JP3812819B2 - 送信側端末での周波数拡散及び時間拡散を用いる伝送方法 - Google Patents

Description

【０００１】
（技術分野）
本発明は、干渉及びマルチパス伝搬を受けるチャネルを介しかつ拡散方法を使用する、ブロードバンドの無線または有線の情報伝送のための伝送方法に関する。
【０００２】
（背景技術）
メッセージを伝送するための拡散方法の使用は周知である。伝送される、定められたコードシーケンス（チップシーケンス、拡散コード）を含むデータストリームのシンボルは、乗算され、その後、直接拡散スペクトル拡散方法（ＤＳＳＳ）でこのようにして伝送される。メッセージの帯域幅は、その結果コードシーケンス中のチップ数に応じて増加される。このようにして、メッセージ信号は、伝送前に周波数拡散を受ける。
【０００３】
拡散のために送信者側で使用されるコードシーケンスを知っている受信機においては、周波数拡散は、受信された信号をコードシーケンスと相関させることによって再度除去される――受信された信号の周波数は逆拡散される（despread）。
【０００４】
符号化及び復号化のための送信機と受信機で使用されるコードシーケンスは、データソース中のシンボルの継続時間に相当する、固定された持続時間を有する。システムはシンボルデータレートの変化に反応することができない。
【０００５】
伝送される信号は、周波数ホッピング拡散スペクトル方法（ＦＨＳＳ）で周波数拡散も受け、この場合、コードシーケンス（ホッピングシーケンス）により制御されるデータストリームの個々のパケットは、指定されたメッセージチャネルのさまざまな周波数ドメイン中で連続して伝送される。ここでも、受信されたメッセージ信号は、既知のシーケンスの助けを借りて受信機内で逆拡散される。
【０００６】
２つの方法の共通した特徴とは、それらが、ベースバンド信号帯域幅の固定倍数に対応する、メッセージ信号を伝送するための伝送帯域幅を必要とするという点である。したがって、システムのため、直接シーケンス方法と周波数ホッピング方法の両方とも、ポイントトゥポイント接続で使用可能なチャネル容量を部分的に活用できるにすぎない。達成できるシンボルデータレートは、その他の伝送方法に比較して低い。両方の方法とも柔軟性がなく、受信されたデータ中の変化、つまりシンボルレート、及びこれに関連してベースバンド信号帯域幅の変化に適応することができない。
【０００７】
チャネル容量のさらに優れた活用は、多元接続方法（例えば、ＤＳ−ＣＤＭＡ）でこれらの周波数拡散技法を使用して達成される。理論的には、指定されたチャネル帯域幅に対する最大のデータレートは、個々の加入者局向けの異なるコードシーケンスの並列使用によって、及びスペースダイバシティの使用によって、ＣＤＭＡ方法で達成することもできる。この先行必要条件は、チップレベルでの同期である。しかしながら、実際には、最適値が達成できないことが示されている。
【０００８】
低シンボルレートのため、ＣＤＭＡ方法は、マルチパス伝搬のための伝送での干渉に比較的に鈍感である。この関係で、それらが相関選択方法と働く、つまり、それらが時間軸での相関によりチャネルを分離することも有利である。マルチパス伝搬が異なる時間基準を有する干渉信号を生成するので、隣接するチャネルだけではなく、マルチパス信号も時間相関方法により抑制される。
【０００９】
データが可能な最高のデータレートで使用可能チャネル上を伝送されなければならない場合、及び同時に帯域幅リソースが柔軟に分散されなければならない場合には、個々のチャネルの柔軟な管理を可能にし、可能な最大の物理データレートまでのデータレートがチャネルの最適スペクトル使用により達成できる、例えばＴＤＭＡ方法などの代替アクセス方法にたよることが必要である。
【００１０】
しかしながら、指定されたチャネル帯域幅に対してデータ伝送レートが増大される場合には、同時にマルチパス伝搬のための干渉（歪み）に対する感度も高まる。情報シンボルがメッセージチャネルを介して伝送されているときに、一定の長さの遅延拡散が生じる場合には、どのくらい多くのそれ以降のシンボルが発生する反射により歪められるのかはシンボルレートに依存するだろう。シンボルレートが増大するほど、シンボルストリームの歪みはさらに複雑化し、受信機内でマルチパスの影響を補償する（等化する）のもさらに困難になる。
【００１１】
すべての既知の等化方法は、チャネルパラメータの非常に正確な決定を必要とする。これらを決定するための当該技術における現在の方法は、チャネル（チャネル測定値）の査定を実施することである。この査定のための開始値は、チャネルのパルス応答である。
【００１２】
無線チャネルを測定するためには、当該技術における現在の方法［ＤＥ第３４ ０３ ７１５ Ａ１号］は、下記で「相関信号」と呼ばれている良好な自己相関特性を備える信号の使用を含む。相関信号の良好な特性は信号の自己相関にあり、自己相関は、定義によって、時間シフトがゼロのとき顕著な最大値を有するが、他のすべての時間シフトでは可能な限り小さな絶対値を有する、時間シフトの関数である。明らかに、これは、相関信号の自己相関が、ほとんど立上りと立下りの過渡発振のない可能な限り小さいパルスを表すことを意味する。相関信号の多様なファミリが知られているとりわけ、相関信号は、実際には時間離散信号処理によって実現される、頻繁に言及される擬似雑音（ＰＮ）シーケンスを含む。用語があいまいではないことを確実にするために、時間離散相関信号の部分集合が、ここで相関シーケンスとして定義されるだろう。Ｍ−シーケンス及びＦｒａｎｋ Ｚａｄｏｆｆ Ｃｈｕシーケンスも、相関シーケンスの追加例として言及されなければならない。
【００１３】
情報を伝送するため、及び多重アクセスシステムでチャネルを選択するために相関シーケンスを使用することは、ＣＤＭＡ技術から知られている（直接シーケンスＣＤＭＡ）。ここでは、シーケンスの自己相関特性が重要であるだけではなく、シーケンスのファミリ内の相関特性も重要である。良好な相関特性を備えたファミリの中では、このファミリ内の２つの異なるシーケンス間の相互相関は、ファミリ内の各シーケンスの自己相関の最大と比較して低い絶対値を有する。
【００１４】
有線電話チャネルの一定のチャネル特性の測定のためにチャープ（Chirp）・パルスを使用することも、通信技術で記述されている［Ｔ．Ｋａｍｉｔａｋｅ：「二線全二重モデム内でのエコーキャンセラの高速起動」（Ｆａｓｔ Ｓｔａｒｔ−ｕｐ ｏｆ ａｎ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ ｉｎ ａ ２−ｗｉｒｅ Ｆｕｌｌ−ｄｕｐｌｅｘ Ｍｏｄｅｍ）１９８４年５月、オランダ、アムステルダム、ＩＣＣ‘８４年、ＩＥＥＥ議事録、３６０ページから３６４ページ］。
【００１５】
測定目的のためのその特定の適性がレーダ技術から知られているチャープ（Chirp）信号は、同様に、相関信号として、時間離散的に処理されるときには、相関シーケンスとして解釈することができる。しかしながら、通常使用されるＰＮシーケンスと対照的に、チャープ信号は複素信号であり、多数の位相状態を示す。さらに、無線チャネルと有線チャネルを介して情報を伝送するためにチャープ信号を使用するための提案［米国第５，５７４，７４８号］が存在する。
【００１６】
（発明の開示）
要約すると、当該技術における現在の方法について、周波数拡散のための既知の方法を用いると、干渉に対する免疫という利点が低シンボルレートと、及び低スペクトル効率と関連して起こると言うことができる。リソースの柔軟な分散、及びシステムの変化するシンボルレートへ、及び可変帯域幅用件への整合は、既存の方法では達成できない。
【００１７】
同じ帯域幅で、高いシンボルレートでメッセージを伝送するためには、周波数拡散なしで、拡散方法の１つの重要な優位点、つまり狭帯域干渉に対する堅牢さを有さないそれ以外の伝送技法にたよることが必要である。いずれにせよ、これに付け加えられるのは、等化器回路の使用を要求し、このための先行必要条件として、チャネル特性の非常に正確な決定を要求するマルチパス伝搬に対する伝送の感度である。
【００１８】
本発明の目的は、マルチパス伝搬に起因した干渉が存在するチャネルを介してメッセージを伝送するための多元接続方法であって、高いシンボルレートで信号を伝送できるようにし、受信されたデータの中の変化と、伝送速度及びビット誤り率に対する各加入者に関連して変化する要件とに対し、柔軟に且つ最大のスペクトル効率で反応することができる方法を考案することにある。
【００１９】
本発明は、請求項１から３に記載の特性を備える伝送方法によりこの問題を解決する。有利な展開は、従属請求項、説明、及び図面中に説明される。
【００２０】
本発明は、情報シンボルが連続して伝送される通信システムにおいて、擬似デイラックパルス形成による周波数拡散と、相関信号で周波数拡散情報シンボルをインタリーブすることによる時間拡散の両方が、入力データレートごとに、帯域幅によって求められる可能な最大の周波数拡散、及び伝送される情報シンボルについて技術的な理由で妥当に達成できる最大時間拡散がつねに保証され、その結果、干渉に対する最小感受性につながるように、情報信号ごとに実行されなければならないことを認識することに基づいている。高いデータレートで発生する相関信号の時間的な重複は、シンボル間干渉につながるが、これは、相関信号の適切な選択及び／または正しいフィルタ設定値により無視することができる。
【００２１】
さらに、単一情報シンボルの伝送のために使用される同相関信号（例えばチャープ信号）はチャネルを測定するためにも使用され、受信機の構造を大幅に簡略化するような影響を及ぼす。
【００２２】
本発明は、図面中に示されている実施態様を使用してさらに詳しく後述される。図は以下を示す。
【００２３】
（発明を実施するための最良の形態）
図１は、本発明による伝送システムの簡略化された構造を示す。伝送される情報シンボルは、最初に周波数拡散を受ける。信号処理が経時的に連続的であるとき、これは、例えば、帯域幅フィルタ処理が後に続く擬似デイラックパルスへの変換により実施される。時間離散信号処理を用いると、「アップサンプリング（ｕｐｓａｍｐｌｉｎｇ）」（サンプルレートを増大させること）の動作が周波数の拡散に影響を及ぼす。
【００２４】
次のステップでは、周波数拡散されたシンボルの時間拡散が起こる。一例として、これは相関シーケンスとインタリーブすることにより発生する。この後には、現在伝送チャネルの一部と見なされている、伝送チャネル、あらゆる変調段、中間周波数段、及び高周波数段が続く。その重ね合わされた干渉を含む受信された信号は、いま、例えば、時間反転された複素共役相関シーケンスとインタリーブすることにより時間圧縮段を通過する。
【００２５】
それ以降出現するシンボルは、チャネルの査定を行うことができるようにし、その結果、従来の等化器を高いシンボルレートにさえ使用できるようにする。最後のステップでは、周波数圧縮が起こり、それは例えば、サンプル及び保持（ｓａｍｐｌｅ−ａｎｄ−ｈｏｌｄ）構成要素によって、または統合及びダンプ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅ−ａｎｄ−ｄｕｍｐ）構成要素によって実現される。
【００２６】
