DE69833345T2

DE69833345T2 - Vorrichtung und Verfahren zum Steuern der Frequenzcharakteristik eines Filters

Info

Publication number: DE69833345T2
Application number: DE69833345T
Authority: DE
Inventors: Kenji Minato-ku Yoshioka
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1997-03-04
Filing date: 1998-03-03
Publication date: 2006-10-12
Anticipated expiration: 2018-03-04
Also published as: EP0863623B1; DE69833345D1; CN1203485A; US6122496A; EP0863623A2; JP3164008B2; JPH10247858A; EP0863623A3; KR19980079871A

Description

Hintergrund der Erfindung
Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger und insbesondere auf einen Überlagerungsfunkempfänger.
Beschreibung des Standes der Technik
Allgemein enthält ein Funkempfänger ein Filter, um Rauschen herauszufiltern, das in einem empfangenen Funksignal enthalten ist. Für diese Art von Filter ist es wünschenswert, Variationen in den Charakteristiken zu verringern, die zum Beispiel der Streuung unter seinen Bauteilen, den Temperaturschwankungen und den Spannungsschwankungen der Stromversorgung zuzuschreiben sind. Es ist auch wünschenswert, dass das Filter mit hoher Stabilität und Genauigkeit betrieben werden kann. Eine stabile und genaue Gyratorfilterschaltung ist zum Beispiel in der japanischen Offenlegungsschrift Heisei 2-274115 offenbart, die dem gleichen Anmelder wie dem der vorliegenden Anmeldung zugeordnet ist.
Unter Bezug auf 1 enthält die Gyratorfilterschaltung ein erstes und ein zweites Gyratorfilter 1 bzw. 2. Das erste Gyratorfilter hat eine vorbestimmte Frequenzkennlinie für ein Eingangssignal IN, wenn ein Schaltungsstrom I1, der dem Filter 1 zugeführt wird, einen vorbestimmten Wert aufweist. Wenn der Wert des Schaltungsstroms I1 schwankt, schwankt die Frequenzcharakteristik des Stroms I1 im Wesentlichen parallel mit der Auf- und Abrichtung der Frequenz. Das Filter 1 erzeugt ein Ausgangssignal OUT indem es das Eingangssignal IN filtert.
Das zweite Gyratorfilter 2 ist in der Funktion und in den Kennlinien mit dem ersten Gyratorfilter 1 identisch. Ein Bezugssignalgenerator 3 erzeugt ein Bezugssignal Vf, das eine Frequenz aufweist, die sich auf einen Sperrbereich einer erforderlichen Frequenzcharakteristik bezieht. Das Bezugssignal Vf wird im zweiten Filter 2 eingegeben. Das Filter 2 gibt ein Ausgangssignal VF an einen Amplitudendetektor 4, in dem es das Bezugssignal Vf filtert.
Der Amplitudendetektor 4 erfasst das Ausgangssignal VF des zweiten Filters 2, während er eine Spannung VD, die dem Pegel des Signals VF entspricht, einen Vergleicher 5 zuführt. Der Vergleicher 5 enthält einen Operationsverstärker 6 (OP-Verst.). Der Vergleicher 5 vergleicht die Spannung VD, die von dem Amplitudendetektor 4 ausgegeben wurde, mit einer Bezugsgleichspannung VR. Das Ergebnis des Vergleiches wird von dem Vergleicher 5 einer Stromquelle 7 als ein Vergleichssignal VC zugeführt.
Die Stromquelle 7 gibt in Abhängigkeit von dem Vergleichssignal VC einen Schaltungsstrom I2, der bewirkt, dass die Spannung VD, die von dem Amplitudendetektor 4 ausgegeben wird, mit der Bezugsgleichspannung VR schwankt, und einen Schaltungsstrom I1 aus, der gleich dem Schaltungsstrom I2 ist. Die Stromquelle 7 führt die Schaltungsströme I1 und I2 jeweils dem ersten und dem zweiten Gyratorfiltern 1 und 2 zu.
Bei dieser Filterschaltung wird angenommen, dass aufgrund von z. B. Streuungen zwischen den Bauteilen, Temperaturschwankungen oder Spannungsschwankungen der Stromversorgung die Frequenzcharakteristik der zwei Gyratorfilter 1 und 2 von ihren stabilen Bedingungen zu der höheren Frequenzseite verschoben sind. Dann erhöht sich der Pegel des Signals VF, der von dem zweiten Filter 2 ausgegeben wird, und es erhöht sich der Pegel der Spannung VD, die von dem Amplitudendetektor 4 ausgegeben wird. Weil die Spannung VD über die Bezugsgleichspannung VR ansteigt, senkt der Operationsverstärker 6 den Pegel des Vergleichssignals VC ab. Weil der Pegel des Vergleichssignals VC abgesenkt wurde, senkt die Stromquelle 7 die Schaltungsströme I1 und I2 ab und führt sie dann jeweils den Filtern 1 und 2 zu. Die Verringerung der Schaltungsströme I1 und I2 bewirkt, dass die Frequenzcharakteristiken der Filter 1 und 2 zu der niedrigeren Frequenzseite, d. h. zu den ursprünglichen Frequenzcharakteristiken, verschoben wird.
