DE19914384A1 - Digitale Zwischenfrequenzstufe - Google Patents

Abstract

Die digitale Zwischenfrequenzstufe (Quadratur-System, Tiefpaß-Variante) ist besonders durch den Einsatz eines speziellen, linearphasigen Tiefpaßfilters, eines sogenannten Spalttiefpaß-Filters zweiter Ordnung, gekennzeichnet, welches sich mit sehr geringem technischen Aufwand realisieren läßt. Ebenfalls sind die beiden, digitalen Quadratur-Mischstufen des Systems einschließlich der beiden digital geregelten Oszillatoren (DCO), die zur Erzeugung der Mischfrequenzen erforderlich sind, mit einfachen Logikbausteinen und Speicherelementen ausführbar. Zur Wortbreiten-Begrenzung des Ausgangssignals, dessen Wortbreite infolge der Filterung und Mischung erheblich anwächst, wird noch ein ebenfalls sehr einfaches Schaltungsbeispiel eines sogenannten Gray-Code-Formatierers angegeben.

Description

Die Erfindung betrifft eine digitale Zwischenfrequenzstufe nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Zum Empfang der in der modernen Satellitenkommunikation verwendeten "Spread Speetrum Signale" sind Hochfrequenz-Empfänger erforderlich, die für diese Signale eine entsprechend breitbandige Filterung im RF-Frontend und den Zwischenfrequenz- Stufen (ZF-Stufen) durchführen, sowie eine relativ breitbandige, digitale Signalweiterverarbeitung (Demodulation, Korrelation, Daten/Bit-Synchronisation und Datenauswertung) im Basisband-Prozessor realisieren. Zusätzlich wird ein ausreichend guter, linearer Phasengang der Mischstufen und der Filter vorausgesetzt. Insbesondere bei den Satelliten-Navigations-Empfängern (GNSS-Empfängern) für GPS und GLONASS ist diese Linearphasigkeit der Signalübertragung (konstante Gruppenlaufzeit) in den Filtern und Mischstufen unabdingbar, da andernfalls erhebliche Fehler in den Navigationsergebnissen auftreten können.

Nur ein weitgehend digitaler ausgeführter Hochfrequenz-Empfänger kann diese Kriterien erfüllen. Jedoch benötigt jeder Hochfrequenz-Empfänger ein minimales, analoges RF-Frontend, das die extrem schwachen Empfangssignale vorfiltert und für die nachfolgende digitale Signalverarbeitung entsprechend aufbereitet (Abwärtsmischung, Signal-Abtastung, A/D-Umsetzung, usw.). Eine technisch besonders günstige Lösung für ein solches RF-Frontend ergibt sich wenn die Empfangssignale bereits in einer sehr hohen ZF-Lage digitalisiert werden und zur Weiterverarbeitung in einen nachfolgenden voll digitalen ZF-Empfänger eingespeist werden. Auf Grund der hohen Bandbreite und Taktrate kann der Basisband-Prozessor des ZF-Empfängers in der Regel diese Breitbandsignale in der hohen ZF-Lage nicht in Echtzeit verarbeiten. Deshalb muß zuvor noch eine entsprechende digitale Abwärtsmischung, digitale Filterung und Abtastraten-Reduktion (Dezimation) mittels einer mehrkanaligen, digitalen ZF-Stufe (Digitaler Abwärtsmischer) erfolgen.

Die Aufgabe der Erfindung ist es eine mit minimalem Aufwand zu realisierende digitale Zwischenfrequenzstufe auszuarbeiten, die sich durch ihre digitale Abwärtsmischung, ihre digitale Filterung und ihre Abtastraten-Reduktion besonders für die Anwendung bei mehrkanaligen Hochfrequenz-Empfängern eignet.

Die Aufgabe wird durch eine Zwischenfrequenzstufe gelöst, bei welchem das komplexe Frequenzabtastfilter einen Tiefpaß 2. Ordnung mit einer sin(x)²/x²- Übertragungscharakteristik im Frequenzbereich darstellt. Hierbei wird das Frequenzabtastfilter mittels einer Hintereinanderschaltung zweier Elementarfilter bestehend aus einem Integrators 2. Ordnung (Akkumulator) und einem Differentiator 2. Ordnung (Kammfilter) gebildet und an der gemeinsamen Verbindungsstelle dieser beiden Elementarfilter die Abtastraten-Reduktion der Ausgangsdaten des Integrators y_n um den Faktor R mit Hilfe eines sogenannten Dezimators vorgenommen. Die Ausgangsdaten u_m des Dezimators, die im den Faktor R in der Taktrate verringert sind, werden in den nachfolgenden Differentiator eingespeist.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist die Möglichkeit die eingangsseitige Quadratur- Mischerstufe mit einem einfachen kombinatorischen Netzwerk zu realisieren. Dies wird durch die Beschränkung des Eingangswortes auf 2 Bit Breite und dessen Darstellung im 2-er-Komplement besonders einfach. Auch ist es in vorteilhafter Weise möglich die Trägersignale für die Mischerfrequenz f_b der zweiten, ausgangsseitigen Quadratur- Mischerstufe in einem durch ein einfaches kombinatorisches Netzwerk zu ausführbaren 2-bit Johnson-Zähler (2-bit Ringzähler) zu realisieren. Weiter läßt sich bei der erfindungsgemäßen Zwischenfrequenzstufe auch das Ausgangssignal des Realteil- Imaginärteil-Addierers mittels eines Gray-Code-Formatierers in seiner Wortbreite ohne Informationsverlust reduzieren.

Anhand der nachfolgenden Ausführungsbeispiele und Zeichnungen wird der erfindungsgemäße Gegenstand näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen auf einem komplexen Tiefpaß beruhenden Quadratur-System-Konzept.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Blockdiagramm der ZF-Stufe 12.

Fig. 3 zeigt schaltungstechnische Detail zu dem in Fig. 2 gezeigten schematischen Blockdiagramm der erfindungsgemäßen ZF-Stufe 12.

