henblik på anvendelse af den i fig. 4 viste udførelsesform. Man har bestræbt sig på at knytte de respektive diagramillustrationer til områder af blokkonstruktionen, som optages af de viste kredsløbskomponenter ved en særlig hensigtsmæssig konstruktion. Det ses, at en sådan områdesammenknytning kun er tilvejebragt i store træk, idet den kun gengiver den virkelige komponentplacering på områdebasis. Eksempelvis angiver fig. 7 et diagram for dekredsløbskomponenter, der er beliggende i den nederste højre del af blokken 30C i fig. 6, dvs. den blokdel, som støder op til blokklemmerne T5, T6, T7, T8 og T4. Det kredsløb, der er vist i fig. 7, svarer til det kredsløb, som repræsenteres af den foreløbige MF-forstærkerblok 31 i fig. 4. Fig. 8 viser et diagram for det kredsløb, som findes i det øverste venstre centrale område af blokken 30C i fig· 8, dvs. kredsløbet i nærheden af blokklemmerne T10,

Til, T12, T13, T15, Tl6 og Tl4. Det kredsløb, der er vist i fig. 8, svarer til det kredsløb, som repræsenterer MF-udgangsforstærkerblok-ken 32, videodetektorblokken 35 °g videoforstærkerblokken 34 i fig.

4, idet fig. 8 yderligere viser den diodekæde, der udgør regulator--referencespændingskilden 39i denne figur. Endelig viser fig. 9 et diagram til illustration af det kredsløb, der findes i det nederste venstre område af den i fig. 6 viste blok 30C, dvs. det kredsløb, som ligger i nærheden af blokklemmerne TI, T2 og T3, samt det kredsløb, der strækker sig hen over det midterste område af blokken dvs. mellem blokklemmerne TI og T9. Det kredsløb, der er vist i fig.

9, indeholder de i fig. 4 viste blokke, som repræsenterer MF-hjælpe-forstærkeren 35, krydsbærebølgedetektoren 36 og MF-krydsbærebølge-forstærkeren 37, idet disse kredsløb er vist øverst i fig. 9, samt de blokke, der er repræsenteret ved AGC -kredsløbsblokken 38 i fig. 4, idet dette kredsløb er vist forneden i fig. 9.

De mellemfrekvenssignaler, der af selektivitetsnetværket 20 142828 20 føres til blokklemmen T5 føres i fig. 7 direkte til basen for en transistor Q101, der er indrettet som emitterfølger. I stedet for en emittermodstand danner kollektoremitter-banen i en transistor Q119 en returforbindelse til T4-jordlederen fra transistoren Q 101's emitter af grunde, der omtales nærmere i det følgende.

De signaler, der optræder ved transistoren 101's emitter føres til en attenuator, der dannes af en modstand RI01 og emitter-kollek-tor-banen i en transistor Q10J>. En dæmpet version af emitterf ølger--udgangssignalet vil optræde ved forbindelsespunktet mellem modstanden og transistoren, idet dæmpningsgraden er afhængig af den impedans, som findes i emitter-kollektor-banen for transistor QlOjj. Funktionen af dette dæmpningsnetværk forklares mere detaljeret i det følgende.

Dæmpningsnetværkets udgangssignal føres via et par emitter-følgere Q105 og Q107 i kaskadekobling til basen hørende til en transistor Q10§, idet udgangssignalet fra de kaskadekoblede emitterfølge-re optræder over emittermodstanden R107- liransis toren Q109 er beliggende i et kaskadekoblet transistorpar sammen med transistoren Qlll til dannelse af et forstærkertrin med stor forstærkning, hvilket forstærkertrin fører et udgangssignal til MP-udgangsklemmen T8 for lavt niveau. I det kaskadekoblede transistorpar er transistoren Q109 indrettet med basen som indgang i form af et jordet-emitter-trin, hvis kollektor er direkte forbundet med emitterindgangen til det jordet-base-trin, som udgøres af transistoren Qlll. Der tilføres driftsspænding til kaskadeforstærkertrinnet fra B+-blokklemmen T12 via en ydre modstand 56 og en spole i indgangsdelen af selektivitetsnetværket 40, som det er vist i fig. 4.

Foruden MF-indgangssignaler føres der som tidligere forklaret også en AGC-styrespænding til indgangsklemmen T5· Som følge af den direkte kobling via emitterfølgeren Q101, modstanden 101 og emitter-følgeren Q105 og Q107 indvirker dette AGC-irLdgabgssignal direkte på forspændingen ved basen hørende til transistoren Q109 i det kaskadekoblede transistorpar. De tilførte Agc-spændingsvariationer er polariseret således, at der tilvejebringes en omvendt AGC_yirkninSi dvs. at forspændingen ved basen hørende til transistoren Q109, når signalstyrken forøges, gøres mindre positiv for at indføre en ønsket formindskelse af forstærkningen i det kaskadekoblede forstærkertrin.

Det har vist sig ønskeligt foruden forstærkningsvariationerne i det kaskadekoblede forstærkertrin yderligere at tilvejebringe en understøtning af forstærkningsformindskelsen, navnlig en yderligere vinderstøtning af en sådan art, at der under kraftige signaltilstande 142828 21 tilvejebringes en begrænsning af det spændingssving, der tilføres til transistoren Q109 base, Hvorved forvrængning i dette trin kan undgås. Det er med henblik herpå, at den tidligere omtalte attenuator R101/Q103 er tilvejebragt.

Attenuatoren i fig. 7 styres på følgende måde. Der er tilvejebragt en transistor Q113, som afleder sin kollektorspænding fra en ydre modtager-spændingstilførsel via en ydre modstand 52, som det er vist i fig. 4, og hvis base reagerer over for spændingen ved transistoren Q109's base som følge af indkoblingen af en modstand R113 mellem de respektive baser. Når der intet signal optræder, eller når signalet er svagt, er transistoren Q113*s base forspændt tilstrækkelig i fremadgående retning til, at når transistoren befinder sig i mætning. Under denne mætningstilstand holdes en emitterfølger-transistor Q115, hvis base er direkte forbundet med transistoren Q113rs kollektor og hvis emitter er forbundet med jord via modstande R115 og Rll6 i serie, afskåret. Transistoren Q103 i det ovenfor omtalte dæmpningsnetværk er med sin base direkte forbundet med emitterfølger-transistoren Q115's emitter. Under disse betingelser, hvor der ikke optræder noget signal, eller hvor der kun optræder et svagt signal, er transistoren Q103 derfor ligeledes ikke-ledende, og som følge heraf indføres der en. konstant forholdsvis lille dæmpningsgrad ved hjælp af netværket RIOI/QIO3.

Når der optræder et kraftigt signal, vil AGC-spændingsformindskelsen ved transistoren Q109 base imidlertid nå et punkt, ved hvilket transistoren Q113 bringes bort fra mætning, så at dens kollektor når et niveau, der er tilstrækkeligt til at forspænde emitter-bølgetransistoren Q115 i lederetningen. Transistoren Q115's emitter-følger derefter forøgelsen af basespændingen, og transistoren Q103 vil begynde at lede, når transistoren Q115's emitter er hævet til en tilstrækkelig positiv spænding til overvindelse af forspændingen i spærreretningen af transistoren Q103's emitter. Ved signalstyrker, der ligger over den netop omtalte tilstand, vil impedansen i emitter--kollektor-banen for transistoren Q103 formindskes i overensstemmelse med forøgelsen af signalstyrken med henblik på indføring af en større og større dæmpningsgrad for det MF-signal, der afgives til transistoren QI09’s base.

Der findes yderligere en transistor Q117 til at drive den forsinkede RF-AGC-udgangsklemme Τβ. Transistoren Q117's base er direk- 22 142828 te forbundet med forbindelsespunktet mellem modstandene R115 og Ril6 i emitterfølgeren Q115fs emitterkredsløb. Transistoren QU7's emitter er forbundet med jord via en emittermodstand R117, mens transistoren Q1171 s kollektor via blokklemmen T6 og en ydre modstand 58, se fig. 4, er forbundet med B+-blokklemmen T12. Når der ikke optræder noget signal, eller når signalet er svagt, hvorved transistoren Q115 holdes afskåret, vil transistoren Q117 ligeledes være afskåret.