Bei der herkömmlichen Gyratorfilterschaltung ist eine negative Rückkopplungsschleife mit dem zweiten Filter 2 gebildet, um stabile und genaue Frequenzcharakteristiken des ersten Filters 1 zu sichern. Mit diesem Aufbau ist es möglich, die Schwankungen der Charakteristik der Filterschaltung zu verringern, die der Streuung unter den Bauteilen der zwei Filter selber, den Temperaturschwankungen, den Spannungsschwankungen der Stromversorgung usw. zuzuschreiben sind.
Allerdings berücksichtigt die herkömmliche Gyratorfilterschaltung nicht die Schwankungen der Charakteristiken des gesamten Funkempfängers einschließlich der Filterschaltung. Dies ergibt das Problem, dass ein empfangenes Signal das Frequenzband eines Zwischenfrequenzfilters (IF) verfehlt und aufgrund der Abweichung von der Ausgangsfrequenz von einem lokalen Oszillator, d. h. eines Frequenzversatzes, abgeschwächt wird, wodurch das Empfangsvermögen auf ein kritisches Maß verschlechtert wird.
Um einen Fehler einer Filterausgabe zu erfassen, ist es notwendig, die Filterausgabe mit einem Bezug zu vergleichen. Die Voraussetzung dafür ist, dass der Bezug unter jeder möglichen Bedingung konstant ist, um eine genaue Fehlererfassung zu gewährleisten. Die herkömmliche Filterschaltung erfasst den Fehler der Filter, in dem sie den Pegel der Spannung verwendet, die von dem Amplitudendetektor ausgegeben wurde. Um den Pegel der Spannung auszuführen, enthält die herkömmliche Filterschaltung den Bezugssignalgenerator. Allerdings kann eine genaue Einstellung der Filter nicht erreicht werden, es sei denn, dass die Oszillationsfrequenz des Bezugssignals, das von dem Bezugssignalgenerator ausgegeben wird, konstant bleibt, d. h. es sei denn, dass die Bezugssignale sehr genau sind. Das Bezugssignal wird normalerweise von einem Quarzoszillator ausgegeben. Obwohl das genaue Bezugssignal ausgeführt werden kann, wenn die Temperaturschwankungen und die Produktionsfehler des Quarzoszillators verringert sind, ist die sich daraus ergebende Quarzschwingung sehr teuer.
Heutzutage steigt zusammen mit dem Anstieg in der Frequenz einer Kanalfrequenz der Durchlassbereich eines IF-Band-Passfilters an, um den Einfluss eines Frequenzversatzes zu verringern, der der Schwankung einer lokalen Oszillationsfrequenz zuzuschreiben ist, die durch schwankende Temperatur verursacht wird. Dies kann allerdings nicht durchgeführt werden, ohne dass Träger-Rausch-Verhältnis (CN) eines Empfängers zu verschlechtern.
In US-A-5,465,410 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur automatischen Steuerung der Frequenz und der Bandbreite offenbart. Der FM-Empfänger weist eine Antenne, eine Filterbank mit einer Anzahl von Filterelementen, eine Anzahl von Signalrückgewinnern, einen Multiplexer und einen Codierer auf. Der Codierer erzeugt ein Einstellsteuersignal für die Filterbank, um für die Filterelemente Einstellungen vorzusehen. Das Filterelement, das die höchste Signalqualität aufweist, wird ausgewählt.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger bereitzustellen, der trotz eines Frequenzversatzes, der den Temperaturschwankungen zuzuschreiben ist, eine stabile Frequenzcharakteristik und eine gewünschte Empfangsfrequenz gewährleisten kann, in dem er ausnützt, dass die Frequenzcharakteristik von einem Filter durch einen Steuerstrom verschoben werden kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger bereitzustellen, der den Einfluss eines Frequenzversatzes verringern kann, der den Temperaturschwankungen zuzuschreiben ist, ohne auf ein Bezugssignalgenerator oder ein Bezugssignal zurückgreifen zu müssen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger bereitzustellen, der mit einer engen Bandgestaltung den Einfluss eines Frequenzversatzes verringern kann, der den Temperaturschwankungen zuzuschreiben ist, indem er den Durchlassbereich eines Filters in einer Abgleichbeziehung mit dem Frequenzversatz verschiebt.
Diese und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden durch einen Empfänger nach dem unabhängigen Anspruch 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche behandeln vorteilhafte Weiterentwicklungen der vorliegenden Erfindung.