Fig. 4 zeigt die Struktur des Tiefpaßfilters

Fig. 5 zeigt exemplarisch ein schematisches Blockdiagramm eines der beiden identisch ausgeführten Zweige der komplexen 1. Mischerstufe 13.

Fig. 6 stellt die sehr einfachen, kombinatorischen Schaltung zur Erzeugung der erforderlichen, binären Mischsignale dar.

Fig. 7 zeigt die kombinatorische Schaltung für den Gray-Code-Formatierers 21.

Fig. 8 zeigt eine alternative Schaltung für den Gray-Code-Formatierers 21 auf.

Zum Verdeutlichung der Vorteile der nachfolgend beschriebenen erfindungsgemäßen digitalen ZF-Stufe, die eine Quadratur-System-Variante darstellt, wird kurz ein herkömmliches auf einem komplexen Tiefpaß beruhendes Quadratur-System-Konzept aufgezeigt. Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm dieses komplexen Quadratur-System- Konzepts. Das vorverstärkte analoge Empfangssignal s(t) wird im Analog-Digital- Umsetzer 1 mit der Abtastfrequenz f_a digitalisiert und der nachfolgenden ZF-Stufe 2 zugeführt. Die ZF-Stufe 2 kann in vier wesentliche Bestandteile gegliedert werden. Erstens, der 1. Mischstufe 3 die im wesentlichen aus einem eingangsseitigen 90°-Phasenschiebernetzwerk (π/2) 4 und sowie einem digitalen, variablen Oszillator 5, der die Mischfrequenz f_c erzeugt, besteht. Zweitens, dem komplexen Tiefpaß-Filter bzw. dem komplexen Frequenzabtast-Filter 6. Drittens, dem 2. Abtaster 7 der die erforderliche Abtastraten-Reduktion des mit f_a abgetasteten Summensignals s_a(n) auf die Abtastrate f_b mit dem ganzzahligen Abtastraten-Reduktionsfaktor R = f_a/f_b (mit f_b < f_a) Abtast-Taktfolge m.T_b durchführt. Viertens, einer 2. komplexen Mischstufe, die aus einem 90°-Phasenschiebernetzwerk (π/2) 9, einem digitalen Oszillator 10, der die feste Mischfrequenz f_c=f_b/4 erzeugt sowie einem Realteil-Imaginärteil-Addierer 11 zur Reellmachung des komplexen Ausgangssignals z(m) besteht. Da die Abtastraten- Reduktion erst nach durchlaufen des komplexen Tiefpaßfilters durchgeführt wird, ist die gesamte Signalverarbeitung in der ZF-Stufe mit einer hohen Taktrate f₀ <= f_a auszuführen. Dies stellt an die digitalen Bauteile des Systems erhebliche Anforderungen bezüglich Verarbeitungsbandbreite, Taktraten und Signallaufzeiten.

Das schematische Blockdiagramm der ZF-Stufe 12 das in Fig. 2 gezeigt wird zeichnet sich vor allem durch ein neuartiges I-Q-Kanal-Tiefpaß-Filter 14 aus. Dieses stellt einen Sonderfall eines reellen Frequenzabtastfilters dar, das durch seine sin²x/x²- Übertragungscharakteristik (Spalttiefpaß-Filter 2. Ordnung) im Frequenzbereich besonders gut an "Spread-Spectrum-Signale" angepaßt werden (Optimal-Filter) kann. Hierbei gliedert sich das Filter 14 nach Fig. 2 in zwei Funktionsblöcke, dem Integrator 2-ter Ordnung (Akkumulator) 15 und dem nachgeschalteten Differentiator 2- ter Ordnung (Kammfilter) 17. Genau zwischen diesen beiden Filterblöcken, also in der Mitte der Filterstruktur, wird mittels eines Abtasters 16 die Reduzierung (Dezimation) der Abtastrate von f_a auf f_b um den ganzzahligen Reduktionsfaktor R vorgenommen. Damit ist die Signalverarbeitung pro Quadraturkanal nur zur Hälfte (1. I-Q-Mischung und Akkumulator) bei der hohen Abtastfrequenz f_a auszuführen. Dagegen kann die zweite Hälfte des Abwärtsmischers (Differentiator und 2. I-Q-Mischung) mit der erheblich reduzierten Abtastrate f_b arbeiten. Dies stellt an einen Großteil der Verarbeitungsbausteine des Systems wesentlich geringere Anforderungen bezüglich Verarbeitungsbandbreite, Taktraten und Signallaufzeiten. Demzufolge ist dieses Abwärtsmisch-Verfahren besonders für die technische Realisierung von digitalen, mehrkanaligen ZF-Stufen mit preiswerten "ASIC's" und/oder "FPGA's" geeignet.

Durch die Wahl der Wortbreite a = 2 des Eingangssignals s_a(n) und dessen Kodierung im 2-er-Komplement kann die eingangsseitige Quadratur-Mischerstufe 13 mit einem einfachen kombinatorischen Netzwerk realisiert werden. Ebenso lassen sich mittels eines einfachen kombinatorischen Netzwerkes die Trägersignale für die Mischerfrequenzen f_c der 2. Mischerstufe 18 von den Ausgängen eines 2-bit Johnson- Zählers (2-bit Ringzähler) 19 herleiten. Um die Wortbreite des Ausgangssignal z(m) der ZF-Stufe in seiner Wortbreite zu minimieren, wird das Ausgangssignal des Realteil- Imaginärteil-Addierers 20 s_b(m) mittels eines Gray-Code-Formatierers 21 in seiner Wortbreite reduziert.

