DE19906801C2

DE19906801C2 - Spreizungs-Signal-Analysator und Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals

Info

Publication number: DE19906801C2
Application number: DE19906801A
Authority: DE
Inventors: Juichi Nakada
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1998-02-19
Filing date: 1999-02-18
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2019-02-19
Also published as: US6552995B1; DE19906801A1

Description

Hinterrund der Erfindung 1. Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spreizungs-Signal-Analysator (spectrum diffusion signal analyzer), der dazu verwendet wird, den Fehler einer Trägerfre quenz in Bezug auf eine Referenzfrequenz oder ein Signalperiodentiming im Be reich einer Spreizungs-Kommunikation (spectrum diffusion communication) und zum Demodulieren des Spreizungs-Signals (spectrum diffusion signal) zu messen.

2. Der Stand der Technik

Im Hinblick auf die drahtlose Kommunikation der CDMA (Code Division Mul tiple Access) ist es beim Empfang eines Spreizungs-Signals notwendig, den Spreizungs-Code (diffusion code) wie z. B. den PN-Code, Walsh-Code, oder den Gold-Code des empfangenen Signals mit dem Spreizungs-Code-Signal einer lo kalen Station zu synchronisieren. Um die Synchronisation durchzuführen, gibt es ein Verfahren zum Aufsuchen einer Korrelation zwischen eingegebenen Signal und dem Spreizungs-Code-Signal und zum Suchen des Punktes, bei dem der Kor relationswert in Bezug auf eine Zeitachse ein Maximum annimmt.

Andererseits gibt es bei drahtloser Kommunikation Fehler bei der empfangenen Trägerfrequenz in Bezug auf eine Referenz-Trägerfrequenz. Der Fehler wird durch die Dopplerverschiebung oder einen Frequenzfehler einer Referenzfre quenz-Quelle in einem Sender verursacht. Es besteht die Möglichkeit, daß ein Meßgerät einen Fehler beim Setzen einer Trägerfrequenz nicht detektieren kann oder daß es eine Referenzfrequenz nicht genau detektiert.

Bei einem Trägerfrequenz-Fehler ist es schwierig, die Synchronisation in Bezug auf eine Zeitachse durchzuführen, da das Maximum des Korrelationswertes nicht auftritt.

Ein Verfahren besteht daher darin, den Frequenzbereich aufzuteilen und einen Synchronisationspunkt durch das sequentielle Verändern der empfangenen Trä gerfrequenz zu suchen. Wenn eine Trägerfrequenz um Δω verschoben ist, wird eine Frequenz eines komplexen Signals Z(i) (i ist die Anzahl der Abtastungen und entspricht der Zeit), das durch eine orthogonale Transformation erhalten worden ist, korrigiert und wird daher ausgedrückt durch Z(i) × exp(-jΔωi). Dar aufhin wird der quadrierte Absolutwert des Produktes des korrigierten Signals und des komplex-konjugierten R* des Spreizungs-Code-Signals R, d. h. eine Korrela tion, berechnet.

|Σ_i=0 ^L[Z(i) × exp(-jΔωi)] × R*(i)|² (1)

Die Zeitverschiebung des quadrierten Absolutwertes des Korrelationswertes, d. h. das Maximum der Korrelationskurve ist die synchrone Position. Die Korrelations kurve ist wie folgt gegeben:

C(m) = |Σ_i=0 ^L[Z(m + i) × exp(-jΔω.(m + i)] × R*(i)|²

Die frequenzverschobene Korrelationskurve hat die folgende Darstellung:

N ist hierbei eine Periode des Spreizungs-Codes (Code-Länge).

Aufgrund des Frequenzfehlers wird die Frequenz mit dem größten Maximum der Korrelationskurvenmaxima durch die Detektion der Korrelationskurven gesucht, indem der Frequenzbereich jeweils um Δω verschoben wird.

Die obigen Ausführungen sind im Detail beispielsweise in dem Buch "Spreizungs-Kommunikationssysteme" Seiten 333 bis 337 von Yokoyama, er schienen bei Science Technology Publishers, erklärt.

Aus dem Dokument Yoshiyuki Yanagimoto: "Reciever Design for a Combined RF Network and Spectrum Analyzer" aus dem Hewlett-Packard Journal, Oktober 1993, S. 85-94 ist ein Spektralanalysator mit einem dritten Überlagerungsoszil lator (Third LO) bekannt. Dessen Signal wird direkt (0°) und phasenverschoben (90°) in jeweils einem Mischer (Third Mixer) mit einem Zwischenfrequenzsignal (Second IF Filter) gemischt. Die Ausgangssignale der Mischer werden tiefpassge filtert, ehe sie zur weiteren Signalverarbeitung gelangen, in deren Verlauf auch eine schnelle Fouriertransformation (FFT) durchgeführt wird, vgl. Seite 89.

