DE19739645C2 - Vorrichtung zur Gewinnung eines Takt- oder Trägersignales - Google Patents
Vorrichtung zur Gewinnung eines Takt- oder TrägersignalesInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Gewinnung eines Takt-
oder Trägersignales aus einem zeitlich veränderlichen elektrischen
Eingangssignal, insbesondere aus einem digitalen Datensignal, welche
Vorrichtung in einer Rückkopplungsschleife wenigstens eine
Verstärkereinheit aufweist.
Aus DE 43 38 873 C1 kennt man bereits eine Vorrichtung der eingangs
genannten Art, die in der Rückkopplungsschleife einen Frequenz
mischer sowie mehrere in Reihe geschaltete Resonanz-Verstärker
einheiten aufweist. Der Frequenzmischer hat einen ersten Eingang
zum Einspeisen des zeitlich veränderlichen Eingangsignales und einen
zweiten Eingang, der mittels einer Rückkopplungsleitung mit dem
Ausgang der in der Reihe letzten Verstärkereinheit verbunden ist.
Durch die in Reihe geschalteten Resonanz-Verstärkereinheiten ergibt
sich in der Rückkopplungsschleife eine vergleichsweise hohe
Gesamtgüte, die etwa linear mit der Anzahl der Güte der einzelnen
Resonanz-Verstärkereinheiten zunimmt. Die Vorrichtung ist deshalb
besonders für eine monolithische Integration geeignet, was eine
kostengünstige Serienfertigung ermöglicht. Da die Vorrichtung eine
Frequenzteilerfunktion aufweist, bei der die Frequenz des gewonnen
Takt- oder Trägersignales gleich der Hälfte der Takt- oder
Trägerfrequenz des Eingangssignals ist, kann sie besonders
vorteilhaft für einen Datenentscheider mit einer Demultiplex-Funktion
oder für die Trägerrückgewinnung aus einem Zweiphasen-Umtastungs-HF-
Signal verwendet werden. Ungünstig ist jedoch, wenn ein Takt- oder
Trägersignal benötigt wird, dessen Frequenz höher als die Fequenz
des Eingangssignals ist, da wegen der Frequenzteilerfunktion der
Vorrichtung aus dem Eingangssignal zunächst ein Signal erzeugt werden
muß, dessen Frequenz doppelt so hoch ist, wie die des zu gewinnenden
Takt- oder Trägersignales. Die Frequenz des Eingangssignales muß
also in diesem Fall zunächst erhöht werden, um die durch die
Vorrichtung bewirkte Frequenzverminderung auszugleichen. Die
Vorrichtung weist dazu eine Signalvorverarbeitungseinrichtung mit
einem Resonanzkreis auf. Dabei wird es als nachteilig empfunden,
daß der Resonanzkreis der Signalvorverarbeitungseinrichtung und
die Resonanzkreise der Rückkopplungsschleife getrennt eingestellt
werden müssen. Die Entwicklung der Vorrichtung ist dadurch
vergleichsweise aufwendig.
Man kennt auch bereits eine Vorrichtung der eingangs genannten Art,
die zur Gewinnung eines Takt- oder Trägersignales einen Phasenregel
kreis (PLL) aufweist. Zwar kann auch diese Vorrichtung kostengünstig
als integrierte Schaltung realisiert werden, jedoch weist sie dann
eine vergleichsweise geringe Stabilität auf. So können beispielsweise
Eingangs-Datensignale, deren Frequenz von der Mittenfrequenz des
Phasenregelkreises abweicht, ein Außertrittfallen des Phasenregel
kreises bewirken. Diese Gefahr ist besonders bei hohen Frequenzen
gegeben, da die Mittenfrequenz des Phasenregelkreises dann nicht
mehr mit der geforderten Genauigkeit konstant gehalten werden kann.
Die Stabilität des Phasenregelkreises kann zwar auch durch einen
zusätzlichen Frequenzregelkreis verbessert werden, jedoch wird die
Vorrichtung dann vergleichsweise komplex und aufwendig. Außerdem
werden durch den Frequenzregelkreis die Regelgeschwindigkeit und
die Signalqualität der Vorrichtung vermindert.
Aus GB 2 292 055 A kennt man auch bereits eine PLL-basierende
Taktrückgewinnungs-Schaltung, bei der das Problem der Generierung
geeigneter Synchronisationssignale für den speziellen Fall der
Anwendung in einem quaternären Phasen-Demodulator gelöst wird. Dabei
wird ein differentielles Eingangssignal verzögert und die Differenz
zwischen dem verzögerten und dem unverzögerten Eingangssignal
gebildet. Die anschließend erzeugten Pulssignale dienen dann in
bekannter Weise zur Synchronisation des Phasenregelkreises.
Es ist auch bereits bekannt, zur Gewinnung eines Takt- oder
Trägersignales aus einem zeitlich veränderlichen elektrischen
Eingangssignal passive Filter zu verwenden. Diese können jedoch
nicht mit der für eine Takt- oder Trägersignalgewinnung er
forderlichen hohen Güte als integrierte Schaltung realisiert werden,
sondern müssen mit diskreten Bauelementen aufgebaut werden. Die
Herstellung des passiven Filters ist dadurch entsprechend aufwendig
und teuer. Außerdem ergeben sich durch den mechanischen Aufbau des
passiven Filters erhebliche Fertigungstoleranzen, die sowohl den
Aufwand für die Entwicklung des Filters erhöhen, als auch eine
Massenproduktion des Filters erschweren.
Es besteht deshalb die Aufgabe, eine Vorrichtung der eingangs
genannten Art zu schaffen, die einfach und kostengünstig herstellbar
ist und die dennoch eine stabile Takt- oder Trägersignalgewinnung
aus einem zeitlich veränderlichen elektrischen Eingangssignal
ermöglicht. Insbesondere soll die Vorrichtung eine einfache Gewinnung
eines Takt- oder Trägersignales ermöglichen, dessen Frequenz genauso
hoch oder ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des zeitlich
veränderlichen Eingangssignales ist.
Die Lösung dieser Aufgabe besteht bei einer Vorrichtung der eingangs
genannten Art darin, daß die Vorrichtung einen Oszillator aufweist,
dessen Schwingungssignal das Takt- oder Trägersignal bildet, daß
der Oszillator zumindest ein in die Rückkopplungsschleife
geschaltetes Summierglied zum Addieren des zeitlich veränderlichen
Eingangssignales zu dem Schwingungssignal des Oszillators aufweist,
welches Summierglied zumindest einen Eingangssignal-Anschluß für
das zeitlich veränderliche Eingangssignal hat, daß die Vorrichtung
einen Phasendetektor zum Ermitteln des Phasenwinkels des Oszillator-
Schwingungssignales in bezug zu dem Phasenwinkel des zeitlich
veränderlichen Eingangssignales aufweist, der mit einem ersten
Detektoreingang mit dem Eingangssignal-Anschluß und mit einem zweiten
Detektoreingang mit dem Schwingungssignal-Anschluß des Oszillators
verbunden ist, daß der Oszillator eine Verstelleinrichtung zum
Einstellen des Phasenwinkels seines Schwingungssignales hat und
daß der Phasendetektor zum Angleichen des Phasenwinkels des
Oszillator-Schwingungssignales an den Phasenwinkel des zeitlich
veränderlichen Eingangssignales mit der Phasenwinkel-Verstellein
richtung des Oszillators verbunden ist.
Die Vorrichtung weist somit einen injektionssynchronisierten
Oszillator auf, in dessen Rückkopplungsschleife ein Summierglied
geschaltet ist, mit dem das zeitlich veränderliche Eingangssignal
vektoriell zu dem Schwingungssignal des Oszillators addiert und
das so gewonnene Summensignal in die Verstärkereinheit des
Oszillators rückgekoppelt wird. Dadurch weist das Schwingungssignal
des Oszillators dieselbe Takt- oder Trägerfrequenz auf wie das
Eingangssignal. Im Unterschied zu der aus DE 43 38 873 C1 bekannten
Vorrichtung bewirkt die erfindungsgemäße Vorrichtung keine Halbierung
der Taktfrequenz des Eingangssignales. Somit kann ein Takt- oder
Trägersignal, dessen Frequenz genauso hoch ist wie die des
Eingangssignales oder ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des
Eingangssignales beträgt, auf einfache Weise und unter Vermeidung
des Umweges über eine Frequenzteilung mit anschließender Frequenzver
vielfachung aus dem Eingangssignal generiert werden.