Die nachfolgenden Beispiele beschreiben vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung. Fig. 3 zeigt schaltungstechnische Detail zu dem in Fig. 2 gezeigten schematischen Blockdiagramm der erfindungsgemäßen ZF-Stufe. Mit dem 1. I-Q-Mischer 4, der seine digitale Mischfrequenz f_c (Wortbreite b Bit) vom einem einstellbaren digital steuerbaren Oszillator (Phasenakkumulator) 22 zur Frequenz-Selektion des Empfangskanals bezieht, wird das reelle Eingangssignal s_a(n) (Wortbreite a Bit) in den komplexen Tiefpaßbereich symmetrisch zur Frequenz-Nullage abgemischt. Anschließend führt das digitale I-Q-Tiefpaßfilter 14 die erforderliche Bandbegrenzung des abgemischten Signals (Wortbreite c Bit) sowie die Abtastraten-Reduktion um den Faktor R aus. Um den "Prozeßgewinn" G des Filters zu berücksichtigen, muß das Filter für eine erweiterte Verarbeitungswortbreite von d Bit ausgelegt werden. Zur Reellmachung des komplexen Filterausgangssignal (Wortbreite d Bit bzw. e Bit) ist dann der 2-te I-Q-Mischer 18 mit der festen Mischfrequenz f_c = f_b/4 (Wortbreite 2 Bit) notwendig. Die Mischfrequenz f_c wird von einem Johnson-Zähler mit einem nachgeschalteten kombinatorischen Netzwerk 19 erzeugt. Dem I-Q-Mischer 18 ist ein Realteil-Imaginärteil-Addierers 20 nachgeschaltet. Die für die digitale Signalverarbeitung im Basisband-Prozessor erforderliche Begrenzung der Wortbreite des reellen, digitalen ZF-Kanal-Ausgangssignals s_b(m) von f Bit auf g Bit wird mit einem Gray-Code-Formatierer 21 vor dem Ausgang der ZF-Stufe 14 vorgenommen. Das Tiefpaß-Filter entspricht einem modifiziertes Frequenzabtast-Tiefpaßfilter von 2. Ordnung das eine sin²x/x²-Übertragungscharakteristik im Frequenzbereich (Spalttiefpaß 2. Ordnung) aufweist. Es kann dementsprechend an das "Spread Spectrum" der modernen Satelliten-Kommunikationssignale (MSS, INMARSAT usw.) und der Satelliten-Navigations-Signale (GPS, GLONASS usw.) optimal angepaßt werden (Optimal-Filter). Wie bereits erwähnt besteht das Tiefpaß-Filter 14 nach Fig. 4 aus der Hintereinanderschaltung eines Integrators 2. Ordnung (Akkumulator) 15 mit einem Differentiator 2. Ordnung (Kammfilter) 17. An dem gemeinsamen Verbindungsstelle der beiden Elementarfilter 15 und 17 wird die Abtastraten-Reduktion der Integrator-Ausgangsdaten y(n) um den Faktor R mit Hilfe des sogenannten Dezimators 16 vorgenommen. Die resultierenden Daten u(m), die um den Faktor R in der Taktrate verringert sind, werden dann in den nachfolgenden Differentiator 17 eingespeist. Somit kann die Abtastraten-Reduktion technisch sehr einfach mit einem Abtast-Register an den Integrator-Ausgangsdaten y(n) vorgenommen werden. Hierbei bedeutet die Größe T die Abtastperiodendauer der Abtastfrequenz f_a bzw. die Verzögerung des Datensignals durch die Datenspeicher um die Zeitdauer T, was sich mit entsprechenden Registern realisieren läßt. Dementsprechend gilt für die Größe R.T bzw. 4.R.T im Differentiatorteil 17 eine Signalverzögerung von der Dauer R.T bzw. 4.R.T und bezieht sich hiermit auf die reduzierte Abtastfrequenz f_b = 1/R.T. Dadurch kann das gesamte Tiefpaß-Filter mittels einfacher Logikbausteine, wie Datenregistern, Addierern und Subtrahierern, realisiert werden. Es sind keine Koeffizienten-Multiplizierer notwendig, da es auch möglich ist die erforderlichen Multiplikationen mit dem Faktor 2 durch weitere Additionen oder Linksverschiebung entsprechender Bitstellen im Datenwort durchzuführen.

Anhand der in Fig. 3 bzw. Fig. 4 aufgezeigten, funktionalen Filterstruktur können nun die einzelnen z-Übertragungsfunktionen für die beiden Elementarfilter Integrator 15 und Differentiator 17 sowie für das gesamte Tiefpaßfilter 14 unter Berücksichtigung des Abtastraten-Reduktionsfaktors R aufgestellt werden. Daraus ergibt sich für den Integrator 15, der eine rein rekursive Filterstruktur (Polstellen-Filter) besitzt, eine Übertragungsfunktion entsprechend eines Akkumulators 2. Ordnung zu:

Jedoch weist in diesem Fall der Integrator 15 bei seiner alleinigen Verwendung, infolge seiner rein rekursiven Filterstruktur, einen schwerwiegenden Nachteil auf. Er ist so nicht stabil, d. h. bei Eingangssignalsprüngen von x_n kann das Ausgangssignal y_n des Integrators exponentiell über alle Grenzen wachsen. Nur in Verbindung mit dem nachgeschalteten Differentiator 17, der eine rein nicht-rekursive Filterstruktur (Nullstellen-Filter) besitzt und unter Verwendung einer speziellen 2-er-Komplement- Zahlendarstellung für die gesamte Filter-Arithmetik ist diese Filter-Instabilität vollständig vermeidbar. Daraus resultiert für den Differentiator 17 folgende Übertragungsfunktion die dem eines Kammfilters 2-ter Ordnung entspricht:

Auf diese Weise wird der Pol bei 1/4.R2 des Integrators, der im wesentlichen für Instabilität des Integrators 15 verantwortlich ist, durch eine der 4 Nullstellen des Differentiators 17 auf dem Einheitskreis kompensiert. Folglich ergibt sich dann die Übertragungsfunktion H(z) für das gesamte Tiefpaßfilter zu:

H(z)=H_I(z).H_D(z) Gleichung 3

Zur Dimensionierung der Verarbeitungswortbreite (Signaldynamik) der Filter- Arithmetik ist der sogenannte "Prozeßgewinn" G der Tiefpaßfilterung von entscheidender Bedeutung, der sich wie folgt darstellt:

G=16.R² Gleichung 5

Unter Einbezug des Filtergrades N eines äquivalenten FIR-Elementarfilters ergibt sich für G folgende Beziehung:

G=N² mit N = 4.R Gleichung 6

Dazu müssen für eine stabile Tiefpaßfilterung alle internen arithmetischen Operationen im 2-er-Komplement-Code ohne Werteüberlauf (Modulo-2-er-Komplement-Code, Stibitz-Code) mindestens eine ganzzahlige Wortbreite d aufweisen (Fig. 3). Daraus ergibt sich für d:

d≧(1 + c + 1d(G)) Gleichung 7

Nur so kompensiert der Differentiator 17 exakt die nicht vermeidbaren Grenzwert- Zyklusschwingungen des Integrators 15. In diesem Zusammenhang ist es zweckmäßig für die Zahlen im 2-er-Komplement-Code den Zahlenbereich von -1 bis +1 zu wählen, d. h. mit Fraktional-Arithmetik zu rechnen. Hierbei erfolgt eine eventuell notwendige Erweiterung des Zahlenbereichs an den Addier- und Subtrahiereingängen durch eine entsprechende Rechtsverschiebung der Binärstellen. Die binäre Zahlendarstellung wird damit LSB-bündig. Frei werdende MSB-Stellen werden dann mit dem gleichen Vorzeichenbit belegt. Die Weiterverarbeitung des Filterausgangssignals v_m innerhalb der digitalen ZF-Stufe kann dann entsprechend Fig. 3 im 2. Mischer 18 und im Realteil-Imaginärteil-Addierer 20 in der Regel mit einer reduzierten Wortbreite von e Bit bzw. f Bit erfolgen. In diesem Fall ist die entsprechende Rundung bzw. Abschneiden von Bitstellen MSB-bündig auszuführen. Zur Dimensionierung dieser Wortbegrenzung ist natürlich der noch zulässige Quantisierungsfehler für die Signalweiterverarbeitung zu berücksichtigen.

Der technische Schaltungsaufwand für die erste Mischstufe 13 und für die beiden Phasen/Amplituden-Codierer des zugehörigen digitalen, variablen Oszillators 22 hängt sehr stark von der verwanden Wortbreite a des Eingangssignals s_a(n), der Wortbreite b des Mischersignals der Frequenz f_m sowie von deren Code-Darstellungen ab. Dagegen wird die Wortbreite von L Bit des Phasenakkumulators des digitalen, variablen Oszillators 22 nur von der gewünschten Genauigkeit ΔF (Frequenzschrittweite) der Frequenzeinstellung F für die Frequenz-Kanalselektion C_n und von der Abtastfrequenz f_a bestimmt. Damit gilt allgemein für die vom digitalen, variablen Oszillators 22 generierte Trägerfrequenz:

Üblicherweise ist eine Quantisierung des Eingangssignals s_a(n) mit einer Wortbreite a = 2 Bit für den digitalen Abwärtsmischer vollkommen ausreichend. Der Vorteil des erfindungsgemäßen Mischerkonzeptes liegt in der Codierung von s_a(n) im 2-er-Komplement, das damit nur die folgenden 4 Werte in dezimaler Schreibweise annimmt:

s_a(n)-Werte: 1, 0, -1, -2.

Dadurch reduzieren sich die beiden Multiplizierer 30 und PA-Codierer 31 in der 1-ten Quadratur-Mischerstufe auf einfache kombinatorische Netzwerke. Fig. 5 zeigt exemplarisch ein schematisches Blockdiagramm eines der beiden identisch ausgeführten Zweige der komplexen 1. Mischerstufe 13. Da die Signalverarbeitung in der 1. Mischerstufe 13 grundsätzlich im 2-er-Komplement-Code ohne Überlauf (Stibitz- Code) erfolgt, können die Multiplikationen des 2 Bit Wortes A vom Analog-Digital- Umsetzer 1 mit einem 3 Bit Mischer-Wort B vom PA-Codierer 31 ausgeführt werden, das sich nur durch 4 verschiedene Pegelwerte für die 8 Cosinus-Sinus-Phasen des Mischsignals B der Frequenz f_m darstellt. Damit ergeben sich für die Wertfolge von B folgende Sequenzen in dezimaler Darstellung:

I-Kanal (Cosinus-Signal B_I): . . ., +2, +2, +1, -1, -2, -2, -1, +1, +2, +2, . . .
Q-Kanal (Sinus-Signal B_Q): . . ., +1, -1, -2, -2, -1, +1, +2, +2, +1, -1, . . .
x-------8-Werte-Zyklus-------x

Mit diesem Multiplikator-Code für f_m, dessen Signalsequenz folglich eine zur Nullage symmetrische, trapezförmige Einhüllende besitzt, ergibt sich so nur eine Wortbreite c = 4 Bit des Produktes C (Eingangswort zu den Tiefpaßfiltern). Deshalb kann der Produktcode C der Mischstufen nur die 7 Werte in dezimaler Darstellung annehmen:

Produktcode-Werte C: -4, -2, -1, 0, +1, +2, +4.

Der symmetrische Produktcode C verringert somit den Quantisierungsfehler im Mischprodukt für I-Kanal und Q-Kanal des um 1 LSB unsymmetrischen Eingangscodes A. Ein "Offset-Fehler" von 1/4 des Aussteuerbereichs bezüglich der 2 Bit Wortbreite von A wird dadurch vermieden. Ebenfalls werden durch diese symmetrische Darstellung des Mischfrequenz-Codes die quadratischen und höher-quadratischen Anteile von Störfrequenzen in den Mischsignalspektren (Quantisierungsfehler- Spektren) erheblich verringert, d. h. das Ausgangssignal des Produktes C weist somit einen kleineren Quantisierungsfehler auf als dies seiner Wortbreite c nach der Theorie entspricht.