図２には、デジタル技術を用い、従って離散時間の信号処理技術を用いた本発明の（具体的な）実施態様が示されている。各要素がシンボルアルファベットからの複素数を表す伝送シンボルのシーケンスは、装置の入力にシンボルクロックとともに適用される。このシーケンスは、クロックレートを増大させ、数学的なゼロ（情報なし）を挿入することにより、係数Ｎ１の分だけクロックアップされ、それは周波数の拡散に同等である。クロックアップされたシーケンスは伝送フィルタ２を通過し、そのパルス応答は選ばれた相関シーケンスに対応する。物理的に、これは、各シンボルが、シンボル値により乗算される完全な相関シーケンスを開始することを意味する。数学的には、これは、クロックアップされたシーケンスを、その間に個々のシンボルの時間拡散が起こる相関シーケンスとインタリーブすることに同等である。結果として生じる信号はデジタル−アナログ変換器３、およびその後、低域通過出力フィルタ４を通過する。この後には、この例では、増幅器、ミキシング、中間周波数段及び高周波段などの存在することのある、その他のすべての伝送要素を含んでよい伝送チャネル５が続く。
【００２７】
受信側端末では、信号は、最初に低域通過入力フィルタ６を通過し、次にアナログ−デジタル変換器７を通過する。デジタル化された信号は、ここで伝送フィルタ２と比較される複素共役周波数応答を有する受信機フィルタ８に送られる。この結果として、時間圧縮が起こる。単一基準シンボルが送信側端末で伝送されたケースについては、チャネルパルス応答は受信機フィルタの出力に直接的に、及び追加ステップなしで出現する。
【００２８】
歪み除去器（エリミネータ）または等化器の係数は、このようにして既知のアルゴリズムを使用して即時に計算することができる[Ｋ．Ｄ．Ｋａｍｍａｙｅｒ：Ｎａｃｈｒｉｃｈｔｅｎｕｂｅｒｔｒａｇｕｎｇ（メッセージ伝送（Ｍｅｓｓａｇｅ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ））、第２版、シュトゥットガルト（Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ）１９９６年、１８１ｆｆ．．．]１３。この例では、「分数間隔等化器（Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ Ｓｐａｃｅｄ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ：ＦＳＥ）」が、「決定フィードバック等化器」ＤＥＳと組み合わされて使用される［Ｓ．Ｑｕｒｅｓｈｉ：適応等化（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２０巻、１９８２年３月、９ページから１６ページ］。
【００２９】
信号は、ここで線形フィルタを表すＦＳＥ９を通過し、それにより信号がチャネルによりさらされていた歪みの一部が補償される。信号はその後、係数Ｎ１０の分だけ、クロックダウンされる。クロックダウンすることは、クロックレートの減速であり、各ｎ番目の値だけが渡される。最後に、この後には決定段１１が続き、その中で、現在のシンボルが合意されたアルファベットの中のどのシンボルであるのかが決定される。この決定は、最後にＤＦＥ１２に送り返される。つまり、信号の追加チャネル歪みは補償されるということである。
【００３０】
図３に示されている追加実施態様では、チャネルの特性を決定するための基準シンボルは、特別な測定時間区間において、複数の情報シンボルから構成された伝送されるデータパケットの前に置かれる。基準シンボル及び情報シンボルは、周波数拡散方法および時間拡散の組み合わせを使用して受信機に伝送される。マルチパス伝搬のために、測定時間区間内で発生する基準シンボルの歪みは記録され、分析され、等化器の係数を直接的に決定するために使用される。
【００３１】
必要とされる高い精度でチャネルの測定を実施するために、基準シンボルは高い信号対雑音比で伝送されなければならない。さらに、基準信号は、マルチパス成分の位相位置を正確に求めることができるために、時間軸上で高い分解能を有さなければならない。両方の要件とも、基準シンボルの周波数拡散伝送及び時間拡散伝送により満たされる。
【００３２】
例では、チャープ・パルスが、時間拡散のための、及びシンボルの時間圧縮のための相関シーケンスとして使用される。チャープ・パルスは、継続時間Ｔで一定の振幅を有する線形の周波数変調されたパルスであり、その周波数は、上記継続時間Ｔにわたって低い周波数から高い周波数へ線形に増大するかまたは線形に減少することにより連続的に変化する。上記高い周波数と低い周波数間の差が、チャープ・パルスの帯域幅Ｂを表す。
【００３３】
パルス帯域幅Ｂにより乗算されるこのパルスの総継続時間Ｔは、拡張または拡散係数Ψとして記述される。ΨはＢ・Ｔである。このようなチャープ・パルスが、適切に整合された周波数−継続時間特性を備えるフィルタを通過する場合、時間圧縮されたパルスは、ｓｉｎｘ／ｘ（図８）に類似する包絡線で生成され、その最大振幅は、入力振幅に関して
【数１】

という係数の分だけ増加される。
【００３４】
つまり、ピーク出力電力対入力電力の割合は、チャープ・パルスのＢＴ積に等しく、指定された帯域幅については、増加Ｐ_{ｏｕｔ＿ｍａｘ}／Ｐ_ｉｎの程度は、伝送パルスのパルス継続時間Ｔによって自由に設定できる。圧縮されたパルスは、全帯域幅Ｂを有し、その平均パルス継続時間は１／Ｂである。達成可能な時間分解能は、このようにして伝送帯域幅によってのみ決定される。２つの圧縮されたパルスは、それらが少なくとも１／Ｂだけ間隔をあけて配置される場合、つまり圧縮されていないチャープ・パルスが互いに関して正確にこの間隔でオフセットされる場合には、依然として互いから分離することができる。
【００３５】
圧縮プロセスは可逆である。つまり、ｓｉｎｘ／ｘに類似する包絡線を備える搬送波周波数パルスは、適切な周波数／グループ実行時特性を備える分散型フィルタによってほぼ一定の振幅のチャープ・パルスに変換することができる。こうする際に、ｓｉｎｘ／ｘ状のパルスは、係数ＢＴの分だけ、時間拡散を受ける。
【００３６】
送信機内で生成され、干渉を受けるチャネルを介して伝送され、受信機内で圧縮されるチャープ・パルスは、Ｓ／Ｎに関して、圧縮されていない信号と比較して大きな優位点を有する。チャネル測定用として予め目的が決められた（ｐｒｅｄｅｓｔｉｎｅｄ）チャープ信号（または一般的に時間拡散信号）の特別な優位点とは、受信機端末での時間圧縮のための信号対雑音比でのそのシステム利得であり、それはｄＢを単位とするとき１０・ｌｏｇ（ＢＴ）と計算される。
【００３７】
以下の例では、シンボルレートＤでの情報シンボルは、帯域幅Ｂのメッセージチャネルを介して伝送されなければならない。
【００３８】
長さＴのチャープ・パルスは、時間拡散用の相関シーケンスとして使用される。シンボル値で加重されるこのようなチャープ・パルスは、個々のシンボルごとに生成される。したがって、シンボルの時間は時間長さＴまで拡散される。それから、隣接するチャープ・パルスの間隔Δｔは、シンボルレートＤ［ボー］から直接得られ、Δｔ＝１／Ｄである。このパルス間隔に応じて、結果として生じるチャープ・パルスは時間的に重複してよい。任意の時点で重複するパルスの数ｎは、チャープ継続時間Ｔとパルス間隔Δｔとの比の値（指数）として求められる。
【００３９】
使用可能な最大の送信機電力Ｐは拡散信号を伝送するために１つの伝送時間区間内に使用される。この電力は、ｎ回重複するチャープ・パルスの間で分割される。したがって、それぞれの個別のチャープ・パルスは、Ｐ／ｎという電力で伝送される。
【００４０】
受信機内の時間圧縮のため、チャープ・パルスは、Ｐ_{ｏｕｔ＿ｍａｘ}・Ｐ_ｉｎ＝Ｂ・Ｔという電力増加を経験する。ｎ回重複するチャープ・パルスが受信され、Ｐｉｎという入力電力で圧縮される場合には、個々のパルスのピーク電力はＰ_{ｏｕｔ＿ｍａｘ}＝Ｐ_ｉｎ・Ｂ・Ｔ／ｎである。
【００４１】
本発明によれば、情報シンボルと（チャネルの査定のための）基準シンボルとの時間拡散のために、同じ相関シーケンスが使用される。データパケットの情報シンボルと比較される優先Ｓ／Ｎ比を有する測定時間区間の間に送信される基準シンボルを伝送するためには、ほとんどパルスが重複しない程度まで、つまり値ｎが減少するように、一定のピーク電力で基準シンボルのシンボル間隔を増加することで十分である。
【００４２】
パルス間隔Δｔがチャープ継続時間Ｔ以上である場合には、チャープ・パルスは送信機電力Ｐ全体をもって送信されるだろう。受信機端末での圧縮後のピーク電力は、その場合、以下のとおりである。Ｐ_{ｏｕｔ＿ｍａｘ}＝Ｐ_ｉｎ・Ｂ・Ｔ
【００４３】
最も簡略なケースでは、条件Δｔ＝Ｔは、唯一の単一基準パルスだけが測定時間区間中に送信されるときに達成される。提示される例では、２つの基準パルスが伝送される。それらのために選ばれる間隔がチャープ長さだけではなく、伝送リンクの予想遅延拡散にも依存することが示されるだろう。
【００４４】
入力信号ｇ１（図３及び図６ａを参照すること）は、長さＴ_{ｓｉｇｎａｌ}のデータパケット内にまとめられる、伝送される情報シンボルを含む。例では、ｇ１は、二極矩形パルスから成り立つ信号である。
【００４５】
Ｔ_ｒｅｆにより示される測定時間区間では、パルス生成器Ｇが、その位置が図６ｂに図示される基準シンボルｇ２の（例の中では２つ）シーケンスを生成する。信号時間区間のパルスと比較して係数ｎ＝Ｄ・Ｔの分だけ増大したパルス電力を有する、矩形形状のパルスが生成される（Ｄは、信号時間区間でのシンボルレートであり、Ｔはチャープ継続時間であり、ｎは時間拡散後に互いに重複する信号時間区間でのパルス数である）。
【００４６】
予想される伝送チャネルの最大遅延拡散によって、２つの基準シンボルの時間間隔は、伝送中に発生する第１基準シンボルの反射がパルス間の時間区間内で完全に減衰することができるほど、少なくとも十分に大きいように選ばれる。
【００４７】
信号時間区間Ｔ_{ｓｉｇｎａｌ}及び測定時間区間Ｔ_ｒｅｆが重複しないので、入力信号ｇ１と基準信号ｇ２は、加算器段によって互いに重複無しで加算することができる。
【００４８】
加算された信号ｇ３は、続いてパルス波形成型器に送られ、このパルス波形成型器が、加算された信号のそれぞれの矩形パルスを、同じエネルギーを備える擬似デイラックパルスに変換し、このようにして実際の周波数拡散を引き受ける。生成された（図６ｃ）ニードルパルスのシーケンスは、低域通過フィルタに送られ、このようにしてその帯域幅で伝送帯域幅の半分まで制限される。低域通過フィルタの実行時動作は、個々のニードルパルスがそれぞれｓｉパルスに変換され、その形状が既知のｓｉ関数ｓｉ（ｘ）＝ｓｉｎ（ｘ）／ｘと一致するように制限周波数の直前に増加を示す。
【００４９】
この後で、ｓｉパルスシーケンスは（例えば、４象限乗算器として設計される）振幅変調器に送られ、振幅変調器は、これらの信号によって、発振器で生成された周波数ｆ_Ｔの搬送波発振信号を変調し、その結果、パルスごとにｓｉ形をした包絡線を含む搬送波周波数パルスが、図６ｄに示されるように、振幅変調器の出力で生成される。振幅変調器の出力信号は、伝送チャネルと同じ帯域幅を有する。言い換えると、基準シンボル及び情報シンボルのシーケンスは、チャネル帯域幅全体にわたって周波数拡散された。
【００５０】
このようにして生成されるパルスは、伝送−周波数範囲においてほぼ矩形の電力密度スペクトルを有する。したがって、測定時間区間の基準パルスは、チャネルのパルス応答を決定するための試験信号として使用するために理想的である。
【００５１】
振幅変調器の後段には分散フィルタ（チャープ・フィルタ）が接続され、これは、変調された搬送波信号ｇ４を、その周波数依存の微分実行時特性に従って濾波する（時間拡散）。このプロセスは、チャープ・フィルタの加重関数と搬送波信号をインタリーブすることに相当する。この動作の結果、個々の搬送波−周波数パルスのそれぞれがチャープ・パルスに変換され、このようにして時間軸上で拡散される（図６ｅ）。測定時間区間中には、互いに重複せずかつ同じ電力をそれぞれ有する基準チャープ・パルスが出現し、上記各電力は、信号時間区間において、重複するｎ個のチャープ・パルスを伝送するために使用される。したがって、それらはデータパケット中の個々のパルスと比較されるときにｎ倍の電力を備えて生成され、このようにして係数ｎの分だけ、さらに優れている信号対雑音比で伝送される。