Damit die Vorrichtung den Phasenfehler des Oszillators automatisch
korrigieren kann, und bei kleinen Eingangssignalpegeln eine stabile
Takt- oder Trägersignalgewinnung ermöglicht, wird der Phasenwinkel
des Oszillator-Schwingungssignales an den Phasenwinkel des
Eingangssignales angeglichen. Zu diesem Zweck weist die Vorrichtung
einen Phasendetektor auf, welcher den Phasenwinkelunterschied
zwischen dem Eingangssignal und dem Schwingungssignal des Oszillators
ermittelt. Zum Nachführen des Phasenwinkels des Oszillator-
Schwingungssignales hat der Oszillator eine Verstellvorrichtung
auf, die von dem Phasendetektor gesteuert ist. Die Vorrichtung weist
als einen Phasenregelkreis auf, der einen größeren Signalpegel des
durch vektorielle Addition des Eingangssignales und des Oszillator-
Schwingungssignales gebildeten und in die Verstärkerstufe
rückgekoppelten Summensignales ermöglicht. Somit ergibt sich auch
bei Eingangssignalen mit kleinem Signalpegel ein stabiles Takt-
oder Trägersignal. In vorteilhafter Weise kann durch den Phasenregel
kreis der statische Phasenfehler des gewonnen Takt- oder Träger
signales reduziert werden. Außerdem ist das Takt- oder Trägersignal
weitgehend unabhängig von Temperatureinflüssen oder Schwankungen
der Versorgungsspannung der Vorrichtung.
Erwähnt werden soll noch, daß die Vorrichtung als integrierte
Schaltung ausgebildet sein kann, und daher kostengünstig in Großserie
herstellbar ist.
Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor,
daß die Vorrichtung eine Signalvorverarbeitungseinrichtung hat,
die zumindest einen Flankendetektor aufweist, und daß die
Signalvorverarbeitungseinrichtung in einem zu dem Eingangssignal-
Anschluß führenden Eingangssignalpfad angeordnet ist, so daß den
Eingangssignal-Anschluß an Stelle des Eingangssignales ein
vorverarbeitetes Eingangssignal zugeführt wird. Das am Ausgang der
Signalvorverarbeitungseinrichtung bereitgestellte vorverarbeitete
Eingangssignal weist dann gegenüber dem am Eingang der Signalvorver
arbeitungseinrichtung anliegenden Eingangssignal eine Frequenz
komponente mit einer vervielfachten Frequenz auf, so daß die
Vorrichtung die Gewinnung eines Signales ermöglicht, dessen Frequenz
höher ist als die des Eingangssignales. So kann beispielsweise bei
einem Eingangssignal, das im Non-Return-to-Zero- (NRZ-) Format
vorliegt, d. h. bei dem der einer logischen Eins zugeordnete hohe
Signalpegel innerhalb einer Taktperiode nicht auf den einer logischen
Null zugeordneten unteren Signalpegel zurückkehrt, ein Taktsignal
erzeugt werden, dessen Frequenz gleich der Bitrate der in dem
Eingangssignal enthaltenen Daten oder größer als diese ist. Eine
höhere Taktfrequenz wird beispielsweise beim Zusammenfassen mehrerer
Datensignale zu einem Multiplex-Datensignal benötigt.
Vorteilhaft ist, wenn der Flankendetektor zumindest ein Differenzier
glied aufweist, und wenn der Flankendetektor vorzugsweise mit
wenigstens einem Resonanzkreis belastet ist. Dabei weist das
Differenzierglied vorzugsweise eine Kapazität auf, die eine einfache
monolithische Integriertion der Vorrichtung ermöglicht. Die
Resonanzfrequenz des dem Flankendetektor zugeordneten Resonanzkreises
ist vorzugsweise auf die Frequenz des zu gewinnenden Takt- oder
Trägersignales abgestimmt, um die Stabilität der Takt- oder
Trägersignalgewinnung zu verbessern. Der Resonanzkreis des
Flankendetektors ist dann zweckmäßigerweise auf die Mittenfrequenz
des Oszillators abgestimmt, so daß in der Signalvorverarbeitungsein
richtung und im Oszillator die gleichen Schaltkreise zum Einsatz
kommen können. Dadurch wird der Aufwand für die Entwicklung und
Optimierung der Resonanzkreise deutlich reduziert. Außerdem lassen
sich die Resonanzfrequenzen der einzelnen Resonanzkreise der
Vorrichtung besser aufeinander abstimmen.
Zweckmäßigerweise ist vorgesehen, daß die Signalvorverarbeitungsein
richtung wenigstens einen dem Flankendetektor vorgeschalteten
Begrenzungsverstärker aufweist. Dadurch wird die Eingangsempfindlich
keit der Vorrichtung verbessert, so daß aus Eingangssignalen mit
niedrigem Signalpegel und/oder mit einer von der Rechteckform
abweichenden Signalform ein noch stabileres Takt- oder Trägersignal
gewonnen werden kann.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, daß die
Signalvorverarbeitungseinrichtung wenigstens eine dem Flankende
tektor nachgeschaltete Resonanz-Verstärkereinheit aufweist. Am
Eingang des Summierglieds des Oszillators ergibt sich dann ein
schmalbandiges, auf die Frequenz des Oszillators abgestimmtes
Eingangssignal, das eine noch bessere Takt- oder Trägersignalrückge
winnung ermöglicht.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß der Oszillator
spannungsgesteuert ist und wenigstens einen Steuereingang zum
Einstellen seiner Oszillatorfrequenz aufweist. Dadurch ist es
insbesondere möglich, durch Fertigungstoleranzen und/oder Tempe
raturschwankungen verursachte Abweichungen der Mittenfrequenz des
Oszillators von der Frequenz des zu gewinnenden Takt- oder
Trägersignales auszugleichen. Da die Schaltkreise der Signalvorver
arbeitungseinrichtung und des Oszillators auf die gleiche Frequenz
abgestimmt sein können, läßt sich die Vorrichtung auf einfache Weise
an Takt- oder Trägersignale mit unterschiedlichen Frequenzen
anpassen. Ein umständliches Abgleichen von Resonanzkreisen mit
unterschiedlichen Resonanzfrequenzen, wie dies beispielsweise bei
Vorrichtungen, die eine Frequenzteilung bewirken erforderlich ist,
entfällt somit.
Vorteilhaft ist, wenn der Oszillator ein Ring-Oszillator ist und
mehrere zu einem Ring verschaltete Verstärkereinheiten aufweist.
Der Oszillator weist dann im Vergleich zu einem Oszillator mit nur
einer Verstärkereinheit eine höhere Güte auf, so daß insbesondere
bei einer in monolithisch integrierter Bauform aufgebauten
Vorrichtung durch eine entsprechende Anzahl Verstärkereinheiten
die für eine Takt- oder Trägersignal-Rückgewinnung erforderliche
hohe Güte besser erreicht werden kann.