Eine vorteilhafte Ausführung der Quadratur-Mischstufe 13 mit einfachen, kombinatorischen Netzwerken wird im Folgenden aufgezeigt. Die 3 Bit Phasen- Amplituden-Codierung des I-Kanal- und Q-Kanal-Mischsignals B(b0, b1, b2) aus dem gemeinsamen 3-bit Phasensignal P(p0, p1, p2), Fig. 5, des Phasenakkumulators 31 gründet sich damit auf die nachfolgende Zuordnungstabelle Tabelle 1, wobei von dem L Bit breiten Phasenwort P_A des Phasenakkumulators 31 nur die 3 höchstwertigsten Bits zu verwenden sind. So stellen die b0- bzw. p0-Stellen die Most-Significant-Bit- Stellen (MSB)der 2-er-Komplement-Codewörter B bzw. P dar. Die Wertigkeiten der Bitstellen werden hierbei nach fallenden Potenzen geordnet. Das MSB, das der Vorzeichenstelle entspricht, besitzt somit die Wertigkeit -2°.

Tabelle 1

Zuordnung der Phasenworte P des DCO1's zu den Amplitudenworten B_I und B_Q für das Mischsignal der 1-ten Quadratur-Mischstufe mit der Mischfrequenz f_m

Anhand von Tabelle 1 sind damit die Schaltungen der kombinatorischen Netzwerke des PA-Codierers 31 für T- und Q-Kanal eindeutig festgelegt. Die minimierten Boolschen Gleichungen zur Erzeugung der 3 Bit Amplituden-Ausgangsdaten B(b0, b1, p2) aus den 3 Bit Phaseneingangsdaten P(p0, p1, p2) können dazu wie folgt angegeben werden:

I-Kanal-Amplitudenwort B_I:
bO = (p0Λp1)V(p0Λp2)V(p0Λp1Λp2) MSB (VZ)
b1 = p1V(p0Λp2)V(p0Λp2) bzw. b1 = p1V(p0"+"p2)
b2 = p1 LSB

Q-Kanal-Amplitudenwort BQ:
bO = (p0Λp1)V(p0Λp2)V(p0Λp1Λp2) MSB (VZ)
b1 = p1V(p0Λp2)V(p0Λp2) bzw. b1 = p1V(p0"+"p2)
b2 = p1 LSB
(Das Zeichen "+" steht hier für die EXKLUSIV-ODER-FUNKTION bzw. Modulo- Addition ohne Überlauf; Unterstreichungen der Variablen stehen für Variablennegation).

Dem entsprechend kann auch das kombinatorische Netzwerk der Multiplizierer 30 der 1. Mischstufe 13 aus der Zuordnung des 4 Bit Produkt-Code-Wortes C(c0, c1, c2, c3,) zu dem 2 Bit Eingangswort A(a0, a1) und dem 3 Bit PA-Codierer-Ausgangswort B(b0, b1, b2) hergeleitet werden. Damit gilt hier folgende Zuordnungstabelle für die Codewörter der beiden identischen Multiplizierer 30 der 1-ten Mischstufe:

Tabelle 2

Zuordnung der Eingangsworte A und B zu den Produktworten C der identischen I- und Q-Multiplizierer der 1-ten Quadratur-Mischstufe

Aus der Tabelle 2 ergeben sich dann die minimierten Boolschen Gleichungen für den 4 Bit Produktcode C(c0, c1, c2, c3) der Multiplizierer 30 der 1. Quadratur-Mischstufe aus dem 2 Bit Eingangswort A(a0, a1) und dem 3 Bit Eingangswort B(b0, b1, b2) wie folgt:

Produktcode C:
c0 = (a1Λb2)V(a1Λa0Λb2) MSB(VZ)
c1 = (a1Λa0Λb0)V(a1Λb2)V(a1Λa0Λb0)
c2 = (a0Λb0)V(a1Λa0Λb0)V(a1Λa0Λb2)V(a1Λa0Λb1)
c3 = (a0Λb0) LSB

Dies erfordert zur technischen Realisierung der Multiplizierer einen nur sehr geringen technischen Aufwand. D. h. die Multiplizierer können mit wenigen, logischen Grundbausteinen, wie z. B. mit UND-Gatter, ODER-Gatter und Inverter, ausgeführt werden.

Vor der Reellmachung des komplexen Filterausgangssignals v(m), Fig. 3 und Fig. 4, ist allgemein bei der Tiefpaß-Lösung ein zweites Abwärtsmischen in einer zweiten, komplexen Mischerstufe 18 bei einer Mischfrequenz von f_T = f_b/4 notwendig.

Fig. 6 zeigt schematisch das kombinatorische Netzwerk mittels dessen diese komplexe Mischerstufe 18 vorteilhaft realisiert wird. Die Erzeugung der Mischfrequenz f_T erfolgt mit einem einfachen 2 Bit Johnson-Zähler (2 Bit Ringzähler) 19, der direkt durch seine 1 : 4 Teilung der 2-ten Abtastfrequenz f_b, die an seinem Eingang anliegt, die erforderlichen um 90° verschobenen Mischfrequenzen f_T und jf_T bereit stellt. Damit kann diese 2-te Mischung durch eine ganz triviale Signalmultiplikation ausgeführt werden, da die Amplitude der Mischfrequenz nur aus den 3 Werten -1, 0, +1 besteht.