Aus der DE 40 32 568 A1 ist ein Überwachungsempfänger mit zwei Mischern und einer komplexen FFT bekannt, vgl. Fig. 1.

Aus der DE 44 11 098 A1 ist ein DFT-Spektrum- oder Netzwerkanalysator (DFT = diskrete Fouriertransformation) bekannt, bei dem ein Eingangssignal in üblicher Weise heruntergemischt wird und anschließend über ein Tiefpaßfilter läuft. Da nach folgen A-D-Wandlung und Signalverarbeitung mit DFT.

Die drei obengenannten Dokumente zeigen jedoch nicht, dass das Produkt des orthogonal transformierten Signals und des komplex-konjugierten Spreizungs signals berechnet wird.

Die Zeitsynchronisation wird jedoch durch das sequentielle Verändern eines Fre quenzbereiches und durch das schrittweise (half chip by half chip) Verschieben des Spreizungs-Codes innerhalb des Frequenzbereiches durchgeführt. Falls dann ein Maximumwert, der größer ist als ein Schwellwert, nicht erhalten werden kann, werden die gleichen Schritte mit einer Verschiebung des Frequenzbereiches wie derholt. Daher wird eine Hardware zum sequentiellen Verändern der Frequenz benötigt. Alternativ dazu wird, wenn der Vorgang durch eine Software ausgeführt wird, Zeit zum Verändern einer Frequenz eines Signals benötigt. Das heißt, es besteht das Problem, daß der Hardware-Aufwand größer wird oder daß die Verar beitungszeit länger wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Dementsprechend ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Fehler und Nachteile, die im Stand der Technik auftauchen, im wesentlichen zu verhindern und einen Spreizungs-Analysator zu schaffen, der die Verschiebung einer Träger frequenz eines empfangenen Signals in Bezug auf eine Referenzträgerfrequenz und eine Timing-Drift eines Spreizungssignals detektieren kann, ohne eine Fre quenz zu verändern.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann das genannte Ziel durch einen Spreizungs-Signal-Analysator erreicht werden, der die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale aufweist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein eingegebenes Spreizungssignal or thogonal transformiert und das Produkt des orthogonal transformierten Signals und des komplex konjugierten Spreizungs-Code-Signals berechnet. Daraufhin werden Datenserien des berechneten Produkts diskret fourier-transformiert und der quadrierte Absolutwert von jedem fourier-transformierten Koeffizienten be rechnet. Der Spreizungs-Analysator kann ferner enthalten: eine Vorrichtung zum Suchen eines Maximums zum Suchen einer Verschiebung des genannten Sprei zungs-Code-Signals in Bezug auf eine Referenzzeit, wenn jeder der genannten quadrierten Werte innerhalb einer Periode des Spreizungs-Code-Signals einen Maximalwert hat und zum Suchen der Frequenz des korrespondierenden Koeffi zienten.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Verschiebung des genannten Sprei zungssignals in Bezug auf eine Referenzzeit gesucht, wenn jeder der genannten quadrierten Werte einen Maximalwert innerhalb einer Periode des Spreizungs- Code-Signals hat und die Frequenz des entsprechenden Koeffizienten wird als der Fehler der Trägerfrequenz gesucht.

Im Hinblick auf die obige Formel (1) wird die Transformation des Produktes in nerhalb der eckigen Klammern durchgeführt und durch das Symbol Σ dargestellt. Die Formel (1) wird durch die folgende Formel (2) dargestellt, da m innerhalb der Absolutwertsymbole konstant ist.

Formel (2) ist eine Formel zur diskreten Fourier-Transformation von (Z(m + i) × R*). Gemäß der vorliegenden Erfindung wird daher das Produkt des eingegebe nen, orthogonal transformierten Signals Z(m + i) und des komplex konjugierten R* der Spreizungs-Code-Serien im Bezug auf jede Abtastung berechnet. Daraufhin werden die Datenserien, die sich aus der Berechnung ergeben, fourier- transformiert. Der quadrierte Absolutwert von jedem Koeffizienten, der aus der diskreten Fourier-Transformation erhalten wird, ist schließlich ein Korrelations wert in Bezug auf m. Wenn die diskrete Fourier-Transformation in Bezug auf jede Frequenz durchgeführt wird, wird C_f(m) berechnet. Durch die Verwendung der FFT (Fast-Fourier-Transformation) für die diskrete Fourier-Transformation wird C_f(m) für jede diskrete Frequenz berechnet. Wenn die gleiche Berechnung durch geführt wird für m, m + 1, m + 2, . . ., erhält man zweidimensionale Korrelationsdaten für die diskrete Frequenz (Frequenzfehler) und die diskrete Zeit (Zeitverschie bung).