Når signalstyrken imidlertid er tilstrækkelig stor til, at emitterfølgeren Q115 bliver tilstrækkelig ledende, bliver transistoren 0,117 ’ s base forspændt i lederetningen, og transistoren Q117 begynder at lede. Indstillingen af tærskelen for RF-AGC-signalafgivningen kan reguleres udefra, f.eks. ved valg af værdien af modstanden 52, se fig. 4, til bestemmelse af mætningsstrømmen i forsinkelsesstrømmen QII3.

Yed signalniveauer, der ligger over det udvalgte tærskelniveau dvs. med AGC-niveauer, der ligger over det niveau, som er tilstrækkeligt til at udløse transistoren Q113 fra dens mættede tilstand og til at gøre transistorerne Q115 og 117 ledende, vil spændingen ved klemmen Τβ variere i overensstemmelse med agc-spændingen ved transistoren Q107 base. Efter omstilling til et lavere spændingsområde ved hjælp af omstillingsnetværket se fig. 4, udgør den varierende spænding en passende forsinket AGC-spænding for RF-for-stærkerstyringen i afstemningskredsløbet 18.

Det bemærkes, at den forsinkelsestærskel, som er knyttet til RF-AGC -transistoren Q117 fortrinsvis er mindre end den forsinkelsestærskel, der er knyttet til attenuatortransistoren QIO3.

Dette vil sige, at RF-AG.C-virkningen indledes ved et lavere niveau for signalstyrken, som det er antydet ved AGC-spændingen, end det signalstyrkeniveau, ved hvilket dæmpningsvirkningen begynder. Ganske vist hindres fortrinsvis det fulde omfang af RF-forstærkningskontrol-len inden Indledningen af dæmpningsvirkningen. Eksempelvis når KF-AGC-transistoren Q117 i det viste kredsløb således mætning ved et spændingsniveau ved transistoren Q115 emitter, hvilket niveau ligger lavere end det niveau, som er knyttet til indledningen af attenuatortransistoren QIO31 s ledende tilstand.

Det bemærkes, at der, når først dæmpningsvirkningen er påbegyndt ved transistoren 0,103' s omstilling til ledende tilstand, sluttes en jævnstrømsmæssig modkoblingssløjfe med forholdsvis stor forstærkning.

En følge af denne tilbagekobling er, at forspændingen ved 142828 23 transistoren Q,109's base holdes forholdsvis konstant, selv om der optræder yderligere forøgelser af den agc-spænding, som føres til klemmen T5. Følgelig indbefatter styreforløbet i det mindste 3 særskilte faser. I en første fase, hvor der optræder et forholdsvis svagt signal, er agc -virkningen begrænset til forstærkningsvariationer for det kaskadekoblede forstærkertrin Q101, Qlll. Ved en anden fase, hvor signalet ligger ved et middelniveau, ledsages forstærknings var rationerne for det kaskadekoblede forstærkertrin af RF-for-stærkningsvariationer. Ved en tredje fase, hvor der optræder et kraftigt signal, er AGC -virkningen i det væsentlige begrænset til driften af daæmpningsnetværket R101, QI03.

Som tidligere bemærket tilvejebringer kollektor-emitter-banen i transistoren Q119 en jordforbindelse fra emitteren i indgangsemitter-følgertransistoren Q101. Formålet med anvendelsen af transistoren 0,119 i stedet for en emittermodstand er at tilvejebringe en forholdsvis konstant strømtilførsel til transistorerne Q101 og Q103*s emittere, idet strømmen har en tilstrækkelig størrelse til at hindre, at den strøm, der af transistoren 0103 T,stjæles" fra transistoren 0101 begrænser AGC-området. Dette vil sige, at der ved drift med kraftigt signal, når transistoren Q103 bliver ledende og trækker større og større strøm, vil ske en samtidig formindskelse af strømmen gennem transistoren 0101. For at hindre en afskæring af transistoren Q101 under disse omstændigheder må emitterne være forbundet med en passende strømkilde. Transistoren Q119 tjener som en sådan strømkilde, idet dens base er passende forspændt til frembringelse af en konstant strøm med den ønskede størrelse. Den nødvendige forspændingsstrøm til fødning af transistoren Q119 afledes fra emitterfølgertransistoren Qlo5's emitter ved hjælp af et forspændingsnetværk, der indeholder en seriekobling af en modstand R104, en modstand R105 og en i lederetningen forspændt stabiliseringsdiode D101, hvorhos basen af transistoren Q119 er forbundet med forbindelsespunktet mellem modstandene R104 og RIO5. Den samlede modstandsværdi af serieforbindelsen vælges således, at der opnås en forspændingsstrøm, som er passende til indstilling af den konstante strømtilførsel inden for det ønskede område. Modstanden RIOVs modstandsværdi er udvalgt således, at den er tilstrækkelig stor i forhold til værdien af modstanden R105 til at hindre transistoren Q119 i at indføre nogen nævneværdig formindskelse af AGC-spændingen, når der optræder et svagt signal.

Det i fig. 7 viste kredsløb indeholder yderligere et af- 24 142828 koblingsnetværk til tilførsel af driftsspændinger til et antal tidligere omtalte transistororganer. B+-Spændingen, der f.eks. kan have en værdi på 11 volt, og som er tilrådighed ved blokklemmen T12, føres til et simpelt afkoblingsnetværk bestående af en serie- • forbindelse af en modstand R119 og en zenordiode Z 101 skønt dette simple netværk tilvej'ebringer en passende afkobling kan zenordiodens drift indføre et uønsket støjniveau i den spænding, som optræder over denne. Følgelig føres spændingen over zenordioden Z 101 via en emitterfølger 0,121 til et dynamisk støjfilter-netværk, som består af en transistor Q123, en modstand R121 og en kondensator C101. Transistoren Q123's kollektor er direkte forbundet med transistoren Q12l’s emitter. Transistoren R121 forbinder transistoren Q123’s . base med transistoren 0,121’ s emitter, mens kondensatoren C101 er indkoblet mellem transistoren Q123 base og T4-Jordlederen. Ved en emitterelektrode i. filtertransistoren Q123 optræder der således en forholdsvis støjfri B+-spænding, der er passende afkoblet fra . andre kredsløb, som er forbundet med klemmen T12. Det har vist sig yderligere at være hensigtsmæssigt at afkoble transistorerne Q101 og Q1031s kollektorer fra kollektorerne i efterfølgende trin i det i fig. 7 viste kredsløb. Med henblik herpå er transistoren Q123 opbygget i dobbeltemitterform, idet den første emitter afgiver B+-spændingen til transistorerne Q101 og 0,103’s kollektorer, mens en anden emitter tilvejebringer en isoleret B+-spændingskilde for transistorerne QIO5, Q107, Q109 og Q115 kollektorer. Basen i emitter-indgangstransistoren Qlll i den kaskadekoblede forstærker er også koblet til denne sidstnævnte B+-spændingskilde. I fig. 8 er • MP-indgangsklemmen T10, der er forbundet med udgangen fra selektivitetsnetværket 40 i fig. 4, direkte forbundet med transistoren Q201 base, hvilket transistor er opbygget i dobbeltemitterform. Transistoren Q201 kan således tilvejebringe et par indbyrdes isolerede emitterfølgerudgangssignaler. Det ene udgangssignal, der optræder over emittermodstanden R201, føres til blokklemmen Til som et passende drivsignal for AF-kredsløbet i det i fig. 4 viste arrangement. Transistoren Q201 tjener således et første formål, som består i at isolere AFI -drivsignal-udtagsklemmen Til fra selektivitetsnetværket 40 for at hindre AFl.-indgangskredsløbet i på skadelig måde at belaste selektivitetsnetværket. En anden funktion af transistoren Q201, som er knyttet til dens ekstra emitter, består i tilførsel af signaler til basen i kollektorudgang-forstærkertran-sistoren Q203, som udgør det kredsløb, der virker som andet MF-for-stærkertrin. Kollektorbelastningen for forstærkertransistoren Q203 142828 25 indbefatter modstanden R203 i serie med emitter-kollektor-banen i en tilbagekoblingstransistor 0209, som omtales nærmere i det følgende.