Besonders vorteilhaft ist, wenn der Phasendetektor einen vorzugswei
se doppelbalancierten Multiplizierer aufweist, der wenigstens einen
ersten und einen zweiten Multiplizierereingang hat, wobei der erste
Multiplizierereingang über einen ersten Signalpfad mit dem
Eingangssignal-Anschluß und der zweite Multiplizierereingang über
einen zweiten Signalpfad mit dem Schwingungssignal-Anschluß des
Oszillators verbunden ist, wenn in wenigstens einem der Signalpfade
ein Phasenschieber angeordnet ist, welcher in einem der Signalpfade
eine um 90° größere Signal-Phasenverschiebung bewirkt als in dem
anderen, und wenn dem Multiplazierer ausgangsseitig ein Tiefpaß-
Filter nachgeschaltet ist. Durch die um 90° unterschiedliche
Phasenverschiebung in den beiden zu den Multiplazierereingängen
führenden Signalpfaden ergibt sich am Ausgang des Tiefpaß-Filters
ein Ausgangssignal, dessen Signalpegel gleich Null ist, wenn sich
das Schwingungssignal des Oszillators mit dem Takt- oder Träger
des Eingangssignales in Phase befindet und dessen Signalpegel von
Null abweicht, wenn zwischen Schwingungssignal und Takt- oder Träger
des Eingangssignals eine Phasenverschiebung vorliegt. In vorteilhaf
ter Weise kann dadurch das Ausgangssignal des Phasendetektors
unmittelbar zur Phasensteuerung des Oszillators und ggf. einer
Signalvorverarbeitungseinrichtung zur Frequenzvervielfachung
verwendet werden. Somit ergibt sich ein einfach aufgebauter
Phasenregelkreis.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, daß der
dem Phasendetektor zugeordnete Phasenschieber durch wenigstens eine
Verstärkereinheit und/oder wenigstens einen Sourcefolger und/oder
eine Verzögerungsleitung gebildet ist und daß die Verstärkereinheit
und/oder der Sourcefolger vorzugsweise in den Ring des Ringoszilla
tors geschaltet sind. Die für die Phasendetektion benötigte
Phasenverschiebung des Schwingungssignales des Oszillators kann
auch dadurch erreicht werden, daß die Phasenverschiebung der in
den Ring des Ringoszillators geschalteten Schaltungskomponenten
genutzt wird, in dem der für das Oszillator-Schwingungssignal
vorgesehene, zu dem Multiplizierer führende Signalpfad mit einem
Anschluß der entsprechenden Schaltungskomponente des Ring-Oszillators
verbunden ist, an dem ein phasenverschobenes Schwingungssignal
anliegt. Die Vorrichtung ist dann besonders einfach aufgebaut.
Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung sieht vor,
daß die einzelnen Verstärkereinheiten des Ring-Oszillators analoge
Verstärkereinheiten sind, die bezüglich einer Resonanzfrequenz
frequenzselektiv ausgebildet sind, daß die Phasenverschiebungen
der einzelnen Verstärkereinheiten derart ausgebildet sind, daß die
Gesamtphasenverschiebung im Ring bei der Resonanzfrequenz der
Verstärkereinheiten 360° oder ein ganzzahliges Vielfaches davon
beträgt und daß die Anzahl der einzelnen Verstärkereinheiten
entsprechend der Gesamtgüte des Ring-Oszillators gewählt ist.
Die Phasenverschiebungen der in den Ring geschalteten Schaltkreise
sind also so bemessen, daß sich bei der Resonanzfrequenz der
einzelnen Verstärkereinheiten in dem Ring insgesamt eine Phasenver
schiebung von n × 360° ergibt, mit n = 1, 2, 3, .... Dadurch schwingt
der Oszillator genau mit der Resonanzfrequenz der einzelnen
frequenzselektiven Verstärkereinheiten, wodurch sich beispiels
weise bei einem Oszillator, der identische Verstärkereinheiten
aufweist, eine linear mit der Anzahl der Verstärkereinheiten
zunehmende Gesamtgüte des Oszillators ergibt. Da die einzelnen
Verstärkereinheiten alle die gleiche Resonanzfrequenz aufweisen,
ist die Oszillatorfrequenz bei Einhaltung der oben genannten
Phasenbedingung unabhängig von der Anzahl der Verstärkereinheiten,
so daß praktisch beliebig viele Verstärkereinheiten in den Ring
geschaltet sein können, wodurch sich eine entsprechend hohe Güte
erzielen läßt.
In vorteilhafter Weise ergibt sich somit eine Vorrichtung zur Takt-
oder Trägersignalgewinnung, die einen Oszillator aufweist, dessen
Güte ein Vielfaches der Güte der einzelnen frequenzselektiven
Verstärkereinheiten betragen kann. Dabei ist es sogar möglich, die
Güte des Oszillators bei vorgegebener Oszillatorfrequenz
durch Auswahl einer entsprechenden Anzahl von Verstärkereinheiten
auf einfache Weise an die jeweilige Applikation anzupassen. So kann
beispielsweise mit Verstärkereinheiten, die eine Phasenverschiebung
von 72° aufweisen, eine optimale Oszillation wahlweise bei 5, 10,
15, 20 usw. Verstärkereinheiten erreicht werden. Bei einer
Einzelgüte der Verstärkereinheiten von 20, was beispielsweise in
monolithisch integrierter Technik machbar ist, ergibt sich somit
bei 25 Verstärkereinheiten eine Gesamtgüte von 500. Die erfindungs
gemäße Vorrichtung ermöglicht somit die Gewinnung eines stabilen
Signales mit hoher Takt- oder Trägersignalfrequenz aus einem zeitlich
veränderlichen elektrischen Eingangssignal, wobei durch die hohe
Güte des Oszillators ein geringer Phasenjitter erzielbar ist. Dennoch
ist die Vorrichtung kostengünstig als monolithisch integrierter
Baustein herstellbar.
Eine Ausführungsform der Erfindung sieht vor, daß die Verstellein
richtung zum Einstellen des Phasenwinkels des Oszillators wenigstens
einen Oszillator-Phasenschieber und/oder Mittel zur spannungs
gesteuerten Frequenzeinstellung des Oszillators umfaßt. Dabei ist
es besonders vorteilhaft, wenn der Oszillator-Phasenschieber in
den Ring des Ring-Oszillators geschaltet ist. Der Oszillator-
Phasenschieber erfüllt dann die Funktion, eine Gesamtphasenver
schiebung im Ring von 360° oder einem ganzzahligen Vielfachen davon
bei einer beliebigen Anzahl von Verstärkereinheiten im Ring des
Rings-Oszillators zu ermöglichen. So kann beispielsweise mit
Verstärkereinheiten, die eine Phasenverschiebung von 72° aufweisen
und einen Phasenverschieber mit einer Phasenverschiebung von 36°
ein Ring-Oszillator mit 3, 8, 13, 18 usw. Stufen aufgebaut werden.
Dabei kann bei einer differentiellen Verstärkereinheit eine
zusätzliche Phasendrehung von 180° durch Vertauschen der beiden
differentiellen Anschlüsse zweier hintereinander geschalteter
Verstärkereinheiten realisiert werden.
Um die Stabilität des mit der Vorrichtung gewonnenen Takt- oder
Trägersignals zusätzlich zu erhöhen, kann als Summierglied ein
bezüglich einer Resonanzfrequenz frequenzselektiver Summierverstärker
vorgesehen sein. Dabei entspricht die Resonanzfrequenz des
Summierverstärkers der Frequenz des zu gewinnenden Takt- oder
Trägersignals.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn der Oszillator-Phasenschieber
des Ring-Oszillators wenigstens eine frequenzselektive Verstärker
einheit und zumindest eine Summierstufe, insbesondere einen
bezüglich der Resonanzfrequenz frequenzselektiven Summierverstärker
aufweist, mit dem zumindest zwei zueinander phasenverschobene
Schwingungssignale zu einem Summensignal vektoriell addierbar sind.
Der Oszillator-Phasenschieber hat einen Steuereingang, der zur
Einstellung der Phasenlage des Oszillator-Schwingungssignales mit
dem Phasenlage-Ausgang des Phasendetektors verbunden ist.
Besonders vorteilhaft ist, wenn die Verstärkereinheiten und/oder
der beziehungsweise die Summierverstärker jeweils wenigstens einen
Steuereingang zum Einstellen ihrer Resonanzfrequenz aufweisen. Die
einzelnen Verstärkereinheiten und gegebenenfalls der (die)
Summierverstärker können dann auf eine gewünschte Resonanzfrequenz
abgestimmt werden. Dadurch ist es insbesondere möglich, Fertigungs
toleranzen der monolithisch integrierten Verstärkereinheiten
auszugleichen.