Die Maximum-Suchvorrichtung für den Spreizungss-Signal-Analysator gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Anzeige, die zum Anzeigen der quadrierten Werte eine von zwei orthogonalen Achsen als eine Frequenzachse und eine andere als eine Zeitachse umfaßt.

Darüber hinaus zeigt gemäß der vorliegenden Erfindung die Anzeige dreidimen sional die Höhe des quadrierten Wertes durch die Verwendung einer weiteren Achse an, die senkrecht zu den beiden senkrechten Achsen ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt die Anzeigevorrichtung die Höhe des quadrierten Wertes durch die Verwendung einer Helligkeitsstärke an oder die An zeigevorrichtung zeigt die Höhe des quadrierten Wertes durch die Verwendung von Farben an, wobei jede Farbe einer Höhe des quadrierten Wertes entspricht.

Gemäß eines weiteren Aspekts der vorliegenden Erfindung umfaßt das Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals einen Schritt einer AD-Transformation zum Transformieren des eingegebenen Spreizungssignals in eine digitale Datense rie, den Schritt der orthogonalen Transformation zum orthogonal Transformieren der digitalen Datenserien und das temporäre Speichern der orthogonal transfor mierten Datenserien, einen Multiplikationsschritt zum komplex Multiplizieren jeder Abtastung, die eine orthogonal transformierte Datenserie hat, und des kom plex-konjugierten Spreizungssignals, einen Fourier-Transformationsschritt des diskret Fourier-Transformierens der Abtastungen, die einer Periode des Sprei zungs-Codes der komplex multiplizierten Abtastungen entsprechen, einen Schritt der Quadrierung zum Berechnen der quadrierten Absolutwerte für jede Frequenz komponente der diskret-fourier-transformierten Abtastungen, einen Schritt des Wiederholens des Multiplikationsschritts, des Fourier-Transformationsschrittes und des Quadrierungsschrittes mit einer sequentiellen Verschiebung einer relati ven Phase zwischen den orthogonal transformierten Datenserien und dem Sprei zungs-Code-Signal innerhalb einer Chip-Periode bis eine Summe der verschobe nen relativen Phasen eine Periode des Spreizungs-Codes erreicht und einen Such schritt des Suchens einer Timing-Drift des Spreizungs-Codes des eingegebenen Signals in Übereinstimmung mit einem berechneten Wert des genannten Quadrie rungsschrittes und des Suchens eines Trägerfrequenzfehlers des eingegebenen Signals.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Abtastfrequenz, die für dieses Verfah ren bei dem AD-Transformationsschritt verwendet wird, J-mal so groß wie die Chip-Frequenz des Spreizungs-Code-Signals, wobei J eine Ganzzahl ist und wo bei der genannte Multiplikationsschritt mit allen J-Abtastungen durchgeführt wird.

Darüber hinaus umfaßt das Spreizungs-Code-Signal gemäß der vorliegenden Er findung eine Serie von binären Daten und beim Multiplikationsschritt wird der Addiervorgang durchgeführt mit oder ohne Transformieren eines Codes der or thogonal transformierten Daten in Übereinstimmung mit einem Wert der binären Daten des Spreizungs-Code-Signals.

Gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt der Suchschritt die Schritte des An zeigens des quadrierten Wertes unter der Verwendung einer der orthogonalen Achsen als Frequenzachse und der anderen als Zeitachse, des Suchens des größten Maximums des quadrierten Wertes und des Suchens der korrespondierenden Fre quenz und Zeit.

Darüber hinaus wird die Höhe des quadrierten Wertes gemäß der vorliegenden Erfindung unter der Verwendung einer Helligkeitsstufe oder durch die Verwen dung von Farben angezeigt, die jeweils der Höhe des quadrierten Wertes entspre chen.

Das Wesen, die Nützlichkeit, und weiteren Eigenschaften dieser Erfindung wer den aus der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf bevor zugte Ausführungsformen der Erfindung deutlicher werden, wenn sie im Zusam menhang mit den begleitenden Figuren gelesen wird, die unten kurz beschrieben sind.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

In den begleitenden Figuren ist:

Fig. 1 ein funktionales Blockdiagramm, das eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 2 ein Diagramm, das ein konkretes Beispiel eines Verzögerungs-Komplex- Multiplizierers 30 aus Fig. 1 zeigt;

Fig. 3 ein Diagramm, das Beispiele zur Anzeige der Ergebnisse der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 4A ein Diagramm, das einen Teil eines Beispiels der Komplex- Multiplikationen in einem Fall zeigt, wo die Abtastrate doppelt so groß ist, wie eine Chip-Rate;

Fig. 4B ein Diagramm, das einen Teil eines anderen Beispiels zeigt, im Hinblick auf die Komplex-Multiplikation in einem Fall, wo der Spreizungs-Code aus binä ren Daten besteht;

