DE19937706A1 - Übertragungsverfahren mit senderseitiger Frequenz- und Zeitspreizung - Google Patents
Übertragungsverfahren mit senderseitiger Frequenz- und ZeitspreizungInfo
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Abstract
Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungsverfahren zur breitbandigen drahtlosen oder drahtgebundenen Informationsübertragung über einen mit Störungen und Mehrwegeausbreitung behafteten Kanal unter Anwendung von Spreizverfahren. DOLLAR A Die Aufgabe der Erfindung ist es, zur Übertragung von Nachrichten über durch Mehrwegeausbreitung gestörte Kanäle ein Mehrfachzugriffsverfahren zu schaffen, das es erlaubt, Signale mit hoher Symbolrate zu übertragen und das bei maximaler spektraler Effizienz flexibel auf Änderungen des Datenaufkommens und auf teilnehmerbezogen variable Anforderungen an Übertragungsgeschwindigkeit und Bitfehlerrate reagieren kann. DOLLAR A Die Erfindung bezieht sich ebenfalls auf ein Verfahren zur Übertragung von Informationssymbolen mit einer Symbolrate über einen Kanal mit der Bandbreite, DOLLAR A wobei die Informationssymbole senderseitig einer Frequenzspreizung und einer Zeitspreizung und empfangsseitig einer entsprechenden Entspreizung unterzogen werden, wobei die jeweiligen Spreizungen und damit der Systemgewinn adaptiv auf die geforderte Übertragungsqualität und die Kanaleigenschaften abgestimmt werden können.
Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungsverfahren zur breitbandigen drahtlosen
oder drahtgebundenen Informationsübertragung über einen mit Störungen und
Mehrwegeausbreitung behafteten Kanal unter Anwendung von Spreizverfahren.
Die Verwendung von Spreizverfahren zur Übertragung von Nachrichten ist gut be
kannt. So werden im Direct Sequence Spread Spectrum-Verfahren (DSSS) die Sym
bole einer zu übertragenden Datenfolge mit einer festgelegten Code-Folge (Chip-
Sequenz, Spreading-Code) multipliziert und anschließend übertragen. Abhängig von
der Anzahl der Chips in der Code-Folge wird dadurch die Bandbreite der Nachricht
erhöht. Das Nachrichtensignal erfährt also vor der Übertragung eine Frequenzsprei
zung.
Im Empfänger, dem die senderseitig zur Spreizung verwendete Code-Folge bekannt
ist, wird die Frequenzspreizung durch Korrelation des Empfangssignals mit der Code-
Folge wieder aufgehoben. - Das empfangene Signal wird in der Frequenz entspreizt.
Die im Sender und Empfänger zur Kodierung und Dekodierung verwendete Code-
Folge hat eine feste zeitliche Länge, die mit der Symboldauer der Datenquelle
übereinstimmt. Auf Änderungen der Symboldatenrate kann das System nicht
reagieren.
Auch im Frequency Hopping Spread Spectrum-Verfahren (FHSS) erfährt das zu sen
dende Signal eine Frequenzspreizung dadurch, daß Einzelpakete der Datenfolge,
gesteuert durch eine Code-Folge (hopping sequence), nacheinander in unterschied
lichen Frequenzbereichen eines gegebenen Nachrichtenkanals übertragen werden.
Auch hier wird im Empfänger mit Hilfe der bekannten Hopping-Sequenz das empfan
gene Nachrichtensignal wieder entspreizt.
Beiden Verfahren ist gemeinsam, daß sie für die Übertragung von Nachrichtensignalen
eine Übertragungsbandbreite benötigen, die einem festen Vielfachen der Basis
bandsignalbandbreite entspricht. Systembedingt also können sowohl das Direct-
Sequence- als auch das Frequency-Hopping-Verfahren in Punkt-zu-Punkt-Verbindun
gen die vorhandene Kanalkapazität nur zu einem Teil ausnutzen. Die erreichbaren
Symboldatenraten sind im Vergleich zu anderen Übertragungsverfahren gering. Beide
Verfahren sind starr organisiert und können sich einer Änderung des Datenauf
kommens, das heißt Änderungen der Symbolrate und damit verbunden der Basisband
signalbandbreite nicht anpassen.
Eine verbesserte Ausnutzung der Kanalkapazität wird mit dem Einsatz dieser Fre
quenzspreiztechniken in Mehrfach-Zugriffsverfahren (zum Beispiel DS-CDMA) erreicht.
Durch die parallele Verwendung verschiedener Code-Folgen für die einzelnen
Teilnehmerstationen sowie durch den Einsatz von Raumdiversity kann auch im CDMA-
Verfahren theoretisch die bei gegebener Kanalbandbreite maximale Datenrate erreicht
werden. Voraussetzung dafür ist eine Synchronisation auf Chip-Ebene. In der Praxis
hat sich jedoch gezeigt, daß die optimalen Werte nicht erreicht werden können.
Durch die geringen Symbolraten sind CDMA-Verfahren vergleichsweise unempfindlich
gegenüber Störungen der Übertragung durch Mehrwegeausbreitung. Vorteilhaft ist in
diesem Zusammenhang auch, daß sie mit korrelativen Selektionsmethoden arbeiten,
also die Kanaltrennung durch Korrelation auf der Zeitachse vornehmen. Da
Mehrwegeausbreitung Störsignale erzeugt, die andere Zeitbezüge aufweisen, werden
durch die zeitkorrelativen Verfahren nicht nur die Nachbarkanäle, sondern auch die
Mehrwegesignale unterdrückt.
Sollen über verfügbare Nachrichtenkanäle Daten mit den höchstmöglichen Datenraten
übertragen werden und soll gleichzeitig eine flexible Verteilung der Bandbrei
tenressourcen erfolgen, dann muß auf andere Zugriffsverfahren zurückgegriffen wer
den, beispielsweise auf TDMA-Verfahren, die ein flexibles Einzelkanalmanagement
zulassen und mit denen bei optimaler spektraler Ausnutzung des Kanals Datenraten
bis zur physikalisch möglichen Grenzdatenrate erreicht werden können.
Erhöht man aber bei vorgegebener Kanalbandbreite die Übertragungsdatenrate, dann
steigt gleichzeitig auch die Empfindlichkeit gegenüber Störungen (Verzerrungen) durch
Mehrwegeausbreitung. Entsteht bei der Übertragung eines Informationssymbols über
einen Nachrichtenkanal ein Delay-Spread bestimmter Länge, dann hängt es von der
Symbolrate ab, wie viele der nachfolgenden Symbole durch die auftretenden
Reflexionen verzerrt werden. Je höher die Symbolrate ist, desto komplexer werden die
Verzerrungen des Symbolstroms und desto schwieriger ist auch die Kompensation
(Equalisation) der Multipath-Effekte im Empfänger.
Alle bekannten Verfahren zur Equalisation setzen eine sehr genaue Bestimmung der
Kanalparameter voraus. Zu ihrer Ermittlung ist es Stand der Technik, eine
Kanalschätzung (Kanalvermessung) durchzuführen. Die Ausgangsgröße dieser
Schätzung ist die Impulsantwort des Kanals.
Für die Vermessung von drahtlosen Kanälen gehört es zum Stand der Technik
[DE 34 03 715 A1], Signale mit guten autokorrelativen Eigenschaften, im folgenden
"Korrelationssignale" genannt, einzusetzen. Die guten Eigenschaften eines Korrela
tionssignals bestehen darin, daß die Autokorrelation des Signals, die definitionsgemäß
eine Funktion der Zeitverschiebung ist, ein ausgeprägtes Maximum bei Zeit
verschiebung null besitzt, während zu allen anderen Zeitverschiebungen die Auto
korrelation möglichst niedrige Betragswerte aufweist. Anschaulich bedeutet dies, daß
die Autokorrelation des Korrelationssignals einen möglichst schmalen Puls mit wenig
Ein- und Ausschwingen darstellt. Es sind verschiedene Familien von Korrela
tionssignalen bekannt. Unter anderem gehören die oft erwähnten und in der Praxis
mittels zeitdiskreter Signalverarbeitung realisierten Pseudonoise(PN)-Sequenzen zu
den Korrelationssignalen. Um die begrifflichen Eindeutigkeit sicherzustellen, soll die
Untermenge der zeitdiskreten Korrelationssignale hier als Korrelationsfolgen definiert
werden. Als weitere Beispiele für Korrelationsfolgen seien M-Folgen und Frank-Zadoff-
Chu-Folgen genannt.
Aus der CDMA-Technologie (Direct-Sequence-CDMA) ist es bekannt, Korrelationsfol
gen zur Informationsübertragung und zur Kanalselektion in Mehrfachzugriffssystemen
einzusetzen. Hierbei sind nicht nur die autokorrelativen Eigenschaften einer Folge von
Bedeutung sondern auch die kreuzkorrelativen Eigenschaften innerhalb einer Familie
von Folgen. Innerhalb einer Familie mit guten korrelativen Eigenschaften hat die
Kreuzkorrelation zwischen zwei beliebigen unterschiedlichen Folgen dieser Familie
niedrige Betragswerte im Vergleich zu dem Maximum der Autokorrelation jeder Folge
der Familie.
In der Kommunikationstechnik wird auch der Einsatz von Chirp-Impulsen zur Vermes
sung bestimmter Kanaleigenschaften leitungsgebundener Telefonkanäle [T. Kamitake:
"Fast Start-up of am Echo Canceller in a 2-wire-Full-duplex-Modem", IEEE proc. of
ICC'84, pp360-364, May 1984, Amsterdam, Holland] beschrieben.
Chirp-Signale, deren besondere Eignung für Meßzwecke aus der Radartechnik be
kannt ist, lassen sich ebenfalls als Korrelationssignale und bei zeitdiskreter
Verarbeitung als Korrelationsfolgen interpretieren. Gegenüber den üblicherweise
verwendeten PN-Sequenzen sind Chirp-Signale jedoch komplexwertig und weisen
eine Vielzahl von Phasenzuständen auf. Weiterhin existieren Vorschläge
[US 5,574,748], Chirp-Signale für die Informationsübertragung über drahtlose und
drahtgebundene Kanäle zu verwenden.
Zum Stand der Technik kann zusammenfassend gesagt werden, daß bei den
bekannten Verfahren zur Frequenzspreizung der Vorteil der Störsicherheit einhergeht
mit geringen Symbolraten und mit einer geringen spektralen Effizienz. Eine flexible
Verteilung der Ressourcen, eine Anpassung der Systeme an sich ändernde
Symbolraten, an variable Bandbreitenanforderungen ist mit den bestehenden
Verfahren nicht zu erreichen.
Um bei gleicher Bandbreite Nachrichten mit hohen Symbolraten zu übertragen, muß
derzeit auf andere Übertragungstechniken ohne Frequenzspreizung zurückgegriffen
werden, die einen wichtigen Vorzug der Spreizverfahren, die Robustheit gegen
Schmalbandstörungen, nicht aufweisen. Dazu kommt in jedem Fall die Empfindlichkeit
der Übertragung gegen Mehrwegeausbreitung, die den Einsatz von Equalizer-
Schaltungen und als Voraussetzung dafür eine sehr genaue Bestimmung der Kanal
eigenschaften verfangt.
Die Aufgabe der Erfindung ist es, zur Übertragung von Nachrichten über durch
Mehrwegeausbreitung gestörte Kanäle ein Mehrfachzugriffsverfahren zu schaffen, das
es erlaubt, Signale mit hoher Symbolrate zu übertragen und das bei maximaler
spektraler Effizienz flexibel auf Änderungen des Datenaufkommens und auf
teilnehmerbezogen variable Anforderungen an Übertragungsgeschwindigkeit und
Bitfehlerrate reagieren kann.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Übertragungsverfahren mit den Merkmalen
nach einem der Ansprüche 1 bis 3. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den
Unteransprüchen, der Beschreibung und den Zeichnungen beschrieben.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, in einem Kommunikations
system, in dem Informationssymbole sequentiell übertragen werden, für jedes Infor
mationssymbol sowohl eine Frequenzspreizung durch Quasidiracpulsformung als auch
eine Zeitspreizung durch Faltung des frequenzgespreizten Informationssymbols mit
einem Korrelationssignal so durchzuführen, daß für jede Eingangsdatenrate stets die
auf Grund der Bandbreite maximal mögliche Frequenzspreizung und die aus realisie
rungstechnischen Gründen sinnvolle maximale Zeitspreizung der zu übertragenden
Informationssymbole sichergestellt ist, was wiederum zu einer minimalen Störan
fälligkeit führt. Die bei hohen Datenraten auftretende zeitliche Überlappung der
Korrelationssignale führt zu einer Intersymbolinterferenz, die bei geeigneter Wahl der
Korrelationssignale und/oder bei korrekter Filtereinstellung vernachlässigbar ist.