En emitterfølgertransistor Q205, der er forsynet med en emittermodstand R205, fører de signaler, som optræder ved transistoren Q203’s kollektor, til basen for en anden kollektorudgang-forstærker-transistor 0207, der udgør MF-udgangsforstærkertrinnet. Kollektor-belastningen for forstærkertransistoren Q207 indeholder et par modstande R206 og R207.1 seriekobling. Tilbagekoblingstransistoren Q209's base er direkte forbundet med forbindelsespunktet mellem modstandene R206 og R207· Tilbagekoblingstransistoren Q209 tjener som emitterbølger til fuldendelse af modkoblingssløjfen omkring MF-udgangsforstærkertrinnet 207. Denne tilbagekoblingssløjfe tjener foruden til forsyning af transistoren Q207 med en arbejdspunkt-stabi-lisering trods variationer af parametre, såsom temperatur og netspænding, til dynamisk at formindske den udgangsimpedans, der udvises af MF-udgangsforstærkertrinnet. Tilbagekoblingens stabiliserende virkning supplerer den arbejdspunkt-stabilisering, som tilvejebringes for forstærkertransistoren 0,207 ved hjælp af dens emittermodstand R208. Der indføres en korrigerende faseforskydning ved hjælp af en kondensator 0208, der er parallelforbundet med modstanden R208, for at sikre en passende fase af modkoblingen.

Det MF-udgangssignal, der optræder ved transistoren Q207's kollektor føres til en transistor Q21l's base, hvilken transistor virker som emitterfølger-detektor for MF-signalet. Detektorbelastningen indbefatter en kondensator C211, der er parallelforbundet med en modstand R211 i serie med kollektor-emitter-banen i en transistor 0227, der udfører en funktion, som omtales nærmere i det følgende. Et MF-filter bestående af en seriemodstand R212 og en parallelkondensator C212 er indkoblet mellem detektorbelastningen og en emitterfølgertransistor 0,21^ base.

De detekterede videosignaler, der optræder ved emitterfølger-transistoren Q213's emitter, optræder over serieforbindelsen af modstanden R213 og den i lederetningen forspændte diode D201. Den i lederetningen forspændte diode D201 er direkte parallelforbundet med base-emitter-strækningen i en videoforstærkertransistor 0215·

Med henblik på video-højdehævning er modstanden R213 parallelforbundet med RC-serienetværk, der dannes af en modstand R214 og en kondensator C 214. En zenordiode Z201 er indkoblet mellem forbin-delsespunktet mellem modstanden R214 og kondensatoren C214 og T2l4-jordlederen, og dens funktion består i at begrænse opladningen af kondensatoren C214 med henblik på at hindre en ladningsopbygning 142828 26 på filterkondensatoren C212 i tilfælde af impulsstøj. En yderligere højdehævningsvirkning tilvejebringes af en kondensator C213, her er indkoblet mellem detektortransistoren Q2111s emitter og emitterfølgertransistoren Q2131s emitter. Højfrekvens-videosignaler ledes effektivt uden om MF-filteret for at formindske den højfrekvensstandsningsvirkning, der indføres af filteret.

I videoforstærkertrinet, der udgøres af transistoren Q025, hvor signaler sammen med en ensrettet forspændingsstrøm tilføres via en modstand til en diode, der er polariseret på samme måde som base-emitter-dioden i en transistor og er direkte parallelforbundet hermed, tilvejebringes der en lineær forstærker med mulighed for et stort dynamisk udgangsområde. Udgangssignalet kan hensigtsmæssigt sammenlignes med en ønsket jævnspænding, og trinets forstærkning er i hovedsagen bestemt af et modstandsforhold, så at det er uafhængigt af variationer af transistorens egenskaber.

Der kan optræde begrænsninger af realiseringen af de fulde muligheder for det dynamiske område og følgelig begrænsninger af den i virkeligheden tilvejebragte forstærkning under anvendelse af den omtalte udformning, hvor den jævnstrøm, der ledsager de ønskede signaler i baseindgangskredsløbet, overskrider den jævnstrøm, der kræves til opretholdelse af det optimale arbejdspunkt for den særlige ønskede signalbehandlingsoperation. Ved anvendelsen af den særlige i fig. 8 viste videoforstærker ønskes det at udnytte i hovedsagen hele den dynamiske udgangssvingningskapacitet, dvs. fra B+ ned til flere ν^ , idet forholdet mellem kollektormodstanden R215 og indgangsmodstanden R213 vælges til opnåelse af optimal forstærkning under de foreliggende detektorudgangsniveau-betingelser. Med henblik herpå er det ønskeligt, at forspændingsstrømmen, hvis der ikke optræder noget signal, har en sådan størrelse, at base-emitter-dioden i transistoren Q215 ligger på grænsen af ledende tilstand, hvorved kollektorarbejdspunktet, når der intet signal optræder, vil være beliggende ved B+-græsen, så at i hovedsagen det fulde dynamiske udgangsområde kan udfyldes af udgangssignalet.

En sikring af, at en sådan nøjagtig størrelse af forspændingsstrømmen vil gå gennem modstanden R213 under alle driftsbetingelser og på reproducerbar måde, blok for blok, er i hovedsagen uopnåelig, imidlertid kan der anvendes et forspændingsslettekredsløb, ved hjælp af hvilket 142828 27 de ønskede forspændingstilstande kan opnås til trods for denne usikkerhed med hensyn til strømmen gennem modstanden R213.

Det i fig. 8 viste kredsløb indeholder en transistor Q225, hvis kollektor-emitter-bane er direkte parallelforbundet med dioden D201. Direkte parallelt med base-emitter--dioden i transistoren Q225 er der indkoblet yderligere en diode D202. Det ses nu, at transistoren Q225*s kollektor, hvis dioden D202 er opbygget som en transistor af samme form som transistoren Q225, men med kollektoren kortsluttet til basen, og hvis en forspændingsstrøm med en given størrelse forspænder dioden D202 i lederetningen, vil blive begrænset til at trække en tilsvarende strøm, idet denne begrænsning opretholdes til trods for temperaturvariationer. Hvis der gennem dioden D202 tilvejebringes den samme forspændingsstrøm som den, der er til rådighed via modstanden R213, ses det, at i hovedsagen hele strømmen gennem modstanden R213 vil gå gennem kollektor-emitter-banen i transistoren Q225, hvilket hindrer en overskydende, områdebegrænsende forspændingsstrøm gennem dioden D201 og base-emitter-dioden i videofor-stærkertransistoren Q215.

Med henblik på at tilvejebringe den ovenfor nævnte regulering af strømmen gennem dioden D202 findes der et arrangement, i hvilket der anvendes emitterfølgertransistorer Q221 og Q223 ved det i fig. 8 viste kredsløb. Basen af emitterfølgertransistoren Q221 er forbundet med kollektoren hørende til LF-udgangsforstærkertransistoren Q207 ved hjælp af en modsfand R220. Modstanden R220 samvirker med en kondensator C220, der er indkoblet mellem transistoren Q221's base og Tl4-jordlederen til dannelse af et mellemfrekvensfilter, der hindrer signaldetektering ved hjælp af transistoren Q221. Når der ses bort fra det lille spændingsfald over modstanden R220, vil forspændingen ved emitterfølgertransistoren Q221rs emitter i tilfælde af, at der ikke optræder noget signal, nøje svare til forspændingen ved detektortransistoren Q21l's emitter, når der ikke optræder noget signal, og den bliver med at svare hertil til trods for variationer af forskellige parametre, såsom temperatur og B+-spæn-ding. Transistoren Q2211 s emitter er forbundet med dioden D202 ad en jævnstrømsledende bane, der består af en serieforbindelse af en modstand R221 og base-emitter-strækningen for emitterfølgertransistoren Q223 samt modstanden R223. Når modstandene R221 og R223 vælges med i det 142828 28 væsentlige samme værdi som modstandene R212 og R213 i detektorudgangsbanen, ses det, at strømmen gennem dioden D202 nøje svarer til den strøm, der går gennem modstanden R213 i tilfælde af, at der ikke optræder noget signal. Idet det antages, at opbygningen af transistorerne Q221 og Q225 svarer til opbygningen af transistorerne Q211 og Q21j5 med den nøjagtighed, der kan opnås ved fremstilling af integrerede kredsløb, kan den nøje tilpasning endvidere let opretholdes under varierende temperatur og ved varierende B+-spænding.