Fig. 5 ein Diagramm, das ein Beispiel zeigt, das das Verfahren aus Fig. 4b durch eine Hardware durchführt;

Fig. 6 ein Diagramm, das Beispiele für die Verarbeitungsprozeduren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt; und

Fig. 7 ein Diagramm, das ein Beispiel für die Verarbeitungsprozedur zeigt, die durch einen Prozessor 36 aus Fig. 6 während des Betriebes des Prozessors 36 durchgeführt wird.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Eine bevorzugte Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung wird im folgenden mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Dabei wer den die gleichen Bezugszeichen für die Bezeichnung gleicher Elemente verwen det.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform gemäß der vorliegen den Erfindung zeigt. Ein Spreizungssignal wird durch eine Antenne 11 empfangen und unter Verwendung eines Frequenz-Mischers 12 und eines lokalen Oszillators 13 frequenzkonvertiert. Die mittlere Frequenzkomponente des Spreizungssignals wird durch einen Bandpassfilter 14 extrahiert. Das mittlere Frequenzsignal wird durch einen Verteiler 15 in zwei Signale aufgespalten, woraufhin die zwei Signale in einem Orthogonal-Transformierer 16 orthogonal transformiert werden, wobei ein Signal, das von einem lokalen Oszillator 17 geliefert wird, verwendet wird. Eines der beiden Signale wird in einem Frequenz-Mischer 18 mit einem um 90° phasenverschobenen Signal des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 17 fre quenzgemischt. Das andere der beiden Signale wird in einem Frequenz-Mischer 19 mit dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 17 frequenzgemischt. Beide Ausgänge der Frequenzmischer 18, 19 werden entsprechend durch die Tiefpaß filter 21, 22 tiefpassgefiltert und dann entsprechend analog dazu durch die AD- Konverter 23, 24 digitalkonvertiert und schließlich an einen Verzögerungs- Komplex-Multiplizierer 30 geliefert.

Wie in Fig. 2 im Hinblick auf die Konstruktion des Verzögerungs-Komplex- Multiplizierers 30 gezeigt, wird die gleichphasige digitale Serie (der Ausgang des AD-Konverters 23) an eine Serienverbindung von N Verzögerungseinheiten 25 ₁-25 _N eingegeben, die jeweils eine Abtastperiode Ts haben. Die orthogonalphasige digitale Serie wird auf eine Serienverbindung von N Verzögerungseinheiten 26 ₁-26 _N eingegeben, die jeweils eine Verzögerungszeit einer Abtastperiode Ts haben. In ähnlicher Weise wird die orthogonalphasige digitale Serie (der Ausgang des AD-Konverters 24) in eine Serienverbindung von N Verzögerungseinheiten 26 ₁-26 _N eingegeben, die jeweils eine Verzögerungszeit Ts haben.

Der Ausgang Zre (m + N - i) der Verzögerung 25i (i = 1 - N) und der Ausgang Zim (m + N - i) der Verzögerungseinheit 26i, die der Verzögerungseinheit 25i entspricht, werden entsprechend durch einen Komplexmultiplizierer 20i komplex multipli ziert. Der Komplexmultiplizierer 20i berechnet beim Multiplizierer 27rei das Pro dukt des Ausgangs Zre (m + N - i) der Verzögerungseinheit 25i und des Realteils Rre(N - i) der Spreizungs-Code-Serie R*(N - i) und beim Multiplizier 28rei das Pro dukt des Ausgangs der Verzögerungseinheit 25i und des Imaginärteils Rim(N - i) der Spreizungs-Code-Serie R*(N - i). Darüber hinaus berechnet der Komplex- Multiplizierer 201 beim Multiplizierer 27imi das Produkt des Ausgangs Zim(m + N - i) der Verzögerungseinheit 26i und des Imaginärteils Rim(N - i) von R*(N - i) und beim Multiplizierer 28imi das Produkt des Ausgangs Zim(m + N - i) der Verzögerungseinheit 26i und des Realteils Rre(N - i) von R*(N - i). Ein Addierer 29rei berechnet entsprechend die Summe von jedem Ausgang des Multiplizierers 27rei und des Multiplizierers 27imi und gibt dann den Realteil Dre(N - i) des Er gebnisses der Komplex-Multiplizierung aus. Ein Addierer 29imi berechnet ent sprechend jede Summe des Ausgangs des Multiplizierers 28rei und des Multipli zierers 28imi und gibt dann den Imaginärteil Dim(N - i) des Ergebnisses der Kom plex-Multiplizierung aus.