Weiterhin wird dasselbe Korrelationssignal (z. B. Chirp-Signal), das für die Übertragung
eines einzelnen Informationssymbols benutzt wird, auch für die Kanalvermessung
eingesetzt, was sich stark vereinfachend auf die Struktur des Empfängers auswirkt.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in Zeichnungen dargestellten
Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Übertragungs
systems;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Übertragungsverfahrens;
Fig. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines
Blockschaltbildes;
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer weiteren Variante der Erfindung;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Taktsteuerung im Empfänger;
Fig. 6 Signaldiagramme von Signalen aus Fig. 3;
Fig. 7 Programmablaufplan für eine Kanalschätzung;
Fig. 8 Hüllkurve eines komprimierten Chirp-Impulses;
Fig. 9.1a Diagramm: Signal-Rauschverhältnis/Kanaldatenrate;
Fig. 9.1b Darstellung von Signalen am Ausgang eines empfangsseitigen
Kompressionsfilters;
Fig. 9.2a Signaldarstellung einer breitbandigen Übertragungsstörung;
Fig. 9.2b Spektrendarstellung eines Sendesignals und der dieses
überlagernden breitbandigen Störung;
Fig. 9.2c ein Blockschaltbild mit additiver Überlagerung eines Sendesig
nals und impulsförmiger Störungen;
Fig. 9.2d Signaldarstellung komprimierter Chirp-Impulse und gedehnter
Störanteile;
Fig. 9.3 bis
Fig. 9.8 Programmablaufpläne für ein erfindungsgemäßes Zugriffs
verfahren;
Fig. 9.9 Darstellung eines TDMA-Rahmens mit mehreren Teilnehmer-
Zeitschlitzen unterschiedlicher Breite;
Fig. 9.10a und
Fig. 9.10b Darstellung des TDMA-Rahmens mit Zeitslots unterschied
licher Breite und schematische Darstellung zum Signalverlauf
nach empfängerseitiger Kompression;
Fig. 9.11 Formeldarstellung zur Berechnung der Spitzenamplituden von
empfängerseitig komprimierten Signalen in verschiedenen
Zeitschlitzen nach Fig. 9.10;
Fig. 9.12 Darstellung für die Änderung von Zeitschlitz-(Slot)-Daten bei
geänderten Systemanforderungen (gegenüber Fig. 9.10);
Fig. 9.13 Formeldarstellung für die Berechnung der Spitzenamplituden
der empfängerseitig komprimierten Signale nach Fig. 9.12;
Fig. 9.14 Darstellung der Einhüllenden des Sendesignals nach
Fig. 9.9.
Fig. 1 zeigt den vereinfachten Aufbau des erfindungsgemäßen Übertragungs
systems. Die zu übertragenden Informationssymbole erfahren zunächst eine Fre
quenzspreizung. Bei zeitkontinuierlicher Signalverarbeitung geschieht dies zum
Beispiel durch Umwandlung in Pseudodiracpulse mit anschließender Bandpaßfilterung.
Bei zeitdiskreter Signalverarbeitung bewirkt beispielsweise die Operation der Hoch
tastung (Erhöhung der Abtastrate, "upsampling") eine Frequenzspreizung.
Im nächsten Schritt erfolgt die Zeitspreizung der frequenzgepreizten Symbole. Bei
spielsweise erfolgt dies durch Faltung mit einer Korrelationsfolge. Es folgt der
Übertragungskanal, wobei evtl. vorhandene Modulations-, ZF- und HF-Stufen als Teil
des Übertragungskanals angesehen werden. Das empfangene mit Störungen be
haftete Signal durchläuft nun eine Zeitkompression zum Beispiel durch Faltung mit der
zeitinvertierten konjugiert-komplexen Korrelationsfolge.
Die anschließend auftretenden Symbole ermöglichen eine gute Kanalschätzung, was
wiederum den Einsatz bekannter Equalizer auch für hohe Symbolraten zuläßt. Im
letzten Schritt erfolgt eine Frequenzkompression, die zum Beispiel durch ein Sample- &
Hold-Glied oder ein Integrate- and Dump-Glied realisiert wird.
Ein (konkretes) Ausführungsbeispiel der Erfindung in digitaler und damit zeitdiskreter
Signalverarbeitungstechnik ist in Fig. 2 dargestellt. Ein Folge von Sendesymbolen, bei
der jedes Element eine komplexe Zahl aus einem Symbolalphabet darstellt, liegt mit
einem Symboltakt am Eingang der Anordnung. Diese Folge wird um den Faktor N
hochgetastet 1, indem die Abtastrate erhöht und mathematische Nullen (keine
Information) eingefügt werden, was einer Frequenzspreizung entspricht. Die hoch
getastete Folge durchläuft ein Sendefilter 2, dessen Impulsantwort der gewählten
Korrelationsfolge entspricht. Physikalisch bedeutetet dies, daß jedes Symbol die
komplette Korrelationsfolge multipliziert mit dem Symbolwert auslöst. Mathematisch
entspricht dies der Faltung der hochgetasteten Folge mit der Korrelationsfolge, wobei
eine Zeitspreizung des Einzelsymbols eintritt. Das resultierende Signal durchläuft einen
Digitalanalog-Konverter 3 und anschließend einen Ausgangstiefpaß 4. Es folgt der
Übertragungskanal 5, der in diesem Beispiel alle eventuell vorhandenen sonstigen
Übertragungsglieder wie Verstärker-, Misch-, ZF- und HF-Stufen beinhalten möge.
Auf der Empfängerseite durchläuft das Signal zunächst einen Eingangstiefpaß 6 und
anschließend einen Analogdigital-Konverter 7. Das digitalisierte Signal wird nun auf ein
Empfangsfilter 8 geführt, das einen gegenüber dem Sendefilter 2 konjugiert
komplexen Frequenzgang aufweist. Dadurch findet eine Zeitkompression statt. Für den
Fall, daß auf der Sendeseite ein einzelnes Referenzsymbol ausgesendet wurde,
erscheint am Ausgang des Empfangsfilters direkt und ohne zusätzlichen Aufwand die
Kanalimpulsantwort.
Damit können sofort die Koeffizienten eines Entzerrers oder Equalizers nach
bekannten Algorithmen [K. D. Kammayer: Nachrichtenübertragung, 2. Auflage, Stuttgart,
1996, 181ff. . .] berechnet werden 13. Im vorliegenden Beispiel wird ein "Fractional-
Spaced-Equalizer", FSE, in Kombination mit einem "Decision-Feedback-Equalizer",
DFE, eingesetzt [S. Qureshi: Adaptive Equalization, IEEE Communications-Magazine,
Vol. 20, March 1982, pp 9-16].
Das Signal durchläuft nun den FSE 9, der ein lineares Filter darstellt, wodurch ein Teil
der Verzerrungen, die das Signal durch den Kanal erfahren hat, kompensiert werden.
Anschließend wird das Signal um den Faktor N heruntergetastet 10. Die
Heruntertastung ist eine Reduzierung der Abtastrate, bei der nur jeder N-te Wert
weitergereicht wird. Schließlich folgt eine Entscheidungsstufe 11, in der entschieden
wird, um welches Symbol aus dem vereinbarten Alphabet es sich bei dem
vorliegenden Symbol handelt. Diese Entscheidung wird schließlich in den DFE 12
zurückgekoppelt. Dadurch werden weitere Kanal-Verzerrungen in dem Signal kompen
siert.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel, dargestellt in Fig. 3, werden Referenzsym
bole zur Bestimmung der Kanaleigenschaften in einem speziellen Meßintervall dem zu
übertragenden Datenpaket, bestehend aus Informationssymbolen, vorangestellt. Unter
Anwendung der Kombination von Frequenz- und Zeitspreizverfahren werden die
Referenz- und Informationssymbole zum Empfänger übertragen. Die im Meßintervall
aufgrund der Mehrwegeausbreitung entstandenen Verzerrungen der Referenzsymbole
werden aufgezeichnet, analysiert und direkt zur Bestimmung der Koeffizienten für den
Equalizer verwendet.
Um die Kanalmessung mit der erforderlichen hohen Genauigkeit durchzuführen,
müssen die Referenzsymbole mit einem hohen Signal-zu-Rausch-Verhältnis über
tragen werden. Ferner müssen die Referenzsignale eine hohe Auflösung auf der
Zeitachse haben, um die Phasenlage der Multipath-Anteile genau bestimmen zu
können. Beiden Forderungen wird durch die frequenz- und zeitgespreizte Übertragung
der Referenzsymbole entsprochen.
Als Korrelationsfolge zur Zeitspreizung und zur zeitlichen Kompression der Symbole
wird im Beispiel ein Chirp-Impuls verwendet. Bei Chirp-Impulsen handelt es sich um
linear frequenzmodulierte Impulse konstanter Amplitude der Dauer T, innerhalb derer
sich die Frequenz von einer unteren zu einer oberen Frequenz stetig linear steigend
oder fallend ändert. Die Differenz zwischen oberer und unterer Frequenz stellt die
Bandbreite B des Chirp-Impulses dar.
Die Gesamtdauer T dieses Impulses, multipliziert mit der Bandbreite B des Impulses,
wird als Dehnungs- oder Spreizfaktor Ψ bezeichnet; es gilt: Ψ = B . T. Passiert ein
derartiger Chirp-Impuls ein in der Frequenz-Laufzeit-Charakteristik entsprechend
angepaßtes Filter, dann entsteht ein zeitlich komprimierter Impuls mit einer sinx/x-
ähnlichen Hüllkurve (Fig. 8), deren maximale Amplitude gegenüber der Eingangs
amplitude um den Faktor √BT überhöht ist.
Das heißt, das Verhältnis von Ausgangsspitzenleistung zu Eingangsleistung ist gleich
dem BT-Produkt des Chirp-Impulses, der Grad der Überhöhung Pout_max/Pin ist bei
gegebener Bandbreite durch die Impulsdauer T des Sendeimpulses frei einstellbar.
Der komprimierte Impuls hat die volle Bandbreite B, seine mittlere Impulsdauer beträgt
1/B. Die erreichbare Zeitauflösung ist damit allein durch die Übertragungsbandbreite
bestimmt. Zwei benachbarte komprimierte Impulse sind noch voreinander zu trennen,
wenn sie einen Abstand von mindestens 1/B besitzen, das heißt, wenn die
unkomprimierten Chirp-Impulse um genau diesen Abstand gegeneinander versetzt
sind.
Der Vorgang der Kompression ist reversibel; ein Trägerfrequenzimpuls mit sinx/x-
ähnlicher Hüllkurve kann mit einem dispersiven Filter geeigneter Frequenz-
Gruppenlaufzeit-Charakteristik in einen Chirpimpuls annähernd konstanter Amplitude
transformiert werden. Der sinx/x-ähnliche Impuls erfährt dabei eine zeitliche Spreizung
um den Faktor BT.
Im Sender erzeugte, über einen störungsbehafteten Kanal übertragene und im
Empfänger komprimierte Chirp-Impulse sind im S/N gegenüber unkomprimierten Sig
nalen stark bevorteilt. Der besondere Vorteil, der Chirp-Signale (oder allgemein
zeitgespreizte Signale) für Kanalmessungen prädestiniert, ist ihr Systemgewinn im
Signal zu Rausch-Verhältnis durch die empfängerseitige zeitliche Kompression, der
sich bei Angabe in dB zu 10 . log (BT) errechnet.
Im folgenden Beispiel sollen Informationssymbole der Symbolrate D über einen Nach
richtenkanal der Bandbreite B übertragen werden.
Als Korrelationsfolge zur Zeitspreizung dient ein Chirp-Impuls der Länge T. Für jedes
einzelne Symbol wird ein derartiger Chirp-Impuls, gewichtet mit dem Symbolwert,
erzeugt. Ein Symbol wird demnach zeitlich auf eine Länge von T gespreizt. Der
Abstand Δt benachbarter Chirp-Impulse folgt dann direkt aus der Symbolrate D[baud]
und beträgt Δt = 1/D. Abhängig von diesem Impulsabstand können sich die ent
stehenden Chirp-Impulse zeitlich überlappen. Die Anzahl n der Impulse, die sich zu
einem Zeitpunkt überlappen, bestimmt sich als Quotient aus Chirp-Dauer T und
Impulsabstand Δt.
Zur Übertragung der gespreizten Signale wird in einer Sendeperiode die maximal
verfügbare Sendeleistung P ausgesendet. Diese Leistung teilt sich auf in die n-fach
überlappenden Chirp-Impulse. Jeder einzelne Chirp-Impuls wird also mit einer Leistung
von P/n übertragen.
Duch die zeitliche Kompression im Empfänger erfährt ein Chirp-Impuls eine Leistungs
überhöhung von Pout_max/Pin = B . T. Werden mit der Eingangsleistung Pin n-fach
überlappende Chirp-Impulse empfangen und komprimiert, dann beträgt die
Spitzenleistung eines einzelnen Impulses Pout_max = Pin . B . T/n.
Erfindungsgemäß wird für die zeitliche Spreizung der Informationssymbole und der
Referenzsymbole (für die Kanalschätzung), dieselbe Korrelationsfolge eingesetzt. Um
die im Meßintervall gesendeten Referenzsymbole gegenüber den Informations
symbolen des Datenpakets im S/N bevorzugt zu übertragen, genügt es, bei konstanter
Spitzenleistung den Symbolabstand der Referenzsymbole so weit zu vergrößern, daß
sich weniger Impulse überlappen, daß also der Wert n sinkt.
Ist der Impulsabstand Δt gleich oder größer als die Chirp-Dauer T, dann wird ein Chirp-
Impuls mit der vollen Sendeleistung P übertragen. Die Spitzenleistung nach
empfängerseitiger Kompression beträgt dann: Pout_max = Pin . B . T.
Im einfachsten Fall ist die Bedingung Δt = T erfüllt, wenn im Meßintervall nur ein
einziger Referenzimpuls gesendet wird. Im vorgestellten Beispiel werden zwei Re
ferenzimpulse übertragen. Gezeigt wird, daß ihr zu wählender Abstand nicht nur von
der Chirplänge, sondern zusätzlich vom erwarteten Delay Spread der Übertra
gungsstrecke abhängig ist.
Das Eingangssignal g1 (siehe Fig. 3 und 6a) enthält die zu übertragenden
Informationssymbole, die in Datenpaketen der Länge Tsignal zusammengefaßt sind. Im
Beispiel ist g1 ein aus bipolaren Rechteckimpulsen bestehendes Signal.
Ein Impulsgenerator G generiert in dem mit TRef bezeichneten Meßintervall eine Folge
von (im Beispiel zwei) Referenzsymbolen g2, deren Position in Fig. 6b dargestellt ist.
Erzeugt werden rechteckförmige Impulse, die in der Impulsleistung gegenüber den
Impulsen des Signalintervalls um den Faktor n = D . T erhöht sind. (D ist die
Symbolrate im Signalintervall, T die Chirp-Dauer und n ist die Anzahl der sich nach der
Zeitspreizung überlappenden Impulse im Signalintervall.)