Wenn bei der vorliegenden Erfindung das Frequenzband eines Zwischenfrequenzsignals (IF), das einem Filter eingegeben wird, aufgrund von Temperaturschwankungen ansteigt, steigt auch die Mittelspannung an, die dem IF-Signal entspricht. Demzufolge tritt ein Unterschied zwischen der Mittelspannung und einer vorbestimmten Bezugsspannung auf. Ein Ausgabestrom, der erzeugt wurde, indem der Unterschied umgewandelt wurde, wird ausgegeben, um einen Steuerstrom zu erzeugen, wodurch die Frequenzcharakteristik des Filters zu der höheren Frequenz weiter verschoben wird. Wenn das Frequenzband des IF-Signals aufgrund von Temperaturschwankungen abfällt, fällt auch die Mittelspannung ab. Der sich daraus ergebende Unterschied zwischen der Mittelspannung und der Bezugsspannung wird auch in einen Ausgabestrom umgewandelt. Dieser Ausgabestrom wird ausgegeben, um den Steuerstrom mit dem Ergebnis zu verringern, dass die Frequenzcharakteristik des Filters zu der niedrigeren Frequenz weiter verschoben wird.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird die Frequenzcharakteristik des Gyratorfilters in Übereinstimmung mit dem Frequenzband eines IF-Signals verschoben, das dem Filter eingegeben wurde. Selbst wenn ein Frequenzversatz aufgrund von Temperaturschwankungen auftritt, bleibt daher die Frequenzcharakteristik des Gyratorfilters stabil und sichert das gewünschte Empfangsvermögen.
Weiterhin verringert die vorliegende Erfindung den Einfluss eines Frequenzversatzes, der Temperaturschwankungen zuzuschreiben ist, ohne dass sie auf eine Bezugssignalerzeugungsschaltung zurückgreift. Dies verringert erfolgreich die Größe und die Kosten eines Funkpagers.
Zusätzlich wird der Durchlassbereich des Gyratorfilters in Übereinstimmung mit diesem Frequenzversatz verschoben. Dies schützt den Empfänger vor einer Verschlechterung im Träger-Rausch-Verhältnis.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher von der folgenden detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen, in denen:
1 ein Blockschaltbild ist, das schematisch eine herkömmliche Filterschaltung zeigt;
2 ein bevorzugtes Blockschaltbildes ist, das schematisch einen Empfänger zeigt, der ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist und als ein Funkpager ausgeführt ist;
3 einen bevorzugten Aufbau des in 2 gezeigten Gyratorfilters zeigt;
4 einen bevorzugten Aufbau einer in 3 gezeigten potentialgetrennten L1 zeigt;
5 einen bevorzugten Aufbau einer auch in 3 gezeigten geerdeten L2 zeigt;
6a u. 6B einen bevorzugten Aufbau eines Übertragungswirkleitwerts-Verstärkers zeigen, der in den Konfigurationen der 3 und 4 enthalten ist;
7 die Frequenzcharakteristik eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des in 2 gezeigten Gyratorfilters zeigt;
8A–8D eine bevorzugte Beziehung zwischen den Signalen zeigen, die dem in
2 gezeigten Gyratorfilter eingegeben werden und die von ihm ausgegeben werden;
9 einen bevorzugten Aufbau eines in 2 gezeigten Frequenzdiskriminators zeigt;
10 einen bevorzugten Aufbau eines in 9 gezeigten Phasenschiebers zeigt;
11 einen bevorzugten Aufbau eines keramischen Oszillators zeigt, der in der Konfiguration von 10 enthalten ist;
12A u. 12B die bevorzugte Frequenzcharakteristik des in 9 gezeigten Phasenschiebers zeigen;
13 einen bevorzugten Aufbau eines Multiplikators zeigt, der auch in der Konfiguration von 9 enthalten ist;
14 einen bevorzugten Aufbau eines Tiefpassfilters zeigt, der auch in der Konfiguration von 9 enthalten ist;
15 eine bevorzugte Ausgabecharakteristik des Frequenzdiskriminators des Ausführungsbeispiels an die Frequenzverschiebungen zeigt; und
16 eine bevorzugte Frequenzcharakteristik des in 2 gezeigten Gyratorfilters zeigt.
Detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Unter Bezug auf 2 ist ein Funkempfänger gezeigt, der ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt und der z. B. als ein Funkpager ausgeführt ist. Wie gezeigt enthält der Funkpager eine Antenne 11 und einen Funkteil 12, das mit der Antenne 11 verbunden ist. Der Funkteil 12 verstärkt ein Funkrufsignal, das über die Antenne 11 hereinkommt, und mischt das verstärkte Funkrufsignal mit einem lokalen Oszillationsfrequenzsignal, das von einem lokalen Oszillator 13 ausgegeben wurde, wodurch ein Zwi schenfrequenzsignal (IF) ausgegeben wird. Eine Stromquelle 15 führt ein erstes Steuersignal, vorzugsweise ein Steuerstrom Ig, einem Filter zu, das vorzugsweise als ein Gyratorfilter 14 ausgeführt ist, um die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zu schieben. Das Gyratorfilter 14 filtert das IF-Signal, das ihm von dem Funkteil 12 eingegeben wurde. Ein Verstärker 16 verstärkt das IF-Signal, das von dem Gyratorfilter 14 gefiltert wird. Ein Frequenzdiskriminator 17 wandelt das verstärkte IF-Signal, das von dem Verstärker 16 ausgegeben wurde, auf eine Spannung um, um damit ein Basisbandsignal zu erzeugen. Ein Integrator 18 integriert das Basisbandsignal, um ein zweites Steuersignal, vorzugsweise einen Gleichstrom Vd, auszugeben. Ein Spannung-Strom-Wandler 19 wandelt eine Differenz zwischen der Gleichspannung Vd und einer Bezugsspannung Vr in ein drittes Steuersignal, vorzugsweise einen Steuerstrom Ic. Die Bezugsspannung Vr ist gleich einer Gleichspannung Vd, die der Integrator 18 ausgibt, wenn ein nicht moduliertes, fehlerfreies IF-Signal dem Frequenzdiskriminator 17 eingegeben wird.
3 zeigt einen bevorzugten Aufbau des Gyratorfilters 14. Wie gezeigt weist das Filter 14 ein LC-Tiefpassfilter (X-Y) und ein Hochpassfilter (Y-Z) auf, die miteinander verbunden sind.
4 zeigt eine aktive Schaltung, die die potentialgetrennte L1 von 3 darstellt, die durch Übertragungsleitwerte ausgeführ ist. Wie gezeigt hat die potentialgetrennte L1 vier Leitwertverstärker 21 und eine Kapazität C3. Die Übertragungsleitwertverstärker 21 dienen jeweils als ein Spannung-Strom-Wandler, wie später genauer beschrieben wird. Unter der Annahme, dass eine Eingangspotentialdifferenz Vi und dass ein Ausgangsstrom Io sind, wird dann eine Verstärkung G des Übertragungsleitwertes ausgedrückt als:
Unter der Annahme der verschiedenen in 4 gezeigten Ströme und Spannungen gelten dort die folgenden Beziehungen: I01 = GV1 Gl.(2) Io2 = GV2 Gl.(3) I1 = –GVc Gl.(4)
Es gilt dort auch: Vc = Ic/jωC3 Gl.(5) Io2 = Io1 + Ic Gl.(6)wobei ω eine Eingangswinkelfrequenz bezeichnet.
Durch Einfügen der Gleichungen (2)–(4) in die Gl. (5) und (6) und Auflösen nach Vc ergibt sich:
wobei (V1 – V2)/I1 eine Impedanz zwischen den Punkten B und B' darstellt. Daher wird unter Annahme:
die Gl. (7) dargestellt als:
Es ist ersichtlich, dass das Ergebnis, das durch die Gl. (8) dargestellt ist, äquivalent der in 4 gezeigten potentialfreien L1 ist.
5 zeigt eine aktive Schaltung, die eine geerdete L2 darstellt, die auch durch Übertragungsleitwerte ausgeführt ist. Wie gezeigt weist die L2 zwei Übertragungsleitwertverstärker 21 und eine Kapazität C4 auf. Unter der Annahme der in 5 gezeigten Ströme und Spannungen gelten dort die folgenden Beziehungen: I2 = GV1 Gl.(9) I1 = –GV2 Gl.(10) V2 = Ic/jωC4 Gl.(11) I2 = –Ic Gl.(12)
Durch Umformen der Gl. (9)–(12) ergibt sich:
wobei V1/I1 eine Impedanz zwischen den Punkten A und A' darstellt. Daher wird unter Berücksichtigung von:
die Gl. (13) geschrieben als:
Es ist ersichtlich, dass das Ergebnis, das durch die Gl. (14) dargestellt wird, äquivalent der in 5 gezeigten geerdeten L2 ist.
Zur Beschreibung eines bevorzugten Aufbaus von einem der Übertragungsleitwertsverstärker 21, wie in den 5 und 6 gezeigt, wird Bezug auf die 6A und 6B genommen.
6B ist ein Blockschaltbild, das schematisch den Übertragungsleitwertverstärker 21 zeigt.