Die Realteilausgänge Dre(0) - Dre(N - 1) und die Imaginärteilausgänge Dim(0) - Dim(N - 1) des N-Punkt Komplex-Multiplizierers 20 ₁ - 20 _N werden in eine N- Punkte-Komplex-FFT-Recheneinheit 31 eingegeben, woraufhin die Fast-Fourier- Transformation (FFT-Transformation) durchgeführt wird. Der Ausgang der N- Punkt komplexen FFT-Recheneinheit 31 wird an eine Anzeige-Einheit 32 gelie fert, nachdem der Absolutwert für jeden Koeffizient der Ausgänge entsprechend durch die Recheneinheit 33 zur Quadrierung von Absolutwerten quadriert worden ist.

Die Ergebnisse der FFT-Transformation zu der Zeit m können im Hinblick auf eine gegebene Datenserie mit N-Punkten, die aus der Vielfach-Multiplikation zu der entsprechenden Zeit zwischen der Abtastserie des eingegebenen komplexen Signal Zi und der komplex konjugierten R* des Spreizungs-Code-Signals resul tiert, erhalten werden, wie in Fig. 3A (m) gezeigt. Die FFT- Transformationsergebnisse zum Zeitpunkt m + 1 können wie in Fig. 3A (m + 1) gezeigt, erhalten werden. Daraufhin können die nachfolgenden Ergebnisse ent sprechend erhalten werden. Das heißt, die FFT-Ergebnisse, deren Zeit (Phase) nacheinander um eine Abtastperiode Ts verschoben ist, können entsprechend er halten werden.

Das Ergebnis des berechneten Quadrats von jedem Absolutwert der Ausgänge wird, wie in Fig. 3B gezeigt, dreidimensional dargestellt, wobei die longitudi nale Achse der Frequenz f, die vertikale Achse der Höhe des Ausgangssignales und die horizontale Achse, die senkrecht in Bezug auf die longitudinale und die vertikale Achse ist, der Zeit (m) entspricht. Alternativ dazu kann das Ergebnis wie in Fig. 3C gezeigt dargestellt werden, wobei die longitudinale Achse eine Fre quenz, die vertikale eine Zeit (m) und die Höhe des Ausgangssignals durch die Helligkeit oder Farbe dargestellt wird.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3B stellt die Frequenz f des Punktes (f, m) mit der größten Maximumshöhe den Fehler der Trägerfrequenz dar und die Zeit (m) die Timing-Phasen-Drift des Spreizungs-Codes dar. Bei der Darstellung, die in Fig. 3C gezeigt ist, ist es möglich, den Trägerfrequenz-Fehler und die Timing-Phasen- Drift durch den Punkt (f, m) mit der größten Maximum-Höhe oder dem Farb- Punkt, der der größten Helligkeit in Bezug auf Helligkeit und Farbe entspricht, darzustellen. Unter Bezugnahme auf Fig. 3C hat derselbe schraffierte Bereich (mit demselben Bezugszeichen) die gleiche Farbe. Falls das Bezugszeichen unter schiedlich ist, ist auch die dargestellte Farbe verschieden. In diesem Beispiel stellt das Bezugszeichen 46 den Punkt (f, m) mit der größten Helligkeit dar. Die Hellig keit ändert sich erheblich um den Punkt (f, m) herum und es ist daher möglich, den Punkt (f, m) sofort zu detektieren.

Wenn die Abtast-Frequenz 1/Ts J mal so groß ist wie die Chip-Frequenz 1/Tc des Spreizungs-Code-Signals, wobei die Zahl J eine Ganzzahl ist, befinden sich die Daten des Spreizungs-Code-Signals bei jeder J-ten Abtastung, und die übrigen Abtastungen sind Null. Wenn die Zahl J daher 2 ist, ergibt sich das in Fig. 4A gezeigte Ergebnis der Multiplikation der periodischen Komponenten Zre(m + N - i) der orthogonalen Transformation und des Realteils Rre (N - i) des Spreizungs- Code-Signals. Die Produkte von jedem zweiten Rre(N - i), d. h. Rre(N - 2), Rre(N - 4), Rre(N - 6), . . . Rre(0) und der entsprechenden eingegebenen Periodenkompo nenten werden berechnet.

Jeder Chip des Spreizungs-Codes besteht aus binären Daten, die im allgemeinen durch 1 und 0 dargestellt werden. In diesem Fall wird ±1 als das Signal des Sprei zungs-Codes verwendet. Der Wert von Rre(N - i) ist daher +1 oder -1. Wenn die Zahl J gleich 2 ist, wird das Ausgangsignal bei jeder zweiten Abtastung geliefert. Jeder zweite Ausgang, d. h. jede vierte gleichphasige Komponente des Ausgangs der orthogonalen Transformation, d. h. Zre(m + N - 2), Zre(m + N - 6), . . ., stellt das Ergebnis der Multiplikation dar. Das Ergebnis der Multiplikation kann durch das Code-Verändern jeder vierten gleichphasigen Komponente in Bezug auf alle an deren Ausgänge, d. h. -Zre(m + N - 4), -Zre(m + N - 8), . . . erhalten werden. Die Multi plikationen der anderen Komponenten werden in ähnlicher Weise berechnet.