Entsprechend dem zu erwartenden maximalen Delay Spread des Übertragungskanals
wird der zeitliche Abstand beider Referenzsymbole mindestens so groß gewählt, daß
die bei der Übertragung auftretenden Reflexionen des ersten Referenzsymbols im
Intervall zwischen den Impulsen vollständig abgebildet werden können.
Da sich das Signalintervall Tsignal und das Meßintervall TRef nicht überlappen, können
das Eingangssignal g1 und das Referenzsignal g2 mit Hilfe eines Summationsgliedes
überlagerungsfrei addiert werden.
Das Summensignal g3 wird anschließend einem Impulsformer zugeführt, der jeden
Rechteckimpuls des Summensignals in einen Quasidiracimpuls gleicher Energie
umwandelt und damit die eigentliche Frequenzspreizung vornimmt. Die entstandene
Folge von Nadelimpulsen (Fig. 6c) wird einem Tiefpaßfilter zugeführt und damit auf
die halbe Übertragungsbandbreite bandbegrenzt. Das Laufzeitverhalten des Tiefpaß
filters weist kurz vor der Grenzfrequenz eine Überhöhung auf, so daß die einzelnen
Nadelimpulse jeweils in si-Impulse transformiert werden, deren Form der bekannten si-
Funktion si(x) = sin(x)/x entspricht.
Im Anschluß daran wird die si-Impulsfolge einem Amplitudenmodulator (ausgeführt z. B.
als Vierquadranten-Multiplizierer) zugeführt, der diese Signale auf eine Träger
schwingung der Frequenz fT aufmoduliert, die von einem Oszillator erzeugt wird, so
daß am Ausgang des Amplitudenmodulators, wie in Fig. 6d dargestellt, Träger
frequenzimpulse mit einer impulsweise si-förmigen Hüllkurve erzeugt werden. Das
Ausgangssignal des Amplitudenmodulators hat die Bandbreite des Übertragungska
nals. Anders ausgedrückt: Die Folge aus Referenz- und Informationssymbolen hat eine
Frequenzspreizung auf die volle Kanalbandbreite erfahren.
Die auf diese Weise erzeugten Impulse haben im Übertragungsfrequenzbereich ein
annähernd rechteckförmiges Leistungsdichtespektrum. Deshalb können die Referenz
impulse des Meßintervalls in idealer Weise als Testsignal zur Bestimmung der
Impulsantwort des Kanals verwendet werden.
Dem Amplitudenmodulator ist ein Dispersionsfilter (Chirp-Filter) nachgeschaltet,
welches das modulierte Trägersignal g4 entsprechend seiner frequenzabhängigen
differentiellen Laufzeitcharakteristik filtert (Zeitspreizung). Dieser Vorgang entspricht
der Faltung des Trägersignals mit der Gewichtsfunktion des Chirp-Filters. Im Ergebnis
dieser Operation wird jeder einzelne der Trägerfrequenzimpulse in einen Chirp-Impuls
transformiert und damit auf der Zeitachse gespreizt (Fig. 6e). Im Meßintervall
erscheinen die von Überlagerungen freien Referenz-Chirp-Impulse jeweils mit der
gleichen Leistung, die im Signalintervall zur Übertragung von n überlappenden Chirp-
Impulsen aufgewendet wird. Gegenüber einem Einzelimpuls des Datenpaketes werden
sie also mit n-facher Leistung erzeugt und damit mit einem um den Faktor n besseren
Signal-zu-Rausch-Verhältnis übertragen.
Das Ausgangssignal des dispersiven Filters wird über den Nachrichtenkanal zum
Empfänger übertragen. Mit zum Nachrichtenkanal gerechnet werden hier auch alle
sonstigen Übertragungsglieder wie Sendeendstufe, Empfangsfilter, Empfangsver
stärker usw.
Das Empfangssignal g6, das die Chirp-Impulse des Meßintervalls und des Daten
pakets sowie die Reflexionen dieser Impulse enthält, passiert ein dispersives Filter,
dessen frequenzabhängige, differentielle Gruppenlaufzeitcharakteristik komplementär
zur Charakteristik des senderseitigen dispersiven Filters ist. Dabei werden die
einzelnen Chirp-Impulse zeitlich komprimiert, d. h. in Trägerfrequenzimpulse mit
sin(x)/x-ähnlicher Hüllkurve umgewandelt.
Da die überlagerten Reflexionen der übertragenen Chirp-Impulse wiederum Chirp-
Impulse sind, das heißt, die gleiche Frequenz-Zeit-Charakteristik aufweisen, werden
auch sie in der gleichen Weise komprimiert.
Das Ausgangssignal des dispersiven Filters wird anschließend einem Demodulator
und einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter zugeführt, der das Signal von der hoch
frequenten Trägerschwingung befreit. Am Ausgang des Tiefpasses liegt das kom
primierte und demodulierte Signal g7 vor, dem infolge der Mehrwegeausbreitung
Störungen überlagert sind.
In dem sich anschließenden Block "Koeffizientenbestimmung" werden die Signale im
Meßintervall TRef ausgewertet. Innerhalb dieses Intervalls liegt das komprimierte und
demodulierte Referenzsignal inklusive der überlagerten Multipath-Reflexionen vor. Zur
Kanalschätzung steht damit ein Echogramm zur Verfügung, das die auf dem Übertra
gungsweg überlagerten Reflexionen mit sin(x)/x-förmigen Nadelimpulsen abbildet.
Die ermittelte Impulsantwort des Übertragungskanals wird dem Equalizer übergeben,
der die innerhalb der Signalperiode TSignal den Informationssymbolen überlagerten
Reflexionsanteile kompensiert. Das Ausgangssignal des Equalizers wird an eine
Sample-and-Hold-Stufe geführt. Damit wird dieses Signal im Frequenzbereich wieder
entspreizt. Im Ergebnis dieses Vorgangs liegen die übertragenen Symbole wieder in
Form von Rechteckimpulsen vor.
Aufgrund ihrer hohen zeitlichen Auflösung und der besonders gegen Störungen
gesicherten Übertragung können die demodulierten Referenzimpulse auch zur
Taktsteuerung des Empfängers herangezogen werden.
In einer weiteren Variante (Fig. 4) wird vor der Koeffizientenbestimmung noch ein
zusätzlicher Block "Kanalschätzung" eingefügt, der die Reaktion des Kanals auf die
Referenzsymbole einem zusätzlichen mathematischen Algorithmus unterzieht mit dem
Ziel, die Impulsantwort des Kanals noch genauer zu bestimmen.
Ein möglicher Algorithmus zur Kanalschätzung ist in Fig. 7 in Form eines Fluß
diagramms dargestellt. Im Gegensatz zu bekannten Algorithmen handelt es sich
hierbei um eine "parametrische" Kanalschätzung. Das heißt, es werden diskrete
Mehrwegeechos detektiert und deren jeweilige Parameter Amplitude, Phase und
Zeitpunkt, im folgenden "Reflexionskoeffizienten" genannt, geschätzt.
Nach dem ersten Start wird zunächst die bekannte Pulsform eines unverzerrten
Symbols berechnet und in einem Speicher abgelegt. Im nächsten Schritt wird der
Beginn einer Equalisationsperiode abgewartet. Während der Equalisationsperiode wird
das Eingangssignal in einem Pufferspeicher abgelegt. Nach der Equalisationsperiode
wird der Pufferspeicherinhalt ausgewertet. Zuerst wird die Standardabweichung des
Rauschens ermittelt, indem das Signal vor einem oder mehreren in der
Equalisationsperiode enthaltenen Symbolen als Rauschen interpretiert wird. Aus dieser
Standardabweichung wird eine Amplitudenschwelle berechnet.
Nun beginnt eine Schleife:
- 1. Suche den Sample mit maximalem Betrag im Pufferspeicher und interpretiere ihn als Reflexionskoeffizienten.
- 2. Prüfe, ob dieser Wert über der Schwelle liegt.
- 3. Wenn ja, berechne einen Reflexionspuls, dessen Betrag, Phase und Zeitpunkt durch den Reflexionskoeffizienten bestimmt wird, während seine Form durch den Referenzpuls gegeben ist.
- 4. Wenn nein, beende die Schleife, normiere die bis jetzt gefundenen Refle xionskoeffizienten bezüglich des Reflexionskoeffizienten mit maximalem Betrag und liefere diese als Ergebnis zurück.
- 5. Subtrahiere den berechneten Reflexionspuls sampleweise vom Puffer
speicherinhalt. Sofern der Betrag eines Samples des Reflexionspulses größer ist
als der Betrag des zeitlich korrespondierenden Samples im Pufferspeicher,
schreibe die Differenz der Samples in den Speicher; andernfalls schreibe an
dieser Stelle eine Null in den Pufferspeicher.
Beginne wieder bei 1.
Während einer Equalisationsperiode werden ein oder mehrere Referenzsymbole über
tragen. Im einfachsten Fall wird das zeitkomprimierte Signal h(t) eines
Referenzsymbols als Schätzung der Kanalimpulsantwort interpretiert. Eine auf Grund
von vermindertem Rauschen verbesserte Schätzung der Kanalimpulsantwort erhält
man, indem man eine Mittelung über mehrere Referenzsymbole durchführt. Ebenfalls
zur Rauschunterdrückung ist eine Schwellwertfilterung naheliegend. Dabei wird die
schwellwertgefilterte Kanalimpulsantwort hSch(t) überall dort, wo der Betrag von h(t)
kleiner als eine zu bestimmende Amplitudenschwelle ist, als Rauschen interpretiert und
zu Null gesetzt. Die Schwelle wird beispielsweise als ein festgelegter Bruchteil der
maximalen oder mittleren Signalamplitude gewählt. Eine andere Möglichkeit besteht
darin, die Schwelle so zu wählen, daß das Signal nach der Schwellwertbildung noch
einen festen Anteil (beispielsweise 95%) seiner Energie enthält.
Um mittels Quadraturamplitudenmodulation QAM im ZF- oder HF-Bereich ein Chirp-
Signal mit linear ansteigender Frequenz zu erzeugen, ist ein komplexes Basisbandsi
gnal der Form
geeignet. Dabei ist B die Bandbreite des Chirp-Signals, T die Zeitdauer und Z ist eine
zu übertragende Information, die für die Dauer des Chirp-Signals als Konstante
betrachtet wird. Durch Abtastung mit der Abtastfrequenz fs ergibt sich eine Chirpfolge
aus N Punkten:
Das Signal z(t) stellt somit ein Chirp-Signal dar, das in der Anordnung nach Fig. 1 ver
wendet werden kann. Weiterhin stellt z(n) eine Chirpfolge dar, die als Korrelationsfolge
in der Anordnung nach Fig. 2 verwendet werden kann. Die Folge z(n) ist im
vorliegenden Fall eine uniforme, polyphasige, komplexe Folge, was jedoch keine
notwendige Bedingung für ihre Anwendung in der Anordnung nach Fig. 2 ist.
In Übertragungssystemen ist es Stand der Technik, die zu übertragenden Symbole
zwecks Pulsformung einer Filterung mit einem Raised-Cosine-Rolloff-Filter zu
unterziehen. Dadurch wird gewährleistet, daß die Symbole nach der Übertragung die
erste Nyquistbedingung erfüllen, wodurch sichergestellt ist, daß keine störenden
Intersymbolinterferenzen auftreten. Es ist weiterhin üblich, das Raised-Cosine-Rolloff-
Filter auf Sender und Empfänger aufzuteilen, indem beispielsweise jeweils ein Filter mit
einer Wurzel-Raised-Cosine-Ralloff-Charakteristik verwendet wird. Entscheidend ist
dabei, daß die resultierende Übertragungsfunktion aller Elemente des
Übertragungsweges der aus der gewünschten Symbolrate resultierenden Raised-
Cosine-Rolloff-Charakteristik entspricht.
Ein großer Vorteil von linearen Chirp-Signalen liegt nun darin, daß auf einfache Weise
ein beliebiger Frequenzgang, also auch eine Wurzel-Raised-Cosine-Rolloff-
Charakteristik, aufgeprägt werden kann, indem das Signal im Zeitbereich mit dem
gewünschten Frequenzgang multipliziert, also gewichtet wird. Dies ist möglich, weil bei
dem linearen Chirp jeder Zeitpunkt auch genau einem Frequenzpunkt entspricht. Der
genaue Zusammenhang f(t) zwischen Zeitpunkt und Frequenzpunkt ergibt sich aus der
Ableitung der Phase des Chirp-Signals.
Eine Folge der Form
stellt also eine gewichtete Chirpfolge dar. Die Wichtungsfunktion W(f) ist die
gewünschte Frequenzcharakteristik, also beispielsweise die bekannte Wurzel-Raised-
Cosine-Rolloff-Charakteristik.
Die Funktion f(n) beschreibt hier den Zusammenhang zwischen momentanem
Zeitpunkt und Momentanfrequenz. Für die hier verwendete Chirpfolge gilt:
Bei der Verwendung von Korrelationssignalen und insbesondere Chirp-Signalen ist es
also möglich, die ohnehin notwendige Pulsformungsfilterung bereits vor der
Übertragung durchzuführen, indem das Korrelationssignal entsprechend vorgefiltert
bzw. das Chirp-Signal entsprechend gewichtet wird. Der Nachteil des erhöhten
Rechenaufwandes für die Verarbeitung von Korrelationssignalen wird damit mehr als
ausgeglichen.
Da die Referenzsymbole vorzugsweise überlappungsfrei gesendet werden, haben sie
nach der zeitlichen Kompression eine hohe Amplitude. Sie können daher mit einfachen
Mitteln zeitlich präzise detektiert werden. Dies eröffnet die Möglichkeit, die
Taktsteuerung des Empfängers direkt aus den Referenzsymbolen abzuleiten. Fig. 5
zeigt eine Anordnung, die dieses ermöglicht. Dabei wird von dem einfachen Fall
ausgegangen, daß auf jeweils ein Referenzsymbol nach einem Zeitintervall von M
Symboltakten ein Paket aus N Informationssymbolen folgt.