Wie in 6A gezeigt enthält der Verstärker 21 NPN-Transistoren Q1–Q4, wobei deren Emitterflächen folgende Beziehungen aufweisen: Q1 : Q4 = Q : Q = n : 1 Gl.(15)
Die Kirchhoffschen Gesetze ergeben: Io + Ig = I1 + I1' Gl.(16) I1 + I2 = Ig Gl.(17) I1' + I2' = Ig Gl.(18)
Weil die Eingangspotentialdifferenz Vd durch die Basisemitterspannungsdifferenz ΔVBE der Transistoren Q1 und Q4 dargestellt wird, wird die folgende Gleichung hergeleitet:
Die Gl. (19) kann geschrieben werden als:
Durch Umformen der Gleichung (20) hinsichtlich des Kollektorstroms I2 des Transistors Q3 gilt:
Ebenfalls ergibt sich die Eingangspotentialdifferenz Vd zwischen den Transistoren Q2 und Q3 durch:
Die Gleichung (22) kann auch geschrieben werden als:
Durch Umformen der Gleichung (23) hinsichtlich des Kollektorstroms I2' des Transistors Q4 gilt:
Durch Einsetzen der Gleichung (21) in die Gleichung (17) ergibt sich die folgende Gleichung:
Durch Umformen der Gleichung (25) hinsichtlich des Kollektorstroms I1 des Transistors Q1 ergibt sich:
Gleichfalls ergibt sich durch Ersetzen der Gleichung (24) für die Gleichung (18) die folgende Gleichung:
Durch Umformen der Gleichung (27) hinsichtlich des Kollektorstroms I1' des Transistors Q2 ergibt sich die folgende Gleichung:
Weiterhin ergibt sich durch Ersetzen der Gleichungen (26) und (28) für die Gleichung (16):
Der Übertragungsleitwert G wird ausgedrückt als:
Durch Ersetzen der Eingangspotentialdifferenz Vd = 0 für die Gleichung (30) ergibt sich dort:
Das Reziproke des Übertragungsleitwertes G ist der Übertragungswiderstand Rg, d.h. Rg = 1/G. Es folgt, dass, wenn das Verhältnis der Emitterfläche fest ist, dann der Übertragungswiderstand Rg basierend auf dem gemeinsamen Strom Ig variiert werden kann.
Zur Beschreibung der Frequenzcharakteristik eines bevorzugten Aufbaus des in 1 gezeigten Gyratorfilters 14 wird Bezug auf 7 genommen. Es wird angenommen, dass das Filter 14 ein Eingangssignal f(1) empfängt und ein Ausgangssignal f(aus) erzeugt. Wie gezeigt ist das Frequenzband klein, in dem der Verstärkungsverlust des Eingangssignals f(1) durch das Filter 14 gelangt, d.h. das f1–f3 als ein Durchlassbereich bezeichnet wird und z. B. durch eine Bandbreite von 3 dB bestimmt wird. Andererseits wird das Frequenzband, in dem der Verstärkungsverlust groß ist, z. B. f4, als ein Sperrband oder ein Abschwächungsband bezeichnet. Normalerweise liegt die Frequenz des Eingangssignals f(1) in dem Frequenzband f1–f3. Wenn sich allerdings die Frequenz des Eingangssignals f(1) aufgrund einer Veränderung der Temperatur verändert, verändert sich der Pegel des Ausgangsignals f(aus) bemerkbar. Das bedeutet, dass der Pegel des Ausgangssignals f(aus) durch das Frequenzband des Eingangssignals f(1) bestimmt wird, in dem der Durchlassbereich des Filters 14 liegt.
Die Beziehung zwischen dem Eingangssignal f(1) und dem Ausgangssignal f(aus) wird genauer unter Bezug auf die 8A–8D beschrieben. Die 8A und 8B zeigen jeweils den Signalverlauf eines Eingangssignals f2(ein) und den eines Ausgangssignals f2(aus), die auftreten, wenn die Mittelfrequenz des Eingangssignals f(1) f2 ist, die in dem Durchlassbereich liegt. Da wie gezeigt die Mittelfrequenz f2 des Eingangssignals f2(ein) in dem Durchlassbereich liegt, d.h., weil die Durchlassverstärkung 0 dB ist, verändert sich der Pegel des Ausgangssignals f2(aus) überhaupt nicht. Daher verringert sich das Empfangsvermögen so lange nicht, wie das Frequenzband des Eingangssignals f(1) in dem Durchlassbereich f1–f3 liegt.
Die 8C und 8D zeigen jeweils den Signalverlauf eines Eingangssignals f4(ein) und den eines Ausgangssignals f4(aus), die auftreten, wenn die Mittelfrequenz des Eingangssignals f(1) f4 ist, die in dem Sperrband liegt. Da wie gezeigt die Mittelfrequenz f4 des Eingangssignals f4(ein) in dem Sperrband liegt, d.h., weil die Durchlassverstärkung –10 dB ist, wird der Pegel des Ausgangssignals f4(aus) in Übereinstimmung mit der Durchlassverstärkung abgeschwächt. Demzufolge fällt das Empfangsvermögen merkbar ab, wenn das Frequenzband des Eingangssignals f(1) nicht in den Durchlassbereich f(1) – f3 liegt.
9 zeigt einen bevorzugten Aufbau des in 2 gezeigten Frequenzdiskriminators 17.