Zweckmäßigerweise ist es vorgesehen, daß die einzelnen Resonanz
frequenz-Steuereingänge der Verstärkereinheiten des Ring-Oszilators
und/oder der beziehungsweise des Summierverstärkers miteinander
verbunden und vorzugsweise zu einem Steueranschluß geführt sind.
In vorteilhafter Weise kann dadurch auf einfache Weise die
Resonanzfrequenz aller Verstärkereinheiten und/oder Summierver
stärker der Vorrichtung gleichzeitig eingestellt wer
den, beispielsweise mittels einer extern an den Steueranschluß
angelegten Steuerspannung.
Besonders vorteilhaft ist, wenn wenigstens eine, vorzugsweise alle
Verstärkereinheiten und/oder der beziehungsweise die Summierver
stärker differentielle Steuereingänge zum Einstellen der Resonanz
frequenz aufweisen. Dadurch werden sowohl der Abstimmbereich, als
auch die Abstimmsteilheit der Vorrichtung größer. Außerdem wird
die gesamte Schaltung symmetrischer.
Zweckmäßigerweise ist vorgesehen, daß wenigstens eine, vorzugsweise
alle Verstärkereinheiten und/oder der beziehungsweise die
Summierverstärker jeweils zumindest einen Steuereingang zum
Einstellen der Kreisverstärkung des Ring-Oszillators aufweisen.
Die Verlustleistung der Verstärker kann dadurch reduziert werden.
Außerdem wird ein Übersteuern der Verstärker vermieden.
Vorteilhaft ist, wenn alle Verstärkereinheiten und gegebenenfalls
der beziehungsweise die Summierverstärker des Ring-Oszillators
bezüglich einer Resonanzfrequenz frequenzselektiv ausgebildet sind.
Die Güte der Vorrichtung wird dadurch zusätzlich verbessert.
Zweckmäßigerweise ist vorgesehen, daß wenigstens eine, vorzugsweise
alle Verstärkereinheiten, mit Ausnahme evtl. dem Flankendetektor
vorgeschalteter Verstärkereinheiten, jeweils wenigstens einen
Resonanzkreis und zumindest eine differentielle Stromverstärker
einheit hat, die zur Neutralisationskompensation ein Transistorpaar
aufweist. Die paarweise Anordnung der Transistoren ermöglicht eine
Kompensation der über die parasitären Kapazitäten der Transistoren
von deren Drain- zum Gate-Anschluß rückgekoppelter Signalanteile.
Dabei können die Drain-Anschlüsse der einzelnen Transistoren des
Transistorpaares mit zueinander um 180° phasenverschobene Signale
aufweisenden Ausgangssignalpfaden der Stromverstärkereinheit
verbunden sein. Zweckmäßigerweise sind die Resonanzkreise der
Verstärkereinheiten, des (der) Summierverstärker(s) und gegebenen
falls des Flankendetektors gleich aufgebaut.
Besonders vorteilhaft ist, wenn bei wenigstens einem Summierver
stärker jeweils zumindest zwei differentielle Stromverstärker
einheiten vorgesehen sind, die mit einem gemeinsamen Resonanzkreis
belastet sind. Die differentiellen Stromverstärkereinheiten können
dabei jeweils mit einem Summiereingang des Summenverstärkers
verbunden sein, so daß der Resonanzkreis mit jedem der Summier
eingänge gesteuert werden kann.
Vorteilhaft ist, wenn alle Resonanzkreise des Oszillators und
gegebenenfalls der Signalvorverarbeitungseinrichtung gleich
ausgebildet sind. Die Mittenfrequenz der Vorrichtung kann dann auf
einfache Weise eingestellt und an die Takt- oder Trägerfrequenz
des Eingangssignals angepaßt werden. Außerdem wird der Aufwand für
die Entwicklung und Optimierung der Vorrichtung vermindert.
Nachfolgend ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen zum Teil stärker schematisiert:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Taktrückgewin
nung und Frequenzvervielfachung, mit einem injektionssyn
chronisierbaren, spannungsgesteuerten Ring-Oszillator,
einem Phasendetektor und einer Signalvorverarbeitungsein
richtung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild der in Fig. 1 gezeigten Signalvorver
arbeitungseinrichtung,
Fig. 3 ein Blockschaltbild des in Fig. 1 gezeigten Phasendetek
tors, der einen Multiplizierer, einen 90°-Phasenschieber
und einen Tiefpaßfilter aufweist,
Fig. 4 ein Diagramm, welches die Signalwellenformen des
vorverarbeiteten Eingangssignals, des dazu in Phase
befindlichen Schwingungssignals am Ausgang des Oszilla
tors, des zu diesem um 90° phasenverschobenen zweiten
Eingangssignals des Multiplizierers, dessen Ausgangssignal
sowie das Ausgangsignal des Tiefpaßfilters des Phasende
tektors zeigt, wobei auf der Abszisse die Zeit und auf
der Ordinate die Signalamplitude auftragen ist,
Fig. 5 eine Darstellung ähnlich Fig. 6, wobei jedoch Schwingungs
signal phasenverschoben zu dem Eingangssignal ist,
Fig. 6 ein Blockschaltbild des Ring-Oszillators gem. Fig. 1,
welches die in einem Ring geschalteten Verstärkereinheiten
besonders gut erkennen läßt,
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines schmalbandigen differenziellen
Phasenschiebers, der eine Differenzverstärkereinheit und
einen Summierverstärker aufweist,
Fig. 8 ein Schaltbild einer schmalbandigen differenziellen
Verstärkereinheit,
Fig. 9 ein Schaltbild eines schmalbandigen differenziellen
Summierverstärkers und
Fig. 10 die Übertragungsfunktion und den Phasengang des Ring-
Oszillators mit einer und eines solchen mit fünf
frequenzselektiven Verstärkereinheiten, wobei die Gesamt-
Phasenverschiebung der Verstärkereinheiten bei Resonanz
frequenz der Verstärkereinheiten jeweils 360° beträgt.
Eine im ganzen mit 1 bezeichnete Vorrichtung zur Gewinnung eines
Takt- oder Trägersignales aus einem zeitlich veränderlichen
elektrischen Eingangssignal hat einen Ring-Oszillator 3, der in
einer Rückkopplungsschleife mehrere Verstärkereinheiten 4 und ein
als Summierverstärker 5 ausgebildetes Summierglied aufweist, die
zu einem Ring verschaltet sind. Zum vektoriellen Addieren eines
das zu gewinnende Takt- oder Trägersignal bildenden Schwingungs
signales des Oszillators 3 und eines vorverarbeiteten Eingangs
signales hat das Summierglied einen ersten Eingangsanschluß 6, 6'
für das vorverarbeitete Eingangssignal 7 und einen zweiten
Eingangssignalanschluß 8, 8', der mit einem Schwingungssignal-
Anschluß 9, 9' des Oszillators 3 verbunden ist. Zum Synchronisieren
des Oszillator-Schwingungssignales mit dem vorverarbeiteten
Eingangssignal 7 ist das mit dem Summierglied gebildete Summensignal
in den Ring des Ring-Oszillators 3 rückgekoppelt.
Zum Ermitteln des Phasenwinkels des Oszillator-Schwingungssignales
31 in bezug zu dem Phasenwinkel des zeitlich veränderlichen
Eingangssignales 7 hat die Vorrichtung 1 einen Phasendetektor 10,
der mit einem ersten Detektoreingang über einen Signalpfad mit dem
ersten Eingangssignalanschluß 6, 6' und mit einem zweiten
Detektoreingang 12 mit dem Schwingungssignalanschluß 9, 9' des
Oszillators 3 verbunden ist. Der Oszillator 3 hat eine Verstellein
richtung zum Einstellen des Phasenwinkels seines Schwingungssignales,
die einen Phasenlage-Anschluß 13 aufweist, der zum Angleichen des
Phasenwinkels des Oszillator-Schwingungssignales 31 an den
Phasenwinkel des zeitlich veränderlichen Eingangssignales 7 einen
Phasenlage-Ausgang 14 des Phasendetektors 10 verbunden ist.