Zunächst wird das Referenzsymbol mittels eines Komparators 1 detektiert. Das
Auftreten eines Referenzsymbols löst die Freigabe eines Frequenzteilers 3 aus. Am
Eingang des Frequenzteilers liegt das Signal eines Oszillators 2, dessen Frequenz ein
Vielfaches des Symboltaktes beträgt. Am Ausgang des Frequenzteilers steht nun der
Symboltakt. Die Phase des Symboltaktes wird durch den Freigabezeitpunkt bestimmt.
Der Phasenfehler des Symboltaktes ist erwartungsgemäß klein, da er nur von der
Zeitgenauigkeit des Freigabezeitpunktes abhängt.
Ein Zähler 1 . . . M 4 zählt die bekannte Anzahl M von Symboltakten, die zwischen dem
Referenzsymbol und dem ersten Informationssymbol liegt. Ein Zähler 1 . . . N 5 zählt die
bekannte Anzahl von Symboltakten N, die zwischen dem ersten Informationssymbol
und dem letzten Informationssymbol liegt. Zähler 1 . . . M und Zähler 1 . . . N sind
"Einmal"-Zähler, die sobald sie ihren Endwert erreicht haben, in ihrem momentanen
Zustand verharren, bis sie durch ein RESET-Signal zurückgesetzt werden.
In dem Zeitintervall, in dem Zähler 1 . . . N aktiv ist, liegt am Ausgang des Ausgangstors
6 ein Signal, mit dessen Flanken alle Informationssymbole präzise gesampelt werden
können. Sobald Zähler 1 . . . N seinen Endwert erreicht hat, wird die Anordnung in den
Ursprungszustand zurückgesetzt und wartet auf die Aktivierung durch das nächste
Referenzsymbol.
Die vorliegende Erfindung kombiniert zur Übertragung von Nachrichtensignalen ein
Frequenz- mit einem Zeitspreizverfahren. Um eine bestmögliche spektrale Ausnutzung
des Übertragungskanals zu erreichen, werden die zu übertragenden Symbole
frequenzgespreizt. Zum Unterschied von anderen Frequenzspreizverfahren erfolgt die
Frequenzspreizung hier nicht durch symbolweise Multiplikation mit einer Code-Folge,
sondern durch Hochtastung bzw. Quasidirac-Impulsformung mit anschließender
Filterung.
Im Ergebnis der Frequenzspreizung hat jeder einzelne der zu übertragenden Impulse
eine annähernd rechteckige spektrale Leistungsdichte über dem gesamten Frequenz
bereich der Übertragung. Durch diese Breitbandigkeit sind die frequenzgespreizten
Signale robust gegen schmalbandige Störungen.
Ein wichtiges Merkmal der Erfindung besteht ferner darin, daß die frequenzgespreizten
Symbole der gesamten Sendeperiode (also Referenz- und Informationssymbole) vor
der Übertragung zusätzlich zeitgespreizt werden. Durch diese Zeitspreizung wird die
Impulsenergie der einzelnen Symbole über einen längeren Zeitraum verteilt. Die
Übertragung wird dadurch robuster gegen kurzzeitige Störungen. Die derart zeitge
spreizten Symbole werden im Empfänger wieder zeitlich komprimiert.
Durch diese Kompression ergibt sich ein Systemgewinn im Signal-zu-Rausch-Verhält
nis, der direkt vom Maß der zeitlichen Spreizung abhängig ist. Wegen des
rechteckförmigen Leistungsdichtespektrums eignen sich die frequenzgespreizten
Symbole besonders gut als Testsignale zur Bestimmung der Kanaleigenschaften.
In einem speziellen Meßintervall zur Kanalschätzung werden deshalb frequenzge
spreizte Symbole ausgesendet, um den Kanal im gesamten Frequenzbereich mit
gleicher Intensität anzuregen. Die Impulsantwort des Kanals wird im Empfänger
aufgezeichnet und als Eingangsgröße zur Echokompensation verwendet.
Bei Übertragung mit hohen Symboldatenraten über störungsbehaftete Nachrichten
kanäle setzt die Kompensation der Mehrwege-Verzerrungen eine sehr genaue
Bestimmung der Kanalparameter voraus. Bedingung dafür ist eine besonders gegen
Störungen gesicherte Übertragung der Referenzsymbole. Das bedeutet, daß sie
gegenüber den Informationssymbolen mit erhöhter Leistung ausgesendet werden
müßten. In leistungsbegrenzten Systemen aber wird innerhalb einer Sendeperiode
stets mit der gleichen maximalen Leistung gesendet. Durch die symbolweise Spreizung
können sich die übertragenen Informationssymbole abhängig von der Symbolrate und
der Länge der Spreizfolge mehr oder weniger stark überlappen, so daß sich die
abgegebene Sendeleistung stets auf mehrere Symbole aufteilt. Die im Meßintervall
übertragenen Referenzsymbole zur Kanalschätzung dagegen werden
erfindungsgemäß so positioniert, daß sie von Überlappungen frei sind, sie werden
demnach mit der vollen Sendeleistung übertragen. Sie sind also leistungsmäßig
gegenüber den einzelnen Informationssymbolen überhöht und erscheinen im
Empfänger mit einem erhöhten S/N.
Sowohl die Referenzsymbole zur Kanalschätzung als auch die Informationssymbole
durchlaufen im Sender eine gemeinsame Vorrichtung, in der zunächst die Frequenz
spreizung und anschließend eine Zeitspreizung vorgenommen wird. Entsprechend ist
auch der Empfänger ausgelegt, der zuerst die zeitliche Kompression und anschließend
die Entspreizung im Frequenzbereich vornimmt.
Die Übermittlung der Referenzsymbole ist also in sehr einfacher Weise in die
Datenübertragung integriert. Benötigt werden zur Bestimmung der Kanalparameter
keine zusätzlichen speziellen Sende- oder Empfangsmodule, aufwendigen Filter
vorrichtungen oder zusätzlichen Korrelatoren.
Die verwendeten Spreizverfahren entfalten ihre Vorteile (hohe Störsicherheit gegen
schmal- und breitbandige Störungen) bereits bei der reinen Informationsübertragung.
Durch die zusätzliche Verwendung zur Bestimmung der Kanalparameter werden diese
Vorteile in besonderer Weise gebündelt.
Vorstehend wurde beschrieben, - beispielsweise anhand der Fig. 3 - ein Chirp-Signal
als Korrelationssignal zu verwenden. Ein Chirp-Signal als solches ist bekannt, und es
sei hier lediglich noch einmal auf die wesentlichen Eigenschaften eines Chirp-Impulses
bzw. eines Chirp-Signals hingewiesen. Chirp-Impulse sind linear frequenzmodulierte
Impulse konstanter Amplitude der Dauer T, innerhalb derer sich die Frequenz
zwischen einer unteren und einer oberen Frequenz stetig linear steigend oder fallend
ändert. Die Differenz zwischen oberer und unterer Frequenz stellt die Bandbreite des
Chirp-Impulses dar. Die Gesamtdauer T des Impulses, multipliziert mit der Bandbreite
B des Impulses wird als Dehnungs- oder Spreizfaktor bezeichnet. Fig. 8 zeigt die
Hüllkurve eines komprimierten Impulses, der entsteht, wenn ein Chirp-Impuls ein
dispersives Filter, dessen Phasengang parabelförmig und dessen
Gruppenlaufzeitverhalten linear ist, passiert.
Vorstehend wurde die Signalaufbereitung durch Frequenz- und Zeitspreizung be
schrieben. Diese Kombination der Frequenz- und Zeitspreizung bietet besondere Vor
teile in der Unterdrückung von Störungen auf dem Übertragungsweg. Hervorzuheben
ist, daß sowohl die Frequenz- als auch die Zeitspreizung gut in Hochgeschwin
digkeitsverfahren zur Datenübertragung mit Grenzdatenraten integrierbar sind. Wird
mit höchsten Datenraten übertragen, dann wird zur Unterdrückung von Multipath-
Effekten eine leistungsfähige Equalisation benötigt. Die Voraussetzung dafür ist die
beschriebene Kanalschätzung.
Nachfolgend wird nun beschrieben, wie die Methoden der Frequenzspreizung und
Zeitspreizung auf eine neue Weise in ein Mehrfachzugriffssystem eingebracht werden
können, bei dem das vordringliche Ziel verfolgt wird, nämlich die höchste Flexibilität der
Teilnehmer-Zugriffe bei jeweils maximal möglicher Störsicherheit zu gewährleisten.
Die für die Übertragung verfügbaren Kanalressourcen sind die Kanalbandbreite B und
die maximal erreichbare (oder erlaubte) Sendeleistung P. Besonders dann, wenn ein
Point-zu-Multipoint-System etabliert werden soll, kommt es darauf an, die
Kanalressourcen effektiv zu verwalten. Dabei geht es nicht um eine einmalige
Optimierung und Justage, wie etwa beim Aufbau einer Richtfunkstrecke, sondern um
eine dynamische Anpassung an Bandbreitenanforderungen der einzelnen Teilnehmer
unter ebenfalls veränderlichen Umweltbedingungen.
Das erfindungsgemäße Zugriffssystem ist in der Lage, unter den folgenden Betriebs
bedingungen zu arbeiten:
- - unterschiedliche Datenraten von Teilnehmer zu Teilnehmer, asymmetrische Datenraten,
- - veränderliche Umgebungseinflüsse (Rauschen, Störsignale),
- - unterschiedliche und veränderliche Multipath-Bedingungen für verschiedene Teilnehmer,
- - unterschiedliche, gegebenenfalls variable Entfernungen der Teilnehmer zur Basisstation,
- - variable Verkehrsdichte.
- - Auch die BER-Anforderungen (BER = Bitfehlerrate) sind für die verschiedenen Teilnehmer unterschiedlich; abhängig von der Natur der zu übertragenden Daten (Sprache, Musik, Video, Online-Banking etc.). Das System sollte also auch ge währleisten, daß die von jedem Teilnehmer je nach Art der zu übertragenden Daten geforderten Bitfehlerraten in jedem Fall eingehalten werden.
Ein Übertragungssystem, das auf derart viele veränderliche Größen reagieren und
gleichzeitig akzeptable individuelle Bitfehlerraten garantieren soll, verlangt
erfindungsgemäß eine höchstmögliche Flexibilität und gleichzeitig die Aktivierung aller
Frequenz- und Leistungsreserven des Kanals - kurz: die vollständige Ausnutzung der
Kanalressourcen zu jedem Zeitpunkt.
Erfindungsgemäß wird hierzu ein (Zugriffs-)System vorgeschlagen, das den
verschiedenen Teilnehmer-Stationen eine Datenverbindung zur Verfügung stellt, deren
Kenngrößen (BER, Datenrate, Sendeleistung) auf die individuellen Anforderungen des
Teilnehmers abstimmbar sind. Zusätzlich sollte gewährleistet sein, daß das Über
tragungssystem diese Kenngrößen selbsttätig an veränderte Übertragungs- und
Verkehrsbedingungen anpassen kann.
Das erfindungsgemäße Zugriffssystem kombiniert zur Übertragung von Nachrichten
eine variable Frequenzspreizung, eine variable Zeitspreizung, eine variable
teilnehmerabhängige Sendeleistung und ein variables TDMA-Multiplex-Raster
miteinander.
Die Einstellung dieser Parameter dient unmittelbar der flexiblen und adaptiven
Reaktion auf variable Teilnehmeranforderungen, die Übertragungsdatenrate und die
BER betreffend. Berücksichtigt wird im Ressourcen-Management, daß die unterschied
lichen Teilnehmer verschiedene Entfernungen zur Basisstation haben und daß für die
einzelnen Übertragungspfade unterschiedliche Umweltbedingungen (Störungen,
Multipath-Effekte, Rauschen) gelten. Das erfindungsgemäße Zugriffssystem bietet die
Möglichkeit zur Unterdrückung von Rausch- und anderen Störsignalen.
Die Größen Frequenzspreizung, Zeitspreizung, Sendeleistung (pro Informationssym
bol) und TDMA-Rasterung können dabei dynamisch an das Verkehrsaufkommen, an
sich ändernde Übertragungsbedingungen angepaßt werden. Sie sind zu einem
gewissen Grade unabhängig voneinander einstellbar, das heißt, dimensionierbar.
Die Methoden zur Zeit- und Frequenzspreizung können in Kombination mit den
verschiedensten Mehrfachzugriffsverfahren eingesetzt werden, beispielsweise in
TDMA-, in FDMA-Systemen oder in einer Kombination von TDMA mit FDMA.
Das TDMA-Zugriffsverfahren gestattet den Betrieb mit variabler Symbolrate für den
Einzelteilnehmer, es erlaubt die Kommunikation mit asymmetrischen Datenraten. Über
die Variationen von Time-Slot-Längen (Zeitschlitzlängen) kann ein TDMA-System in
bekannter Weise auf wechselnde Teilnehmerdichten (bzw. Bandbreitenanforderungen)
reagieren. In engem Zusammenhang mit diesen Eigenschaften zu sehen ist die
Möglichkeit, die Übertragungsqualität teilnehmerbezogen so einzustellen, daß eine
bestimmte geforderte Bitfehlerrate (BER) nicht überschritten wird (BER on demand).
Eine Darstellung des Zusammenwirkens von Frequenzspreizung, Zeitspreizung,
Variation der Datenrate, der TDMA-Zeitschlitzlänge und der Sendeleistung wird
nachfolgend beschrieben.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist ein Mehrfachzugriffsverfahren mit
teilnehmerbezogen variablen Datenraten und Sendeleistungen, unter Einsatz eines
adaptiven Verfahrens zur frequenz- und zeitgespreizten Übertragung der
Informationssymbole mit den folgenden Merkmalen:
- - TDMA-Rahmen mit variablem Multiplex-Raster:
In der Grundstruktur ist das erfindungsgemäße Zugriffsverfahren wie ein TDMA- Verfahren ausgeführt. Die Teilnehmer-Trennung erfolgt auf der Zeitachse. In den bekannten TDMA-Systemen (beispielsweise DECT) ist es üblich, ein festes Multiplexraster vorzusehen, und auf erhöhte Datenraten-Anforderungen mit dem Zusammenlegen mehrerer Time-Slots zu reagieren, die dann einem Teilnehmer zugewiesen werden.