【００５２】
分散フィルタの出力信号は、メッセージチャネルを介して受信機に伝送される。メッセージチャネル内にここでやはり含まれているのは、送信機端末段、受信機フィルタ、受信機増幅器等のその他のすべての伝送段である。
【００５３】
これらのパルスの反射だけではなく、測定時間区間及びデータパケットのチャープ・パルスも含む受信された信号ｇ６は、その周波数依存の微分グループ実行時特性が、送信側端末における分散フィルタの特性に対して相補的である分散フィルタを通過する。そうする際に、個々のチャープ・パルスが時間圧縮される。つまり、ｓｉｎ（ｘ）／ｘに類似する包絡線を備える搬送波周波数パルスに変換される。
【００５４】
伝送されたチャープ・パルスの重ね合わされる反射もチャープ・パルスである、つまりそれらは同じ周波数／時間特性を有するため、それらも同じようにして圧縮される。
【００５５】
その後、分散フィルタの出力信号は、復調器及びダウンストリーム低域通過フィルタに送られ、ダウンストリーム低域通過フィルタによって信号から高周波の搬送波発振成分が除去される。圧縮されて復調された信号ｇ７は低域通過フィルタの出力に出現するが、上記信号ｇ７の上には、マルチパス伝搬に起因した干渉が重畳されている。
【００５６】
信号は、「係数の決定」と記される以下のブロックの中で測定時間区間Ｔ_ｒｅｆの間に評価される。この時間区間の中では、重ね合わされたマルチパス反射を含む、圧縮され、復調された基準信号が存在する。したがって、これが、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ形のニードルパルスを含む伝送リンク上に重ね合わされる反射を表示する、チャネルを査定するためのエコーグラムを提供する。
【００５７】
伝送チャネルの計算されたパルス応答は、信号時間区間Ｔ_{ｓｉｇｎａｌ}内で情報シンボル上に重ね合わされる反射成分を補償する、等化器に渡される。等化器の出力信号はサンプル及び保持（ｓａｍｐｌｅ−ａｎｄ−ｈｏｌｄ）段に送られる。これは、周波数ドメイン内で信号を再度逆拡散する。このプロセスの結果、伝送されたシンボルは矩形パルスの形で再度使用できるようになる。
【００５８】
その高い時間分解能及び特に干渉に対して保護されてきた伝送のために、復調された基準パルスは、受信機のサンプリング制御のために呼び出すこともできる。
【００５９】
別の変形例（図４）では、追加ブロック「チャネル査定」が、「係数の決定」ブロックの前段に挿入され、この「チャネル査定」ブロックによって、チャネルのパルス応答をさらにずっと正確に決定するための追加の数学的アルゴリズムを、基準シンボルに対するチャネルの応答に適用する。
【００６０】
チャネルを査定するための１つの可能なアルゴリズムは、フロー図の形で図７に示される。既知のアルゴリズムとは対照的に、これは「パラメトリック」チャネル査定である。つまり、離散的なマルチパスエコーが検出され、下記で「反射係数」と呼ばれるそのそれぞれのパラメータ、振幅、位相及びタイミングが査定される。
【００６１】
最初の開始時、歪んでいないシンボルの既知のパルス形式が最初に分析され、メモリに格納される。次の段階は、等化時間区間の開始を待機することである。等化時間区間中、入力信号はバッファメモリに記憶される。等化時間区間後、バッファメモリの内容が評価される。第１に、雑音の標準偏差が、等化時間区間中に含まれる１つの信号または複数の信号の前の信号を雑音として解釈することによって計算される。振幅しきい値はこの標準偏差から計算される。
【００６２】
ここでループが始まる。
１．バッファメモリ中で最大絶対値を備えるサンプルを検索し、これを反射係数として解釈する。
２．この値がしきい値を超えているかどうかをチェックする。
３．ａ イエスである場合、反射係数によって決定される絶対値、位相およびタイミング を備えるとともに、基準パルスによって与えられる形式（形状）を備えた反射パルスを計算する。
３．ｂ ノーである場合、ループを終了し、この時点まで検出された反射係数を、最大絶対値を備える反射係数に関して正規化し、これを結果として戻す。
４．サンプリングによりバッファメモリの内容から計算された反射パルスを減算する。反射パルスのサンプルの絶対値が、バッファメモリ内の時間対応サンプルの絶対値より大きい場合、サンプルの差をメモリに書き込み、それ以外の場合は、バッファメモリ内のこの位置にゼロを書き込む。
【００６３】
再び１に戻ってループを実行する。
【００６４】
等化時間区間中には、１つまたは複数の基準シンボルが伝送される。最も簡略なケースでは、時間圧縮された基準シンボルの信号ｈ（ｔ）は、チャネル−パルス応答の査定として解釈される。雑音の削減によるチャネルパルス応答の改善された査定は、複数の基準シンボル上で平均化を実行することによって得ることができる。しきい値のフィルタ処理も、雑音を抑制する明白な手段である。そうする際には、しきい値でフィルタ処理された（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ−ｖａｌｕｅ−ｆｉｌｔｅｒｅｄ）チャネル−パルス応答ｈ_ｓｃｈ（ｔ）は、ｈ（ｔ）の絶対値が、求められる振幅しきい値未満であるかどうかに関係なく雑音として解釈され、ゼロに設定される。しきい値は、例えば、最大または平均信号振幅の定められた分数として選ばれる。別の可能性は、しきい値が形成された後も、信号が依然としてそのエネルギーの固定部分（例えば９５％）を含むようにしきい値を選ぶことである。
【００６５】
中間周波または高周波の周波数範囲において、直交振幅変調ＱＡＭによって周波数が線形に増大するチャープ信号を生成するためには、以下の形式の複素ベースバンド信号
【数２】

が適切である。Ｂはチャープ信号の帯域幅であり、Ｔは継続時間であり、Ｚ_０は、チャープ信号の継続時間中一定であると見なされる、伝送される情報である。サンプル周波数ｆ_ｓでのサンプリングの結果、Ｎ点のチャープ・シーケンスが生じる。
【数３】

【００６６】
信号ｚ（ｔ）は、このようにして図１の装置で使用できるチャープ信号を表す。さらに、ｚ（ｎ）は、図２の装置で相関シーケンスとして使用できる、チャープ・シーケンスを表す。このケースでは、シーケンスｚ（ｎ）は、一様な多相の複素シーケンスであるが、それは図２の装置でのその使用に必要な条件ではない。
【００６７】
パルスを生成する目的で、伝送されるシンボルに対して、累乗余弦ロールオフ（ｒａｉｓｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）フィルタを用いるフィルタ処理を実行することは、伝送システムの技術における既存の方法である。これが、シンボルが伝送後に第１ナイキスト基準を達成することを保証し、それが面倒なシンボル間干渉が発生しないことを確実にする。例えば、それぞれのケースで根累乗余弦ロールオフ特性を備えるフィルタを使用することにより、送信機と受信機間で累乗余弦ロールオフフィルタを分散することも一般的である。ここで決定的なのは、伝送リンクのすべての要素の結果として生じる転送機能が、所望されるシンボルレートから生じる累乗余弦ロールオフ特性に相当するという点である。
【００６８】
ここで、線形のチャープ信号の大きな優位点は、時間ドメイン内の信号に所望の周波数シーケンスを乗算することによって、つまり加重することによって、任意の周波数シーケンスを容易に重畳させることができ、したがって根累乗余弦ロールオフ特性も容易に重畳させることができるという事実にある。これは、線形のチャープを用いると、時間のあらゆる時点も正確に周波数点と一致するために可能である。時間における時点と周波数点の間の正確な関係ｆ（ｔ）は、チャープ信号の位相の導出により与えられる。
【００６９】
以下の形式のシーケンス
【数４】

は、このようにして加重されたチャープ・シーケンスを表す。加重関数Ｗ（ｆ）は、所望される特性、つまり、例えば、よく知られている根累乗余弦ロールオフ特性を有する。
【００７０】
ここでは、関数ｆ（ｎ）が、時間軸上の瞬間と瞬間的な周波数の関係を記述する。ここに使用されるチャープ・シーケンスについては、
【数５】

が当てはまる。
【００７１】
特に、相関信号及びチャープ信号を使用するときには、その帰結として、相関信号を適切に事前濾波することによって、あるいはチャープ信号に対して適切に加重することによって、伝送の前であってさえも、いずれにせよ必要であるパルス整形フィルタ処理を実施することが可能である。これは、相関信号を処理するための計算上の手間の増大という不利な点を埋め合わせてなお余りあるものである。
【００７２】
基準シンボルは、好ましくは重複なしで伝送されるので、それらの基準シンボルは、時間圧縮後に大きな振幅を有する。従って、それらは、簡略な手段を使用して時間において正確に検出することができる。これが、基準シンボルから直接的に受信機のサンプリング制御を引き出す可能性を開く。図５は、これを可能にする装置を示す。これは、各基準シンボルの後にはいずれもＭ個のシンボルクロックパルスの時間区間があって、それにＮ個の情報シンボルのパケットが続く単純なケースから始まる。
【００７３】
基準シンボルは、最初にコンパレータ１によって検出される。基準シンボルの発生は、周波数分周器３の解放を開始する。周波数分周器の入力上には、その周波数がシンボルクロックの倍数である発振器２からの信号がある。シンボルクロックは、いま、周波数分周器の出力に出現する。シンボルクロックの位相は、解放のタイミングにより決定される。予想されるように、それは解放タイミングの時間の精度だけに依存するため、シンボルクロックの位相誤差は小さい。
【００７４】
１．．．Ｍカウンタ４は、基準シンボルと第１情報シンボル間にある既知個数Ｍ個のシンボルクロックパルスをカウントする。１．．．Ｎカウンタ５は、最初の情報シンボルと最後の情報シンボル間にある既知個数Ｎ個のシンボルクロックパルスをカウントする。１．．．Ｍカウンタ及び１．．．Ｎカウンタは、それらがＲＥＳＥＴ信号によってリセットされるまで、その最終値に到達すると、その現在の状態でとどまる「１回限りの」カウンタである。
【００７５】
１．．．Ｎカウンタがアクティブである時間区間では、信号は出力ゲート６の出力上に存在し、そのエッジ部分はすべての情報シンボルを正確にサンプリングするために使用できる。１．．．Ｎカウンタがその最終値に達するとすぐに、装置はその開始状態にリセットされ、次の基準シンボルにより活性化されるのを待機する。
【００７６】
本発明は、メッセージ信号を伝送するために、周波数拡散方法を時間拡散方法に結合する。伝送チャネルの可能な最良のスペクトル使用を達成するために、伝送されるシンボルは周波数拡散される。その他の周波数拡散方法と区別するために、ここでは周波数拡散は、コードシーケンスによるシンボル単位の乗算を使用して実施されるのではなく、クロックアップする、つまりそれ以降のフィルタ処理による擬似デイラックパルスを形成することによって実施される。
【００７７】
周波数拡散の結果として、伝送されるそれぞれの個別パルスは、伝送の全周波数範囲でほぼ矩形のスペクトル電力密度を有する。このブロードバンド能力のため、周波数拡散信号は狭帯域干渉に対して回復性を有する。
【００７８】
さらに、本発明の重要な特性は、伝送時間区間全体にわたる周波数拡散されたシンボル（つまり、基準シンボル及び情報シンボル）が、伝送前にさらに時間拡散されることにある。この時間拡散の結果として、個々の信号のパルスエネルギーは、より長い時間区間に渡って分散される。これが、伝送を短時間の干渉に対してより回復性のあるものにする。このように時間拡散されるシンボルは、受信機内で再び時間圧縮される。