Der Phasendetektor 10 und der injektionssynchronisierbare
spannungsgesteuerte Ring-Oszillator 3 bilden einen Phasenregel
kreis. Die Vorrichtung 1 ermöglicht dadurch die Gewinnung eines
stabilen Takt- oder Trägersignales aus einem zeitlich veränderlichen
elektrischen Eingangssignal. Die Vorrichtung 1 weist einen großen
Fangbereich auf. Wegen des reduzierten statischen Phasenfehlers
ergibt sich außerdem ein kleiner Phasenjitter.
Zur Frequenzvervielfachung hat die Vorrichtung 1 eine Signalvorver
arbeitungseinrichtung 15, die einen Eingangsanschluß 16 für das
zeitlich veränderliche elektrische Eingangssignal und einen
Ausgangsanschluß 17 für das vorverarbeitete Eingangssignal 7 auf
weist, der mit dem ersten Eingangsanschluß 6, 6' des Summierglieds
und dem ersten Dektektoreingang 11 des Phasendetektors 10 verbunden
ist. Wie aus Fig. 2 erkennbar ist, ist der Eingangsanschluß 16 mit
dem Eingang eines Begrenzungsverstärkers 18 verbunden, der aus dem
an dem Eingangsanschluß 16 anliegenden Eingangssignal, das
beispielsweise eine etwa sinusförmige Signalwellenform aufweisen
kann, ein etwa rechteckförmiges Signal erzeugt, das am Ausgang 19
des Begrenzungsverstärkers 18 anliegt. Der Begrenzungsverstärker
18 erzeugt somit ein amplitudenbegrenztes Pulssignal mit steilen
Flanken. Bei einem Eingangssignal mit kleinem Signalpegel kann der
Begrenzungsverstärker 18 mehrere Verstärkerstufen aufweisen. Wenn
das Eingangssignal bereits eine Rechteckform und eine ausreichend
große Amplitude aufweist, kann der Begrenzungsverstärker 18
gegebenenfalls entfallen.
Dem Begrenzungsverstärker 18 ist ein Flankendetektor 20 nach
geschaltet, dessen Eingangsanschluß 21 mit dem Ausgang 19 des
Begrenzungsverstärkers 18 verbunden ist. Mittels des Flankendetektors
20 wird aus dem Ausgangsignal des Begrenzungsverstärkers 18 eine
Pulsfolge erzeugt, deren Spektrum eine Grundkomponente bei der
Schwingungsfrequenz des Oszillators 3 aufweist. Der Flankendetektor
20 weist zu diesem Zweck einen auf die Schwingungsfrequenz des
Oszillator 3 abgestimmten Resonanzkreis 38 auf.
Der Ausgangsanschluß 22 des Flankendetektors 20 ist mit einem
Eingangsanschluß 23 einer Resonanz-Verstärkereinheit 24 verbunden,
dessen Resonanzfrequenz ebenfalls auf die Schwingungsfrequenz des
Oszillators 3 abgeglichen ist. Der Aufbau der Resonanz-Verstärker
einheit 24 ist identisch mit dem der Verstärkereinheiten 4 des
Oszillators 3. Mittels der Verstärkereinheit 24 wird die mit der
Schwingungsfrequenz des Oszillators 3 schwingende Grundkomponente
des am Ausgangsanschluß 22 anliegenden Ausgangsignales des
Flankendetektors 22 verstärkt, während Komponenten mit anderen
Frequenzen unterdrückt werden. Dadurch ergibt sich an dem mit dem
Ausgang der Resonanz-Verstärkereinheit 24 verbundenen Ausgangs
anschluß 17 der Signalvorverarbeitungseinrichtung 15 ein quasi
sinusförmiges aufbereitetes Eingangssignal, welches die Frequenz
des zu gewinnenden Takt- oder Trägersignals aufweist.
Der Flankendetektor 20 und die Resonanz-Verstärkereinheit 24 weisen
jeweils eine Vorrichtung zur spannungsgesteuerten Einstellung der
Resonanzfrequenz ihrer Resonanzkreise auf, die mit einem differen
ziellen Frequenz-Steueranschluß 25 der Signalvorverarbeitungsein
richtung 15 verbunden sind. Auch der Ring-Oszillator 3 weist einen
differenziellen Frequenz-Steueranschluß 26, 26' sowie Mittel zur
spannungsgesteuerten Einstellung seiner Resonanzfrequenz auf. Da
der Flankendetektor 20, die Resonanz-Verstärkereinheit 24 der
Signalvorverarbeitungseinrichtung 15 und die Verstärkereinheiten
4 des Ring-Oszillators 3 dieselbe Mittenfrequenz haben, kann die
Vorrichtung 1 auf einfache Weise durch Anlegen einer Steuerspannung
an die Steueranschlüsse 25, 26, 26' auf Takt- oder Trägersignale
mit unterschiedlichen Frequenzen abgeglichen werden.
Fig. 3 zeigt das Blockdiagramm des Phasendetektors 10. Dieser weist
einen doppelbalancierten Multiplizierer 27 auf, der einen ersten
Multiplizierereingang 28 hat, der über einen ersten Signalpfad mit
dem ersten Detektoreingang 11 des Phasendetektors 10 verbunden ist.
An diesem Detektoreingang 11 liegt das vorverarbeitete Eingangssignal
an. Ein zweiter Multiplizierereingang 29 des Multiplizierers 27
ist über einen zweiten Signalpfad mit dem zweiten Detektoreingang
12 des Phasendetektors 10 verbunden. An diesem Detektoreingang 12
liegt das Schwingungssignal des Oszillators 3 an. In dem zweiten
Signalpfad ist ein 90°-Phasenschieber 30 angeordnet, welcher das
vom Schwingungssignal-Anschluß 9, 9' des Oszillators 3 rückgekop
pelte Schwingungssignal um 90° verschiebt.
Die Fig. 4 und 5 zeigen die Signalwellenformen des am ersten
Detektoreingang 11 anliegenden vorverarbeiteten Eingangssignales
7, des am zweiten Detektoreingang 12 anliegenden Oszillator-
Schwingungssignales 31 sowie des dazu um 90° phasenverschobenen
Eingangssignales 32 am zweiten Multiplizierereingang. In Fig. 4
ist deutlich zu erkennen, daß das Ausgangssignal 33 des Multiplizie
rers 27 frei von niederfrequenten Signalanteilen ist, wenn sich
das Oszillator-Schwingungssignal 31 mit dem vorverarbeiteten
Eingangssignal 7 in Phase befindet. Das am Phasenlage-Ausgang 14
des dem Multiplizierer 27 nachgeschalteten Tiefpaß-Filters 34
anliegende Frequenz-Steuersignal 35 weist dann einen Signalpegel
von Null Volt auf. Im Gegensatz dazu weist das Ausgangssignal 33
des Multiplizierers 27 eine niederfrequente Komponente 36 auf, wenn
das Schwingungssignal 31 des Oszillators in bezug zu dem Eingangs
signal 7 phasenverschoben ist (Fig. 5). Das Frequenz-Steuersignal
35 entspricht dann der niederfrequenten Komponente 36. Das
Ausgangssignal des Phasendetektors 10 ist somit ein Maß für den
Phasendifferenzwinkel zwischen dem Eingangssignal 7 und dem
Oszillator-Schwingungssignal 31 und kann unmittelbar zum Regeln
der Phasenlage des Oszillators 3 verwendet werden. Dadurch ergibt
sich ein einfach aufgebauter Phasenregelkreis, mit dem beispielsweise
durch Temperatur- und/oder Versorgungsspannungsschwankungen
verursachte Phasenlageabweichungen des am Ausgang des Oszillators
3 anliegenden Takt- oder Trägersignales kompensiert werden können.
Fig. 6 zeigt das Blockdiagramm des Ring-Oszillators 3. Dieser weist
mehrere analoge Verstärkereinheiten 4 auf, die im Ring geschaltet
sind. Die einzelnen Verstärkereinheiten 4 sind bezüglich einer
Resonanzfrequenz frequenzselektiv ausgebildet und haben eine
Übertragungsfunktion, die beidseits einer Resonanzfrequenz abfällt.