Der im erfindungsgemäßen Zugriffsverfahren verwendete TDMA-Rahmen besitzt keine feste Slot-Anzahl bzw. festgelegte Slot-Breiten. Das Multiplex-Raster verändert sich mit der Anzahl und den Datenraten-Anforderungen der angemeldeten Teilnehmer. - - Variable Frequenzspreizung:
Um eine höchstmögliche Störsicherheit der Übertragung zu erreichen, werden die in den Zeitschlitzen übertragenen Informationssymbole auf die Kanalband breite frequenzgespreizt.
Die Frequenzspreizung läuft in zwei Schritten ab:
- - Quasidirac-Impulsformung für jedes einzelne Symbol, unabhängig von der Symbolrate (diese Operation wird im Basisband durchgeführt und kann als die eigentliche Frequenzspreizung angesehen werden).
- - Bandpaßfilterung der Quasidirac-Folge:
Mit der Bandpaßfilterung wird die Frequenzspreizung abgeschlossen. Erreicht wird die Begrenzung des Signalspektrums auf die Bandbreite B des Übertragungskanals. Ein Einzelsymbol besitzt dann ein rechteckförmiges Leistungsdichtespektrum im gesamten verfügbaren Frequenzbereich. Im Zeitbereich stellt sich der Symbolfluß als Abfolge sin(x)/x-förmiger Impulse dar. Die mittlere Breite δ eines derartigen Impulses ist durch die Kanalbandbreite B festgelegt und bestimmt sich zu δ = 1/B.
Bestehen vor der Spreizung Frequenzreserven, das heißt, ist der Quotient aus Kanal
bandbreite und Teilnehmer-Symbolrate größer als Eins, dann resultiert aus der fre
quenzgespreizten Übertragung ein Systemgewinn im Signal- zu Rauschverhältnis. Die
ser Systemgewinn wird im Empfänger durch Frequenzkompression realisiert. Damit
verbunden ist eine Verringerung der Bitfehlerrate. Der Systemgewinn läßt sich durch
Variation der betreffenden Symbolrate steuern. Eine Verringerung der Symbolrate bei
konstanter Kanalbandbreite führt automatisch zu einer stärkeren Frequenzspreizung,
das heißt zu einem höheren Systemgewinn und also zu einer größeren Resistenz
gegen Rausch- und Schmalbandstörungen.
Letztlich erlaubt die variable Frequenzspreizung das Einstellen einer bestimmten vom
Teilnehmer geforderten Bitfehlerrate auch unter sich ändernden Übertragungsbedin
gungen.
Fig. 9.1a zeigt ein Diagramm, in dem das zur Einhaltung einer bestimmten BER
notwendige S/N über der Datenrate aufgetragen ist. Im Bild dargestellt ist der
Betriebsbereich gängiger CDMA-Systeme, die mit einem Spread-Spectrum-Verfahren
mit fest eingestellter Frequenzspreizung arbeiten und im Vergleich dazu die
Arbeitsbereiche eines QPSK-Systems und eines erfindungsgemäßen Übertragungs
systems mit variabler Frequenzspreizung. Der Faktor k bezeichnet den Abstand
benachbarter Symbole in Einheiten von δ, wobei δ die mittlere Breite eines auf die
Bandbreite B frequenzgespreizten Symbols darstellt (δ = 1/B). Dieser Wert k kann als
das Maß der Frequenzspreizung angesehen werden und ist identisch mit dem
erreichbaren Systemgewinn G. Während das CDMA-Verfahren bei einem geringen
erforderlichen S/N auf die Übertragung mit einer festen Datenrate angewiesen ist,
erlaubt die variable Frequenzspreizung das Durchfahren des gesamten Bereichs [S/N;
Datenrate] entlang der dargestellten Linie. Verringert sich die erforderliche BER,
beispielsweise dann, wenn weniger sensible Daten übertragen werden sollen, dann
kann die Übertragungsgeschwindigkeit erhöht werden. Für alle Punkte auf der Linie
wird in jedem Fall die vollständige Ausnutzung der Ressource "Bandbreite"
gewährleistet (Spektrale Effizienz). Frequenzreserven beliebiger Größe werden
automatisch in einen Systemgewinn umgesetzt, der bei der Datenübertragung wirksam
wird.
Fig. 9.1b enthält ein Beispiel zur frequenz- (und zeit-)gespreizten Übertragung. Die
frequenzgespreizten Sendesymbole wurden mit gleicher Sendeleistung, aber mit
verschiedenen Symbolraten (unterschiedliche Faktoren k) übertragen. Dargestellt sind
die am Ausgang des empfangsseitigen Kompressionsfilters erscheinenden Signale.
Die Spitzenamplituden US out des komprimierten Signals sind gegenüber der Amplitude
US des empfangenen Spreizsignals um den Faktor √k überhöht. Die Leistungs
überhöhung hat entsprechend den Wert k. Über die Symbolrate ist der Systemgewinn
G = k variierbar.
Die frequenzgespreizten Symbole werden vor der Übertragung zum Empfänger
zeitgespreizt. Die symbolweise erzeugten sin(x)/x-Impulse der Breite δ werden vor der
Übertragung in Chirp-Impulse der Länge T umgewandelt. Damit bestimmt die Chirp-
Dauer die maximal erreichbare Zeitspreizung [= T/δ]. Ein besonderer Vorteil der
zeitgespreizten Übertragung besteht in der Unterdrückung breitbandiger Störungen.
Deshalb wird die Chirp-Dauer T abgestimmt auf die im Kanal periodisch auftretenden
breitbandigen Störungen. Diese Abstimmung wird in Fig. 9.2 demonstriert:
In Fig. 9.2a dargestellt sind mögliche breitbandige Übertragungsstörungen, die mit
der Periode Tn auftreten. Die Bandbreite Bn der Störimpulse sei größer als die effektive
Kanalbandbreite B.
Fig. 9.2b zeigt die Spektren des Sendesignals und der überlagerten breitbandigen
Störungen. Bn ist die wirksame Bandbreite des Störsignals, begrenzt durch das Ein
gangsfilter im Empfänger. Bnom ist die gesamte verfügbare (lizenzierte) Kanalband
breite, und B ist durch die Roll-Off-Filterung in Sender und Empfänger begrenzte
Kanalbandbreite, die zur besseren Unterscheidung im folgenden als effektive Band
breite bezeichnet wird.
Fig. 9.2c zeigt, wie sich dem Sendesignal die Störimpulse additiv überlagern. Das
Signalgemisch aus Daten- und Störimpulsen passiert im Empfänger zunächst ein
Eingangsfilter und anschließend eine dispersive Delay-Line (Chirp-Filter).
Fig. 9.2d zeigt das Ausgangssignal Uout(t) der Delay-Line. Zum besseren Verständnis
sind die komprimierten Datenimpulse und die gedehnten Störanteile getrennt
dargestellt. Mit US wird die Amplitude der Datenimpulse vor der Kompression
bezeichnet. Un ist die Amplitude der überlagerten breitbandigen Störimpulse. Am
Ausgang des Kompressionsfilters hat sich die Amplitude der Datenimpulse auf das
√(BT)/n-fache erhöht, während die Amplitude der Störimpulse auf das 1/√(BT)-fache
gesunken ist. Gegenüber dem unkomprimierten Empfangssignal hat sich der Signal-
Störabstand um den Faktor √n bei Betrachtung der Amplituden, bzw. um den Faktor n
bei Betrachtung der Leistung erhöht. Rechts im Bild sind die beiden gedehnten
Störimpulse dargestellt. Durch die erfahrene Spreizung sind sie auf die Dauer T
verlängert worden. Prinzipiell kann man breitbandige Störungen durch die Wahl einer
entsprechend hohen Chirp-Dauer T auf eine beliebige Länge spreizen. Eine
Randbedingung bleibt aber die technische Realisierbarkeit der Chirpfilter. Wenn die
beschriebenen Kurzzeitstörer periodisch auftreten, dann ist bei der Dimensionierung
des Systems darauf zu achten, daß sich die gespreizten Störimpulse nicht überlappen,
um eine unerwünschte Überhöhung im gedehnten Störsignal Un out zu vermeiden. Um
diesen Fall auszuschließen, muß die einzustellende Chirp-Dauer T kleiner gewählt
werden als die Periode Tn der Störimpulse.
Durch die Zeitspreizung erlangt das zu übertragende Signal eine Resistenz gegenüber
breitbandigen Störungen. In Abhängigkeit vom Auftreten periodischer breitbandiger
Störimpulse wird das Maß der Zeitspreizung beim Herstellen einer Verbindung
zwischen Basisstation und Teilnehmerstation vereinbart (eingestellt). Deshalb wird von
einer variablen Zeitspreizung gesprochen.
Den einzelnen Teilnehmern bzw. den verschiedenen Zeitslots kann eine unter
schiedliche Sendeleistung zugewiesen werden.
Die Einstellung dieser Parameter dient unmittelbar der flexiblen und adaptiven
Reaktion auf variable Teilnehmeranforderungen, die Übertragungsdatenrate und die
BER betreffend. Berücksichtigt wird im Ressourcen-Management, daß die unterschied
lichen Teilnehmer verschiedene Entfernungen zur Basisstation haben und daß für die
einzelnen Übertragungspfade unterschiedliche Umgebungsbedingungen (Störungen,
Multipath-Effekte, Rauschen) gelten. Der Einsatz von Frequenzspreizung und
Zeitspreizung bei der Nachrichtenübertragung bietet die Möglichkeit zur Unterdrückung
von Rausch- und anderen Störsignalen.
Die Größen TDMA-Rasterung, Frequenzspreizung, Zeitspreizung und Sendeleistung
können dynamisch an das Verkehrsaufkommen, an sich ändernde Übertragungs
bedingungen und Teilnehmeranforderungen angepaßt werden. Sie sind zu einem
gewissen Grade unabhängig voneinander einstellbar. Verändert werden aber in der
Regel nicht einzelne dieser Größen, sondern ihr Zusammenspiel und Ineinander
greifen, wie das folgende Ausführungsbeispiel zeigt:
Im Ausführungsbeispiel wird das Prinzip dargestellt, nach dem Frequenzspreizung,
Zeitspreizung und Sendeleistung aufeinander abgestimmt werden. Es wird gezeigt, in
welcher Weise sich diese Parameter an Teilnehmeranforderungen, Übertragungs
bedingungen und an die Verkehrsdichte anpassen (adaptieren) lassen.
Im dazu verwendeten Programmschema werden zunächst die Kanaleigenschaften
analysiert, dann die Forderungen der Teilnehmer (Subscriber) an die Übertragung
abgefragt und anschließend unter Berücksichtigung dieser Daten das Maß der
Zeitspreizung, der Frequenzspreizung und die notwendige Sendeleistung bestimmt. Mit
diesen Daten wird dann die Verbindung zum Teilnehmer hergestellt.
Eine herzustellende Verbindung ist im wesentlichen durch drei Eigenschaften
charakterisiert:
- - die gewünschte Übertragungsgeschwindigkeit (Übertragungsdatenrate),
- - die geforderte Bitfehlerrate,
- - die gewünschte (ggf. auch die maximal erlaubte) Sendeleistung.
Diese drei Werte werden von einer Teilnehmerstation dann mitgeteilt, wenn sie eine
Datenverbindung zur Basisstation herstellen will. Abhängig vom Charakter der
übertragenen Daten können die drei Forderungen mit unterschiedlichen Prioritäten
versehen werden. So kann die Bitfehlerrate, die zur Übertragung von Sprache verlangt
wird, geringer sein, als die zur Übertragung sensibler Bankdaten notwendige BER. Zur
Sprachübertragung würden die Prioritäten beispielsweise in der Reihenfolge
[Sendeleistung, Übertragungsgeschwindigkeit, BER] gesetzt, zur Übertragung von
Bankdaten beispielsweise in der Reihenfolge [BER, Sendeleistung,
Übertragungsgeschwindigkeit].
Die Übertragung extrem langer Dateien (beispielsweise Grafikdateien) erfordert eine
höhere Übertragungsgeschwindigkeit als etwa die Übermittlung von kurzen
Datenbankabfragen. In anderen Bereichen, etwa bei medizintechnischen Anwendun
gen, kann die erlaubte Sendeleistung auf ein sehr geringes Maß begrenzt sein,
während an die Übertragungsgeschwindigkeit keine erhöhten Anforderungen gestellt
werden.
In den Abbildungen Fig. 9.3 bis Fig. 9.8 wird ein Programmablauf demonstriert, der
die Teilnehmeranforderungen (einschließlich der gesetzten Prioritäten) aufnimmt und,
abgestimmt auf die Kanaleigenschaften, unter Verwendung von Frequenz- bzw.
Zeitspreizung und Leistungssteuerung eine Verbindung mit der höchstmöglichen
Störsicherheit herstellt.
Zum Startzeitpunkt liegt der Verbindungswunsch eines Teilnehmers vor. Die
Basisstation hat für diese Verbindung bereits einen Zeitschlitz bestimmter Länge im
TDMA-Rahmen reserviert. (Dieser Zeitschlitz kann im weiteren Verlauf der Verbindung
vergrößert oder verkleinert werden, was eine Abstimmung mit den übrigen
Teilnehmern voraussetzt und einigen protokollarischen Aufwand erfordert. Eine
Verlängerung des zugewiesenen Zeitschlitzes ist z. B. dann erforderlich, wenn der
Teilnehmer innerhalb einer laufenden Verbindung die Erhöhung der Datenrate fordert,
ohne daß eine Verminderung der BER oder eine Erhöhung der Sendeleistung möglich
ist.) Für das folgende Programmschema wird ein Zeitschlitz konstanter Länge
vorausgesetzt.