Wie in 9 gezeigt wird das IF-Signal, das von dem Verstärker 16 der 2 ausgegeben wurde, von einem Phasenschieber 41 phasenverschoben und dann einem Multiplikator 42 zugeführt. Der Multiplikator 42 multipliziert das phasenverschobene Signal und das nichtphasenverschobene Signal. Der Multiplikator 42 führt einem Tiefpassfilter 43 (LPF) ein demoduliertes Signal zu, das von der Überlagerungskomponente der Ausgabe durch Frequenzmodulation erfasst wurde. Das LPF 43 entfernt nicht benötigte Anteile aus dem demodulierten Signal und gibt das sich daraus ergebende Signal als ein Basisbandsignal aus.
10 zeigt einen bevorzugten Aufbau des in 9 gezeigten Phasenschiebers. Wie gezeigt weist der Phasenschieber 41 einen keramischen Oszillator und einen Widerstand RL auf. Die vorher erwähnte Schiebung um –90 ± α (–90 ≤ α ≤ 90) Grad ergibt sich aus einer Verzögerung um 90 Grad, die durch eine nichtgezeigte Kapazität ausgeführt wird, die dem keramischen Oszillator vorangeht, und einer Verzögerung, die durch den keramischen Oszillator ausgeführt ist.
Wie in 11 gezeigt hat der keramische Oszillator von 10 einen Reihenresonanzpunkt und einen Parallelresonanzpunkt. Der Bereich zwischen dem Reihenresonanzpunkt und dem Parallelresonanzpunkt bildet einen Induktor. Wie in den 12A und 12B gezeigt ist die Impedanz zwischen den Punkten A und A' Null an dem Reihenresonanzpunkt und unendlich (∞) an dem Parallelresonanzpunkt.
Insbesondere in 12A zeigt der keramische Oszillator die L-Charakteristik zwischen den Frequenzen fs und fp, d.h., dass die Spannung in Bezug auf den Strom in der Phase um 90 Grad voreilt. Bei den anderen Frequenzen zeigt der keramische Oszillator die C-Charakteristik, d.h., dass die Spannung in Bezug auf den Strom in der Phase um 90 Grad verzögert ist.
Während in 12B die Frequenz von fs auf fp aufgrund des Einflusses des Widerstandes RL sich verändert, verändert sich die Phasencharakteristik langsam von 90 Grad auf –90 Grad. Dieser Bereich der Phasencharakteristik wird verwendet, um eine bestimmte Phasenverzögerung für jede Frequenz zu bewirken.
13 zeigt einen bevorzugten Aufbau des in 9 gezeigten Multiplikators 42. Wie gezeigt verwendet der Multiplikator 42 exklusives OR (EX-OR).
14 zeigt einen bevorzugten Aufbau des auch in 9 gezeigten LPF 43.
15 zeigt die Ausgabecharakteristik des Frequenzdiskriminators 17 von 2 an dem Frequenzübergang. Die in 15 gezeigten Eingangsfrequenzen f2 und f4 entsprechen jeweils den in 8A–8D gezeigten Frequenzen f2 und f4. Die demodulierten Ausgangsspannungen V2 und V4 werden jeweils aus den Eingangsfrequenzen f2 und f4 abgeleitet. Es ist ersichtlich, dass, wenn das Eingangssignal ein Frequenzband hat, das in dem Durchlassbereich f2 liegt, dort die demodulierte Ausgangsspannung V2 erzeugt wird, die höher als die demodulierte Ausgangsspannung V4 ist, die auszugeben ist, wenn das Frequenzband des Eingangssignals in dem Sperrband f4 liegt.
Der Betrieb des Gyratorfilters 14 von 2 wird unter Bezug auf 16 beschrieben, die die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zeigt. Wenn wie gezeigt das IF-Signal, das dem Filter 14 eingegeben wurde, frei von dem Einfluss von Temperaturschwankungen ist, d.h. einem Frequenzversatz, weist es eine Mittelfrequenz fm auf. Wenn das IF-Signal durch Temperaturschwankungen beeinflusst ist, d.h., dass es zu der niedrigeren Frequenzseite aufgrund eines Frequenzversatzes verschoben ist, weist es eine Mittelfrequenz f1 auf. Wei terhin weist das IF-Signal eine Mittelfrequenz fh auf, wenn es zu der höheren Frequenzseite aufgrund eines Frequenzversatzes verschoben ist. Andererseits ist in dem Anfangszustand des Filters 14 die Mittelfrequenz identisch mit der Mittelfrequenz fm.
Zuerst wird angenommen, dass das IF-Signal, das dem Gyratorfilter 14 eingegeben wurde, keinen Frequenzversatz aufweist, d.h., dass die Mittelfrequenz des IF-Signals im Wesentlichen mit der Mittelfrequenz des Filters 14 übereinstimmt. Ein Frequenzversatz tritt nicht z. B. bei 25 Grad auf.