Det er med henblik på detektorens effektivitet ønskeligt at tilvejebringe en forspændingsstrøm i lederetningen gennem emitterfølger-detektoren Q211. Ked henblik på at opnå optimal detektorfunktion skal forspændingsstrømmen imidlertid ikke overskride den strømværdi, der er tilstrækkelig til at forspænde detektordioden til knæpunktet af dens karakteristik. Af denne grund er der indkoblet en modstand R211 mellem detektortransistoren Q211's emitter og emitterfølgertransistoren Q211's emitter. Som tidligere nævnt vil spændingerne ved de respektive emittere kun afvige svagt fra hinanden. Værdien af modstanden R211 vælges således, at den resulterende forspændingsstrøm, når der Ikke optræder noget signal, inden for det foreliggende område af denne spændingsforskel ved fremstillingen af på hinanden følgende kredsløbsblokke, vil falde inden for "knæ"-grænsen, f.eks. en resulterende forspændingsstrøm af størrelsesordenen 5-50 mikroampere.

Som det yderligere fremgår af beskrivelsen til den ovenfor nævnte Harford-ansøgning opstår der ved anvendelse af den ovenfor omtalte forspændingsregel mulighed for, at emitterfølgertransistoren Q221, når der detekteres et stort signal, kan forspændes i spærreretningen. For at hindre dette er den tidligere omtalte transistor Q227 indkoblet med sin kollektor-emitter-strækning beliggende mellem den nederste ende af transistoren R211, dvs. transistoren Q221’s emitter, og TI4-jordlederen. Transistoren Q2271s base er direkte forbundet med videoforstærkertran-sistoren Q2151s base. Impedansen i kollektor-emitter-strækningen for transistoren Q227 varierer omvendt med det detekterede signal, hvilket muliggør en tilpasning af detektorbelastningen til store signaler uden at forstyrre den ovenfor omtalte forspændingsstrøm-sletteoperation.

142828 29

Det videoudgangssignal, der optræder ved videoforstærkertransistoren Q215*s kollektor, kobles til videoudgangsklemmen TI6 via et par kaskadekoblede emitterfølgertrin, i hvilket der anvendes transistorer Q217 og Q219- Transistoren Q229’s kollektor-emitter-strækning er indkoblet mellem udgangsemitterfølgertransistoren Q219's emitter og TI4-jordlederen. Den foregående emitterfølgertransistor Q217* s emitter-elektrode er forbundet med transistoren Q229* s kollektor ved hjælp af en emittermodstand R217. Transistoren Q229 udgør i virkeligheden en konstant strømkilde for transistorerne Q217 og Q219rs emittere. Forspænding s strømmen til kildetransistoren Q229 afledes fra transistoren Q2251s base gennem en forspændingsmodstand R229, der forbinder transistorerne Q225 og Q229*s baser. En beskyttelse af udgangsemitterfølgertransistoren Q219 imod uheldige afslutninger ved udgangsklemmen Tl6 tilvejebringes ved hjælp af strømbegrænsningsmodstanden R219, der er indkoblet mellem transistoren Q219*s kollektor og B+-klemmen T12.

Som bemærket i forbindelse med den ovenfor givne omtale af det i fig. 4 viste arrangement er det ønskeligt med henblik på arbejdspunkt-- stabilisering for organerne i MF- udgangsf or stærkerdelen 32 at tilvejebringe en modkoblingssløjfe rundt om forstærkerdelen, og blokklemmen TI3 er tilvejebragt på blokken 30C med henblik på en sådan jævnstrømsmæssig tilbagekobling. Transistorkæden Q221, Q223, Q225, der tjener til udførelse af den ovenfor omtalte forspændingsstrøm-slettefunktion for videoforstærkertransistoren. Q215, letter tilvejebringelsen af den Ønskede stabiliserende tilbagekobling. Som følge af MF-filteret R220, C220 er spændingen ved emitterfølgertransistoren Q22l's emitter en signalfri jævnspænding, der er karakteristisk for arbejdspunktet for kollektoren i MF-udgangsforstærkertransistoren Q207. En kondensator C221 samvirker med seriemodstanden R221 til tilvejebringelse af en restsignalfiltrering ved den efterfølgende transistor Q223's base. Ved tilvejebringelse af en kollektorbelastningsmodstand R224 for transistoren Q223's kollektor dannes der en velfiltreret og faseinverteret version af MF-udgangsforstærkerens udgangstøævnspænding ved transistoren Q2231s kollektor. Seriekombinationen af en zenerdiode Z202 og en modstand R202 er indkoblet mellem transistoren Q2231s kollektor og TI4-jordlederen. Blokklemmen T13 er forbundet med forbindelsespunktet mellem zenerdioden Z202 og modstanden R202. Det af zenerdioden Z202 og modstanden R202 bestående netværk omstiller den faseinverterede spænding til et jævnspændingsområde, der er velegnet til tilførsel til MF-udgangsforstærkerens indgangsklemme 10 via de i fig. 4 viste ydre forbindelser.

30 142828

En modstand R2j50 i serie med en zenerdiode Z20j5 er indkoblet mellem B+-klemmen T12 og TI4-jordlederen med henblik på over zenerdioden at tilvejebringe en formindsket og reguleret fødespænding for emitter-følgertransistorerne Q201 og Q205* s kollektorer. I det i fig. 8 viste kredsløb indgår der desuden en diodekæde, der dannes af en diode D203 i serie med et par zenerdioder Z204 og Z205, hvilken diodekæde forbinder blokklemmen T15 med TI4-jordlederen. Som vist i fig. 4 er blokklemmen TI 5 forbundet direkte med regulatortransistoren 0,80' s base, mens en modstand 84 forbinder blokklemmen T15 med en positiv spændingstilførsel, der er tilvejebragt i modtageren. Zenerdioderne Z204 og Z205 virker til opretholdelse af en referencespænding ved regulatorens base, idet den i lederetningen forspændte diode D203 er indkoblet til kompensation for de positive temperaturkoefficienter for zenerdioderne.

Under driften af det i fig. 8 viste kredsløb i en modtager, hvori det i fig. 4 viste arrangement anvendes, vil signaludsvinget ved videoudgangsklemmen Tl6 være omtrent 7 volt fra maksimal-hvid-til-sortere--end-sort-synkroniseringsspidserne, dvs. fra ea. 8 volt som hvid-spidsværdi til ca. 0,7 volt ved synkroniseringsspidserne. Det ses, at video-forstærkerkredsløbet tilvejebringer en god støjklippevirkning, da støjspidser ikke kan seenke udgangsspændingen lavere end jordspænding. Støjen afklippes således ved et niveau på 0,7 volt over synkroniseringsspidserne. Denne støjklippevirkning opretholdes imidlertid kun, hvis AGC.-funktionen udføres rigtigt under tilstedeværelsen af impulsstøj. Hvis AGC -kredsløbet får mulighed for at "opstilles" ved impulsstøjspidser, kan videoudgangsniveauet på ukorrekt måde formindskes, hvorved søjen får mulighed for at strække sig længere end 0,7 volt ud over synkroniserings-spidserne. For at undgå en sådan uhensigtsmæssig drift ved impulsstøj er AGC-kredsløbet på blokken 30C forsynet med støjbeskyttelse, som det forklares i det følgende i forbindelse med fig. 9·

Ved det ACC-kredsløb, der er vist forneden i fig. 9, tilveje-bringer et par modstande R300 og R301, som er serieforbundet, en jævnstrømsbane mellem videoudgangsklemmen TI6, se fig. 8, og en omskiftertransistor Q301's base. Ved udeblivelse af videosignaler tilvejebringer forbindelsen en forspænding i lederetningen, som gør base-emitter-strækningen i transistoren Q301 ledende. Det ses imidlertid, at der ikke tilvejebringes nogen statisk kollektorspænding for transistoren Q301, idet der kun er en kollektorspænding til rådighed for transistoren Q301 på 31 142828 tidsselektiv basis i form af positive nøglingsimpulser, der tilføres via blokklemmen T2 fra et ydre kredsløb, som består af nøglingsimpuls-kilden 70 og seriemodstanden 72.