Wie folgt stellen sich dann die Trägersequenzen als 4-Werte-Zyklen dar:

I-Kanal (Cosinus-Signal): . . ., +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, . . .
Q-Kanal (Sinus-Signal): . . ., 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, . . .
x--Zyklus--x

Um nicht unnötige Phasenfehler in der Modulation des Realteils und Imaginärteils des Mischer-Ausgangsignals w(m) (Einseitenband-Signal) beim Loslaufen (Einschalten) der ZF-Stufe hervorzurufen, muß der Johnsohn-Zähler 19 für diese Mischung noch in eine feste Phasenlage relativ zum Oszillator 22 der 1-ten Mischstufe 13 gebracht werden. Mit der Annahme, die willkürliche Phasenlage des Oszillators 22 sei ψ und die des Johnson-Zählers 19 ε, muß gelten:

• a) für das obere Seitenband: ψ = ε, d. h. der Oszillator 22 und der Johnson-Zähler 19 müssen beim Einschalten gleichzeitig mit ψ-ε = 0 (gleiche Phasenlage) loslaufen.
• b) für das untere Seitenband: ψ = -ε, d. h. der Oszillator 22 und der Johnson-Zähler 19 müssen beim Einschalten nur an ihrem Cosinusausgang (Realteil) gleichzeitig mit ψ = ε (gleiche Phasenlage) loslaufen, am Sinusausgang (Imaginärteil) muß der Johnson- Zähler 19 dagegen mit ψ-ε = 180° (180° Phasenlage gegenüber dem Oszillator 22) gestartet werden. Jedoch im Fall einer reinen BPSK-Modulation des Empfangssignals s_a(n), wie dies bei GPS- und GLONASS-Navigationsempfängern immer gegeben ist, sind diese obigen Einschaltbedingungen des Oszillators 22 und des Johnson-Zählers 19 belanglos. Hiermit wird nur bestimmt, ob das Modulationsergebnis w(m) am Mischerausgang mit 0° oder 180° Phasenlage zum DCO2-Signal (Anfangsphase) erscheint. Aus den 2 binären Zustandsfolgen des Johnson-Zählers 19:
  Q1-Zustandsfolge: . . ., 0, 0, 1, 1, 0, 0, . . .
  Q2-Zustandsfolge: . . ., 1, 0, 0, 1, 1, 0, . . .
  x--Zyklus--x
  können mit Hilfe der in Fig. 6 dargestellten sehr einfachen, kombinatorischen Schaltung die erforderlichen, binären Mischsignale (Trägersignale) INV_I, NUL_I bzw. INV_Q, NUL_Q für die Trägerfrequenz f_T bzw. für die Trägerfrequenz jf_T (90°- phasenverschoben) gewonnen werden. Dem entsprechend stellt sich die Zuordnungstabelle Tabelle 3 der Codierschaltung für die Ausgangsvariablen INV_I, NUL_I und INV_Q, NUL_Q bezüglich der Zustandsfolge des Johnson-Zählers Q1, Q2, wie folgt dar:

Tabelle 3

Zuordnung des Mischer-Codes der 2-ten Quadratur-Mischstufe (x = beliebiger Binärwert)

Damit ergeben sich dann für diese Codierschaltung der Trägeramplitude_{n INVI, NULI} und INVQ, NULQ bezüglich der Zustandsfolge des Johnson-Zählers Q1, Q2 die folgenden Boolschen Gleichungen:

I-Kanal-Amplitudenwort:
INV_I = Q1V Q2
NUL_I = Q1"+"Q2 = NUL _Q

Q-Kanal-Amplitudenwort:
INV_Q = Q1VQ2
NUL_Q = Q1"+"Q2 = NUL _I

(Das Zeichen "+" steht hier für die EXKLUSIV-ODER-FUNKTION bzw. Modulo- Addition ohne Überlauf; Unterstreichungen der Variablen stehen für Variablennegation)

Mit jeweils diesen Bitsignalpaaren INV, NUL werden nach Fig. 6 die Multiplikation der komplexen Ausgangssignale des Tiefpaßfilters 14 v(m) in der 2. Mischstufe 18 derart ausgeführt, daß gemäß der Multiplikationsfolge: 1, 0, -1 des Trägersignals die Signale v_R(m) (Realteil) und v_I(m) (Imaginärteil) entweder unverändert durchgeschaltet, auf den Wert Null gesetzt oder invertiert werden. Diese Signalmultiplikationen sind damit sehr einfach aus der Hintereinanderschaltung von EXKLUSIV-ODER-Gatter 42a und 42b mit UND-Gatter 41c und 41d realisierbar. Ebenfalls kann die restliche Schaltung der 2-ten Mischstufe 18 aus einfachen Logikbausteinen und Speicherelementen aufgebaut werden. So ist z. B. der Johnson- Zähler 18 mit zwei D-Flip-Flops 40a und 40b besonders einfach zu realisieren. Dies gilt gleichermaßen für die Codierschaltung der Bitsignale INV_I, NUL_I und INV_Q, NUL_Q, die mit EXKLUSIV-ODER-Gatter bzw. deren Negation 41a und mit ODER-Gatter 41b und 41c vollständig ausgeführt werden können. Die oben erwähnte, binäre Signal- Invertierung von v(m) im Fall der Signalmultiplikation mit dem Faktor -1 ergibt eine 1-er-Komplement-Code-Darstellung von v(m) für das Ausgangssignal w(m). Diese Codedarstellung ist hier jedoch zulässig, da für die nachfolgende digitale Weiterverarbeitung nach der Realteil-Imaginärteil-Addition eine entsprechende Wortbreiten-Reduzierung von s_b(m) mit Hilfe eines Gray-Code-Formatierers 21 erfolgen muß. Hierbei sind die Fehler, die durch den um 1 LSB sich vom 2-er- Komplement-Code unterscheidenden 1-er-Komplement-Code hervorgerufen werden, entweder vernachlässigbar oder können bei der Signal-Skalierung im nachfolgenden Formatierer 21 berücksichtigt werden.