Unter dieser Bedingung ist die Gleichspannung Vd, die der Integrator 18 ausgibt, in dem er das Basisbandsignal integriert, das von dem Frequenzdiskriminator 17 zugeführt wurde, im Wesentlichen gleich der Bezugsspannung Vr. Demzufolge gibt der Spannung-Strom-Wandler 19 kein Fehlersignal Ic aus. Es folgt, dass der Steuerstrom Ig, der von der Stromquelle 15 dem Filter 14 zugeführt wurde, nicht ansteigt oder abfällt, wodurch verhindert wird, dass die Frequenzcharakteristik des Filters 14 verschoben wird. Weil der Steuerstrom Ig, der dem Filter 14 zugeführt wird, konstant bleibt, bedeutet dies, dass sich die Mittelfrequenz fm des Filters 14 nicht verändert. Auf diese Weise bleibt die Mittelfrequenz des Filters 14 so stabil wie in dem Anfangszustand. In diesem Moment liegt das Frequenzband fm des IF-Signals, das dem Filter 14 eingegeben wurde, in dem in 7 gezeigten Durchlassbereich. Demzufolge wird wie in 15 gezeigt die Ausgangsspannung nicht abgeschwächt und es wird verhindert, dass das Empfangsvermögen verschlechtert wird.
Andererseits wird angenommen, dass das IF-Signal, das an das Filter 14 ausgegeben wurde, einen Frequenzversatz enthält, d.h., dass aufgrund von Temperaturschwankungen ein Frequenzversatz in dem lokalen Oszillationsfrequenzsignal auftritt, das von dem lokalen Oszillator 13 ausgegeben wurde.
Wenn zuerst das Frequenzband des lokalen Oszillationsfrequenzsignals aufgrund von Temperaturschwankungen abgesenkt wurde, steigt das Frequenzband des IF-Signals an, das das Funkteil 12 ausgibt, indem es das empfangene Signal und das lokale Oszillationsfrequenzsignal der niedrigen Frequenz mischt. Das bedeutet, dass das Frequenzband des IF-Signals, das an das Filter 14 ausgegeben wurde, von der Anfangsfrequenz fm auf die Frequenz fh ansteigt. Der Anstieg in dem Frequenzband des IF-Signals, das an das Filter 14 ausgegeben wurde, ergibt einen Anstieg in der Gleichspannung des Basisbandsignals, das von dem Frequenzdiskriminator 17 ausgegeben wird, und demzufolge einen Anstieg in der Gleichspannung Vd, die von dem Integrator 18 ausgegeben wird. Demzufolge steigt die Gleichspannung Vd über die Bezugsspannung Vr an (Vd > Vr). Demzufolge erzeugt der Spannung-Strom-Wandler 19 einen Fehlerstrom Ic. Der Fehlerstrom Ic wird dem Steuerstrom Ig hinzugefügt, der von der Stromquelle 15 augegeben wird, und dann dem Filter 14 zugeführt. Der sich daraus ergebende Anstieg in dem Steuerstrom Ig bewirkt, dass die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zu der höheren Frequenzseite verschoben wird. Demzufolge wird die Mittelfrequenz des Filters 14 von fm auf fh verschoben und bleibt stabil. Wenn auf diese Weise das Frequenzband des IF-Signals, das an das Filter 14 ausgegeben wurde, aufgrund des Abfallens des Frequenzbandes des lokalen Oszillationsfrequenzsignals ansteigt, wird die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zu der höheren Frequenzseite verschoben. Dies verhindert erfolgreich, dass sich das Empfangsvermögen verschlechtert.