【００７９】
この圧縮に起因して、信号対雑音比に関するシステム利得が存在するが、これは、時間拡散のサイズに直接的に依存する。周波数拡散されたシンボルは、矩形をした電力密度スペクトルのため、チャネル特性を決定するための試験信号として特に適している。
【００８０】
この結果として、周波数拡散されたシンボルは、周波数範囲全体で等しい強度でチャネルを動作状態にするために、チャネルを査定するための特別な測定時間区間において送出される。チャネルのパルス応答は受信機内で記録され、エコー補償のための入力値として使用される。
【００８１】
干渉を受けるメッセージチャネル上を高いシンボルデータレートで伝送するとき、マルチパス歪みの補償はチャネルパラメータの非常に正確な決定を必要とする。このための１つの条件が、特に干渉に対して守られている基準シンボルの伝送である。つまり、それらは、情報シンボルと比較されるとき電力が増強された状態で送出されなければならないだろう。しかしながら、電力が制限されたシステムでは、伝送は、つねに１つの送信時間区間内で同じ最大電力を用いて起こる。シンボル単位の拡散のため、伝送された情報シンボルは、発せられた送信機電力がつねにいくつかのシンボルにわたって拡散されるように、シンボルレート及び拡散シーケンスの長さに応じて、さらに大きな範囲まで、あるいはさらに少ない範囲まで重複することができる。他方、測定時間区間に送信されるチャネルを査定するための基準シンボルは、それらが重複されず、このようにして全伝送電力で伝送されるように、本発明により配置される。したがって、それらは電力に関して、個々の情報シンボルと比較して増強され、高められたＳ／Ｎ比で受信機に出現する。
【００８２】
チャネルを査定するための基準シンボルと情報シンボルの両方とも、最初に周波数拡散、次に時間拡散が実施される送信機内の１つの共通のデバイスを通過する。受信機は相応して設計され、まず最初に時間で圧縮、それから周波数ドメインで逆拡散を実施する。
【００８３】
基準シンボルの転送は、このようにして非常に簡略な方法でデータ伝送の中に統合される。チャネルパラメータを決定するために、追加の特殊な送信機モジュールまたは受信機モジュール、高価なフィルタデバイスまたは追加相関器は必要とされない。
【００８４】
使用される拡散方法はすでに、情報の純粋な伝送においてそれらの優位点（狭帯域及びブロードバンド干渉に対する高い免疫性）を証明している。これらの優位点は、チャネルパラメータを決定するためにさらに使用されるときに、特に集中している。
【００８５】
チャープ信号が相関信号としてどのようにして使用できるかが――例えば図３に関して――前述された。チャープ信号は、それ自体として既知であり、ここでは単に再度チャープ・パルスまたはチャープ信号の重要な特性が参照されるにすぎない。チャープ・パルスは、継続時間Ｔで一定の振幅を有する線形の周波数変調されたパルスであり、その周波数は、上記継続時間Ｔにわたって低い周波数から高い周波数へ線形に増大するかまたは線形に減少することにより連続的に変化する。上記高い周波数と低い周波数の差は、チャープ・パルスの帯域幅により表される。パルス帯域幅Ｂで乗算されるパルスの総継続時間Ｔは、拡張または拡大係数として記述される。図８は、放物線状の位相応答と線形のグループ実行時動作を有する分散型フィルタをチャープ・パルスが通過するときに生成される、圧縮されたパルスの包絡線を示す。
【００８６】
周波数拡散及び時間拡散による信号の生成は前述された。周波数拡散と時間拡散のこの組み合わせは、伝送リンク内での干渉の抑制で特別な優位点を提供する。周波数拡散と時間拡散の両方とも、制限するデータレートのデータ伝送のための高速方法に良好な趣意で統合できることが強調されなければならない。伝送が最高のデータレートで起こる場合には、マルチパスの影響を抑制するために強力な等化が必要とされる。このための先行必要条件が、説明されたチャネルの査定である。
【００８７】
以下、周波数拡散及び時間拡散の方法が、新しく多元接続システムにどのようにして導入できるのかが説明されるが、ここでは、最も重要な目的、すなわち、加入者アクセスの最高の柔軟性とともにそれぞれのケースで干渉に対して可能な最大の免疫性を保証することが追求される。
【００８８】
伝送に使用可能なチャネルリソースとは、チャネル帯域幅Ｂ及び最大達成可能な（つまり認可又は許容される）送信機電力Ｐである。特にポイントトゥマルチポイントシステムを確立することが必要とされるとき、チャネルリソースは有効に管理されなければならない。これは、おそらく方向性伝送リンクをセットアップするときなどの一回限りの最適化及び調整を意味するのではなく、同様に変化する周囲条件下での個々の加入者の帯域幅要件の動的な整合を意味する。
【００８９】
本発明によるアクセスシステムは、以下の動作条件下で動作することができる。
−加入者ごとに異なるデータレート、非対称なデータレート
−変化する周囲影響（雑音、干渉信号）
−さまざまな加入者のための異なる及び変化するマルチパス状態
−加入者と基地局との間の異なる距離であって、おそらくは可変の距離
−可変トラフィック密度
−ＢＥＲ要件（ＢＥＲ＝ビット誤り率）も、伝送されるデータの性質（音声、音楽、ビデオ、オンラインバンキング等）に応じてさまざまな加入者のために異なる。したがって、システムは、伝送されるデータの種類に応じて各加入者により要求されるビット誤り率があらゆるケースで維持されることも保証しなければならない。
【００９０】
非常に多くの可変パラメータに応答し、と同時に許容できる個々のビット誤り率を保証しなければならない伝送システムは、本発明により、可能な最高の柔軟性、及び同時にすべての周波数の活性化及びチャネルの電力予約――一言で言えば常時チャネルリソースの完全活用を要求する。
【００９１】
本発明により、さまざまな加入者局に対するデータ接続を提供し、そのパラメータ（ＢＥＲ、データレート、送信機電力）が加入者の個々の要件に整合できる（アクセス）システムはこの目的のために提案される。加えて、伝送システムがこれらのパラメータを変化した伝送及びトラフィックの状態に自発的に整合できることが保証されなければならない。
【００９２】
本発明によるアクセスシステムは、メッセージを伝送するために、可変周波数拡散、可変時間拡散、可変な加入者依存の送信機電力及び可変なＴＤＭＡ多重グリッドサイズを組み合わせる。
【００９３】
これらのパラメータのセットアップは、可変な加入者要件、伝送データレート及びＢＥＲに対する柔軟且つ適応的な応答に直接的に影響を及ぼす。リソース管理は、異なる加入者が基地局から異なる距離にいること、及びさまざまな周囲状態（干渉、マルチパスの影響、雑音）が個々の伝送路に当てはまることを考慮に入れる。本発明によるアクセスシステムは、雑音及びその他の干渉信号を抑制する可能性を提供する。
【００９４】
同時に、可変周波数拡散、時間拡散、（情報シンボルあたりの）送信機電力、及びＴＤＭＡグリッドサイズは、トラフィックの量及び変化する伝送状態に動的に整合できる。ある程度まで、それらは、互いに無関係にセットアップできる。つまり、それらは必要な大きさの値を有するようにセットアップすることができる。
【００９５】
時間拡散及び周波数拡散の方法は、非常に異なる多元接続方法と組み合わせて使用することができ、例えば、ＴＤＭＡシステムにおいて、ＦＤＭＡシステムにおいて、またはＴＤＭＡとＦＤＭＡの組み合わせにおいて使用することができる。
【００９６】
ＴＤＭＡ接続方法により、システムは、個々の加入者のために可変シンボルレートで動作できるようになり、通信は非対称なデータレートで実行されることが可能になる。ＴＤＭＡシステムは時間スロット長を変えることにより、既知の方法で変化する加入者密度（または帯域幅要件）に応えることができる。これらの特性と密接に関連して、要求される一定のビット誤り率（ＢＥＲ）が超えられない（オン・デマンドでのＢＥＲ）ように加入者に関係する伝送品質を設定する可能性が確かめられなければならない。
【００９７】
周波数拡散、時間拡散、データレートの変動、ＴＤＭＡ時間スロット長、及び送信機電力の相互作用の表現が後述される。
【００９８】
本発明による方法は、以下の特性を備える情報シンボルの周波数拡散伝送及び時間拡散伝送のための適応式方法を使用する、加入者関係の可変なデータレート及び送信機電力による多元接続方法である。
−可変多重化グリッドサイズのＴＤＭＡフレーム
基本的な構造では、本発明によるアクセス方法はＴＤＭＡ方法のように設計される。加入者の分離は時間軸で起こる。既知のＴＤＭＡシステム（例えばＤＥＣＴ）では、固定された多重化グリッドサイズを提供し、その後一人の加入者に割り当てられる複数の時間スロットをまとめることにより増加するデータレート要件に応えることが普通である。
本発明によるアクセス方法で使用されるＴＤＭＡフレームは、固定数のスロットまたは固定スロット幅を有していない。多重化グリッドサイズは、ログオンされる加入者の数及びデータレートの要件に従い変化する。
−可変周波数拡散
干渉に対する伝送の可能な最高の免疫性を達成するために、時間スロットの中で伝送される情報シンボルはチャネル帯域幅に周波数拡散される。
周波数拡散は、以下の２つの段階で起こる。
−シンボルレートに関係なく、個々のシンボルごとの擬似デイラックパルス形成（この動作は、ベースバンドで実施され、実際の周波数拡散として見なすことができる。）
−擬似デイラックシーケンスの帯域通過フィルタ処理
周波数拡散は、帯域通過フィルタ処理によって完了される。伝送チャネルの帯域幅Ｂへの信号スペクトルの制限が達成される。それから、個々のシンボルが、使用可能な周波数範囲全体で矩形をした電力密度スペクトルを有する。時間ドメインでは、シンボルフローは、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ形のパルスのシーケンスとして表示される。この種のパルスの平均幅δは、チャネル帯域幅Ｂにより定められ、δ＝１／Ｂで指定される。
【００９９】
拡散の前に周波数予約分が存在する場合、つまりチャネル帯域幅と加入者シンボルレートとの比の値が１より大きい場合には、信号対雑音比におけるシステム利得は、周波数拡散を用いた伝送から生じるだろう。このシステム利得は、周波数圧縮により受信機で実現される。これに関連付けられているのは、ビット誤り率の削減である。システム利得は、関係するシンボルレートを変えることにより制御できる。一定のチャネル帯域幅でシンボルレートを減速すると、自動的に、周波数拡散の増強に、つまりさらに高いシステム利得に、ひいては雑音及び狭帯域干渉に対するより大きな抵抗につながる。
【０１００】
最後に、可変周波数拡散は、加入者により要求されるある特定のビット誤り率を、変化する伝送条件下でも設定できるようにする。
【０１０１】
図９．１ａは、一定のＢＥＲを維持するために要求されるＳ／Ｎ比がデータレートに対して示される図を示す。該図は、固定周波数拡散によるスペクトル拡散方法と協働する共通のＣＤＭＡシステムの動作範囲、及びこれと比較して、ＱＰＳＫシステムの、及び可変周波数拡散による本発明に従った伝送システムの作業範囲を示す。係数ｋは、δという単位で隣接するシンボルの間隔を指定し、そこではδは、帯域幅Ｂに周波数拡散されたシンボルの平均幅を表す（δ＝１／Ｂ）。この値ｋは、周波数拡散の基準として見なすことができ、達成可能なシステム利得Ｇに同一である。ＣＤＭＡ方法は、要求されるＳ／Ｎ比が低いときには固定データレートでの伝送に依存するが、可変周波数拡散は、範囲全体［Ｓ／Ｎ、データレート］を図示されている線に沿って横切ることができるようにする。要求されているＢＥＲが低下しなければならない場合、例えば、より敏感ではないデータが伝送されなければならない場合には、伝送速度を増大させることができる。あらゆるケースで、「帯域幅」リソースの完全な活用が、線上のすべての点に保証される（スペクトル効率）。任意の規模の周波数予約分は、データ伝送中有効であるシステム利得に、自動的に変換される。