In diesem Fall sind die Komplex-Multiplizierer 20 ₁-20 _N aufgebaut wie in Fig. 5 dargestellt. Unter Bezugnahme auf Fig. 5 werden dieselben Bezugszeichen ver wendet, um die gleichen Elemente, die in Fig. 2 dargestellt sind, zu bezeichnen. In diesem Fall ist die Abtastperiode Ts die Hälfte einer Chip-Periode Tc des Spreizungs-Codes. Die Komplex-Multiplizierer 20 ₂ bis 20 _N, die in Fig. 2 gezeigt sind, wobei N eine gerade Zahl ist, werden ausgelassen und die Komplex- Multiplizierer 20 ₁, 20 ₃, 20 ₅, . . ., wobei N eine ungerade Zahl ist, bleiben übrig.

Darüber hinaus sind die Multiplizierer 27rei, 28rei, 27imi, 28imi weggelassen und ungerade nummerierte Addierer 29rei, 29imi sind übrig. In Übereinstimmung mit gleichphasigen Rre des Spreizungs-Code-Signals, 0, +1, 0, -1, 0, +1, . . ., -1 und orthogonalphasigen Rimi 0, +1, 0, +1, 0, -1, . . ., -1 werden die Ausgänge Zre(m + N - 2(2i - 1)) der Verzögerungseinheit 25 _2i-1 nicht code-verändert, wenn Rre, Rim gleich +1 ist und die bei -1 werden code-verändert. Darüber hinaus werden die Ausgänge Zim(m + N - 2(2i - 1)) der Verzögerungseinheiten 26 _2i-1 nicht code verändert, wenn Rre, Rim gleich +1 ist und die bei -1 werden code-verändert. Daraufhin liefert der Addierer 29re(2i - 1) die Ausgänge Dre(2i - 1) an eine komple xe FFT-Einheit mit N/2-Punkten und der Addierer 29im(2i - 1) liefert die Ausgän ge Dim(2i - 1) an eine komplexe FFT-Einheit mit N/2-Punkten.

Mit Bezug auf den orthogonalen Transformierer 16 multipliziert der Frequenz mischer 18 den Ausgang Asin(ωt + θ) des Verteilers 15 mit einem Kosinus- Wellensignal cos(πn/2), d. h. 1, 0, -1, 0, 1, . . ., und der Frequenz-Mischer 19 mul tipliziert den Ausgang Asin(ωt + θ) mit einem Sinus-Wellensignal sin(πn/2); d. h. 0, 1, 0, -1, 0, . . . . Dieses System erleichtert daher die Berechnung. Die Periode der Serie 0, 1, -1 ist 1/f (2πf = ω).

Der Ausgang des Bandpassfilters 14 kann orthogonal transformiert werden, nach dem er durch einen AD-Konverter in eine digitale Serie konvertiert worden ist.

Wie bereits oben erwähnt, werden die Ausgänge der AD-Konverter 23, 24 in ei nem Speicher 35 gespeichert, und daraufhin werden die Daten, die in dem Spei cher 35 gespeichert sind, von einem Prozessor 36 ausgelesen, wie in Fig. 6A gezeigt. Der Vorgang der Komplex-Multiplikation und der FFT-Vorgang, die un ter Bezugnahme auf die Fig. 1, 4, 5 erklärt worden sind, kann unter der Ver wendung einer CPU oder einer DSP durch eine Software durchgeführt werden. In diesem Fall, wie in Fig. 6B gezeigt, kann die orthogonale Transformation digital verarbeitet und daraufhin in dem Speicher 35 gespeichert werden. Darüber hinaus kann, wie in Fig. 6C gezeigt ist, der Ausgang des Bandpassfilters 14 direkt in die digitalen Datenserien transformiert werden, die in dem Speicher 35 gespeichert sind, woraufhin alle nachfolgenden Schritte durch eine Softwareverarbeitung durchgeführt werden können.