Der Programmablaufplan ist in fünf Teile gegliedert, die jeweils in einer eigenen
Abbildung dargestellt sind. Der erste Teil (siehe Fig. 9.3) beschreibt die Eingangs
daten zum Anmeldezeitpunkt und die möglichen Prioritäten, die ein Teilnehmer setzen
kann. Abhängig von der dazu getroffenen Auswahl (Übertragungsgeschwindigkeit,
geforderte BER, Sendeleistung) wird anschließend auf die Programmteile in Fig. 9.4,
Fig. 9.5 oder Fig. 9.6 verzweigt. In diesen Programmteilen wird aus der bevorzugten
Größe (Priorität 1) und der jeweils mit "Priorität 2" versehenen Größe die dritte Größe
(Priorität 3) bestimmt. Beispielsweise wird für die Übertragung mit einer gewünschten
Symbolrate und einer geforderten BER die bei Beachtung der Randbedingungen
(Streckendämpfung, Rauschleistungsdichte) notwendige Sendeleistung berechnet.
In Fig. 9.7 ist eine Rechen-Prozedur dargestellt, die von den drei vorangegangenen
Programmteilen aufgerufen wird. Mit dieser Prozedur werden die jeweils für den
Teilnehmer erreichbare Symbolrate und die mögliche Zeitspreizung berechnet.
Die gewonnenen Ergebnisse werden der "Adaptiven Prozedur" in Fig. 9.8 übergeben.
Diese Prozedur überprüft, ob die berechneten, d. h. für die Übertragung vorgesehen
Werte: Symbolrate, BER und Sendeleistung den Teilnehmeranforderungen genügen
bzw. vom Übertragungssystem realisierbar sind. Wenn ja, dann wird eine Verbindung
zum Teilnehmer mit genau diesen Werten aufgebaut. Andernfalls werden, wiederum
über eingestellte Prioritäten gesteuert, Programmschleifen durchlaufen, mit denen
Symbolrate und Sendeleistung so lange verändert werden, bis eine Datenübertragung
mit diesen Parametern durchführbar ist. Die Adaptive Prozedur ist ebenfalls in der
Lage, auf Änderungen der Streckendämpfung und der spektralen
Rauschleistungsdichte zu reagieren, so daß auch eine dynamische Anpassung des
Übertragungssystems an veränderte Übertragungsbedingungen erreicht werden kann.
In Fig. 9.3 sind die Eingangsdaten dargestellt, die dem Übertragungssystem bekannt
sein müssen. Dabei handelt es sich entweder um feste Größen (Eckdaten), die
systemspezifisch und unveränderlich sind (z. B. maximale Sendeleistung Pmax,
Kanalbandbreite Bnom, Modulationsart, Roll-Off-Faktor r), um Teilnehmer-Anforderun
gen (wie die geforderte Bitfehlerrate BERreq oder die geforderte Symbolrate Dreq) oder
um Kanaleigenschaften, die in speziellen Meßzyklen ermittelt werden müssen
(Streckendämpfung Alink, spektrale Rauschleistungsdichte Nmeas).
Für diese Eingangsdaten, die zum Einstiegszeitpunkt gültig sind, wird die Verbindung
des Teilnehmers zur Basisstation organisiert. Ist der Datensatz "Input-Data"
vollständig, können die Übertragungseigenschaften festgelegt werden.
Dazu wird zunächst die effektive Bandbreite B des Übertragungssystems (die durch
Filterung mit dem Roll-Off-Faktor r reduzierte Kanalbandbreite) bestimmt.
Anschließend wird aus der effektiven Bandbreite B die mittlere Breite δ eines
komprimierten Impulses berechnet. Die Berechnung von δ hat den Hintergrund, daß in
dem später durchzuführenden Vorgang der Frequenzspreizung jedes zu übertragende
Symbol in einen sin(x)/x-förmigen Impuls umgewandelt wird. Ein derartiger Impuls hat
die volle Bandbreite B und eine mittlere zeitliche Breite von δ = 1/B. Vor der
Übertragung wird der sin(x)/x-Impuls in einen Chirpimpuls gleicher Bandbreite
umgewandelt. Im Empfänger wird der Chirpimpuls komprimiert. Der komprimierte
Impuls hat wieder einen sin(x)/x-förmigen Verlauf und die mittlere Breite δ.
Im folgenden Feld wird die Chirp-Dauer T festgelegt. Die Chirp-Dauer T wird auf die im
Kanal (eventuell periodisch) auftretenden breitbandigen Störungen abgestimmt. Haben
diese Störungen die Periode Tn, dann muß die einzustellende Chirp-Dauer T kleiner
gewählt werden als Tn.
In dem sich anschließenden Feld wird festgehalten, auf welche der drei Über
tragungsgrößen (Übertragungsgeschwindigkeit, BER und Sendeleistung) die höchste
Priorität (Priorität 1) und die zweithöchste Priorität (Priorität 2) gesetzt wird. Der
weitere Programmablauf wird dadurch bestimmt. Für die drei möglichen
Entscheidungen (Priorität 1 betreffend) werden im folgenden mit Verweis auf die
Abbildungsnummern die entsprechenden Programmschritte dargestellt:
Im ersten Schritt (siehe Fig. 9.4) wird aus der geforderten Symbolrate Dreq und der
effektiven Bandbreite B der notwendige Abstand k benachbarter Symbole berechnet.
Vorausgesetzt wird hier, daß dieser Abstand ein ganzzahliges Vielfaches der mittleren
Impulsbreite δ ist. Die Distanz k wird in Einheiten von δ angegeben.
Im zweiten Schritt wird die Priorität 2 abgefragt.
- - Zwingend ist also die Einhaltung einer geforderten BER. Aus einer im Speicher
abgelegten Tabelle wird für die betreffende Modulationsart (im Beispiel QPSK)
das für die geforderte Bitfehlerrate BERreq im Empfänger notwendige Verhältnis
ES/N abgelesen. (ES bezeichnet die Bit-Energie und N die spektrale
Rauschleistungsdichte). Für eine BER von 10-3 ist laut dargestellter Grafik
beispielsweise ein ES/N von 10 dB erforderlich.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 7 (siehe Fig. 9.7). - - Aus dem berechneten Verhältnis ES/N, der gemessenen Streckendämpfung Alink,
der Rauschleistungsdichte Nmeas, der effektiven Bandbreite B und der
Impulsdistanz k wird die benötigte Sendeleistung Pxmit bestimmt.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 8 (siehe Fig. 9.7). - - Aus dem Distanzfaktor k und der mittleren Impulsbreite δ wird der Abstand Δt benachbarter Symbole (= Symboldauer) in Zeiteinheiten [sec] berechnet. Mit diesem Symbolabstand Δt wird die spätere Übertragung durchgeführt.
- - Im folgenden Schritt wird die vorgesehene Symbolrate D der Übertragung bestimmt.
- - Im nächsten Schritt wird die Anzahl n der nach einer durchgeführten
Zeitspreizung überlappenden Chirpimpulse bestimmt. Beim Vorgang der
Zeitspreizung werden die einzelnen sin(x)/x-Impulse um den Faktor Ψ = B . T
zeitgespreizt. Ein Einzelimpuls der mittleren Breite δ wird in einen Chirpimpuls
der Breite T umgewandelt. Ist die Chirp-Dauer T größer als die Symboldauer Δt,
dann können wir von einer zeitgespreizten Übertragung der Symbole sprechen.
In diesem Fall überlappen sich benachbarte (gechirpte) Symbole mehr oder
weniger stark. Der Quotient n = B . T/k (= T/Δt) gibt die Anzahl der Symbole an, die
sich zu einem beliebigen Zeitpunkt überlappen. Dieser Wert n kann als das
eigentliche Maß der Zeitspreizung angesehen werden.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 9 der Adaptiven Prozedur (siehe Fig. 9.8).
- - Gesendet werden soll mit der festgelegten Leistung Pxmit.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 6 (siehe Fig. 9.6). - - Aus der Sendeleistung, der Streckendämpfung Alink, der Rauschleistungsdichte Nmeas, der effektiven Bandbreite und dem Distanzfaktor k wird das erreichbare ES/N berechnet.
- - Aus einer im Speicher abgelegten Tabelle wird für den vorliegenden Modula
tionstyp (im Beispiel QPSK) die für das ermittelte ES/N erreichbare Bitfehlerrate
bestimmt.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 8 (siehe Fig. 9.7). - - Berechnet werden Symbolabstand Δt, Symbolrate D und die Anzahl n der
überlappenden Impulse.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 9 der Adaptiven Prozedur (siehe Fig. 9.8).
Für den Fall, daß die höchste Priorität der Übertragung auf das Erreichen einer
bestimmten Übertragungsgeschwindigkeit gelegt wird und für die Festlegung einer 2.
Priorität entweder auf das Erreichen einer bestimmten BER oder auf die Einhaltung
einer vorgegebenen Sendeleistung sind die Programmabläufe detailliert geschildert
worden. Beide prioritätsbestimmten Teilprozeduren verzweigen nach Bestimmung aller
Parameter der Übertragung letztlich zur Adaptiven Prozedur, dargestellt in Fig. 9.8.
Die Wirkungsweise dieser Prozedur wird in einem späteren Abschnitt demonstriert.
Die Prozedur startet am Eintrittspunkt 3 (siehe Fig. 9.5). Für die verlangte
Bitfehlerrate wird das notwendige ES/N bestimmt.
Anschließend wird die zweite Priorität abgefragt.
- - Bestimmung der maximal möglichen Empfangsleistung unter der Voraus setzung, daß der Sender die maximale Sendeleistung Pmax abgibt.
- - Bestimmung des für diese Empfangsleistung notwendigen Faktors k. (Welcher
Systemgewinn G = k gewährleistet im Empfänger ein ausreichend hohes Signal-
zu Rauschverhältnis?)
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 7 (siehe Fig. 9.7). - - Mit dem ermittelten Distanzfaktor k wird die erforderliche Sendeleistung Pxmit berechnet. (Die bisher abgelaufene Prozedur läßt erwarten, daß Pxmit bis auf einen Rundungsfehler in etwa der maximalen Sendeleistung Pmax gleicht).
- - Berechnet werden Symbolabstand Δt, Symbolrate D und die Anzahl n der
überlappenden Impulse.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 9 der Adaptiven Prozedur (siehe Fig. 9.8).
- - Für die vorgegebene Sendeleistung wird die erreichbare Empfangsleistung ermittelt.
- - Bestimmung des für diese Empfangsleistung notwendigen Faktors k. (Welcher
Systemgewinn G = k gewährleistet das im Empfänger geforderte ES/N ?).
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 7 (siehe Fig. 9.7). - - Mit dem ermittelten Distanzfaktor k wird die erforderliche Sendeleistung Pxmit berechnet. (Die bisher abgelaufene Prozedur läßt erwarten, daß die erforderliche Sendeleistung Pxmit bis auf einen Rundungsfehler der vorgegebenen Sendeleistung gleicht.)
- - Berechnet werden Symbolabstand Δt, Symbolrate D und die Anzahl n der
überlappenden Impulse.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 9 der Adaptiven Prozedur (siehe Fig. 9.8).
Die Prozedur startet am Eintrittspunkt 5 (siehe Fig. 9.6).
Für die vorgegebene Sendeleistung wird die erreichbare Empfangsleistung ermittelt.
Anschließend wird die zweite Priorität festgelegt.
- - Bestimmung des zur Einhaltung dieser BER im Empfänger notwendigen ES/N.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 4 (siehe Fig. 9.5). - - Bestimmung des für dieses ES/N notwendigen Faktors k. (Welcher Systemgewinn
G = k gewährleistet im Empfänger ein ausreichend hohes Signal-zu-
Rauschverhältnis?).
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 7 (siehe Fig. 9.7). - - Mit dem ermittelten Distanzfaktor k wird die erforderliche Sendeleistung Pxmit berechnet. (Die bisher abgelaufene Prozedur läßt erwarten, daß Pxmit bis auf eine auftretende Rundungsdifferenz der vorgegebenen Sendeleistung gleicht).
- - Berechnet werden Symbolabstand Δt, Symbolrate D und die Anzahl n der
überlappenden Impulse.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 9 der Adaptiven Prozedur (siehe Fig. 9.8).
- - Bestimmung des bei Einhaltung der gewünschten Symbolrate Dreq erreichbaren Faktors k. (Welcher Systemgewinn G = k ist noch erreichbar, wenn bei einer Bandbreite B mit einer Datenrate Dreq übertragen werden soll?)
- - Bestimmung des mit dem errechneten Distanzfaktor k noch erreichbaren ES/N.
- - Aus einer im Speicher abgelegten Tabelle wird für den vorliegenden Modula
tionstyp (im Beispiel QPSK) die für das ermittelte ES/N erreichbare Bitfehlerrate
bestimmt.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 8 (siehe Fig. 9.7). - - Berechnet werden Symbolabstand Δt, Symbolrate D und die Anzahl n der
überlappenden Impulse.
Die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 9 der Adaptiven Prozedur (siehe Fig. 9.8).
Am Beispiel des zuletzt dargestellten Falls III (Priorität 1 auf die Einhaltung einer
vorgegebenen Sendeleistung, Priorität 2 auf die Einhaltung einer vorgegebenen
Übertragungsgeschwindigkeit) soll anschließend die Wirkungsweise der Adaptiven
Prozedur (vgl. Abb. 9.8) verdeutlicht werden.
Die Adaptive Prozedur startet am Eintrittspunkt 9 (siehe Fig. 9.8).
- - Zunächst findet eine Prüfung statt, ob eine Datenübertragung mit den ermittelten und übergebenen Parametern (Symbolrate, BER, Sendeleistung) stattfinden kann. Wenn das Übertragungssystem den so bestimmten Betriebsfall zuläßt, dann werden die Sende/Empfangseinrichtungen entsprechend eingerichtet, und die Übertragung beginnt. Anschließend verzweigt die Prozedur wieder zum Start (siehe Fig. 9.3).