【０１０２】
図９.1ｂは、周波数（及び時間）の例を含む。周波数拡散された伝送シンボルは、等しい送信機電力でではあるが、異なるシンボルレートで（さまざまなｋ係数）で伝送された。受信側端末の圧縮フィルタの出力に出現する信号が図示されている。圧縮された信号のピーク振幅Ｕ_{ｓ ｃｕｔ}は、受信された拡散信号の振幅Ｕ_ｓに比較して係数
【数６】

の分だけ増加する。対応する電力の増加は値ｋを有する。システム利得Ｇ＝ｋは、シンボルレートによって変えることができる。
【０１０３】
周波数拡散されたシンボルは、受信機に伝送する前に時間拡散される。シンボル単位で生成される幅δのｓｉｎ（ｘ）／ｘパルスは、伝送前に長さＴのチャープ・パルスに変換される。チャープ継続時間は、このようにして達成可能な最大の時間拡散［＝Ｔ／δ］を決定する。時間拡散伝送を用いた場合における特別な優位点は、ブロードバンド干渉を抑制することにある。この理由から、チャープ継続時間Ｔは、チャネル内で定期的に発生するブロードバンド干渉に整合される。この整合が、図９．２で示されている。
【０１０４】
図９．２ａは、時間区間Ｔ_ｎで発生する可能性のあるブロードバンド伝送干渉を示す。干渉パルスの帯域幅Ｂ_ｎは、有効チャネル帯域幅Ｂより大きい。
【０１０５】
図９．２ｂは、伝送信号及び重ね合わされるブロードバンド干渉のスペクトルを示す。Ｂ_ｎは、受信機内の入力フィルタによって制限される、干渉信号の有効帯域幅である。Ｂ_ｎｏｍはチャネルの総使用可能（認可された）帯域幅であり、Ｂは送信機と受信機内でのロールオフフィルタ処理によって制限されるチャネル帯域幅であり、これは、さらに優れた弁別のために、以下に有効帯域幅として記述されるだろう。
【０１０６】
図９．２ｃは、干渉パルスがどのようにして伝送信号の上に追加で重ね合わされるのかを示す。データパルスと干渉パルスの混合信号は、最初に受信機内の入力フィルタを通過し、それから拡散遅延線（チャープ・フィルタ）を通過する。
【０１０７】
図９．２ｄは、遅延線の出力信号Ｕ_ｏｕｔ（ｔ）を示す。圧縮されたデータパルス及び拡散された干渉成分は、よりよい理解のために別々に示されている。圧縮前のデータパルスの振幅はＵ_ｓで示されている。Ｕ_ｎは重ね合わされたブロードバンド干渉パルスの振幅である。圧縮フィルタの出力でのデータパルスの振幅は
【数７】

倍に増加したが、干渉パルスの振幅は
【数８】

倍に減少した。圧縮されていない受信機信号と比較されると、信号−干渉比は、振幅に関して係数
【数９】

の分だけ増加し、電力に関して係数ｎの分だけ増加した。２つの拡散された干渉パルスは、図の右側に示される。それらは、それらが受けてきた拡散の結果として継続時間Ｔまで拡げられた。原則的には、大きなチャープ継続時間Ｔを適切に選ぶことによって、ブロードバンド干渉を、必要とされる任意の長さにわたって拡散することが可能である。しかしながら、境界状態はチャープ・フィルタの技術的な実行可能性に留まる。記述された過渡干渉が定期的に発生する場合は、拡散された干渉信号Ｕ_{ｎ ｏｕｔ}での不必要な増加を回避するために拡散パルスが重複しないことを確実にするために、システムを拡大縮小するときに注意を払わなければならない。この可能性を排除するためには、設定されるチャープ継続時間Ｔが、干渉パルスの周期Ｔ_ｎ未満であるように選ばれなければならない。
【０１０８】
時間拡散の結果として、伝送される信号は、ブロードバンド干渉に対する抵抗性を獲得する。時間拡散のサイズは、定期的なブロードバンド干渉パルスの発生に応じて、基地局と加入者局間でリンクを作るときに合意される（設定される）。このように、時間拡散は可変なものとして参照される。
【０１０９】
異なる送信機電力を、個々の加入者またはさまざまな時間スロットに割り当てることができる。
【０１１０】
これらのパラメータのセットアップは、可変加入者要件、伝送データレート、及びＢＥＲに対する柔軟且つ適応性のある応答に直接的な影響を及ぼす。リソース管理は、さまざまな加入者が基地局から異なる距離にあること、及びさまざまな周囲状態（干渉、マルチパスの影響、雑音）が個々の伝送路に適用することを考慮に入れる。メッセージを伝送するときの周波数拡散及び時間拡散の使用は、雑音及びその他の干渉信号を抑制する可能性を提供する。
【０１１１】
可変なＴＤＭＡグリッドサイズ、周波数拡散、時間拡散、および送信機電力は、トラフィックの量、変化する伝送状態、及び加入者要件に動的に整合することができる。ある程度まで、それらは互いとは無関係にセットアップできる。しかしながら、概して、それは、以下の実施態様が示すように、変更される個々の変数ではなく、それらの相互作用及び連結である。
【０１１２】
実施態様は、周波数拡散、時間拡散及び送信機電力を互いに整合する原則を示す。これらのパラメータが、加入者要件、伝送状態、及びトラフィック密度に合うためにどのように整合（適応）できるのかが示される。
【０１１３】
このために使用されるプログラム方式では、第１に、チャネル特性が分析されてから、伝送に対する加入者の要求が調べられ、最後にこのデータを考慮して、時間拡散、周波数拡散及び必要な送信機電力のサイズが決定される。それから、加入者への接続はこのデータを使用して行われる。
【０１１４】
接続は本質的に以下の３つのプロパティにより特徴付けられる。
−所望伝送速度（伝送データレート）
−要求されるビット誤り率
−所望される（また、認可又は許容される可能性のある最大の）送信機電力
これら３つの値は、加入者局によって、それが基地局にデータ接続を確立することを希望するときに伝達される。伝送されるデータの性質に応じて、３つの要件にさまざまな優先順位を割り当てることができる。したがって、音声を伝送するために要求されるビット誤り率は、機密の銀行データを伝送するために要求されるＢＥＲより小さい場合がある。音声を伝送するためには、優先順位は、例えば順序［送信機電力、伝送速度、ＢＥＲ］で配列され、銀行データを伝送するためには、優先順位は例えば順序［ＢＥＲ、送信機電力、伝送速度］で配列されるだろう。
【０１１５】
きわめて大きなサイズのファイル（例えば、グラフィックファイル）の伝送は、おそらくは、小さなサイズのデータベース照会の転送より大きな伝送速度を必要とする。それ以外の分野では、おそらく医学分野では、伝送速度には要件の増加は課されないが、許容送信機電力は非常に低いレベルに制限されてよい。
【０１１６】
図９．３から図９．８の図中では、（設定された優先順位を含む）加入者要件を受け入れ、周波数拡散または時間拡散及び電力制御を使用して、チャネル特性に整合された接続を、干渉に対する可能な最高の免疫性をもって確立するプログラムシーケンスが明らかにされている。
【０１１７】
接続に対する加入者の要求は、時間における開始点を記す。基地局は、この接続のためのＴＤＭＡフレーム内である特定の長さの時間スロットをすでに確保している（この時間スロットは、接続が進むにつれて増加または現象することがあり、それは残りの加入者との合意を必要とし、何らかのプロトコルに関係した努力を必要とする）。例えば、加入者が、ＢＥＲを削減するあるいは送信機電力を増加することが可能ではない状態で、ライブ接続中にデータレートの増加を要求するときに、割り当てられた時間スロットの延長が必要である。一定の長さの時間スロットは、以下のプログラム方式に必要とされる。
【０１１８】
プログラムシーケンス計画は５つの部分に分割され、これらは、固有の図面にそれぞれ示される。第１部（図９．３を参照すること）は、ログオン時の入力データと、可能な優先順位であって、加入者が設定できる優先順位とを記述する。行われた選択（伝送速度、要求されるＢＥＲ、送信機電力）に応じて、図９．４、図９．５、または図９．６中のプログラムセクションへの分岐が起こる。プログラムのこれらの部分では、第３変数（優先順位３）は好ましい変数（優先順位１）から求められ、変数にはそれぞれ「優先順位２」が割り当てられる。例えば、所望のシンボルレート及び要求されるＢＥＲでの伝送の場合、必要な送信機電力は、境界条件（リンク減衰及び雑音電力密度）を考慮に入れて計算される。
【０１１９】
プログラムの３つの過去のセクションから呼び出される計算手順は、図９．７に示される。加入者及び可能な時間拡散についてそれぞれのケースで達成可能なシンボルレートは、この手順を使用して計算される。
【０１２０】
得られる結果は、図９．８の「適応手順」に転送される。この手順は計算値、つまり伝送用の値（シンボルレート、ＢＥＲ、及び送信機電力）が加入者要件に対して十分であり、伝送システムによって実現できるかどうかをチェックする。イエスの場合には、まさにこれらの値を使用して加入者に対して接続がセットアップされる。それ以外の場合、設定された優先順位によって再び制御され、プログラムは、これらのパラメータを使用するデータ伝送が実施できるまで、シンボルレート及び送信機電力が変化するループを通して実行するだろう。適応手順は、伝送システムの変化した伝送状態への動的な整合も達成できるように、同様にリンク減衰及びスペクトル雑音電力密度の変化に応えることができる。
【０１２１】
図９．３は、伝送システムに既知でなければならない入力データを示す。これは、システムに固有でありかつ不変の固定値（キーデータ）（例えば、最大送信機電力Ｐ_ｍａｘ、チャネル帯域幅Ｂ_ｎｏｍ、変調の種類、ロールオフ係数ｒ）と、加入者要件（要求されるビット誤り率ＢＥＲ_ｒｅｑまたは要求されるシンボルレートＤ_ｒｅｑなど）と、特別な測定サイクルで決定されなければならないチャネル特性（リンク減衰Ａ_ｌｉｎｋ、スペクトル雑音電力密度Ｎ_ｍｅａｓ ）とのいずれかを含む。
【０１２２】
加入者の基地局への接続は、開始時点で有効であるこれらの入力データのために編成される。「入力データ」データレコードが完全である場合、伝送特性を定義することができる。
【０１２３】
これを行うには、伝送システムの有効帯域幅Ｂ（フィルタ処理によるロールオフ係数ｒによって削減されるチャネル帯域幅）が、最初に求められる。
【０１２４】
次に、圧縮されたパルスの平均幅δが、有効帯域幅Ｂから計算される。δの計算の背景は、後に実行される周波数拡散処理において、伝送されるそれぞれのシンボルがｓｉｎ（ｘ）／ｘ形をしたパルスに変換されるだろうという点である。この種のパルスは全帯域幅Ｂ及び平均時間幅δ＝１／Ｂを有する。伝送する前に、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ形をしたパルスが同じ帯域幅のチャープ・パルスに変換される。該チャープ・パルスは、受信機内で圧縮される。圧縮されたパルスは、再びｓｉｎ（ｘ）／ｘ形及び平均幅δを有する。
【０１２５】
チャープ継続時間Ｔは、以下のフィールドで固定される。チャープ継続時間Ｔは、チャネル内で（おそらく定期的に）発生するブロードバンド干渉に整合される。この干渉が周期Ｔ_ｎを有する場合には、設定されるチャープ継続時間Ｔは、Ｔ_ｎ未満となるように選ばれなければならない。
【０１２６】
後続のフィールドでは、３つの伝送変数（伝送速度、ＢＥＲ及び送信機電力）のどれに最高の優先順位及び第２に高い優先順位が与えられるのかが記録される。これが、プログラムの追加シーケンスを決定する。対応するプログラムステップは、（優先順位１に関係する）３つの可能な決定に係る図番号に関して後述される。
【０１２７】
［Ｉ］．伝送速度に対して最高の優先順位が与えられるとき（図９．４）。
第１段階（図９．４を参照すること）では、隣接するシンボル間の必要な間隔ｋは、要求されるシンボルレートＤ_ｒｅｑ及び有効帯域幅Ｂから計算される。ここでは、この間隔が平均パルス幅δの整数倍であることが仮定される。距離ｋはδを単位として指定される。