Fig. 7 ist ein Flußdiagramm, das die Schritte zeigt, die durch den Prozessor 36, der in Fig. 6A, B gezeigt ist, durchgeführt werden. Zuerst wird i auf Null ge setzt (S1) und die abgetasteten Daten, die in der Adresse i des Speichers 35 ge speichert sind, werden nacheinander bis zur Adresse i + N - 1 ausgelesen (S2). Je desmal, wenn eine Datenabtastung ausgelesen wird, wird die Komplex- Multiplikation der Abtastung Z(m) und der komplex konjugierten R* des Diffusi on-Signals durchgeführt (S3) und daraufhin das Ergebnis der Komplex- Multiplikation temporär in einem Puffer gespeichert (S4). Wenn das Ergebnis für einen Datensatz mit N Abtastungen erhalten wird, wird eine komplexe FFT- Verarbeitung mit N-Punkten damit durchgeführt (S5) und das Quadrat des Abso lutbetrages des Koeffizienten, der jeweils eine Frequenzkomponente des Ergeb nisses der Multiplikation darstellt, wird berechnet (S6). Daraufhin wird beurteilt, ob die Daten angezeigt oder gespeichert werden (S7), d. h., es wird entschieden, ob i um eine Periode des Spreizungs-Codes hochgezählt wird. Wenn die Daten von einer Periode noch nicht erhalten worden sind, wird entschieden, daß die Da ten gespeichert werden, d. h. die Berechnungsergebnisse von S6 werden in einem Speicher gespeichert und i wird um +1 erhöht, woraufhin der Vorgang zum Schritt S2 zurückkehrt (S8).

Für den Fall, daß die einer Periode entsprechenden vorbestimmten Daten erhalten werden und im Schritt S7 entschieden worden ist, daß die Daten angezeigt wer den, wird der Maximalwert der gespeicherten Berechnungsergebnisse des Schritte S6 gesucht (S9). Daraufhin wird die entsprechende Frequenz und Timing-Phase als Trägerfrequenzfehler und als Phasen-Drift oder -Verschiebung angezeigt (S10). Es kann möglich sein, die Schritte des Anzeigens, die in den Fig. 3B oder 3C gezeigt sind, im Schritt S9 mitzuumfassen, d. h. das Suchen des größten Maximums durch eine Bedienperson, die die Anzeige überwacht, das Bewegen eines Markers zu dem Maximum und das Auslesen des Frequenzfehlers und der Timing-Phase.

Wie oben erklärt, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung nicht notwendig, die lokale Oszillation sequentiell zu verändern, da die quadrierten Absolutwerte be züglich der Ergebnisse der komplexen FFT-Berechnung berechnet werden. Dar über hinaus können innerhalb einer Periode des Spreizungs-Codes die Trägerfre quenz und die Timing-Phase durch eine Zeit-Perioden-Verarbeitung erhalten wer den, d. h. durch das sequentielle Verändern der relativen Phase zwischen dem Spreizungs-Code-Signal und dem orthogonal transformierten digitalen Signal. Die Verarbeitungszeit wird daher gegenüber einer konventionellen Verarbeitung ver kürzt, bei der die Zeit-Synchronisations-Verarbeitung für jede Frequenz durchge führt wird. Darüber hinaus wird der Hardware-Aufwand verringert, da die Hard ware zum sequentiellen Verändern der Frequenz nicht notwendig ist.

Darüber hinaus wird, wie unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 erklärt wor den ist, für den Fall, daß die Abtastfrequenz J-mal so groß wie die Chip-Frequenz (J ist eine Ganzzahl) die Verarbeitung mit jeder J-ten Abtastung durchgeführt, wodurch der Verarbeitungsaufwand reduziert werden kann. Die Verarbeitungspe riode wird jedoch nicht mehr als die Chip-Periode sein. Die Verarbeitung wird daher maximal bei jeder Chip-Periode durchgeführt. Darüber hinaus wird die or thogonale Transformation unter Verwendung einer lokalen Kosinus-Welle durch geführt, die eine Serie von 1, 0, -1, 0, 1, . . . umfaßt und einer lokalen Sinus-Welle, die eine Serie von 0, 1, 0, -1, 0, . . . umfaßt. Die Verarbeitung ist daher vereinfacht.

Die vorliegende Erfindung kann auch in anderen bevorzugten Formen ausgeführt werden, ohne den Geist oder die essentiellen Eigenschaften davon zu verlassen.

Die vorliegenden Ausführungsformen sollten daher in jeder Beziehung als erläu ternd und nicht als beschränkend verstanden werden und der Bereich der Erfin dung wird durch die nachfolgenden Ansprüche und nicht durch die vorangegan gene Beschreibung angezeigt. Es ist daher beabsichtigt, daß alle Veränderungen, die innerhalb der Bedeutung und des Äquivalenzbereiches der Ansprüche liegen, mit umfaßt sind.

Claims

1. Ein Spreizungs-Signal-Analysator aufweisend:
Mittel (16) zum orthogonal Transformieren eines eingegebenen Spreizungssignals;
Mittel (20i) zum Berechnen eines Produktes des orthogonal transformierten Signals und des komplex konjugierten Spreizungssignals;
Mittel (31) zum diskret Fourier-Transformieren der Datenserie des berech neten Produkts; und
Mittel (33) zum Berechnen eines quadrierten Absolutwertes von jedem fou rier-transformierten Koeffizienten.