Nøglingsimpulserne ved klemmen T2, der hensigtsmæssigt kan være bredere end vandret-synkroniseringsimpulserne, føres til omskifter-transistoren Q301rs kollektor ad en bane, der i serie indeholder en zenerdiode Z301 og et par modstande R303 og R302. Zenerdioden Z301 udfører en klippefunktion til formindskelse af reaktionen over for mellem impulserne indbyrdes frembragte pulsationsspændinger. Under de angivne normale forspændingstilstande vil transistoren Q301 være ledende, hver gang der optræder en nøglingsimpuls, som formindsker spændingen ved kollektoren til en spænding, f.eks. på 0,2 volt, der ligger lige over jordspændingen på T14-jordlederen, med hvilken transistoren Q301's emitter direkte er forbundet.

Når der optræder videosignaler ved videoudgangsklemmen TI6, vil omskiftertransistoren Q301’s evne til at lede i nøglingsimpulsinterval-let afhængig af størrelsen af videosignalet i dette interval. Når nøglingsimpulserne fra kilden 70 er tidsstyret således, at de strækker sig ud over vandret-synkroniseringsintervallerne for de detekterede videosignaler, ses det, at en given størrelse af et detekteret videosignal kan hindre, at transistoren Q301 bliver ledende i en del af nøglings-impulsintervallet. Dette vil sige, at transistoren Q301's base, hvis videosignalet har en sådan størrelse, at synkroniseringsspidser falder under V^-niveauet på ca, 0,7 volt, vil blive forspændt utilstrækkeligt i lederetningen under synkroniseringsspidsen til at muliggøre, at omskiftertransistorens kollektor-emitter-strækning bliver ledende. Hvis videosignalet derimod har en sådan størrelse, at synkroniseringsspidser ikke falder under V^-niveauet, vil transistoren Q301's kollektor-emitter-strækning have mulighed for at lede under hele nøglingsimpulsintervallet .

Resultaterne af denne hindring eller muliggørelse af transistoren Q301's ledning vil i det følgende blive undersøgt under hensyn til yderligere en transistor Q303* hvis base er forbundet med forbindelsespunktet mellem de ovenfor nævnte modstande R302 og R303, og under hensyn til en diode D301, der er parallelforbundet med kollektor-emitter--strækningen i transistoren Q301 og er polariseret i lederetningen i forhold til de tilførte nøglingsimpulser. Det bemærkes først, at dioden . D301 hindres i at lede under de signaltilstande, som gør det muligt for transistoren ^Ol's kollektor-emitter-strækning at lede. Dette vil sige, at transistoren Q301’s ledning formindsker spændingsforskellen mellem dioden D301's anode og katode til et niveau, der ligger under det ni- 32 142828 veau, dvs. Vbe -niveauet på 0,7 volt, som er nødvendigt for at gøre det muligt for dioden at lede. Værdien af den modstand R302, der forbinder transistoren Q301's kollektor og dioden DpOl1s anode med transistoren 0,303' s base, er valgt tilstrækkelig lille til, at den strøm, som trækkes gennem denne modstand i transistoren Qj501r s ledende tilstand i et nøg-lingsimpulsinterval, frembringer en spænding herover med en størrelse, der,1 når den adderes til det spændingsfald på 0,2 volt, som optræder over den ledende transistor Q301, er utilstrækkelig til at gøre det muligt for transistoren 0303 at lede. Under de signaltilstande, som hindrer transistoren 0301 i at lede, fjernes transistoren fikserings virkning derimod, og dioden D301 får mulighed for at lede i afhængighed af den tilførte nøglingsimpuls, og det spændingsfald på 0,7 volt, dvs. Vbe, som optræder over den ledende diode, vil sammen med spændingsfaldet over modstanden R302 have en tilstrækkelig størrelse til at forspænde base-emitter-strækningen i transistoren O303 i lederetningen, hvilket gør det muligt for transistoren at lede.

For at forstå virkningen af at hindre eller muliggøre nøglingen af transistoren Q303 må det i fig. 4 viste ydre kredsløb, som er forbundet med -udgangsklemmen Tj5, med hvilken transistoren 0303' s kol-lektor direkte er forbundet, betragtes nærmere. Som vist i fig. 4 er blokklemmen T3 forbundet med et midterpunkt på en spændingsdeler, der dannes af et par modstande 74 og 75* der er serieforbundet mellem et spændingstilførselspunkt C og stel-jord. Ved den foreliggende omtale kan spændingstilførselspunktet C, der er afkoblet til jord ved hjælp af en kondensator 73 og er forbundet med B+-blokklemmen T12 ved hjælp af en faldmodstand 56, opfattes som en kilde for en i det væsentlige fast jævnspænding. Mellem klemmen T31s forbindelse med forbindelsespunktet mellem modstandene 74 og 75 og stel-jord er der indkoblet en lagerkondensator 76·

Ved udeblivelse af ledende tilstand for transistoren 0303, der er forbundet med klemmen Tj5, oplades kondensatoren 76 via modstanden 7^ med forholdsvis lille hastighed op mod tilførselsspændingen ved punktet C. Når transistoren 0303 får mulighed for at blive nøglet, vil den ledende kollektor-emitter-strækning i transistoren 0303 imidlertid muliggøre en udladning af kondensatoren 76 med en større hastighed. Den spænding, der frembringes over kondensatoren 76, ses således at være udsat for to variationstyper, nemlig en langsom opbygning af spænding i en positiv retning, hvilken spændingsopbygning finder sted i f remløbsintervaller og fortsætter i mellemliggende nøglingsintervaller, når transistoren 142828 33 Q303 hindres i at nøgles, samt en forholdsvis hurtig formindskelse af den positive spænding i de nøglingsintervaller, hvori transistoren Q303 får mulighed for at blive ledende.

Langtidsvirkningen af den forholdsvis store eller forholdsvis lille hyppighed af nøglings-lede-perioder for transistoren Q303 genspejles i niveauet for en jævnspænding, der dannes ved filtrering af spændingen over kondensatoren 76. Modstanden 77 og kondensatoren 78, der danner en serieforbindelse, som er indkoblet over kondensatoren 76, tilvejebringer filtervirkningen, idet den filtrerede MF-AGC-spænding optræder ved deres forbindelsespunkt og herfra via et netværk 20 føres til MP-indgangskiemmen T5-

Den samlede AGC-operation vil, som det ses, være tilbøjeligt til at opretholde synkroniseringsspidsniveauet ved videoudgangsklemmen Tl6 ved en spænding, som omtrent er den V^-spænding, der udgør omstillingstærskelen for omskiftertransistoren Q301. En forøgelse af videosignalets størrelse, som er tilbøjelig til at drive synkroniseringsspidserne ned under Vbe~niveauet, vil resultere i en afskæring af transistoren Q301 under synkroniseringsspidserne, hvorved det bliver muligt for nøglings-impulser at gøre transistoren Q303 ledende, hvilket medfører en udladning af kondensatoren 76 og formindsker den positive spænding, som tilføres ved klemmen T5, hvilket igen i overensstemmelse med det i forbindelse med fig. 7 anførte vil tilvejebringe en kompenserende formindskelse af de MF-signaler, som er udsat for detektering. En formindskelse af videosignalets størrelse, der kan hindre en afskæring af transistoren Q301 under synkroniseringsspidserne, vil hindre, at transistoren Q303 bliver ledende i nøglingsintervallerne, hvilket resulterer i en uafbrudt opladning af kondensatoren 76, så at den positive spænding, som føres til klemmen T5, forøges, hvorved der optræder en kompenserende MP-forstærkningsforøgelse .