Falls das Prüfungsergebnis negativ ausfällt, wird in der Reihenfolge der festgelegten
Prioritäten überprüft, welche der geforderten Parameter nicht eingehalten werden.
- - Ist die Sendeleistung nicht ausreichend, dann wird der Parameter Pxmit neu gesetzt, und die Prozedur verzweigt zum Eintrittspunkt 5. Mit der neugewählten Sendeleistung werden auch die übrigen Parameter neu bestimmt. Haben sich zwischenzeitlich die Übertragungsbedingungen (Streckendämpfung, Rauschleistungsdichte) geändert, dann werden die Änderungen mit in die Neubestimmung aufgenommen. Wird die Adaptive Prozedur wieder erreicht, dann beginnt die Prüfung erneut. Diese Schleife wird so lange durchlaufen, bis die notwendige Sendeleistung eingestellt ist.
- - Wird (entsprechend Priorität 2) die geforderte Übertragungsgeschwindigkeit nicht
erreicht, dann wird zunächst geprüft, ob Reserven für eine Erhöhung der
Symbolrate bestehen. Falls der Distanzfaktor k bereits den Wert 1 hat, existieren
keinerlei Reserven. In diesem Fall ist die Symbolrate gleich der effektiven
Bandbreite. Ein Einzelsymbol hat die volle Bandbreite, das heißt, die Obergrenze
der Symbolrate ist erreicht. Eine Frequenzspreizung findet nicht statt; der
Systemgewinn beträgt G = k = 1. Eine Erhöhung der für den Teilnehmer
wirksamen Übertragungsrate ist nur durch eine Verlängerung seines
Zeitschlitzes im TDMA-Rahmen zu erreichen. Das setzt eine Verringerung der
gesamten Systembelastung, ggf. ein Warten auf diese verringerte
Systemauslastung voraus. Ist diese erreicht, dann kann die gewünschte
Verbindung hergestellt werden. Die Prozedur verzweigt zum Start (Fig. 9.3).
Falls der Wert k bei der Abfrage einen Wert k < 1 hat, dann besteht die Möglichkeit, die Symbolrate zu erhöhen und im Gegenzug die Frequenz spreizung bzw. den dazugehörigen Systemgewinn G = k zu verringern: Dazu wird k zunächst um 1 vermindert. Zu erwarten ist in diesem Fall eine Erhöhung der Bitfehlerrate. Ob diese erhöhte BER tragbar ist, wird wieder in einem Schleifendurchlauf (Sprung zu Eintrittspunkt 2) entschieden. Ist in der Schleife die Adaptive Prozedur erreicht, beginnt dieser Ablauf von neuem, bis die geforderte Übertragungsgeschwindigkeit erreicht ist. - - Wird (entsprechend Priorität 3) in der Systemabfrage die geforderte BER nicht erreicht, dann wird nach der Prioritätenliste entschieden, ob die Datenrate oder die Sendeleistung variiert werden kann. Im betrachteten Fall hat eine feste Sendeleistung Priorität, also verzweigt die Prozedur zur Änderung der Symbolrate, in diesem Fall zu einer Verringerung der Symbolrate. Dazu wird der Distanzfaktor k um 1 erhöht, der Symbolabstand vergrößert sich. Ob der neue Symbolabstand ausreichend hoch ist, um die gewünschte BER einzuhalten, wird in einem Schleifendurchlauf (Sprung zu Eintrittspunkt 6; siehe Fig. 9.6) untersucht. Ist die dort angestoßene Prozedur durchgelaufen bis zur Adaptiven Prozedur (Fig. 9.8), dann läuft die Schleife nötigenfalls erneut ab, bis die geforderte BER erreicht ist.
Nachfolgend wird die Verteilung der Ressourcen Sendeleistung und Zeitschlitzlänge
auf die einzelnen Teilnehmerstationen in einem erfindungsgemäßen
Übertragungssystem anhand der Abbildungen Fig. 9.9 bis 9.14 beschrieben.
In Fig. 9.9 ist ein TDMA-Rahmen der Rahmenlänge TF dargestellt. Der Rahmen ist
aufgeteilt in ein Intervall TS0 zur Kanalmessung, einen Organisationskanal der Länge
TS1 und m voneinander unabhängige Nachrichtenkanäle mit den Slotbreiten TS1, TS3,
. . . TSm. Jedem dieser Zeitslots kann eine Sendeleistung PS zugewiesen werden (PS0,
PS1, . . ., PSm). Die Sendeleistung der einzelnen Kanäle ist auf einen Maximalwert Pmax
begrenzt. Mit der Zahl n (n0, n1, . . ., nm) wird die Anzahl der sich zu einem beliebigen
Zeitpunkt im betreffenden Slot 0, 1, . . ., m überlappenden Impulse bezeichnet. Der Wert
n ist von der im jeweiligen Slot erreichten Symboldauer und der Chirp-Dauer T
abhängig (N = T/Δt). Nimmt man den oben eingeführten Distanzfaktor k (den
Quotienten aus effektiver Bandbreite und verwirklichter Symbolrate D) und das BT-
Produkt des zur Zeitspreizung verwendeten Chirpfilters als Grundlage der Berechnung,
dann bestimmt sich der Wert n zu n = BT/k.
In Fig. 9.9 ist zu erkennen, daß jedem Zeitschlitz separat eine Slotlänge und eine
Sendeleistung zugewiesen werden können. Eine Konsequenz der variablen
Zeitspreizung, die im Programmschema nach Fig. 9.3 bis 9.8 demonstriert wurde, ist
die zeitschlitzbezogen unterschiedliche Zahl n der überlappenden Impulse. In jedem
Zeitschlitz teilt sich also die Sendeleistung PS zu jedem Zeitpunkt auf n überlappende
Chirpimpulse auf. Wählt man, wie im Zeitschlitz zur Kanalmessung, den
Symbolabstand so groß, daß sich benachbarte Chirpimpulse nicht mehr überlappen (in
diesem Fall gilt Δt ≧ T), dann wird ein einzelner Chirpimpuls, d. h. ein einzelnes
übertragenes zeitgespreiztes Symbol, mit der gesamten Sendeleistung des Slots,
beispielsweise mit der maximalen Sendeleistung übertragen, wie im Bild für Slot 0
dargestellt.
Fig. 9.10a zeigt die aus Fig. 9.9 bekannte Verteilung der Kanalressourcen eines
TDMA-Systems. In dem in Fig. 9.10b abgebildeten Diagramm ist schematisch das im
Empfänger durch Zeitkompression erhaltene Signal dargestellt.
Erkennbar ist, daß die Spitzenamplitude US0out des zeitlich komprimierten (entspreizten)
Signals für Slot 0 (PS0 = Pmax, n0 = 1) am größten ist. Im daneben befindlichen Slot 1 ist
mit der gleichen Sendeleistung (PS1 = Pmax) übertragen worden. Die erreichte
Spitzenamplitude US1out, der komprimierten Impulse ist wesentlich kleiner. Im Time-Slot
0 [TS0] wird ein Symbolabstand von Δt0 ≧ T erreicht, für den Time-Slot 1 [TS1] ist eine
höhere Symbolrate vorgesehen, der Symbolabstand Δt1 ist entsprechend geringer.
Unten im Bild ist dargestellt, wie für die einzelnen Zeit-Slots der erreichbare
Systemgewinn berechnet wird. Die Symbole im Zeitschlitz zur Kanalmessung werden
mit einer sehr geringen Symbolrate, dafür aber mit dem maximal möglichen
Systemgewinn G0 = BT übertragen. Erhöht man die Symbolrate unter Bebehaltung der
Chirp-Dauer T, dann verringert sich der Systemgewinn bis zu einem Wert G = 1, im
Beispiel dargestellt für den Zeitschlitz m [TSm]. Darin hat die Symbolrate D ihr Maximum
erreicht, benachbarte Symbole haben den Abstand δ. Die Symbolrate D ist in diesem
Fall gleich der effektiven Bandbreite B; eine Frequenzspreizung findet nicht statt
(Grenzfall bei höchstmöglicher Datenrate).
Für die Slots 0, 1 und m war eine maximale Sendeleistung angenommen worden
(PS0 = PS1 = PSm = Pmax). Am Beispiel der Slots 2, 3, 4, . . . wird im Slot-Diagramm
gezeigt, daß die Sendeleistung auch Werte unterhalb von Pmax annehmen kann. In der
Organisation der Teilnehmerzugriffe existieren also drei Freiheitsgrade - die
Zeitschlitzlänge, die Symbolrate innerhalb der einzelnen Zeitschlitze und die für die
einzelnen Slots vorgesehene Sendeleistung.
Betrachtet man etwa Slot 3, dann wird deutlich, daß mit einer sehr geringen
Sendeleistung PS3 und mit der maximal möglichen Symbolrate 1/δ gesendet wird.
Diese Kombination wird in der Regel nur dann möglich sein, wenn bei gegebener
Rauschleistungsdichte die vom Sendesignal zu überwindende Distanz gering ist. Den
anderen Extremfall - maximale Sendeleistung bei sehr geringer Symbolrate -
demonstriert das Intervall zur Kanalmessung (Slot 0). Für Meßzwecke geht es darum,
die beiden Impulse besonders gegen Rauschstörungen gesichert, d. h. mit erhöhtem
S/N zu übertragen. Zu diesem Zweck wird der maximale systemimmanente
Spreizgewinn Gmax = BT für die Übertragung jedes einzelnen Meßsymbols aktiviert und
zusätzlich die Sendeleistung Pxmit maximiert (Pxmit = Pmax).
Zwischen diesen Extremen sind die Slotdaten des TDMA-Rahmens an variable
Teilnehmeranforderungen und Übertragungsbedingungen anzupassen. Dabei ist noch
ein weiterer Aspekt zu beachten: In der Regel wird die Übertragung durch Multipath-
Effekte gestört. Das bedeutet, daß Nachrichtensymbole eines Zeitschlitzes durch
Mehrfachreflexionen verzerrt werden und im eigenen Zeitschlitz wie auch in
nachfolgenden Zeitschlitzen Intersymbolinterferenzen hervorrufen können. Um die
dadurch hervorgerufene Störleistung in nachfolgenden Zeitschlitzen (bezüglich der
dort eingestellten Sendeleistung PS) so gering wie möglich zu halten, ist es vorteilhaft,
die einzelnen Verkehrs-Zeitschlitze innerhalb des TDMA-Rahmens nach
aufsteigender Leistung zu sortieren.Beispiel:
PS2 < PS3 < PS4 < . . . < PSm.
In Fig. 9.10 zusätzlich dargestellt sind die Formeln zur Bestimmung des Systemge
winns G und der Spitzenamplitude Usi_out des empfängerseitig komprimierten Signals
für die einzelnen Zeitschlitze.
In Fig. 9.11 werden die bei einer Slotaufteilung nach Fig. 9.10 zu erwartenden
Spitzenamplituden der empfängerseitig komprimierten Signale in den Zeitschlitzen
0, 1, . . ., m berechnet.
Fig. 9.12 gibt ein Beispiel zur Änderung der Slotdaten bei geänderten Systeman
forderungen. Die Referenz dafür ist Fig. 9.10. Geändert haben sich die Slotbreiten für
die Slots S2, S3 und S4 und die zugewiesene Sendeleistung für Slot 3.
In Fig. 9.13 werden die bei einer geänderten Slotaufteilung nach Fig. 9.12 zu
erwartenden Spitzenamplituden der empfängerseitig komprimierten Signale in den
Zeitschlitzen 0, 1, . . ., m berechnet.
Fig. 9.14 stellt für das aus Fig. 9.9 bekannte TDMA-Slot-Regime den Verlauf der
Einhüllenden des Sendesignals dar. Werden, wie im Meßintervall TS0, einzelne nicht
überlappende Chirpimpulse übertragen, dann sind die Anstiegs- bzw. Abfallzeiten von
der Bandbreite des Senders abhängig. Werden überlappende Chirpimpulse
übertragen, dann haben die Flanken einen flacheren Verlauf. Die Anstiegs- und
Abfallzeiten sind in diesem Fall zusätzlich abhängig von der Anzahl n der über
lappenden Impulse.
Die Darstellung im unteren Bildteil verdeutlicht diesen Effekt. In einem Ausschnitt
hervorgehoben sind das Abklingen des zweiten Chirpimpulses im Meßintervall TS0 und
der Verlauf der steigenden Flanke im Synchronisationsintervall TS1.
Herausgestellt ist dabei der Mechanismus der Zeitspreizung bei der Passage eines
dispersiven Filters. Diese Zeitspreizung kann man so interpretieren, als würde jedes
Symbol in einen Chirpimpuls der Länge T umgewandelt. Die Abfolge von Symbolen im
zeitgespreizten Signal stellt sich dann als Folge von Chirpimpulsen gleicher
Charakteristik dar, die um den Symbolabstand Δt gegeneinander versetzt erzeugt und
additiv überlagert werden. Erst nach einem Zeitraum von ca. n . Δt erreicht die
steigende Flanke ihren Endpunkt. (Diese Darstellung ist stark vereinfacht. Wenn eine
bipolare Folge von sin(x)/x-Impulsen übertragen wird, dann überlagern sich in
Wirklichkeit zeitlich versetzte Chirpimpulse mit statistisch verteiltem Wechsel der
Polarität.) Grundsätzlich aber kann der Verlauf der Flanken der Einhüllenden mit
diesem Modell erklärt werden.