Die Resonanzfrequenz entspricht der Taktfrequenz des zu gewinnenden
Taktsignales beziehungsweise der Trägerfrequenz des zu gewinnenden
Trägersignales.
In Fig. 10 ist die normierte Übertragungsfunktion 37 der einzelnen
Verstärkereinheit 4 in dem oberen Diagramm als Funktion der auf
die Resonanzfrequenz bezogenen relativen Frequenzverschiebung F
wiedergegeben. Deutlich ist zu erkennen, daß der Frequenzgang der
einzelnen Verstärkereinheit 4 bei Resonanzfrequenz ein Maximum
aufweist.
Wie aus dem unteren Diagramm in Fig. 10 zu erkennen ist, weisen
die einzelnen Verstärkereinheiten 10 außerdem auch eine frequenz
abhängige Phasenverschiebung auf, die sich aus einem durch die
Resonatorcharakteristik eines in den Verstärkereinheiten 4 jeweils
vorgesehenen Resonanzkreises 38 verursachten Phasenverschiebungs
anteil 39 und einem durch die Signallaufzeit der einzelnen
Verstärkereinheiten bedingten Laufzeitanteil 40 additiv zu
sammensetzt.
Die Anzahl der einzelnen in den Ring geschalteten Verstärkereinheiten
4 ist so gewählt, daß die allein von den Signallaufzeiten aller
in dem Ring rückgekoppelten Schaltkreise hervorgerufene Gesamt-
Phasenverschiebung 41 bei Resonanzfrequenz der Verstärkereinheiten
360° beträgt. In Fig. 10 ist dies am Beispiel eines Oszillators,
der fünf zu einem Ring verschaltete Verstärkereinheiten 4 aufweist,
dargestellt. In Fig. 10 ist deutlich zu erkennen, daß der auf die
Phasencharakteristik der Resonanzkreise der Verstärkereinheiten
4 zurückzuführende Anteil 42 der Gesamt-Phasenverschiebung bei
Resonanzfrequenz gerade Null ist.
Durch die Gesamt-Phasenverschiebung von 360° bei Resonanzfrequenz
weist der Oszillator 3 eine hohe effektive Güte auf, die bei fünf
in den Ring geschalteten Verstärkereinheiten 4 dem Fünffachen der
Güte der einzelnen Verstärkereinheiten 4 entspricht. Da die
Oszillatorfrequenz genau der Resonanzfrequenz der einzelnen
Verstärkereinheiten 4 entspricht und durch die Anzahl der in den
Ring geschalteten Verstärkereinheiten 4 nicht beeinflußt wird, kann
die effektive Güte des Oszillators 3 durch Hinzufügen weiterer
Verstärkereinheiten 4 in den Ring nahezu beliebig gesteigert werden,
sofern die Gesamt-Phasenverschiebung 41 bei der jeweiligen Anzahl
der Verstärkereinheiten 360° oder ein ganzzahliges Vielfaches davon
beträgt.
Wie aus Fig. 6 erkennbar ist, weist der Ring-Oszillator 3 einen
in den Ring geschalteten Oszillator-Phasenschieber 43 auf. Der
Phasenschieber 43 hat eine Verstärkereinheit 4 und einen Summierver
stärker 44, die jeweils als Differenzverstärker ausgebildet sind.
Die Verstärkereinheit 4 hat zwei mit Differenz-Ausgängen 45, 45'
einer in dem Ring dem Phasenschieber 43 vorgeschalteten Verstärker
einheit verbundene Differenz-Eingänge 46, 46' und zwei Differenz-
Ausgänge 45, 45'. Die Differenz-Eingänge 46, 46' sind mit für einen
ersten Summanden vorgesehe Summier-Eingänge 47, 47' des Summierver
stärkers 44 und die beiden Differenz-Ausgänge 45, 45' mit für einen
zweiten Summanden vorgesehenen Summier-Eingängen 48, 48' des
Summierverstärkers 44 verbunden. Der Summierverstärker 44 hat ferner
Ausgänge 49, 49' für das Summensignal, die mit Eingängen 46, 46'
einer in den Ring dem Phasenschieber 43 nachgeschalteten Verstärker
einheit 4 verbunden sind.
Mittels des Summierverstärkers 44 wird ein an den Eingängen 46,
46' der Verstärkereinheit 4 (Fig. 7) anliegendes Schwingungssignal
zu einem an den Ausgängen 45, 45' (Fig. 7) der Verstärkereinheit
4 anliegenden, zeitverzögerten Schwingungssignal vektoriell addiert,
um die Phasenlage des an den Ausgängen 49, 49' des Summenverstärkers
44 anliegenden Summensignales so einzustellen, daß sich im Ring
eine Gesamt-Phasenverschiebung von 360° oder einem ganzzahligen
Vielfachen davon ergibt.
Der Phasenschieber 43 des Oszillators 3 hat zwei Steuereingänge
50, 50', die mit dem Phasenlage-Anschluß 13, 13' verbunden sind,
mit dem die Gesamt-Phasenverschiebung im Ring durch Anlegen einer
Steuerspannung einstellbar ist. Dadurch ist es möglich, die Gesamt-
Phasenverschiebung im Ring unabhängig von der Anzahl der in den
Ring geschalteten Verstärkereinheiten 4 jeweils auf 360° oder ein
ganzzahliges Vielfaches davon abzugleichen.
Die Verstärkereinheiten 4 des Oszillators 3 und die Summierverstärker
5, 44 des Oszillators haben außerdem Steuereingänge 52, 52' zum
Einstellen ihrer Resonanzfrequenz. Die einzelnen Steuereingänge
52, 52' der Verstärkereinheiten 4 und der Summierverstärker 5, 44
sind jeweils miteinander verbunden und jeweils zu externen
Steueranschlüssen 26, 26' geführt. Durch Anlegen einer Steuerspannung
an die Steueranschlüsse 26, 26' und an die Steueranschlüsse 26,
26' der Signalvorverarbeitungseinrichtung 15 kann die Mittenfrequenz
der Vorrichtung 1 auf die Frequenz eines zu gewinnenden Takt- oder
Trägersignale abgeglichen werden. Dadurch können beispielsweise
durch Fertigungstoleranzen bedingte Abweichungen der Mittenfrequenz
der Vorrichtung 1 von einer Sollfrequenz auf einfache Weise
kompensiert werden.
Zum Einstellen der Kreisverstärkung des Oszillators 3 weisen alle
in den Ring geschalteten Verstärkereinheiten 4 und die Summierver
stärker 5, 44 jeweils einen Steuereingang 54 auf. Die Steuereingänge
54 sind untereinander und mit einem Steueranschluß 55 verbunden,
an dem durch Anlegen einer Steuerspannung die Kreisverstärkung
eingestellt werden kann.
Erwähnt werden soll noch, daß in Fig. 6 die Verbindungsleitungen
zwischen den Ausgängen 49, 49' des Phasenschiebers 43 des Oszillators
3 und den Eingängen 46, 46' der diesem Phasenschieber 43 nach
geschalteten Verstärkereinheit 4 strichliniert dargestellt sind,
um anzudeuten, daß an dieser Stelle weitere Verstärkereinheiten
4 in den Ring geschaltet sein können. Außerdem sind der Übersicht
lichkeit wegen in Fig. 1 bis 3 einander zugeordnete differentiellen
Eingangs- oder Ausgangsanschlüsse sowie einander zugeordnete
differentielle Signalpfade jeweils zusammengefaßt.