En hindring af udelukkelse sikres i det omtalte AGC-anlæg som følge af dets evne til hurtigt at frembringe den nødvendige AGC-virkning på grundlag af lodret-synkroniseringsdelen af modtagne signaler i usynkroniseret tilstand. Det problem, der vedrører "udelukkelse”, optræder f.eks. ved omstilling af en modtager fra en kilde med svagt signal til en meget kraftig signalkilde. Under sådanne illustrative omstændigheder kan en modtager tilvejebringe en maksimal forstærkningsbehandling for meget kraftige signaler, hvilket fører til ødelæggelse af synkroniseringsimpulserne i videokredsløbene og følgelig til tab af synkronisering for modtagerens afbøjningskredsløb. Hvis der ikke er taget passende forholdsregler imod denne mulighed, kan et nøglet 34 162828 AGC-anlæg være ude af stand til at frembringe en tilstrækkelig AGC-virkning til at formindske modtagerens forstærkning til et niveau, ved hvilket en ødelæggelse af synkroniseringen hindres, når der ikke optræder noget synkront indbyrdes forhold mellem modtagne synkroniseringsimpulser og ved afbøjning udledte nøglingsimpulser. Hvis denne tilstand vedvarer, vil modtageren effektivt blive udelukket fra synkronisering.

Ved det ovenfor omtalte AGC-anlæg kan manglen på sammentræf mellem vandret-synkroniseringsintervallet og nøglingsimpulserne fra kilden 70 ved en ikke-synkron tilstand hindre afskæringen af transistoren Q301 i vandret-synkroniseringsintervallerne til trods for, at der detekteres et højt niveau for videosignalet. Ikke desto mindre vil der blive indledt en .AGC-virkning i det første vandret-synkroniseringsinterval, der optræder efter tabet af synkronisering. Det ses, at signal-spidserne ved transistoren Q3011s base i tilfælde af mangel på synkronisering ledsaget af kraftige niveauer af videosignalet i de brede lodret-synkroniseringsintervaller vil holde transistoren Q301 afskåret i hele nøglingsimpulsintervallet. Dette vil resultere i en række perioder med forholdsvis lang varighed, i hvilke transistoren Q303 er ledende.

Ved passende valg af parametre til bestemmelse af udladningsstrømmens størrelse kan denne udladningsvirkning i lodret-synkroniseringsintervallerne hurtigt undertrykke den jævnspænding, som føres til klemmen T5, til hindring af den ovenfor omtalte udelukkelsestilstand.

Et resultat af de ovenfor omtalte konstruktionstræk, der sikrer hindring af udelukkelse, er, at det omtalte AGC-anlæg samtidig bliver i stand til at reagere over for impulsstøj på uhensigtsmæssig måde. Dette vil sige, at impulsstøj, der frembringer detekterede støjimpulser, som overskrider synkroniseringsimpulsernes størrelse, kan "forvirre" AGC-an-lægget til tilvejebringelse af en unødvendig undertrykkelse af MF-for-stærkerens forstærkning, så at den resulterende frembringelse udvaskes, og der dannes billeder med lille kontrast, når der optræder impulsstøj. Som bemærket ovenfor vil denne drift af AGC .-anlægget også omfatte den støjklippevirkning, der normalt opnås i videokredsløbene, med en heraf følgende risiko for fejlsynkronisering af afbøjningskredsløbene og yderligere modtagerproblemer. Følgelig er det i fig. 9 viste AGC .-anlæg forsynet med yderligere kredsløb til hindring af en AGC-reaktion over for impulsstøj.

35 142828

Støjbeskyttelseskredsløbet indeholder en normalt ikke-ledende transistor Q309. Transistoren Q309's kollektor er direkte forbundet med nøglingsimpulsindgangsklemmen T2, mens dens emitter er forbundet med Tl4--jordlederen via en emittermodstand R309. Serieforbindelsen af transistoren Q309* s kollektor-emitter-strækning og modstanden R309 repræsenterer en belastning for de nøglingsimpulser, som tilføres til klemmen T2, hvilken belastning effektivt er parallelforbundet med det ovenfor omtalte nøglede kredsløb. Under de normale betingelser, hvor transistoren Q309 ikke er ledende, har denne ekstra belastning ingen virkning ved bestemmelse af den strøm, der gennem zenerdioden Z303 og modstanden R303 går til det tidligere omtalte basekredsløb for transistoren Q303* Hvis transistoren Q309 imidlertid skulle blive forspændt således, at den bliver ledende, vil strøm fra nøglingsimpulskilden blive afledt fra Z303-R303-banen, og hvis der afledes tilstrækkelig strøm, vil den spænding, som optræder ved transistoren Q3031 s base i et nøglingsinterval, være utilstrækkelig til at muliggøre, at denne transistor bliver ledende, selv om omskiftertransistoren Q301 eventuelt er afskåret.

Transistoren Q309 udgør således et reguleringsorgan, der kan anvendes til den ønskede støjbeskyttelse. Der er følgelig tilvejebragt kredsløb til regulering af forspændingen ved transistoren Q309* s base således, at der i tilfælde af, at der optræder impulsstøj, når impulsstøj spidserne på uønsket måde afskærer transistoren Q301, sker en fuldstændig hindring af transistoren Q303' s ledning eller en begrænsning af denne ledning til formindskede udladningsstrømniveauer ved belastning af nøglingsimpulskilden med transistoren Q309. En kondensator C304, der er indkoblet mellem forbindelsespunktet mellem de modstande R300 og R301, som fører videosignalet, og en transistor 305’s base samt en modstand R304, der er indkoblet mellem denne base og TI4-jordlederen, danner et differentiationsnetværk. En differentiation af negative støjimpulser med stejl flanke, der ledsager videosignalet, når der optræder impulsstøj, resulterer i frembringelsen af en negativ impuls som reaktion over for støjimpulsens forflanke og en positiv impuls som reaktion over for støjimpulsens bagflanke.

Transistoren Q305, der er koblet som emitterfølger, tjener som detektor for bagflankeimpulsen, der frembringes af differentiationsnetværket. Detektorbelastningen består af en lagerkondensator C305, der er parallelforbundet med en jævnstrømsledende impedans, som udgøres af base-emitter-strækningen i en emitterfølgertransistor Q307, som forbinder transistoren Q305*s emitter med transistoren ^309^ base, base- 36 142828 -emitter-strækningen i impulsbelastningstransistoren Q309 og emitter-modstanden R309. Den parallelforbundne impedans gøres tilstrækkelig stor til, at der for udeladningen af kondensatoren C305 tilvejebringes en tidskonstant, der er forholdsvis stor, hvorved bagflankeimpulserne effektivt "strækkes”. De detekterede og strakte bagflankeimpulser gør transistoren Q309 ledende i en begrænset periode efter hver støjimpuls. I tilfælde af, at der optræder impulsstøj, vil bagflankerne af disse støjimpulser efter detektering og strækning, når støjimpulserne fejlagtigt bevirker en afskæring af omskiftertransistoren Q301, indføre den ønskede nøglingsimpulsdæmpning ved regulering fra belastningstransistoren Q309.

En bestemmelse uden for blokken af følsomheden af støjbeskyttelseskredsløbet tilvejebringes ved regulering af den effektive nøglingsimpulskilde--impedans, f.eks. ved udvælgelse af værdien af koblingsmodstanden 72, se fig. 4.

Højpasfilterkarakteren af netværket C304, R304 hindrer i det væsentlige en aktivering af nøglingsimpuls-dæmpningsanlægget ved de videosignaler af lavere frekvens, som repræsenterer hovedparten af den energi, der er fordelt i videosignalspektret. Den statistiske knaphed på komposanter med stor amplitude og stor stigningshastighed i det ønskede videosignal udnyttes til effektivt at begrænse styringen af nøglings-impuls-dæmpningsanlægget til uønskede støjimpulser.