【０１２８】
第２段階では、優先順位２が調べられる。
［Ｉ］；ＢＥＲに対して優先順位２が与えられるとき。
−ここでは、要求されるＢＥＲを維持することが肝要である。関係する変調種類（例ではＱＰＳＫ）の要求されるビット誤り率ＢＥＲ_ｒｅｑのために受信機内で必要とされる割合Ｅ_ｓ／Ｎは、メモリに記憶されているテーブル（表）から読み取られる（Ｅ_ｓは、ビットエネルギーを示し、Ｎはスペクトル雑音電力密度を示す）。例えば、図示されている図によって、１０ｄＢのＥ_ｓ／Ｎが１０^−３のＢＥＲに必要とされる。手順は、エントリポイント７（図９．７を参照すること）に分岐する。
−要求される送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔは、計算された割合Ｅ_ｓ／Ｎ、測定されたリンク減衰Ａ_ｌｉｎｋ、雑音電力密度Ｎ_ｍｅａｓ、有効帯域幅Ｂ、及びパルス距離ｋから求められる。
手順は、エントリポイント８（図９．７を参照すること）に分岐する。
−時間単位［秒］での隣接したシンボルの間隔Δｔ（＝シンボル継続時間）は、距離係数ｋ及び平均パルス幅δから計算される。伝送は、その後、このシンボル間隔Δｔで実施される。
−以下の段階では、伝送用に意図されたシンボルレートＤが求められる。
−次の段階では、時間拡散が実施された後に重複するチャープ・パルスの数ｎが求められる。時間拡散プロセスでは、個々のｓｉｎ（ｘ）／ｘパルスは、係数Ψ＝ＢＴによって時間拡散される。平均幅δのある単一パルスは、幅Ｔのチャープ・パルスに変換される。チャープ継続時間Ｔがシンボル継続時間Δｔより大きい場合には、このことをシンボルの時間拡散伝送と呼ぶことができる。このケースでは、隣接する（チャープ：chirped）信号が、より大きな範囲まであるいはより小さな範囲まで互いに重複する。指数ｎ＝ＢＴ／ｋ（＝Ｔ／Δｔ）は、任意の指定時間に重複するシンボルの数を示す。この値ｎは、時間拡散の実際の基準と見なすことができる。
手順は、適応手順（図９．８を参照すること）のエントリポイント９に分岐する。
［Ｉ］送信機電力に対して優先順位２が与えられるとき（図９．４）。
−伝送は、定められた電力Ｐ_ｘｍｉｔを使用して実行されなければならない。
手順は、エントリポイント６（図９．６を参照すること）に分岐する。
−達成可能なＥ_ｓ／Ｎは、送信機電力、リンク減衰Ａ_ｌｉｎｋ，雑音電力密度Ｎ_ｍｅａｓ、有効帯域幅及び距離係数ｋから計算される。
−計算されたＥｓ／Ｎの達成可能なビット誤り率は、関係する変調の種類（例ではＱＰＳＫ）のためにメモリに記憶されるテーブルから求められる。
手順は、エントリポイント８（図９．７を参照すること）に分岐する。
−シンボル間隔Δｔ、シンボルレートＤ及び重複するパルスの数ｎが計算される。
手順は、適応型手順（図９．８を参照すること）のエントリポイント９に分岐する。
【０１２９】
プログラムシーケンスは、伝送のための最高優先順位が一定の伝送速度を達成することにおかれ、第２優先順位を定めるために、一定のＢＥＲを達成することまたは指定された送信機電力を維持することのどちらかにおかれるケースについて詳細に説明される。両方の優先順位が決定された副手順は、すべての伝送パラメータが決定された後に、最終的に図９．８に示される適応手順に分岐する。この手順がどのように働くのかは後記セクションで明らかにされる。
【０１３０】
［ＩＩ］．要求されるＢＥＲを維持することに対して最高の優先順位が与えられるとき（図９．５）。
手順は、エントリポイント３（図９．５）で開始する。要求されるビット誤り率に必要なＥ_ｓ／Ｎが求められる。
【０１３１】
次に、第２優先順位が調べられる。
［ＩＩ］；伝送速度に対して優先順位２が与えられるとき。
−送信機が最大送信機電力Ｐ_ｍａｘを出すという仮定の元での可能な最大受信機電力の決定。
−この受信機電力に必要な係数ｋの決定（どのシステム利得Ｇ＝ｋが、受信機内で十分に高い信号対雑音比を保証するのだろうか）
手順は、エントリポイント７（図９．７を参照すること）に分岐する。
−要求される送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔは、計算された距離係数ｋを使用して計算される（過去に完了した手順により、四捨五入の誤差次第で、Ｐ_ｍａｘは最大送信機電力Ｐ_ｍｉｔにほぼ等しくなることが予想される）。
−シンボル間隔Δｔ、シンボルレートＤおよび重複するパルス数ｎが計算される。
手順は、適応手順のエントリポイント９（図９．８を参照すること）に分岐する。
［ＩＩ］；指定されかつ削減された送信機電力に対して優先順位２が与えられるとき（図９．５）。
−達成可能な受信機電力は、指定された送信機電力について計算される。
−この受信機電力に必要な係数ｋの決定（どのシステム利得Ｇ＝ｋが受信機内で必要とされるＥ_ｓ／Ｎを保証するだろうか）
手順は、エントリポイント７（図９．７を参照すること）に分岐する。
−要求される送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔは、計算された距離係数ｋを使用して計算される（過去に完了した手順から、四捨五入の誤差次第で、要求される送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔが指定された送信機電力に等しくなることが予想される）。
−シンボル間隔Δｔ、シンボルレートＤ及び重複するパルス数ｎが計算される。
手順は、適応手順のエントリポイント９（図９．８を参照すること）に分岐する。
【０１３２】
［ＩＩＩ］．指定された送信機電力を維持することに対して最高の優先順位が与えられるとき（図９．６）。
手順は、エントリポイント５（図９．６を参照すること）で開始する。
指定された送信機電力について、達成可能な受信機電力が計算される。
【０１３３】
次に、第２優先順位が決定される。
［ＩＩＩ］；指定されたＢＥＲを維持することに対して優先順位２が与えられるとき。
−このＢＥＲを維持するために受信機内で必要とされるＥ_ｓ／Ｎの決定
手順は、エントリポイント４（図９．５を参照すること）に分岐する。
−このＥ_ｓ／Ｎに必要な係数ｋの計算（どのシステム利得Ｇ＝ｋが、受信機内で十分に高い信号対雑音比を保証するだろうか）
手順は、エントリポイント７（図９．７を参照すること）に分岐する。
−必死送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔは、計算された距離係数ｋを使用して計算される（過去に完了した手順から、四捨五入の誤差次第で、要求される送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔが指定された送信機電力に等しくなることが予想される）。
−シンボル間隔Δｔ、シンボルレートＤ及び重複するパルスの数ｎが計算される。
手順は、適応手順のエントリポイント９（図９．８を参照すること）に分岐する。
［ＩＩＩ］；指定された伝送速度を維持することに対して優先順位２が与えられるとき（図９．６を参照すること）。
−所望のシンボルレートＤ_ｒｅｑを維持しながら達成可能な係数ｋの決定（伝送がデータレートＤ_ｒｅｑの帯域幅Ｂで起こらなければならない場合、どのシステム利得Ｇ＝ｋが依然として達成できるのか）
−計算された距離係数ｋを使用して依然として達成できるＥ_ｓ／Ｎの決定
−計算されたＥ_ｓ／Ｎに対して達成可能なビット誤り率は、関係する変調の種類（例ではＱＰＳＫ）のためにメモリに記憶されるテーブルから求められる。
手順は、エントリポイント８（図９．７を参照すること）に分岐する。
−シンボル間隔Δｔ、シンボルレートＤ及び重複するパルスの数ｎが計算される。
手順は、適応手順のエントリポイント９（図９．８を参照すること）に分岐する。
【０１３４】
次に、適応手順がどのように働くのかが、説明された最後のケース、ケースＩＩＩ（指定された送信機電力を維持することに対する優先順位１、指定された伝送速度を維持することに対する優先順位２）の例を使用して説明されるだろう。
【０１３５】
適応手順は、エントリポイント９（図９．８を参照すること）で開始する。
−最初に、データ伝送が、計算され、転送されたパラメータ（シンボルレート、ＢＥＲ、送信機電力）を使用して実行可能であるかどうかに関して、試験が行われる。伝送システムがこのようにして決定された動作ケースを可能とする場合には、送信／受信デバイスはそれに応じてセットアップされ、伝送が開始する。それ以降、手順は開始に分岐して戻る（図９．３を参照すること）。
【０１３６】
試験結果が否定的であることが判明すると、要求されるパラメータのどれが維持されないのかを確かめるために、それは定められた優先順位の順序でチェックされるだろう。
−送信機電力が十分でない場合には、パラメータＰ_ｘｍｉｔは新しい値に設定され、手順はエントリポイント５に分岐する。残りのパラメータも、新規に選択された送信機電力を使用して再計算されるだろう。伝送状態（リンク減衰、雑音電力密度）がその間に変化した場合、変化は新しい計算にとりこまれるだろう。適応手順が再度到達されると、試験は再度開始する。プログラムは、必要な送信機電力が設定されるまでこのループを通って実行するだろう。
−（優先順位２によって）要求される伝送速度が達成されない場合、それは次にシンボルレートを増大させるための予約分が存在するかどうかを確かめるためにチェックされるだろう。距離係数ｋがすでに１という値を有する場合、これよりさらに予約分は存在しない。このケースでは、シンボルレートは有効帯域幅に等しくなるだろう。単一シンボルが全帯域幅を有するだろう。つまり、シンボルレートの上限に達した。周波数拡散は起こらず、システム利得はＧ＝ｋ＝１である。加入者に対して有効な伝送速度の増大は、ＴＤＭＡフレーム内でその加入者の時間スロットを拡張することによってのみ達成できる。これは、全体的なシステム負荷の削減、及び必要ならばこの削減されたシステムの使用量を待機することを必要とする。これが達成されると、所望接続を行うことができる。手順は開始まで分岐する（図９．３）。
調査時に、ｋが値＞１を有する場合には、シンボルレートを増大させ、代わりに周波数拡散または関連付けられるシステム利得Ｇ＝ｋを削減する可能性がある。この点で、ｋは最初に１、削減される。このケースでは、ビット誤り率の増加が予想されなければならない。この増加したＢＥＲが許容されるかどうかは、ループをもう一度回る（エントリポイント２にジャンプする）ことによって決定される。ループ内で適応手順に達すると、この手順は、要求される伝送速度が達成されるまで、最初に戻って繰り返される。
−システムが調べられるときに（優先順位３によって）要求されるＢＥＲが達成されない場合には、データレートを変えることができるのか、または送信機電力を変えることができるのかが優先順位リストに従って決定される。検討されているケースでは、固定された送信機電力が優先順位を有し、したがって手順はシンボルレートを変更するために、このケースではシンボルレートを削減するために分岐する。これを行うために、距離係数ｋが１で増加され、シンボル間隔が増大する。新しいシンボル間隔が所望ＢＥＲを維持するほど十分に高いかどうかは、ループを回ることで調査される（エントリポイント６にジャンプする。図９．６を参照すること）。そこで開始された手順が適応手順（図９．８）まで実行される場合には、ループは、要求されるＢＥＲが達成されるまで、必要な場合に再度実行されるだろう。
【０１３７】
本発明による伝送システム内での個々の加入者局の間での送信機電力および時間スロット長リソースの分散は、図９．９から９．１４に関して後述される。
【０１３８】