Wenn das Frequenzband des lokalen Oszillationsfrequenzsignals aufgrund von Temperaturschwankungen ansteigt, fällt das Frequenzband des IF-Signals, das von dem Funkteil 12 ausgegeben wurde und dem Filter 14 eingegeben wurde, von der Anfangsfrequenz fm auf f1. Das Absinken in dem Frequenzband des IF-Signals bewirkt ein Absinken in der Gleichspannung des Basisbandsignals, das von dem Frequenzdiskriminators 17 ausgegeben wird, und demzufolge ein Absinken in der Gleichspannung Vd, die von dem Integrator 18 ausgegeben wird. Demzufolge fällt die Gleichspannung Vd unter die Bezugspannung Vr (Vd < Vr). Demzufolge erzeugt der Spannung-Strom-Wandler 19 ein Fehlersignal Ic in der entgegengesetzten Richtung, das sich aus dem Abfallen des Frequenzbandes des lokalen Oszillationsfrequenzsignals ergibt. Der Steuerstrom Ig, der von der Stromquelle 15 ausgegeben wird, wird um einen Betrag verringert, der dem Fehlerstrom Ic entspricht, und dann dem Filter 14 zugeführt wird. Bei dem Absinken des Steuerstroms Ig, der dem Filter 14 eingegeben wird, wird die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zu der niedrigeren Frequenzseite verschoben. Wenn auf diese Weise das Frequenzband des IF-Signals, das dem Filter 14 eingegeben wurde, aufgrund des Anstiegs des Frequenzbandes des lokalen Oszillationsfrequenzsignals absinkt, wird die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zu der niedrigeren Frequenzseite verschoben. Dies verhindert auch erfolgreich, dass sich das Empfangsvermögen verschlechtert.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird bewirkt, das sich die Frequenzcharakteristik des Filter 14 verschiebt, wenn sich das Frequenzband des IF-Signals verändert, das an das Gyratorfilter 14 eingegeben wurde. Es kann sein, dass ein Frequenzversatz in dem empfangenen Signal aufgrund eines Übermittlungssystems oder eines Übertragungssystems auftritt. Ein Frequenzversatz in dem empfangenen Signal würde bewirken, dass ein Frequenzversatz desselben Betrages in dem Frequenzband des IF-Signals in derselben Richtung auftritt. In diesem Fall arbeitet die Rückkopplungsschleife in derselben Weise wie in dem erläuterten Ausführungsbeispiel, um die Frequenzcharakteristik des Filters 14 zu schieben und sie stabil zu halten, wodurch vermieden wird, dass das Empfangsvermögen sich verschlechtert.
Zusammengefasst weist in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ein Gyratorfilter eine Frequenzcharakteristik auf, die in Übereinstimmung mit dem Frequenzband eines IF-Signals, das dem Filter eingegeben wurde, verschoben wird. Insbesondere wird die Frequenzcharakteristik des Gyratorfilters zu der höheren Frequenzseite verschoben, wenn das Frequenzband des IF-Signals aufgrund von Temperaturschwankungen ansteigt, oder sie wird zu der niedrigeren Frequenzseite verschoben, wenn sie abfällt. Auf jeden Fall bleibt das Frequenzband des IF-Signals, das dem Gyratorfilter eingegeben wurde, in dem Durchlassbereich. Selbst wenn ein Frequenzversatz aufgrund von Temperaturschwankungen auftritt, bleibt die Frequenzcharakteristik des Gyratorfilters stabil und sichert das gewünschte Empfangsvermögen.
Weiterhin verringert die vorliegende Erfindung den Einfluss eines Frequenzversatzes, der Temperaturschwankungen zuzuschreiben ist, ohne dass sie auf eine Bezugssignalerzeugungsschaltung oder ein Bezugssignal zurückgreift. Dies verringert erfolgreich die Größe und die Kosten eines Funkpagers.
Zusätzlich wird der Durchlassbereich des Gyratorfilters in Übereinstimmung mit diesem Frequenzversatz verschoben, ohne dass er verbreitert wird. Dies schützt dem Empfänger vor einer Verschlechterung in dem Träger-Rausch-Verhältnis.
Offensichtlich sind viele zusätzliche Modifikationen und Abänderungen der vorliegenden Erfindung im Lichte dieser Lehre möglich. Es ist daher selbstverständlich, dass innerhalb des Umfangs der beigefügten Ansprüche die Erfindung anders ausgeführt werden kann als es hier spezifisch beschrieben wurde.

Claims

Empfänger mit: einem Funkabschnitt (12) zum Verstärken eines Empfangssignals, um dadurch ein verstärktes Signal auszugeben, einem Filter (14) zum Eingeben des verstärkten Signals und mit einer vorgegebenen Frequenzcharakteristik, Zuführungsmitteln (15) zum Zuführen eines ersten Steuersignals (Ig) an das Filter (14), ersten Ausgabemitteln (18) zum Ausgeben eines zweiten Steuersignals (Vd), das der Frequenz des verstärkten Signals entspricht, zweiten Ausgabemitteln (19) zum Ausgeben eines dritten Steuersignals (Ic), das eine Differenz zwischen dem zweiten Steuersignal (Vd) und einem vorgegebenen Bezugswert (Vr) entspricht, Steuermitteln zum Steuern der vorgegebenen Frequenzcharakteristik des Filters in Übereinstimmung mit dem ersten Steuersignal (Ig) und dem dritten Steuersignal (Ic), wobei das erste Steuersignal (Ig), das zweite Steuersignal (Vd) und das dritte Steuersignal (Ic) einen Steuerstrom, eine Gleichspannung bzw. einen Fehlerstrom aufweisen und wobei die zweiten Ausgabemittel (19) eine Differenz zwischen einer Mittenspannung der Gleichspannung und der vorgegebenen Bezugsspannung in den Fehlerstrom (Ic) wandeln.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei das verstärkte Signal ein frequenzgewandeltes Signal ist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei das Filter (14) ein Gyratorfilter aufweist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Empfänger einen Funkpager aufweist.