Kondensatoren C304, der f.eks. kan have en værdi på 10 picofarad, i differentiationsnetværket kan hensigtsmæssigt være tilvejebragt på den integrerede kredsløbsblok 30C ved opbygning af en diode, der er passende polariseret således, at den forspændes i spærreretningen i det viste kredsløb. Under unormale driftsbetingelser kan forspændingen i spærreretningen være af en sådan størrelse, at dioden bringes til at arbejde som zenerdiode. Under disse unormale omstændigheder, hvor detektortransistoren Q305 er effektivt jævnstrømskoblet til videosignalkilden, sikres AGC-anlægget imod udelukkelse som følge af indretningen af støjkredsløbet for bagflankereaktionen, dvs. reaktionen i hvid retning.

Det bemærkes, at videoudgangssignalet ved klemmen Tl6, over for hvilket omskiftertransistoren Q301 reagerer, indbefatter et endeligt niveau krydsbærebølgestødfrekvens på 4,5 MHz til trods for den kraftige MF-lyddæmpning i selektivitetsnetværket 40. Por at formindske risikoen for, at denne komposant indvirker på styringen af ornskiftertransistoren Q301, som skal styres i afhængighed af de mere lavfrekvente videosignal-komposanter, der bestemmer synkroniseringsimpulshøjden, er en kondensator C301 indkoblet mellem kollektoren og basen på omskiftertransistoren Q301* Den herved tilvejebragte forøgelse af transistoren Q30l's egen indgangskapacitet forøger den lavpasfiltreringsvirkning, som udøves 37 142828 af denne kondensator i forbindelse med modstanden R301.

Ved den ovenfor givne omtale af opladningen og udladningen af kondensatoren 76 til AGC-formål blev det antaget, at fødespændingen ved klemmen C, se fig. 4, var i det væsentlige konstant. I virkeligheden vil spændingen ved dette punkt, der udgøres af kollektorsiden af fald-modstanden 56 i udgangskredsløbet fra MF-kaskadeforstærkertrinet Q109, Qlll, imidlertid genspejle variationer af arbejdspunktet for dette trin. Da dette arbejdspunkt vil forskydes i positiv retning ved forøgelse af AGC-virkningen, formindsker anvendelsen af dette tilførselspunkt til afledning af opladningsspændingen for kondensatoren 76 i nogen grad AGC-virkningen. Ved det viste arrangement er der imidlertid set bort fra denne formindskelse med henblik på at opnå fordelene ved tilbagekoblingsstabiliseringen af arbejdspunkterne for den kaskadekoblede forstærker og emitterfølgerne, som driver den. Spændingsdelerforholdet for modstandene 74 og 75 er udvalgt således, at der ved indgangsklemmen T5 tilvejebringes en forspænding, der hensigtsmæssigt er større end 4 gange Vfae-spændingen for at bevirke den ønskede forspænding i lederetningen af de sammenkoblede base-emitter-strækninger for transistorerne Q101, Q105, Q107 og Q109, se fig. 7. Den jævnstrømsmodkoblingssløjfe, der er tilvejebragt mellem udgangsklemmen T8 og indgangsklemmen T5 via modstandene 74 og 77, sikrer stabiliseringen af den udvalgte forspænding over for uheldige virkninger af variationer af temperatur, netspænding med videre.

Den ovenfor omtalte anvendelse af jævnstrømsmodkobling til stabilisering af arbejdspunktet er hensigtsmæssig til anvendelse i den omtalte blok 30C under hensyn til besparelse af blokkeareal. Når besparelse af blokareal har mindrej betydning, f.eks. i simple monochromudførelses-former for den foreliggende opfindelse, se f.eks. fig. 1, hvor MF-hjælpe-forstærkerkanalen ikke er nødvendig, ses det imidlertid, at der kan foretrækkes alternative diagrammer på blokken til stabil forspænding af forstærkerorganerne således, at den ovenfor omtalte AC-C-formindske!se undgås. Et sådant alternativ forspændingsdiagram er f.eks. angivet i beskrivelsen til U.S.A.-patent nr. 3*566.889. I overensstemmelse med de herfra kendte forspændingsprincipper kan forspændingen til MF-forstærkerorganerne opnås fra en spændingstilførsel, der indbefatter en kæde bestående af et passende antal i lederetningen forspændte dioder, som er opbygget på selve blokken.

142828 33

Foroven i fig. 9 er der vist et kredsløb i forbindelse med lyd** kanaldelen, dvs. elementerne 35, 36 og 37, i det i fig. 4 viste arrangement, Blokklemmen T9 modtager mellemfrekvenssignaler fra klemmen 41 på selektivitetsnetværket 40 i fig. 4, idet signalerne ved klemmen 4l ikke udsættes for den lydfangevirkning, der tilvejebringes i dette netværk for signaler, som afgives til klemmen 42. En indgangsemitterfølgertransistor Q311 er med sin base direkte forbundet med blokklemmen T9- Transistoren Q311r s kollektor er via en strømbegrænsningsmodstand R311 og en zenerdiode Z302 forbundet med B+-klemmen T12. Zenerdioden Z302 tjener til at formindske den spænding, der optræder ved transistoren Q3111 s kollektor. En emittermodstand R312 er indkoblet mellem transistoren Q3H1 s emitter og TI4-jordlederen.

Transistoren Q3H1 s emitter er forbundet direkte med basen i en kollektorudgangsforstærker-transistor Q313. Den formindskede B+-spænding, der er til rådighed ved forbindelsespunktet mellem zenerdioden Z302 og modstanden R311 føres til en transistor Q313rs kollektor via en kollektormodstand R313* De forstærkede signaler, der optræder ved transistoren Q313fs kollektor føres til basen for transistoren 0315, der er koblet som emitterfølger, og som tjener til krydsbærebølgedetektor. Detektorbelastningen indbefatter en lagerkondensator C315, der er parallelforbundet med en jævnstrømsledende impedans, der udgøres af en modstand R315 i serie med base-emitter-strækningen i en emitterfølger-transistor Q317 og en emittermodstand R317· En kondensator C316, der er indkoblet mellem emitterfølgertranslstoren Q3171s base og TI4-jordlederen, samvirker med seriemodstanden R315 til dannelse af et MF-filter for detektorudgangssignalet.

Emitterfølgertranslstoren Q317's emitter er via en seriemodstand R3l8 forbundet med emitteren for en kollektorudgangsforstærker-tran-sistor Q319. Transistorerne Q317 og Q319 danner en differentialforstærker, idet et første indgangssignal i form af detektorudgangssignalerne føres til transistoren 0317‘s base, mens et andet indgangssignal i form af et tilbagekoblingssignal, der omtales nærmere i det følgende, føres til transistoren Q3l9s base. Udgangssignalet fra differentialforstærkeren optræder over en belastning, der indbefatter en kollektormodstand R319, som forbinder transistoren 319fs kollektor med B+-klemmen T12.

39 142828

Et par kaskadekoblede emitterfølgere, der udgøres af transistorer 0,321 og 0323, danner en impedanstransformerende kobling mellem transistoren Q319‘ s kollektorudgangskredsløb og MF-krydsbærebølgeud-gangsklemmen TI. En strømbegrænsningsmodstand R322 er indkoblet i kol-lektorkredsløbet for udgangsemitterfølgertransistoren Q323· Et par modstande R323 og R324 er indkoblet mellem udgangsemitterfølgertransistoren 0323’s emitter og Tl4~jordlederen. Et lavpasfilter, der dannes af et par seriemodstande R325 og R326 samt et par parallelkondensatorer C325 og C326, kobler signaler fra forbindelsespunktet mellem modstandene R323 og R324 til forstsarkertransistoren 0319's base. Seriemodstandene R325 og R326 slutter en jævnstrømsmodkoblingssløjfe omkring det forstærkertrin, der udgøres af transistoren Q319, med henblik på arbejds-punkt-stabilisering. Parallelkondensatorerne C325 og C326 vælges med passende værdier i forhold til modstandsværdierne af seriemodstandene R325 og R326 således, at der tilvejebringes en lavpasfiltrering af tilbagekoblingssignalet på en sådan måde, at der sker en effektiv højdehævning af forstærkerreaktionen over for krydsbærebølgestødprodukterne fra detekteringen i forhold til de mere lavfrekvente videosignaldetekteringsprodukter .