Fig. 8 zeigt das Schaltbild der einzelnen Verstärkereinheiten 4
des Ringoszillators und der Verstärkereinheit 24 der Signalvorver
arbeitungseinrichtung 15. Die Verstärkereinheiten 4, 24 weisen einen
an sich bekannten Resonanzverstärker 56 mit Differenz-Feldeffekt
transistoren 57, 57' auf, deren Gate jeweils mit einem Differenz-
Eingang 46, 46' verbunden ist. Mit dem Resonanzverstärker 56 in
Reihe geschaltet ist ein Feldeffekttransistor 58 des Anreicherungs
typs, der mit seinem Drain-Anschluß mit einem ersten Anschluß 59
des Resonanzverstärkers 56 und mit seinem Source-Anschluß über einen
Gegenkopplungswiderstand 60 mit der Versorgungsspannungsleitung
61 verbunden ist. Der Gate-Anschluß des Feldeffekttransistors 58
ist mit dem Steuereingang 54 für die Kreisverstärkung verbunden.
Ein zweiter Anschluß 62 des Resonanzverstärkers 56 ist mit dem
Source-Anschluß eines Feldeffekttransistors 63 des Anreicherungstyps
verbunden. Der Drain-Anschluß dieses Feldeffekttransistors 63 ist
mit der Masseleitung 64 und der Gate-Anschluß mit dem Steuereingang
52 für die Resonanzfrequenz verbunden.
Die Verstärkereinheit 4 weist außerdem einen an sich bekannten
differentiellen Ausgangsschaltkreis 65 mit zwei Feldeffekt
transistoren 66, 66' auf, deren Drain-Anschlüsse mit dem Source-
Anschluß eines Feldeffekttransistors 67 des Verarmungstyps verbun
den sind. Der Drain-Anschluß dieses Feldeffekttransistors 67 ist
mit der Masseleitung 64 und der Gate-Anschluß mit dem Steuereingang
52' für die Resonanzfrequenz verbunden.
Der Einsatz von Transistoren des Verarmungs- bzw. Anreicherungstyps
für die Feldeffekttransistoren 63 und 67 gewährleistet, daß im
Nullpunkt der differentiellen Ansteuerung der Spannungspegel an
den Gate-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren 66 und 66' tiefer
ist, als an deren Drain-Anschlüssen.
Fig. 9 zeigt das Schaltbild der schmalbandigen Summierverstärker
5, 44. Der Aufbau der Summierverstärker 5, 44 stimmt weitgehend
mit dem der Verstärkereinheit 4 überein, weshalb nachfolgend nur
auf die Unterschiede eingegangen werden soll. Im Vergleich zu der
Schaltung in Fig. 8 sind statt der den Feldeffekttransistor 58 und
den Gegenkopplungswiderstand 60 aufweisenden Stromquelle zwei
Stromquellen vorgesehen. Die Stromquellen weisen zwei Feldeffekt
transistoren 68, 68' auf, deren Source-Anschlüsse jeweils über
Gegenkopplungswiderstände 69, 69' mit der Versorgungsspannungs
leitung 61 verbunden sind. Zum Einstellen des Arbeitspunktes der
Summierverstärker 5, 44 sind die Gate-Anschlüsse der Feldeffekt
transistoren 68, 68' mit dem Steuereingang 54 für die Verstärkungs
einstellung verbunden.
Den Feldeffekttransistoren 68, 68' ist jeweils ein weiterer
Feldeffekttransistor 70, 70' in Reihe geschaltet. Dabei ist der
Source-Anschluß des Feldeffekttransistors 70 mit dem Drain-Anschluß
des Feldeffekttransistors 68 und der Source-Anschluß des Feldeffekt
transistors 70' mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors
68' verbunden. Während der mit dem Steuereingang 50 verbundene Gate-
Anschluß des Feldeffekttransistors 70 eine positive Ansteuerspannung
aufweisen kann, kann an dem mit dem Steuereingang 50' verbundenen
Gate-Anschluß des Feldeffekttransistors 70' eine negative
Ansteuerspannung anliegen. Der die Source-Anschlüsse der Feldeffekt
transistoren 70 und 70' miteinander verbindende Widerstand 71
verbessert die Linearität der Stromansteuerung.
Die Drain-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren 70, 70' sind jeweils
mit den Source-Anschlüssen eines Feldeffekttransistor-Paares 72,
72' verbunden, die zwei parallele Stromverstärkereinheiten bilden,
die mit einem gemeinsamen Resonanzkreis 38 belastet sind.
Die Vorrichtung 1 zur Gewinnung eines Takt- oder Trägersignales
aus einem zeitlich veränderlichen elektrischen Eingangssignal,
insbesondere aus einem digitalen Datensignal, weist also zum Erzeugen
des Takt- oder Trägersignals einen Oszillator 3 auf. Dieser hat
in einer Rückkopplungsschleife wenigstens eine Verstärkereinheit
und ein Summierglied zum Addieren des zeitlich veränderlichen
Eingangssignals zu dem Schwingungssignal des Oszillators 3. Das
Summierglied hat einen Eingangssignal-Anschluß 6, 6' für das zeitlich
veränderliche Eingangssignal. Zum Ermitteln des Phasenwinkels des
Oszillator-Schwingungssignales in bezug zu dem Phasenwinkel des
zeitlich veränderlichen Eingangssignales weist die Vorrichtung einen
Phasendetektor 10 auf, der mit einem ersten Detektoreingang 11 mit
dem Eingangssignal-Anschluß 16 und mit einem zweiten Detektoreingang
12 mit einem Schwingungssignal-Anschluß 9, 9' des Oszillators 3
verbunden ist. Der Oszillator 3 hat eine Verstelleinrichtung zum
Einstellen des Phasenwinkels seines Schwingungssignales, die zum
Angleichen des Phasenwinkels des Oszillator-Schwingungssignales
an den Phasenwinkel des zeitlich veränderlichen Eingangssignales
mit dem Phasendetektor 10 verbunden ist. Die Vorrichtung 1 ermöglicht
auf einfache Weise die Gewinnung eines stabilen Takt- oder
Trägersignals.
Claims (25)
1. Vorrichtung zur Gewinnung eines Takt- oder Trägersignales aus
einem zeitlich veränderlichen elektrischen Eingangssignal,
insbesondere aus einem digitalen Datensignal, welche Vor
richtung (1) in einer Rückkopplungsschleife wenigstens eine
Verstärkereinheit (4) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
die Vorrichtung (1) einen Oszillator (3) aufweist, dessen
Schwingungssignal das Takt- oder Trägersignal bildet, daß der
Oszillator (3) zumindest ein in die Rückkopplungsschleife
geschaltetes Summierglied zum Addieren des zeitlich ver
änderlichen Eingangssignales zu dem Schwingungssignal des
Oszillators (3) aufweist, welches Summierglied zumindest einen
Eingangssignal-Anschluß (6, 6')für das zeitlich veränderliche
Eingangssignal hat, daß die Vorrichtung einen Phasendetektor
(10) zum Ermitteln des Phasenwinkels des Oszillator-Schwin
gungssignales in Bezug zu dem Phasenwinkel des zeitlich
veränderlichen Eingangssignales aufweist, der mit einem ersten
Detektoreingang (11) mit dem Eingangssignal-Anschluß (6, 6')
und mit einem zweiten Detektoreingang (12) mit einem Schwin
gungssignal-Anschluß (9, 9') des Oszillators verbunden ist,
daß der Oszillator (3) eine Verstelleinrichtung zum Einstellen
des Phasenwinkels seines Schwingungssignales hat und daß der
Phasendetektor (10) zum Angleichen des Phasenwinkels des
Oszillator-Schwingungssignales an den Phasenwinkel des zeitlich
veränderlichen Eingangssignales mit der Phasenwinkel-Verstell
einrichtung des Oszillators (3) verbunden ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Vorrichtung (1) eine Signalvorverarbeitungseinrichtung (15)
hat, die zumindest einen Flankendetektor (20) aufweist, und
daß die Signalvorverarbeitungseinrichtung (15) in einem zu
dem Eingangssignal-Anschluß (6, 6') führenden Eingangssignal
pfad angeordnet ist, so daß dem Eingangssignal-Anschluß (6,
6') anstelle des Eingangssignales ein vorverarbeitetes
Eingangssignal zugeführt wird.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
der Flankendetektor (20) zumindest ein Differenzierglied
aufweist und daß der Flankendetektor (20) vorzugsweise mit
einem Resonanzkreis belastetet.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Signalvorverarbeitungseinrichtung
(15) wenigstens einen dem Flankendetektor (20) vorgeschalteten
Begrenzungsverstärker (18) aufweist.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die Signalvorverarbeitungseinrichtung
(15) wenigstens eine dem Flankendetektor (20) nachgeschaltete
Resonanz-Verstärkereinheit (24) aufweist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der Oszillator (3) spannungsgesteuert ist
und wenigstens einen Steuereingang (52, 52') zum Einstellen
seiner Oszillatorfrequenz aufweist.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß der Oszillator (3) ein Ring-Oszillator
ist und mehrere zu einem Ring verschaltete Verstärkereinheiten
(4) aufweist.