図９．９は、フレーム長Ｔ_ＦのＴＤＭＡフレームを示す。フレームは、チャネルを測定するための時間区間Ｔ_Ｓ０、長さＴ _Ｓ１ の編成チャネル、及びスロット幅Ｔ_Ｓ２、Ｔ _Ｓ３ ．．．Ｔ _Ｓｍ のｍ個の相互に独立したメッセージチャネルに分割される。これらの時間スロットのそれぞれに、送信機電力Ｐ _Ｓ （Ｐ _Ｓ０ ，Ｐ _Ｓ１ ．．．Ｐ _Ｓｍ ）を割り当てることができる。個々のチャネルの送信機電力は最大値Ｐ_ｍａｘに制限される。それぞれのスロット０、１．．．ｍの中の任意の指定された時間で重複するパルスの数を指定するために、数ｎ（ｎ_０、ｎ_１．．．ｎ_ｍ）が使用される。値ｎは、適切なスロット内で達成されるシンボル継続時間と、チャープ継続時間Ｔ（Ｎ＝Ｔ／Δｔ）に依存する。前記で導入された距離係数ｋ（有効帯域幅と達成されたシンボルレートＤとの比の値）及び時間拡散のために使用されたチャープ・フィルタの積ＢＴが計算のための根拠として解釈される場合、値ｎはｎ＝ＢＴ／ｋで指定される。
【０１３９】
各時間スロットに別々にスロット長及び送信機電力を割り当てることができることが、図９．９から分かる。図９．３から図９．８に従ってプログラム方式で明らかにされた可変時間拡散の結果は、時間スロットに関連して異なる重複するパルスの数ｎである。各時間スロットでは、送信機電力Ｐ _Ｓ は、このようにして、任意の時点でｎ個の重複するチャープ・パルスの間で分散される。チャネル測定用の時間スロットにおいてのように、シンボル間隔が、隣接するチャープ・パルスがもはや重複しないほど大きくなるように選ばれる場合（このケースではΔｔ≧Ｔ）、単一のチャープ・パルス、つまり単一の伝送された時間拡散されたシンボルは、スロット０について図に示されるように、スロットの総送信機電力により、例えば、最大送信機電力により伝送されるだろう。
【０１４０】
図９．１０ａは、図９．９から知られているＴＤＭＡシステムのチャネルリソースの分散を示す。受信機内で時間圧縮により受信される信号は、図９．１０ｂで表される図中に概略で示される。
【０１４１】
スロット０の時間圧縮された（逆拡散）信号のピーク振幅Ｕ_{Ｓ０ｏｕｔ}（Ｐ_Ｓ０＝Ｐ_ｍａｘ、ｎ _０ ＝１）が最高であることが分かる。伝送は、同じ送信機電力（Ｐ_Ｓ１＝Ｐ_ｍａｘ）の隣接スロット１で起こる。圧縮されたパルスの達成されたピーク振幅Ｕ_{Ｓ１ｏｕｔ}は、大幅に小さい。Δｔ_０≧Ｔというシンボル間隔は、時間スロット０［Ｔ _Ｓ０ ］内で達成され、さらに高いシンボルレートが時間スロット１［Ｔ _Ｓ１ ］のために提供され、シンボル間隔Δｔが相応して短くなる。図の下部は、達成可能なシステム利得が個々の時間スロットのためにどのようにして計算されるのかを示す。チャネル測定のための時間スロット内のシンボルは、非常に低いシンボルレートであるが、他方、可能な最大のシステム利得Ｇ_０＝ＢＴで伝送される。チャープ継続時間Ｔを維持しつつシンボルレートが増大される場合には、システム利得は時間スロットｍ［Ｔ _Ｓｍ ］の例に示される値Ｇ＝１まで削減される。この中では、シンボルレートＤはその最大に達し、隣接するシンボルは間隔δを有する。このケースでは、シンボルレートＤは有効帯域幅Ｂに等しい。周波数拡散は起こらない（可能な最高のデータレートの制限ケース）。
【０１４２】
最大送信機電力がスロット０、１及びｍ（Ｐ_Ｓ０＝Ｐ_Ｓ１＝Ｐ_Ｓｍ＝Ｐ_ｍａｘ）に仮定された。スロット２、３、４．．．の例では、スロット図の中で、送信機電力がＰ_ｍａｘ未満の値をとることもできることが示される。したがって、加入者アクセスの編成では３つの自由度が存在する―時間スロットの長さ、個々の時間スロット内のシンボルレート、及び個々のスロットのために提供される送信機電力である。
【０１４３】
例えば、スロット３が検討される場合、非常に低い送信機電力Ｐ _Ｓ３ と可能な最大のシンボルレート１／δとで伝送が実行されることは明らかである。概して、この組み合わせは、指定された雑音電力密度について伝送される信号により克服される距離が低いときだけに可能となるだろう。それ以外の極端なケース――非常に低いシンボルレートでの最大送信機電力――は、チャネル測定（スロット０）のための時間区間により示される。測定目的のため、２つのパルスが、雑音干渉に対する特殊な保護により、つまり増加したＳ／Ｎにより伝送されることが必要とされる。この目的のため、システムに内在する最大の拡散利得Ｇ_ｍａｘ＝ＢＴが、あらゆる単一測定シンボルの伝送のために活性化され、さらに送信機電力Ｐ_ｘｍｉｔが最大化される（Ｐ_ｘｍｉｔ＝Ｐ_ｍａｘ）。
【０１４４】
これら２つの極端なケースの間で、ＴＤＭＡフレームのスロットデータが、可変加入者要件及び伝送状態に整合されなければならない。これを行う上で、追加態様が考慮に入れられなければならない。概して、伝送はマルチパスの影響からの干渉を受ける。つまり、時間スロット内のメッセージシンボルは、複数の反射により歪められ、独自の時間スロット内で、及び後続の時間スロット内で、シンボル間干渉を引き起こすことがある。（そこで設定された送信機電力Ｐ _Ｓ に関して）後続の時間スロット内で、このように引き起こされた干渉電力を可能な限り低く保つために、増加する電力にしたがってＴＤＭＡフレーム内で個々のトラフィック時間スロットを並べ替えることが有利である。例：Ｐ_Ｓ２＜Ｐ_Ｓ３＜Ｐ_Ｓ４＜．．．＜Ｐ _Ｓｍ
【０１４５】
やはり図９．１０に示されているのは、システム利得Ｇ、及び個々の時間スロットのために受信機端末で圧縮された信号のピーク振幅Ｕ_{ｓｉ＿ｏｕｔ}を求めるための式である。
【０１４６】
図９．１０によるスロット分散のために、受信機端末で、時間スロット０、１、．．．ｍ内で圧縮される信号の予想されるピーク振幅は、図９．１１で計算される。
【０１４７】
図９．１２は、システム要件が変化するときにスロットデータを変更する例を示す。この参考資料は図９．１０である。スロットＳ_２、Ｓ_３、及びＳ_４のスロット幅、及びスロット３の割り当てられている送信機電力が変更した。
【０１４８】
図９．１２による変更されたスロットの分散について、受信機端末で時間スロット０、１、．．．ｍで圧縮された信号から予想されるピーク振幅は、図９．１３で計算される。
【０１４９】
図９．１４は、図９．９から知られるＴＤＭＡスロット方式のための伝送信号の包絡線の端部の形式を示す。測定時間区間Ｔ _Ｓ０ でのように、単一の重複しないチャープ・パルスが伝送される場合、増大時間及び減衰時間は送信機の帯域幅に依存する。重複するチャープ・パルスが伝送される場合には、エッジ部分が平坦な外観を有する。このケースでは、増大時間及び減衰時間は、さらに、重複するパルス数ｎにも依存する。
【０１５０】
図の下部の表示内容がこの影響を明らかにする。抜粋中で強調表示されているのは、測定時間区間Ｔ _Ｓ０ での第２のチャープ・パルスの減少及び同期時間区間Ｔ _Ｓ１ での増大するエッジ部分の形状である。
【０１５１】
同時に、これが、分散フィルタを通過するときの時間拡散の仕組みを示す。この時間拡散は、それぞれのシンボルが長さＴのチャープ・パルスに変換されたかのように解釈できる。それから、時間拡散信号内での信号のシーケンスは、シンボル間隔Δｔにより互いにオフセットして生成され、加えて重ね合わされる、同じ特性のチャープ・パルスのシーケンスとして現れる。立ち上がりのエッジ部分は、約ｎΔｔという時間区間後にその最終的な位置に到達するだけである（この表現は大幅に簡略化されている。ｓｉｎ（ｘ）／ｘパルスの二極シーケンスが伝送される場合には、実際には、統計的に分布した極性反転を備え時間的にオフセットしたチャープ・パルスが、互いの上に重ね合わされる）。しかしながら、根本的には、包絡線の終端におけるエッジ部分の形状は、このモデルを用いて説明できる。
【０１５２】
本発明及びその特別な優位点は、以下のように要約できる。つまり、本発明による伝送方法または本発明による多元接続システムは、周波数拡散信号および時間拡散信号を使用して働き、本発明による方法は、加入者に関係するさまざまな可変シンボルレートによる運用を可能にする。各加入者には、要求されるシンボルレートＲに関係なくチャネル帯域幅Ｂの全体が割り当てられる。周波数予約分が存在する場合、つまり、チャネル帯域幅がシンボルレートＲより大きい場合には、これらの周波数予約分は、周波数拡散伝送によって自動的に且つ直接的にシステム利得に変換される。周波数拡散及び時間拡散のための方法は、物理的な平面上だけで実現できる。このようにして、その他のシステム特性を変更しなくても（再初期化等）、データレートの単純な変更によりシステム利得を制御することが可能である。
【０１５３】
周波数拡散方法（それ以降の整合フィルタ処理を含むシンボル単位の擬似デイラックパルス形成）が、各メッセージシンボルがチャネル帯域幅の全体に拡散されることを保証する。それ以降の時間拡散（送信機内での周波数拡散されたシンボルのチャープ・パルスへの変換）は適切な周波数／実行時特性を備える、周波数拡散されたシンボルのシーケンスを分散フィルタ（例えば、ＳＡＷ チャープ・フィルタ）に通すことにより容易に達成される。
【０１５４】
受信機端末でチャープ信号を再変換することは、送信側端末にあるチャープ・フィルタの逆の周波数／実行時特性を有する追加のチャープ・フィルタにより実行される。
【０１５５】
送信側のチャープ・フィルタと受信側のチャープ・フィルタの間で記述された反転された周波数／実行時特性は、再変換に必要である唯一の条件である。この特性を備えるチャープ・フィルタが（例えば、ＳＡＷ技術内で（ＳＡＷ＝弾性表面波））受動的な構成部品として設計される場合には、チャープ信号の再変換及び変調プロセスの適切な選択により、受信された信号の復調も完全に非同期で起こることがある。
【０１５６】
それぞれの個々のシンボルを伝送するためのチャネル帯域幅全体の完全活用が、チャネル査定用の伝送パルス（時間拡散信号）を事前に決定する。このようなブロードバンドシンボル（チャープ信号）が伝送されると、それはその帯域幅全体で同じ強度をもってチャネルを動作状態にする。受信機では、チャープ・フィルタが、チャネルのパルス応答がフィルタ出力で直接的に出現するように、周波数ドメインから時間ドメインへの変換を引き受ける。シンボルごとの時間拡散に関連付けられているのは、伝送リンク内でメッセージ信号の上に重ね合わされる干渉の抑制である。同時に受信されるシンボルの受信機端末での逆拡散（圧縮）は、重ね合わされる干渉信号の拡散（拡大）を引き起こす。このプロセスの結果として、干渉エネルギーはさらに長い時間区間に渡って分散され、情報シンボルが破壊される確率は低下する。
【０１５７】
本発明による伝送方法においては、単一のシンボル（チャープ・パルス）は、完全なチャネルパルス応答を正確に決定するのに十分である。
【０１５８】
これは、この精度を、最大遅延拡散に対応する間隔で複数の連続的な基準シンボルを伝送し、平均値を形成することによって、あるいは自己相関によってさらに向上させることができるという点を排除しない。
【０１５９】
本発明による伝送方法は、まさに物理レベルで所定の柔軟性及び機能性を提供するが、これは、既知の他のシステム（ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ）を用いた場合には、コンピュータ動作によるより高いレベルの信号処理によってのみ実現可能なものであった。
【０１６０】
例えば、伝送データレートを半減するために、本発明による説明された伝送方法では、２つの連続シンボルと個々のシンボルのエネルギー間の時間に関連する間隔は二倍にされる。このようにして、チャネルリソースはデータレートの半分でさえ完全に活用される。同じ効果を達成するために、それ以外のシステムは、（例えば、インタリーブすることにより）データストリーム内の冗長性を含まなければならないだろう。その結果として、未変更の物理的なシンボルレートのためにユーザの目に見えるデータレートが半減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による伝送システムのブロック回路図である。