Det ikke viste ydre kredsløb, der skal kobles til udgangsklemmen TI, kan på konventionel måde indeholde et sædvanlig til 4,5 MHz afstemt kredsløb med stor godhedsfaktor til udvælgelse af krydsbærebølgestød-signalet til relativ udelukkelse af de ledsagende videosignaler. I beskrivelserne til U.S.A.-patent nr. 3*366.889 og nr. 3*355*669 er der angivet eksempler på stødudvælgelsesapparatur, som er velegnet til tilkobling til blokklemmen TI, samt eksempler på FM-krydsbærebølgedetek-torarrangementer, der er velegnede til gendannelse af lydsignaler på grundlag af den udvalgte krydsbærebølgestødfrekvens. Der henvises endvidere til beskrivelsen til det sidstnævnte af disse patenter vedrørende en almen forklaring af den teknik, der kan anvendes ved den praktiske opbygning af integrerede kredsløbsblokke af den her omtalte art.

De i fig 7, 8 og 9 viste kredsløb, der er omtalt ovenfor i forbindelse med kredsløbene for de uden for blokken anbragte komponenter i fig. 4, repræsenterer en særlig anvendelse af principperne ifølge den foreliggende opfindelse. Det ses, at der inden for opfindelsens rammer kan foretages forskellige afvigelser fra den særlige viste kredsløbsform, som udgøres af blokken 30C. På tilsvarende måde kan der foretages afvigelser fra de særlige kredsløbsformer, der er vist for de uden for blokken beliggende komponenter i fig. 4. Som illustration kan det nævnes, at en anden hensigtsmæssig anvendelse af principperne ifølge opfindelsen 40 142828 har været praktiseret i overensstemmelse med den almene form, der er vist i fig. 4, men med et andet arrangement af afstemte kredsløb i selektivitetsnetværkene 20 og 40. I dette tilfælde blev der tilvejebragt et tredje afstemt kredsløb i selektivitetsnetværket 20, og en transistorforstærker med lille forstærkning blev indkoblet i netværket til isolering af det tredje afstemte kredsløb fra et efterfølgende afstemt kredsløbspar.

Som eksempel er der i det følgende angivet en tabel for værdier af komponenterne på blokken i det i fig. J, 8 og 9 viste kredsløb og for værdier af komponenter uden for blokken i det hermed samvirkende og i fig. 4 viste kredsløb.

Tabel A: komponentværdier på blokken.

modstand RI01 - 1.000 ohm ,r RI04 - 2.000 ohm " R105 - p60 ohm " RI07 - 700 ohm " RH3 - 1.000 ohm " R115 - 1.600 ohm " R116 - 3.200 ohm " R117 " 800 ohm " R121 - 3.000 ohm " R201 - 1.400 ohm " R202 - 4.800 ohm " R203 - 2.700 ohm " R205 - 1.000 ohm " R206 - 400 ohm '' R207 - 1.000 ohm ” R208 - 90 ohm n R211 - 5.000 ohm ” R212 - 4.000 ohm " R213 - 1.930 ohm " R214 - 2.000 ohm " R215 - 8.000 ohm n R217 - 1.200 ohm „ 142828 41

Tabel A. komponentværdier på blokken (fortsat) modstand R219 - 150 ohm " R220 - 6.000 ohm " R221 - 4.000 ohm " R225 - 2.000 ohm " R224 - 5.000 ohm " R229 - 1.000 ohm " R250 - 1.600 ohm " RjJOO - 500 ohm " R501 - 8.000 ohm " R302 - 150 ohm " R505 - 5.000 ohm " R504 - 8.000 ohm " R309 - 500 ohm " R511 - 200 ohm " R512 - 700 ohm " R515 - 1.500 ohm " R515 - 4.000 ohm " R517 - 1.800 ohm " R518 - 600 ohm " R519 - 10.000 ohm " R522 - 400 ohm " R525 - 1.800 ohm " R524 - 5.000 ohm " R525 - 5.5ΟΟ ohm " R526 - 5.000 ohm kondensator C101 - 20 picofarad " C208 - 10 picofarad " C211 - 7 picofarad " C212 - 5 picofarad " C215 - 6,5 picofarad " C214 - 12 picofarad " C220 - 8 picofarad " C221 - 5 picofarad " C501 - 10 picofarad " C504 - 10 picofarad " C505 - 10 picofarad 142828 42

Tabel A: komponentværdier på blokken (fortsat) kondensator C515 - 10 picofarad " Cj516 - 5 picofarad " C325 - 10 picofarad " 0326 - 10 picofarad

Tabel B: komponentværdier uden for blokken modstand 52 - 100.000 ohm "54 - 2.400 ohm " 55 - 62.000 ohm " 56 - 1.200 ohm " 58 - 6.800 ohm " 72 - 7.000 ohm (ved 15V impuls) " 74 - 56.ΟΟΟ ohm "75 - ' 43.ΟΟΟ ohm " 77 - 3.5ΟΟ ohm " 84 - 10.000 ohm " 86 - 330 ohm kondensator 43 - 0,020 mikrofarad " 53 - 0,001 mikrofarad " 57 - 0,100 mikrofarad " 75 - 0,001 mikrofarad " 76 - 10 mikrofarad " 78 - 0,100 mikrofarad " 82 - 680 picofarad

Claims (3)

142828 43 PATENTKRAV.

1. Forstærker- og demodulatorkredsløb til en fjernsynsmodtager, omfattende en første bredbåndsforstærker (32) med stor forstærkning for MF-signaler, hvilken forstærkers udgang er forbundet med en videodemodulator (33) til demodulation af MF-signalerne, kende tegnet ved, at den første forstærker (32) og videodemodulatoren (33) er dannet i et enkelt, monolitisk halvlederlegeme (f.eks. 30C), der har et første sæt signalindgangsklemmer (T10), hvortil den første forstærkers indgang er koblet, og hvortil de MF-signaler ved lavt niveau, som skal forstærkes, føres, mens halvlederlegemet desuden har et første sæt signaludgangsklemmer (Tl6), hvortil videodemodulatorens udgang er koblet, og hvorfra det demodulerede videosignal aftages, hvorhos udgangen fra den første forstærker er forbundet med indgangen til videodemodulatoren ved hjælp af et første uafstemt bredbåndskoblingsnetværk (forbindelsen mellem Q207 og Q211) indenfor det monolitiske halvlederlegeme således, at de forstærkede MF-signaler ved højt niveau kun optræder inde i dette monolitiske halvlederlegeme.

2. Forstærker- og demodulatorkredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at der indenfor det samme monolitiske halvlederlegeme (f.eks. 30C) er tildannet en forforstærker (31), hvis indgang er forbundet med et andet sæt indgangsklemmer (T5), og hvis udgang er forbundet med et andet sæt udgangsklemmer ''Τδ), hvilken forfors tsar ker er virksom til forforstærkning af MF~signalerne, samt at der mellem det andet sæt udgangsklemmer ''Τδ) og det første sæt indgangsklemmer 'T10) er indkoblet et første afstemt koblingsorgan (40) med båndpasegenskab-er, hvilket koblingsorgan er virksomt til selektivt at koble de forforstærkede MF-signaler til den første forstærkers <'32) indgang.

3. Forstsarker- og demodulatorkredsløb ifølge krav 2, hvor de MF-signaler, der skal forstærkes, indeholder en moduleret billedbære-bølge og en moduleret lydbærebølge, kendetegnet ved, at det monolitiske halvlederlegeme (30C) er forsynet med et tredje sæt indgangsklemmer (T9) og et tredje sæt udgangsklemmer (TI), at det afstemte koblingsorgan (40) indeholder et organ (41) til afledning af et andet MF-signal ved lavt niveau fra forforstærkerens (31) udgangssignal, i hvilket MF-signal forholdet mellem lydbærebølge og billed-bærebølge er væsentligt større, end det er tilfældet i det MF-signal ved lavt niveau, som føres til det første sæt indgangsklemmer (TlO), og hvilket andet MF-signal føres til det tredje sæt indgangsklemmer