2. Spreizungs-Signal-Analysator nach Anspruch 1 weiter aufweisend:
Mittel zum Suchen eines Maximums (36) zum Suchen einer Verschiebung des genannten Spreizungssignals in Bezug auf eine Referenzzeit, wenn jeder genannte Wert ein Maximumwert innerhalb einer Periode des Spreizungssignals hat und zum Suchen der Frequenz des entsprechenden Koeffizienten.

3. Spreizungs-Signal-Analysator nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Mittel zur Maximum-Suche (36) Anzeigemittel (32) sind, die eine von zwei orthogo nalen Achsen als Frequenzachse umfassen und die andere als eine Zeitachse zur Anzeige der quadrierten Werte.

4. Spreizungs-Signal-Analysator nach Anspruch 3, wobei die Anzeigemittel (32) dreidimensional die Höhe des quadrierten Wertes anzeigen durch die Ver wendung einer weiteren Achse, die senkrecht zu den beiden orthogonalen Achsen ist.

5. Spreizungs-Signal-Analysator nach Anspruch 3, wobei die Anzeigemittel (32) die Höhe des quadrierten Signals unter der Verwendung einer Helligkeits stufe anzeigen.

6. Spreizungs-Signal-Analysator nach Anspruch 3, wobei die Anzeigemittel (32) die Höhe des quadrierten Wertes durch die Verwendung von Farben anzei gen, von denen jede einer Höhe des quadrierten Wertes entspricht.

7. Ein Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals aufweisend:
einen AD-Transformationsschritt (23), des Transformierens eines eingege benen Spreizungssignals in eine digitale Datenserie;
ein Orthogonal-Transformationsschritt (16) des Orthogonal- Transformierens der digitalen Datenserie und des temporären Speicherns der orthogonal-transformierten Datenserie;
ein Multiplikationsschritt (S3) des Komplex-Multiplizierens von jeder Abta stung, die in der orthogonal-tranformierten Datenserie enthalten ist mit dem komplex-konjugierten Spreizungssignal;
ein Fourier-Transformationsschritt (55) des diskret Fourier-Transformierens der Abtastungen entsprechend einer Periode des Spreizungs-Codes der komplex multiplizierten Abtastung;
ein Quadrat-Berechnungsschritt (56) des Berechnen des quadrierten Abso lutwertes in Bezug auf jede Frequenzkomponente der diskret fourier- transformierten Abtastungen;
ein Schritt (S7) des Wiederholens des Multiplikationsschritts, des Fourier- Transformationsschritts und des Quadrat-Berechnungsschrittes mit sequen tieller Verschiebung einer relativen Phase zwischen der orthogonal- tranformierten Datenserie und dem Spreizungs-Code-Signal innerhalb einer Chip-Periode bis die Summe der verschobenen relativen Phasen eine Peri ode des Spreizungs-Codes erreicht; und
einen Suchschritt (S9) des Suchens der Timing-Drift des Spreizungs-Codes des eingegebenen Signals in Übereinstimmung mit einem berechneten Er gebnis des genannten Quadrat-Berechnungsschrittes und des Suchens des Trägerfrequenzfehlers des eingegebenen Signals.

8. Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals nach Anspruch 7, wobei die im AD-Transformationsschritt (23) verwendete Abtastfrequenz J-mal grö ßer ist als die Chip-Frequenz des Spreizungssignals, wobei J eine Ganzzahl ist und wobei der genannte Multiplikationsschritt (S3) für alle J Abtastungen durchgeführt wird.

9. Verfahren zum Analysieren des Spreizungssignals nach Anspruch 7 oder 8, wobei das Spreizungssignal eine Serie von Binärdaten umfaßt, und wobei beim Multiplikationsschritt (S3) ein Additionsvorgang durchgeführt wird, mit oder ohne das Transformieren eines Codes der orthogonal-transformierten Daten in Übereinstimmung mit einem Wert der Binärdaten des Spreizungssignals.

10. Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals nach einem der Ansprü che 7 bis 9, wobei der Suchschritt (S9) den Schritt des Anzeigens des qua drierten Wertes unter Verwendung einer der orthogonalen Achsen als eine Frequenzachse und der anderen als eine Zeitachse, das Suchen eines größten Maximums des quadrierten Wertes und das Suchen der entsprechenden Fre quenz und Zeit umfaßt.

11. Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignal nach Anspruch 10, wobei die Höhe des quadrierten Wertes unter der Verwendung einer Helligkeitsstär ke angezeigt wird (S10).

12. Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals nach Anspruch 10, wobei die Höhe des quadrierten Wertes unter der Verwendung von Farben angezeigt wird (S10), von denen jede einer Höhe des quadrierten Wertes entspricht.