【図２】 本発明による伝送方法の代替実施態様のブロック回路図である。
【図３】 ブロック回路図による本発明の追加実施態様である。
【図４】 本発明の追加変型のブロック回路図である。
【図５】 受信機内でのサンプリング制御のブロック回路図である。
【図６】 図３からの信号を示す信号図である。
【図７】 チャネルの査定のためのプログラムシーケンスである。
【図８】 圧縮されたチャープ・パルスの包絡線曲線である。
【図９．１ａ】 信号−雑音比／チャネルデータレートである。
【図９．１ｂ】 受信側端末での圧縮フィルタの出力時の信号の表現である。
【図９．２ａ】 ブロードバンド伝送干渉の信号の表現である。
【図９．２ｂ】 伝送信号の、及びこの上に重ね合わされるブロードバンド干渉のスペクトルの表現である。
【図９．２ｃ】 伝送信号の追加重複及びパルスの形を取る干渉を含むブロック回路図である。
【図９．２ｄ】 圧縮されたチャープ・パルスの信号と拡散された干渉成分の表現である。
【図９．３】 本発明によるアクセス方法のためのプログラムシーケンス図である。
【図９．４】 本発明によるアクセス方法のためのプログラムシーケンス図である。
【図９．５】 本発明によるアクセス方法のためのプログラムシーケンス図である。
【図９．６】 本発明によるアクセス方法のためのプログラムシーケンス図である。
【図９．７】 本発明によるアクセス方法のためのプログラムシーケンス図である。
【図９．８】 本発明によるアクセス方法のためのプログラムシーケンス図である。
【図９．９】 さまざまな幅の複数の加入者時間スロットを含むＴＤＭＡフレームの表現である。
【図９．１０ａ】 異なる幅の時間スロットを含むＴＤＭＡフレームの表現、及び受信側端末で圧縮された後の、信号応答の概略表現である。
【図９．１０ｂ】 異なる幅の時間スロットを含むＴＤＭＡフレームの表現、及び受信側端末で圧縮された後の、信号応答の概略表現である。
【図９．１１】 本発明による異なる時間スロット内の受信側端末で圧縮された信号のピーク振幅を計算するための式の表現である。
【図９．１２】 （図９．１０と比較して）システム要件の変化についての時間スロットデータの変化の表現である。
【図９．１３】 図９．１２による受信側端末で圧縮された信号のピーク振幅を計算するための式の表現である。
【図９．１４】 図９．９による伝送信号の包絡線の端部の表現である。
【符号の説明】
１…クロックアップ手段、
２…伝送フィルタ、
３…デジタル−アナログ変換器、
４…低域通過出力フィルタ、
５…伝送チャネル、
６…低域通過入力フィルタ、
７…アナログ−デジタル変換器、
８…受信機フィルタ、
９…ＦＳＥ、
１０…クロックダウン手段、
１１…決定段、
１２…ＤＦＥ、
１３…係数計算手段。

Claims (33)

1. 所定のチャネル帯域幅（Ｂ）を備えたチャネルを介して所定のシンボルレート（Ｒ）で情報シンボルを伝送する方法であって、
   該情報シンボルに対して、送信側端末によって周波数拡散及び時間拡散を実行し、受信側端末によって対応する逆拡散を実行し、
   上記情報シンボルの周波数拡散は、擬似デイラックパルス形成とそれに後続するフィルタ処理とによって、又はデジタル信号処理技術によって実行され、各情報シンボルは、周波数拡散を用いなかったときの帯域幅よりも広い帯域幅にわたって、又は使用可能なチャネル帯域幅の全体にわたって拡散され、
   上記情報シンボルの時間拡散は、相関信号に対して情報信号をインタリーブすることによって実行され、
   要求される伝送品質及びチャネル特性に対して上記各拡散は適応的に整合され、従ってシステム利得もまた上記要求される伝送品質及びチャネル特性に対して適応的に整合される方法。
2. 上記伝送する方法のシステム利得を、シンボルレートの変動により制御する、請求項１に記載の方法。
3. 送信機電力、ビット誤り率、及び／または伝送速度を含むパラメータの少なくとも１つに従って、周波数拡散及び／または時間拡散を調整する、請求項１または２に記載の方法。
4. 上記相関信号はチャープ・パルス信号を含む、請求項１乃至３のうちの１つに記載の方法。
5. 上記情報シンボルに係る送信機電力、及び／またはビットレート、及び／またはビット誤り率は、個々に加入者に整合される、請求項１乃至４のうちの１つに記載の方法。
6. 周波数及び／または時間拡散信号がチャネル査定のために使用される、請求項１乃至５のうちの１つに記載の方法。
7. 上記チャネル帯域幅が一定のときに上記シンボルレートを減少させることは、上記周波数拡散を増大させる、請求項１乃至６のうちの１つに記載の方法。
8. 上記周波数拡散は、擬似デイラックパルスがシンボルレートに無関係に個別の情報シンボルごとに形成される第１段階と、上記擬似デイラックパルスのシーケンスが帯域通過フィルタによって処理される第２段階との２つの段階で実行される、請求項７に記載の方法。
9. 上記送信側端末において拡散された信号には、上記受信側端末において対応する圧縮が実行される、請求項１乃至８のうちの１つに記載の方法。
10. 所望される伝送速度と、要求されるビット誤り率と、認可されかつ所望される送信機電力とに係る各値は、上記情報シンボルの伝送前に上記受信側端末により上記送信側端末に伝達され、
    上記伝送は、上記所望される値、上記認可されかつ所望された値、及び上記要求される値を維持するように実行され、あるいは上記各値を維持できない場合には、上記伝送は、上記値のうちの少なくとも１つを維持することに、別の値を維持することより高い優先順位を設定するように実行される、請求項１乃至９のうちの１つに記載の方法。
11. 音声を伝送するときには、上記優先順位は「送信機電力、伝送速度、ビット誤り率」の順序で設定され、
    重要なデータを伝送するときには、上記優先順位は「ビット誤り率、送信機電力、伝送速度」の順序で設定される、請求項１０に記載の方法。
12. 上記情報シンボルの伝送は、複数の時間スロットで実行され、
    連続する時間スロットでの送信機電力は、時間スロットでのシステム利得に応じて異なって設定される、請求項１乃至１１のうちの１つに記載の方法。
13. 上記情報シンボルの伝送は、所定のフレーム長（ＴＦ）を備えるフレームによって実行され、１つのフレームは、チャネルを測定するための区間と、少なくとも１つの編成チャネルと、互いに等しいかあるいは異なる時間スロットをそれぞれ有するｍ個の相互に独立したメッセージチャネルとを有し、
    個々のチャネルの送信機電力は上記システム利得に応じて決定される、請求項１２に記載の方法。
14. ＴＤＭＡフレーム内の個々の加入者時間スロットは、割り当てられかつ昇順でソーティングされた送信機電力に基づいて配列される、請求項１２又は１３に記載の方法。
15. 任意の時点での送信機電力は、１つの時間スロット内のｎ個の重複するチャープ・パルス間で分散される、請求項１２又は１３に記載の方法。
16. チャネル測定のための時間スロット内のシンボル間隔は、隣接するチャープ・パルスがもはや重複しないほど大きく設定される、請求項１乃至１５のうちの１つに記載の方法。
17. 論理チャネルのパラメータ、すなわち、時間スロットの長さと、時間スロット内でのシンボルレートと、時間スロットに提供される送信機電力とは、物理的なチャネルの特性と加入者に固有の要件とに従って加入者ごとに個別に設定される、請求項１乃至１６のうちの１つに記載の方法。
18. 上記時間拡散は、適切な周波数／実行時特性を備える分散フィルタによって実行される、請求項１乃至１７のうちの１つに記載の方法。
19. 時間拡散のために使用される送信機のフィルタと、時間圧縮のために使用される受信機のフィルタとは、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）の形で実装される、請求項１乃至１８のうちの１つに記載の方法。
20. 時間拡散のために使用される送信機のフィルタと、時間圧縮のために使用される受信機のフィルタとは、電荷結合素子フィルタの形で実装される、請求項１乃至１９のうちの１つに記載の方法。
21. 最低限の再処理もないかあるいは最低限の再処理のみを備えた時間圧縮済み基準シンボルは、チャネルパルス応答の査定として受信機内で使用され、以後これはチャネル査定として参照される、請求項１乃至２０のうちの１つに記載の方法。
22. 基準シンボルは、受信機内でシンボルクロックを同期するためにも使用される、請求項１乃至２１のうちの１つに記載の方法。
23. シンボルが出現する時点において自己相関がゼロ値になる基準である第１ナイキスト基準を満たす自己相関を有する相関信号が使用されることを特徴とする、請求項１乃至２２のうちの１つに記載の方法。
24. ルートナイキストフィルタの絶対周波数シーケンスで加重されるチャープ信号が、相関信号として使用されることを特徴とする、請求項１乃至２３のうちの１つに記載の方法。
25. 使用される相関信号は、情報伝送の開始前に外部条件に応じて所定量の可能な相関信号から選択される、請求項１乃至２４のうちの１つに記載の方法。
26. ＦＳＥ等化器の形式の歪み排除のうちの線形部分は、受信機のチャネル査定が、上記送信側端末からアクセス可能なものにされた後に、上記送信側端末において前置等化として実行される、請求項１乃至２５のうちの１つに記載の方法。
27. 反復プロセスを使用する毎に反射係数を計算することによりチャネルパルス応答をパラメータ形式で計算することと、
    上記チャネルパルス応答から生じるマルチパスエコーを決定することと、
    等化位相中に受信される信号から、上記マルチパスエコーを減算することとを含むことを特徴とする、請求項１乃至２６のうちの１つに記載の方法。
28. 情報シンボルを送受信する複数の加入者局のための多重アクセス方法であって、
    各情報シンボルの伝送のために、請求項１乃至２７のうちのいずれかに記載の方法が使用され、
    加入者に関係する可変なデータレート及び伝送エネルギーが使用され、
    上記情報シンボルは、所定のチャネル帯域幅（Ｂ）を有するチャネルを介して逐次に、周波数拡散モード及び時間拡散モードで適応的に伝送され、上記受信側端末で周波数逆拡散及び時間逆拡散を受ける多重アクセス方法。
29. 情報シンボルに対して周波数拡散及び時間拡散の両方を実行して当該情報シンボルを送信するように適応化された送信装置と、
    受信された情報シンボルに対して周波数逆拡散及び時間逆拡散の両方を実行するように適応化された受信装置とを有し、
    請求項１乃至２８のうちの１つに記載の方法を実行する送受信機。
30. 情報シンボルに対して周波数拡散及び時間拡散の両方を実行して当該情報シンボルを送信するように適応化された送信装置を有し、
    請求項１乃至２８のうちの１つに記載の方法を実行する送信機。
31. 上記送信装置は、擬似ディラックパルスの形成とそれに後続するフィルタ処理とによって上記情報シンボルの周波数拡散を実行するように適応化された、請求項３０に記載の送信機。
32. 上記送信装置は、上記情報シンボルに係る高レベルのパルス形成によって上記情報シンボルの周波数拡散を実行するように適応化され、
    このとき、利用可能なチャネル帯域幅全体にわたって上記各情報シンボルを拡散する、請求項３０に記載の送信機。
33. 上記送信装置は、各情報シンボルを相関信号によってインターリーブすることによって上記情報シンボルの時間拡散を実行するように適応化された、請求項３０に記載の送信機。

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