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß der Phasendetektor(10) einen vorzugsweise
doppelbalancierten Multiplizierer (27) aufweist, der wenigstens
einen ersten und einen zweiten Multipliziereingang (28, 29)
hat, wobei der erste Multipliziereingang (28) über einen ersten
Signalpfad mit dem Eingangssignal-Anschluß (6, 6') und der
zweite Multipliziereingang (29) über einen zweiten Signalpfad
mit dem Schwingungssignal-Anschluß (9, 9') des Oszillators
(3) verbunden ist, daß in wenigstens einem der Signalpfade
ein Phasenschieber (30) angeordnet ist, welcher in einem der
Signalpfade eine um 90° größere Signal-Phasenverschiebung
bewirkt als in dem anderen, und daß dem Multiplizierer (27)
ausgangsseitig ein Tiefpaß-Filter (34) nachgeschaltet ist.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der dem Phasendetektor (10) zugeordnete
Phasenschieber (30) durch wenigstens eine Verstärkereinheit
(4) und/oder wenigstens einen Sourcefolger und/oder eine
Verzögerungsleitung gebildet ist und daß die Verstärkereinheit
(4) und/oder der Sourcefolger vorzugsweise in den Ring des
Ring-Oszillators (3) geschaltet ist.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, daß die einzelnen Verstärkereinheiten (4) des
Ring-Oszillators (3) analoge Verstärkereinheiten sind, die
bezüglich einer Resonanzfrequenz frequenzselektiv ausgebildet
sind, daß die Phasenverschiebungen der einzelnen Verstärker
einheiten (4) derart ausgebildet sind, daß die Gesamtphasenver
schiebung im Ring bei der Resonanzfrequenz der Verstärker
einheiten (4) 360° oder ein ganzzahliges Vielfaches davon
beträgt und daß die Anzahl der einzelnen Verstärkereinheiten
(4) entsprechend der Gesamtgüte des Ring-Oszillators (3)
gewählt ist.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch
gekennzeichnet, daß die Verstelleinrichtung zum Einstellen
des Phasenwinkels des Oszillators (3) wenigstens einen
Phasenschieber (43) und/oder Mittel zur spannungsgesteuerten
Frequenzeinstellung des Oszillators (3) umfaßt.
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch
gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (43) in den Ring des
Ring-Oszillators geschaltet ist.
13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch
gekennzeichnet, daß das Summierglied ein bezüglich einer
Resonanzfrequenz frequenzselektiver Summierverstärker (5)
ist.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch
gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (43) des Ring-Oszilla
tors (3) wenigstens eine frequenzselektive Verstärkereinheit
und zumindest eine Summierstufe, insbesondere einen bezüglich
einer Resonanzfrequenz frequenzselektiven Summierverstärker
(44) aufweist, mit dem zumindest zwei zueinander phasenver
schobene Schwingungssignale zu einem Summensignal vektoriell
addierbar sind.
15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch
gekennzeichnet, daß die Verstärkereinheiten (4) und/oder der
beziehungsweise die Summierverstärker (5, 44) jeweils
wenigstens einen Steuereingang (52, 52') zum Einstellen ihrer
Resonanzfrequenz aufweisen.
16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch
gekennzeichnet, daß die einzelnen Resonanzfrequenz-Steuer
eingänge (52, 52') der Verstärkereinheiten (4) des Ring-
Oszillators (3) und/oder der beziehungswiese des Summierver
stärker(s) (5, 44) miteinander verbunden und vorzugsweise zu
einem Steueranschluß (26, 26') geführt sind.
17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch
gekennzeichnet, daß wenigstens eine, vorzugsweise alle
Verstärkereinheiten und/oder der beziehungswiese die Summier
verstärker und/oder der Flankendetektor differentielle
Steuereingänge zum Einstellen der Resonanzfrequenz aufweisen.
18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch
gekennzeichnet, daß wenigstens eine, vorzugsweise alle
Verstärkereinheiten (4) und/oder der beziehungswiese die
Summierverstärker (5, 44) jeweils zumindest einen Steuereingang
(54) zum Einstellen ihrer Verstärkung aufweisen.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch
gekennzeichnet, daß die einzelnen Verstärkungs-Steuereingänge
(54) der Verstärkereinheiten (4) und/oder der beziehungswiese
des Summierverstärker(s) (5, 44) miteinander verbunden und
vorzugsweise zu einem Steueranschluß (55) geführt sind.
20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch
gekennzeichnet, daß alle Verstärkereinheiten (4) und gegebenen
falls der beziehungswiese die Summierverstärker (5, 44) und
gegebenenfalls der Flankendetektor (20) bezüglich einer
Resonanzfrequenz frequenzselektiv ausgebildet sind.
21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch
gekennzeichnet, daß wenigstens eine, vorzugsweise alle
Verstärkereinheiten (4), mit Ausnahme eventueller dem
Flankendetektor (20) vorgeschalteter Verstärkereinheiten,
jeweils wenigstens einen Resonanzkreis (38) und zumindest eine
differentielle Stromverstärkereinheit und ein Transistorpaar
zur Neutralisationskompensation aufweist.
22. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch
gekennzeichnet, daß wenigstens ein, vorzugsweise alle
Summierverstärker (5, 44) und gegebenenfalls der Flankendetek
tor (20) jeweils wenigstens zwei differentielle Stromver
stärkereinheiten aufweisen, die mit einem gemeinsamen
Resonanzkreis (38) belastet sind.
23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch
gekennzeichnet, daß alle Resonanzkreise (38) des Oszillators
(3) und gegebenenfalls der Signalvorverarbeitungseinrichtung
(15) gleich ausgebildet sind.
24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 23, dadurch
gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (1) geometrisch symmetrisch
aufgebaut ist.
25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 24, dadurch
gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (1) in monolithisch
integrierter Bauform ausgebildet ist.
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---|---|---|---|
DE1997139645 DE19739645C2 (de) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | Vorrichtung zur Gewinnung eines Takt- oder Trägersignales |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1997139645 DE19739645C2 (de) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | Vorrichtung zur Gewinnung eines Takt- oder Trägersignales |
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DE19739645A1 DE19739645A1 (de) | 1999-03-11 |
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ID=7841818
Family Applications (1)
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Families Citing this family (3)
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DE102004048572A1 (de) | 2004-10-04 | 2006-04-13 | Micronas Gmbh | Verfahren sowie Schaltungsanordnung zur Unterdrückung einer orthogonalen Störung |
DE102004054893A1 (de) | 2004-11-12 | 2006-05-24 | Micronas Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Kanalfilterung analog oder digital modulierter TV-Signale |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4338873C1 (de) * | 1993-11-13 | 1995-06-08 | Fraunhofer Ges Forschung | Vorrichtung zur Taktrückgewinnung |
GB2292055A (en) * | 1994-07-29 | 1996-02-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | Clock recovery circuit employing delay and difference circuit |
-
1997
- 1997-09-10 DE DE1997139645 patent/DE19739645C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4338873C1 (de) * | 1993-11-13 | 1995-06-08 | Fraunhofer Ges Forschung | Vorrichtung zur Taktrückgewinnung |
GB2292055A (en) * | 1994-07-29 | 1996-02-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | Clock recovery circuit employing delay and difference circuit |
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