Die durch die Tiefpaß-Filterungen und Signalmischungen in dem ZF-Quadratur-Kanal der digitalen ZF-Stufe bedingten Vergrößerung der Signaldynamik von a Bit bis f Bit, muß an die wesentlich kleinere Wortbreite von g Bit der nachfolgenden Signalverarbeitung, z. B. mit entsprechenden Mikroprozessoren, angepaßt werden. Vor allem bestimmt der Prozeßgewinn G = 784 der Tiefpaßfilterung die Wortbreite der komplexen Ausgangssignale v(m) und w(m). So ergibt sich z. B. bei einer Wortbreite der Tiefpaß-Eingangssignale x(n) von c = 4 Bit bereits eine erforderliche Verarbeitungswortbreite d = 15 Bit für die Tiefpaßfilterung. Etwa die gleiche Größe von 12 Bit bis 15 Bit müssen auch die Wortbreiten e und f der 2. Mischstufe 18 sowie des Realteil-Imaginärteil-Addierers 20 dessen Ausgang aufweisen. Die genau erforderlichen Wortbreiten e bzw. f sind eine Funktion der Signalstatistik des Eingangssignals s_a(n) und müssen im Einzelfall berechnet werden.

Damit entspricht dieser Wortbreiten-Reduktion des Ausgangssignals s_b(m) von f auf g Bit einer Signal-Skalierung mit dem Faktor «1 bzw. einer ganzzahligen Signaldivision mit dem Wert »1. Folglich kann auch diese Wortbreiten-Reduktion als eine Art einer zweiten "Signal-Quantisierung" des Signals s_b(m) betrachtet werden. Außerdem muß diese Skalierung bzw. Division gemäß der vorliegenden Signalstatistik von s_a(n) variabel ausführbar sein. D. h. die Werte für die Skalierung bzw. Division sind von extern einstellbar zu halten, da infolge einer in der Praxis nur gegebenen teilweisen Aussteuerung durch s_a(n), die Signaldynamik der Tiefpaßfilterung von d Bit nicht voll ausgenutzt wird. Demzufolge werden bei der 2-er-Komplement-Darstellung der Filterworte die oberen nicht genutzten Bitstellen durch gleiche Vorzeichenbits aufgefüllt. So kann eine einfache Skalierung des Ausgangssignals s_b(m) nicht durch Weglassen (Abschneiden) von oberen Bitstellen realisiert werden. Denn im Fall einer Reduzierung der Ausgangswortbreite auf g = 2 Bit, wie dies bei den meisten GPS- und GLONASS-Anwendungen erforderlich ist, würde das in der Regel den Verlust der gesamten Signalinformation bis auf das Vorzeichenbit bedeuten. Nach Fig. 7 ergibt sich mittels eines so genannten Gray-Code-Formatierers 21 eine technisch besonders einfache und vorteilhafte Lösung der Wortbreiten-Reduktion für das Ausgangssignal s_b(m) des Realteil-Imaginärteil-Addierers auf ein 2 Bit Signal s_r(m) im Gray-Code. Falls erforderlich, ist dieses 2 Bit Gray-Code-Signal mit einem einfachen EXKLUSIV- ODER-Gatter in das entsprechende 2 Bit Binär-Code-Signal zu konvertieren. Gemäß Fig. 7, wird zur Realisierung des Gray-Code-Formatierers direkt nach dem Realteil- Imaginärteil-Addierer 20 die höchstwertigste Bitstelle MSB (Vorzeichenbit) von den restlichen Bitstellen (f-1 Rumpfbits) des Summensignals s_b(m) abgetrennt und ergibt somit über eine Zwischenspeicherung von der Periodendauer eines Taktes R.T das höchstwertigste Gray-Code-Signal SIGN (MSB) des Ausgangssignals s_r(m). SIGN entspricht ebenfalls im Gray-Code dem Vorzeichenbit des 2-er-Komplement-Codes. Dagegen werden die Rumpf-Bitsignale von s_b(m) der Wortbreite f-1 Bit einer Betragsbildung unterzogen und damit wird anschließend eine f-1 Bit breite Schwellwert-Addition mit dem einstellbaren Schwellwert LIMIT von der Wortbreite h Bit ausgeführt. Hierbei stellt bereits das Bereichs-Überlauf-Bitsignal ÜB dieser Addition (entspricht einer digitalen Komparatorfunktion) das 2. Bitsignal MAGN des Gray-Code-Signals s_r(m) dar. Es wird ebenfalls wie im Fall des SIGN-Signals über eine Zwischenspeicherung der Dauer R.T an den Ausgang des Formatierers geführt. Die Zwischenspeicherungen mit R.T der Bitsignale SIGN und MAGN sind funktional nicht notwendig, sind jedoch in der technischen Realisierung zur Datensynchronisation meistens von Vorteil.

Das Summensignal s_b(m) wird durch eine Realteil-Imaginärteil-Addition der Signale w_R(m) + w_I(m) der ausgangsseitigen, zweiten Quadratur-Mischstufe 8 erzeugt.

s_b(m) = w_R(m) + w_I(m) im 2-er-Komplement-Code

Damit gelten zur Bildung der beiden Gray-Code-Bitsignale SIGN und MAGN folgende Logikbedingungen:

Ein erfindungsgemäßes Schaltungsbeispiel eines solchen 2 Bit Gray-Code-Formatierers, realisierbar mit 2-er-Komplement-Addierern 53, wird in Fig. 8 aufgezeigt. Hierbei ist noch eine zusätzliche, technisch nicht unbedingt notwendige Zwischenspeicherung des Summensignals s_b(m) des Realteil-Imaginärteil-Addierers 20 mit einem D-Register 50 vorgesehen. Damit unterscheidet sich für die technische Ausführung des 2 Bit Gray-Code-Formatierers Fig. 8 gegenüber Fig. 7 in folgenden, wesentlichen Punkten:

• a) Die Betragsbildung des Rumpf-Bitsignals der Breite f-1 aus s_b(m) geschieht hier durch eine einfache Invertierung der Rumpfbits in Abhängigkeit des invertierten Vorzeichenbits VZ des Summensignals s_b(m) mittels EXKLUSIV-ODER-Gatter 52. Diese liefern somit im Fall von VZ = -1 von s_b(m) das Rumpf-Bitsignal im 1-er- Komplement-Code an den nachfolgenden fBit breiten Schwellwert-Addierer 53.
• b) Die 1-er-Komplement-Code-Darstellung des Rumpf-Bitsignals der Breite f-1 wird zur Schwellwert-Addition durch die Belegung des "Carry In" am Überlaufeingang C₀ des Schwellwert-Addierers 53 mit dem invertierten Vorzeichenbit VZ von s_b(m) in das notwendige 2-er-Komplement-Codesignal intern umgesetzt (korrigiert).
• c) Damit erfolgt die Schwellwert-Addition der Rumpf-Bitsignale mit dem Schwellwert- Signal LIMIT grundsätzlich im f Bit breiten 2-er-Komplement-Code ohne Überlauf. Hierbei ist die höchstwertigste Bitstelle (MSB) des Ausgangssignals s_s(m) des Schwellwert-Addierers 53 identisch mit dem zweiten Bitsignal des Gray-Codes MAGN (2^-1, LSB) am Formatierer-Ausgang. Da die erste Bitstelle des Gray-Codes SIGN (2⁰, MSB) identisch bzw. invertiert zum Vorzeichenbit (VZ) des Eingangssignals des Formatierers s_b(m) vorliegt, wird sie unverändert über das D-Register 54 zum Formatierer-Ausgang durchgeschaltet.
• d) Der Schwellwert LIMIT mit der Wortbreite h < = f-1 muß hierbei als positiver Komplement bezüglich der positiven Bereichsgrenze der Schwellwert-Addition vorliegen. Die Darstellung des Schwellwertes LIMIT erfolgt somit im natürlichen Binär-Code.
• e) Die Bitstellen des Ausgangssignals s_r(m) bzw. s_s(m) (WORD) nach dem D- Register 54 mit der geringeren Stellenwertigkeit < 2⁰ (unterhalb des MSB's von s_s(m)), die unter anderem keinen Beitrag mehr zum 2 Bit Gray-Code-Signal s_r(m) am Ausgang liefern, geben den Wert bzw. dessen Komplement der Abweichung (Differenz) des Schwellenwertes LIMIT vom Betrag des Signalwertes s_b(m) an.

Dieses f-1 Bit breite Binärsignal WORD kann somit als Berechnungsgrundlage (Signalstatistik) für eine automatische, adaptive Schwelleneinstellung mit LIMIT am Schwellwert-Addierer 53 dienen.

Claims (8)

1. Vorrichtung zur Realisierung einer digitalen Zwischenfrequenzstufe, bestehend

• 1. aus einem Abtaster zur Digitalisierung eines analogen Eingangssignals,
• 2. aus einer ersten, eingangsseitigen Quadratur-Mischerstufe,
• 3. aus einem komplexen Frequenzabtastfilter,
• 4. und aus einer zweiten Quadratur-Mischstufe mit einem nachgeschalteten Realteil- Imaginärteil-Addierer, dadurch gekennzeichnet,
• 5. daß das komplexen Frequenzabtastfilter dergestalt ausgeführt ist, daß es einem Tiefpaß 2. Ordnung mit einer sin(x)²/x²-Übertragungscharakteristik im Frequenzbereich entspricht,
• 6. daß das komplexe Frequenzabtastfilter mittels einer Hintereinanderschaltung zweier Elementarfilter bestehend aus einem Integrators 2. Ordnung (Akkumulator) und einem Differentiator 2. Ordnung (Kammfilter) gebildet wird,
• 7. daß an der gemeinsamen Verbindungsstelle zwischen dem Akkumulator und dem Differentiator ein Abtastratendezimator eingefügt ist,

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die eingangsseitige Quadratur-Mischerstufe mit einem einfachen kombinatorischen Netzwerk realisiert werden kann, welches darauf ausgerichtet ist das digitalisierte Eingangssignals, das mit einer Wortbreite von 2 Bit im 2-er-Komplement beschrieben ist, zu verarbeiten.

3. Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Erzeugung der Trägersignale für die Mischerfrequenzen der zweiten Quadratur- Mischerstufe einen 2-bit Johnson-Zählers (2-bit Ringzähler) enthält, der durch ein einfaches kombinatorisches Netzwerk realisiert ist.

4. Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Realteil-Imaginärteil-Addierer einen Gray-Code-Formatierer enthält.

5. Verfahren für die Datenverarbeitung in einer digitalen Zwischenfrequenzstufe nach den Ansprüchen 1 bis 4,

• 1. bei welchem das digitalisierte Eingangssignal in einer eingangsseitigen Quadratur- Mischerstufe in den komplexen Tiefpaßbereich symmetrisch zur Frequenz-Nullage abgemischt wird,
• 2. bei welchem das abgemischte Signal in einem nachfolgenden, komplexen Frequenzabtastfilter gefiltert wird,
• 3. und bei welchem das gefilterte, komplexe Signal in einer zweiten, ausgangsseitigen Quadratur-Mischerstufe mit einem nachgeschalteten Realteil-Imaginärteil-Addierer wieder reell gemacht wird, dadurch gekennzeichnet,
• 4. daß mittels eines an der gemeinsamen Verbindungsstelle zwischen dem Akkumulator und dem Differentiator eingefügten Abtastratendezimators die Ausgangsdaten des Integrators in der Taktrate verringert werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal eine Wortbreite von 2 Bit aufweist und im 2-er-Komplement dargestellt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Trägersignal für die ausgangsseitige Quadratur-Mischerstufe von den Ausgängen eines 2-bit Johnson-Zählers (2-bit Ringzähler) hergeleitet wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Realteil-Imaginärteil-Addierers mittels eines Gray-Code- Formatierers in seiner Wortbreite ohne Informationsverlust reduziert wird.