Die Erfindung und ihre besonderen Vorteile lassen sich wie folgt zusammenfassen:
Das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren bzw. erfindungsgemäße Mehrfach
zugriffssystem arbeitet mit frequenz- und zeitgespreizten Signalen und das
erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht einen Betrieb mit teilnehmerbezogenen
unterschiedlichen und variablen Symbolraten. Jedem Teilnehmer wird unabhängig von
der geforderten Symbolrate R die volle Kanalbandbreite B zugewiesen. Bestehen
Frequenzreserven, das heißt, ist die Kanalbandbreite größer als die Symbolrate R,
dann werden diese Frequenzreserven automatisch und unmittelbar in einen
Systemgewinn durch frequenzgespreizte Übertragung umgesetzt. Die Verfahren zur
Frequenz- und Zeitspreizung können allein auf der physikalischen Ebene umgesetzt
werden. Dadurch ist es möglich, den Systemgewinn durch einfaches Verändern der
Datenrate zu steuern, ohne weitere Systemeigenschaften zu verändern (neu zu
initialisieren oder ähnliches).
Das Frequenzspeizverfahren (Symbolweise Quasidirac-Impulsformung mit
anschließender Anpaßfilterung) garantiert, daß jedes Nachrichtensymbol auf die volle
Kanalbandbreite gespreizt wird. Die anschließende Zeitspreizung (Umwandlung der
frequenzgespreizten Symbole im Sender in Chirp-Impulse) wird in einfacher Weise
dadurch erreicht, daß die Folge frequenzgespeizter Symbole ein dispersives Filter
geeigneter Frequenz-Laufzeit-Charakteristik (zum Beispiel ein SAW-Chirp-Filter)
passiert.
Die Rückwandlung der Chirp-Signale auf Empfängerseite geschieht mit einem weiteren
Chirp-Filter, dessen Frequenz-Laufzeit-Charakteristik umgekehrt zu der des sende
seitigen Chirp-Filters ist.
Die beschriebene, umgekehrte Frequenz-Laufzeit-Charakteristik zwischen Sende- und
Empfangs-Chirp-Filter ist die einzige Bedingung, die zur Rückwandlung erforderlich ist.
Werden Chirp-Filter dieser Charakteristik als passive Bauelemente (beispielweise in
SAW-Technik (SAW = Surface Accustic Wave)) ausgeführt, dann kann die
Rückwandlung der Chirp-Signale und bei geeigneter Wahl des Modulationsverfahrens
auch die Demodulation der empfangenen Signale vollständig asynchron erfolgen.
Die vollständige Ausnutzung der Gesamtkanalbandbreite für die Übertragung jedes
einzelnen Symbols prädestiniert die Sendeimpulse (zeitgespreizte Signale) auch für die
Kanalschätzung. Wird ein derartig breitbandiges Symbol (Chirp-Impuls) gesendet,
dann regt es den Kanal über seine gesamte Bandbreite mit gleicher Intensität an. Im
Empfänger nimmt das Chirp-Filter die Transformation vom Frequenzbereich in den
Zeitbereich vor, so daß am Filterausgang unmittelbar die Impuls-Antwort des Kanals
erscheint. Mit der symbolweisen Zeitspreizung verbunden ist eine Unterdrückung von
Störungen, die dem Nachrichte 01772 00070 552 001000280000000200012000285910166100040 0002019937706 00004 01653nsignal auf dem Übertragungsweg überlagert werden.
Die empfängerseitige Entspreizung (Kompression) der empfangenen Symbole bewirkt
gleichzeitig eine Spreizung (Expansion) der überlagerten Störsignale. Durch diesen
Vorgang wird die Störenergie über einen größeren Zeitraum verteilt, die
Wahrscheinlichkeit, daß die Informationssymbole zerstört werden, sinkt.
Bei dem erfindungsgemäßen Übertragungsverfahren reicht ein einziges Symbol
(Chirp-Impuls) aus, um die vollständige Kanalimpulsantwort präzise zu ermitteln.
Das schließt nicht aus, daß durch Übertragung mehrerer aufeinanderfolgender
Referenzsymbole in einem dem maximalen Delayspread entsprechenden Abstand
diese Genauigkeit durch Mittelwertbildung oder durch Autokorrelation noch gesteigert
werden kann.
Das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren stellt bereits auf der physikalischen
Ebene ein Maß an Flexibilität und Funktionalität zur Verfügung, das andere bekannte
Systeme (CDMA, TDMA, FDMA) erst auf übergeordneten Ebenen der Signalver
arbeitung mittels Computeroperationen realisieren können.
Um beispielsweise die Übertragungsdatenrate zu halbieren, wird bei dem beschrie
benen erfindungsgemäßen Übertragungsverfahren der zeitliche Abstand zwischen
zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und die Energie des Einzelsymbols verdoppelt.
Dadurch werden auch bei halbierter Datenrate die Kanalressourcen vollständig
ausgenutzt. Für den gleichen Effekt müßten andere Systeme Redundanz in den
Datenstrom einfügen (zum Beispiel durch Faltung). Dadurch wird bei unveränderter
physikalischer Symbolrate die für einen Benutzer sichtbare Datenrate halbiert.
Claims (31)
1. Verfahren zur Übertragung von Informationssymbolen mit einer Symbolrate (R)
über einen Kanal mit der Bandbreite (B),
wobei die Informationssymbole senderseitig einer Frequenzspreizung und einer Zeitspreizung und empfangsseitig einer entsprechenden Entspreizung unterzogen werden,
wobei die jeweiligen Spreizungen und damit der Systemgewinn adaptiv auf die geforderte Übertragungsqualität und die Kanaleigenschaften abgestimmt werden können.
wobei die Informationssymbole senderseitig einer Frequenzspreizung und einer Zeitspreizung und empfangsseitig einer entsprechenden Entspreizung unterzogen werden,
wobei die jeweiligen Spreizungen und damit der Systemgewinn adaptiv auf die geforderte Übertragungsqualität und die Kanaleigenschaften abgestimmt werden können.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
bei dem sich der Systemgewinn des Übertragungsverfahrens durch eine Variation der
betreffenden Symbolrate steuern läßt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2,
wobei die Frequenzspreizung und/oder Zeitspreizung in Abhängigkeit von wenigstens
einem der Parameter Sendeleistung, Bitfehlerrate und/oder Übertragungs
geschwindigkeit (Bitrate) einstellbar ist.
4. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei die Frequenzspreizung des Informationssymbols durch eine Quasidirac- Impulsformung mit anschließender Filterung erfolgt, wobei jedes Informationssymbol auf eine große, bevorzugt die volle, zur Verfügung stehende Kanalbandbreite gespreizt wird,
wobei die Zeitspreizung mittels Faltung eines Informationssymbols mit einem Korrelationssignal, bevorzugt Chirp-Impulssignal, erfolgt.
wobei die Frequenzspreizung des Informationssymbols durch eine Quasidirac- Impulsformung mit anschließender Filterung erfolgt, wobei jedes Informationssymbol auf eine große, bevorzugt die volle, zur Verfügung stehende Kanalbandbreite gespreizt wird,
wobei die Zeitspreizung mittels Faltung eines Informationssymbols mit einem Korrelationssignal, bevorzugt Chirp-Impulssignal, erfolgt.
5. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei die Sendeleistung und/oder die Bitrate (Übertragungsgeschwindigkeit) und/oder
die Bitfehlerrate der Informationssymbole individuell auf den Teilnehmer abgestimmt
werden.
6. Verfahren nach wenigstens einem der vorherigen Ansprüche,
wobei die frequenz- und/oder zeitgespreizten Signale zur Kanalschätzung verwendet
werden.
7. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei eine Verringerung der Symbolrate bei konstanter Kanalbandbreite eine stärkere
Frequenzspreizung zur Folge hat.
8. Verfahren nach Anspruch 7,
wobei die Frequenzspreizung in zwei Schritten erfolgt, nämlich einem ersten Schritt, in
dem eine Quasidirac-Impulsformung für jedes einzelne Informationssymbol,
unabhängig von der Symbolrate, erfolgt und im zweiten Schritt die Quasidirac-
Impulsfolge einer Bandpaßfilterung unterzogen wird.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß ein senderseitig gespreiztes Signal empfangsseitig einer
entsprechenden Kompression unterzogen wird.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß vor einer Informationssymbolübertragung von der
Empfangsseite die Werte für die gewünschte Übertragungsgeschwindigkeit (Bitrate),
geforderte Bitfehlerrate und die gewünschte (gegebenenfalls auch erlaubte)
Sendeleistung an die Sendeseite mitgeteilt werden und die Übertragung so erfolgt, daß
die geforderten Werte eingehalten werden oder die Übertragung - wenn die Einhaltung
der Werte nicht möglich ist - so erfolgt, daß die Einhaltung wenigstens eines Werts
gegenüber einem anderen Wert bevorzugt (priorisiert) wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10,
wobei zur Sprachübertragung die Priorisierung in der Reihenfolge "Sendeleistung,
Übertragungsgeschwindigkeit, Bitfehlerrate" und bei der Übertragung von wichtigen
Daten (zum Beispiel Bankdaten) die Priorisierung in der Reihenfolge "Bitfehlerrate,
Sendeleistung, Übertragungsgeschwindigkeit" erfolgt.
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragung von Informationssymbolen in
Zeitschlitzen erfolgt und die Sendeleistung in aufeinanderfolgenden Zeitschlitzen,
abhängig vom Systemgewinn in einem Zeitschlitz, unterschiedlich eingestellt werden
kann.
13. Verfahren nach Anspruch 12,
wobei die Übertragung von Informationssymbolen mittels Rahmen, mit einer
Rahmenlänge (TF) erfolgt, wobei ein Rahmen ein Intervall (Unterrahmen) zur
Kanalmessung, wenigstens einen Organisationskanal und m voneinander un
abhängige Nachrichtenkanäle aufweist, deren Zeitschlitzlängen gleich oder
unterschiedlich sind und die Sendeleistung eines einzelnen Kanals in Abhängigkeit des
Systemgewinns bestimmt wird.
14. Verfahren nach den Ansprüchen 12 und 13,
dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Teilnehmer-Zeitschlitze im TDMA-Rahmen
in Abhängigkeit von der zugeordneten Sendeleistung (vorzugsweise nach
aufsteigender Sendeleistung sortiert) angeordnet werden.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 und 13,
wobei sich in einem Zeitschlitz die Sendeleistung zu jedem Zeitpunkt auf
n überlappende Chirp-Impulse aufteilt.
16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei im Zeitschlitz zur Kanalmessung der Symbolabstand so groß eingestellt wird,
daß sich benachbarte Chirp-Impulse nicht mehr überlappen.
17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Kenngrößen des logischen Kanals (Zeitschlitzlänge,
Symbolrate innerhalb eines Zeitschlitzes und die für einen Zeitschlitz vorgesehene
Sendeleistung), individuell für jeden Teilnehmer entsprechend den Eigenschaften
des physikalischen Kanals und den teilnehmerspezifischen Anforderungen einstellbar
sind.
18. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitspreizung mittels eines dispersiven Filters (Chirp-
Filter) geeigneter Frequenz-Laufzeit-Charakteristik erfolgt.
19. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß das für die Zeitspreizung verwendete Sendefilter und
das für die Zeitkompression verwendete Empfangsfilter in Form von Oberflächen
wellen-Filtern (SAW-Filter) realisiert sind.
20. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß das für die Zeitspreizung verwendete Sendefilter und
das für die Zeitkompression verwendete Empfangsfilter in Form von Charged-Coupled-
Device-Filtern (CCD-Filter) realisiert sind.
21. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß ein im Empfänger zeitkomprimiertes Referenzsymbol
ohne oder nur mit minimaler Nachbearbeitung als Schätzung der Kanalimpulsantwort
benutzt wird.
22. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß die Referenzsymbole auch zur Synchronisation des
Symboltaktes im Empfänger benutzt werden.
23. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß als Korrelationssignale Chirp-Signale benutzt werden.
24. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß speziell solche Korrelationssignale benutzt werden,
deren Autokorrelation die erste Nyquistbedingung erfüllt (was bedeutet, daß die
Autokorrelation zu den Symbolzeitpunkten den Wert Null annimmt).
25. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß als Korrelationssignale Chirp-Signale benutzt werden,
die mit dem Betragsfrequenzgang eines Wurzel-Nyquist-Filters (beispielsweise eines
Wurzel-Raised-Cosine-Rolloff-Filters) gewichtet werden.
26. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß das zu benutzende Korrelationssignal vor Beginn der
Informationsübertragung in Abhängigkeit von äußeren Bedingungen aus einer Menge
von möglichen Korrelationssignalen ausgewählt wird.
27. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß der lineare Teil der Entzerrung in Form des FSE-
Equalizers als Vorverzerrung auf Senderseite durchgeführt wird, nachdem diesem die
Kanalschätzung des Empfängers zugänglich gemacht wurde.
28. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet dadurch, daß die Kanalimpulsantwort in parametrischer Form ermittelt
wird, indem in einem Iterationsprozeß jeweils ein Reflexionskoeffizient ermittelt, ein
daraus resultierendes Mehrwegeecho bestimmt und von dem während der
Equalisationsphase empfangenen Signal subtrahiert wird.
29. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
welche senderseitig eine Einrichtung zur Frequenzspreizung und Zeitspreizung der
Informationssymbole und empfangsseitig eine Einrichtung zur Frequenz- und Zeit-
Entspreizung (Kompression) der übertragenen Informationssymbole aufweist.
30. Mehrfachzugriffs-Signalverarbeitungsverfahren nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
mit teilnehmerbezogenen variablen Datenraten und Sendeenergien, unter Einsatz
eines adaptiven Verfahrens zur frequenz- und zeitgespreizten Übertragung von
Informationssymbolen, welche sequentiell über einen Kanal mit einer Bandbreite (B)
übertragen werden und welche empfangsseitig einer Frequenz- und Zeit-Entspreizung
unterzogen werden.
31. Verfahren nach einem oder mehreren der dargestellten Ansprüche,
wobei die Signalverarbeitung ganz oder teilweise mit Hilfe von geeigneten Routinen
der digitalen Signalverarbeitung (DSP) ausgeführt wird.
Priority Applications (16)
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